DE68912277T2

DE68912277T2 - Ausgangspufferschaltung.

Info

Publication number: DE68912277T2
Application number: DE68912277T
Authority: DE
Inventors: William K Petty
Original assignee: NCR International Inc
Current assignee: MagnaChip Semiconductor Ltd; NCR International Inc
Priority date: 1988-11-09
Filing date: 1989-10-27
Publication date: 1994-09-01
Anticipated expiration: 2009-10-28
Also published as: US4906867A; EP0368524B1; EP0368524A1; DE68912277D1; JPH02166915A; JP2700419B2

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Ausgangspuffer-Schaltkreise zum Einsatz in einem integrierten Schaltungschip.
Die Spannungsstörspitzen, die als Rauschen in Masse- und Stromversorgungsleitungen integrierter Schaltungsvorrichtungen auftreten, haben an Wichtigkeit und relativer Größe mit der Entstehung von kleiner dimensionierten integrierten Schaltungen zugenommen. Untersuchungen erwiesen, daß der Widerstand und die Induktion von Verbindungsleitungen des integrierten Schaltungschips zu Hauptquellen von transienten Rauschstörungs -Spannungen geworden sind. Schnelle Änderungen des Stroms zu und von der Spannungsquelle und Erdungsplatten, tragen bedeutend zum Rauschen solcher jeweiligen Leitungen im Chip bei. Gleichzeitig hält die Größenreduzierung der integrierten Schaltungen Konstukteure davon ab, die Stromversorgungs- und Erdleitungs-Scheinwiderstandpegel durch breitere Leitungen materiell zu reduzieren. Versuche, Rauschstörungen zu eliminieren oder zu unterdrücken werden außerdem durch schnellere Schaltgeschwindigkeiten der integrierten Schaltungs-Vorrichtungen und der damit verbunden di/dt Effekte erschwert.
Auf Widerstands- und di/dt Effekte zurückzuführende Stromversorgungs- und Erdleitungs-Rauschsignale von integrierten Schaltungen treten am häufigsten beim Einsatz von (E/A)Eingangs-/Ausgangs-Puffern zur Schaltung von kapazitiven Belastungen auf. Es ist zu erwarten, daß die Bedeutung dieser Rauschstörungen mit der zunehmenden Anwendung von integrierten CMOS-Schaltungen steigen wird, da integrierte CMOS-Schaltungs- Belastungen hauptsächlich kapazitiv sind.
Mit Bezug auf Artikel 54(3) EPC, offenbart Dokument EP-A-0 297 932 einen Sender-Schaltkreis zur Übertragung eines digitalen Datensignals über einen Bus einschließlich eines MOSFET- Bustreiber-Transistors mit einer hohen Gate-Drain- Rückwirkungskapazität, wobei der Bustreiber-Transistor durch einen Puffer mit Pull-up- und Pull-down-Transistoren betrieben wird, dessen Stromstärke durch Konstant-Stromquellen geregelt wird.
Das Dokument US -A-4 504 779 offenbart einen Antriebsschaltkreis zur Verstellung eines von einer GS- Stromversorgung an einen Motor gelieferten Stroms, einschließlich einem MOSFET-Transistor mit einer Gate-Drain- Rückwirkungskapazität, an dem ein Außenkondensator parallel dazu angeschlossen sein kann. Angeschlossen an der Steuerelektrode des MOSFET-Antriebs sind ein erster bipolarer Transistor als konstante Stromquelle, ein zweiter bipolarer Transistor als schaltbare Konstantstromsenke und über eine Zener-Diode ein dritter bipolarer Transistor. Der Antriebs- Schaltkreis liefert trapezförmige Spannungs- und Stromwellenformen und reduziert ungewünschte elektromagnetische Störungen (EMI).
Das Dokument US-A-4 622 482 offenbart einen Antriebs-Schaltkreis einschließlich zwei MOS-Transistoren mit entgegengesetzten Leitvermögen zum Antrieb der Ausgangsspannung in Antwort auf ein Kontrollsignal im Druck- Zug-Betrieb, wobei Kondensatoren zur Begrenzung der Anstiegsraten dienen. Außerdem ist jeder Transistor selektiv dynamisch abgestimmt, um eine praktisch lineare Anstiegsrate zu gewährleisten.
Die vorliegende Erfindung bezweckt, einen Ausgangspuffer- Schaltkreis mit einem hohen Betriebs-Wirkungsgrad zu schaffen.
Daher liefert die vorliegende Erfindung einen Ausgangspuffer-Schaltkreis für eine integrierte Schaltung, einschließlich: eines Ausgangsknotens, angetrieben von einem an der ersten Seite einer Stromversorgung angeschlossenen ersten Transistors; einer zwischen genanntem Ausgangsknoten und einer Steuerelektrode des genannten ersten Transistors angeschlossenen kapazitiven Rückmeldungsvorrichtung; eines zwischen genannter Steuerelektrode des genannten ersten Transistors und genannter ersten Seite der genannten Stromzufuhr angeschlossenen zweiten Transistors, um die genannte Steuerelektrode des genannten ersten Transistors relativ schnell auf das Potential der genannten ersten Seite, der auf den ersten DATENEINGANG-Signalzustand reagierenden Stromzufuhr anzulegen; eines an der zweiten Seite der genannten Stromversorgung angeschlossenen Schalters, der die genannte Steuerelektrode des genannten ersten Transistors langsam auf eine zweite Seite der genannten, auf einen zweiten DATENEINGANG-Signalzustand reagierende Stromzufuhr zieht; und eine auf die Kombination eines Strompegels vom genannten Ausgangsknoten und genanntem zweiten DATENEINGANG- Signalzustand reagierende Verknüpfungsvorrichtung zum weiteren Anlegen dieser Steuerelektrode des genannten ersten Transistors auf das Potential der genannten zweiten Seite der genannten Stromzufuhr.
Ein gemäß der Erfindung offenbarter Ausgangspuffer-Schaltkreis hat den Vorteil, die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangspufferstroms bezüglich der Größe der kapazitiven Belastung zur Begrenzung von schnellen Stromänderungen auf der Ausgangsplatte zu verstellen, dadurch zugehörende Stromversorgungs- und Erdleitungs- di/dt -Rauschstörungen zu begrenzen und ein volles Pull-up der Ausgangsstufe nach der Umstellung zu bewirken. Die Kombination dieser Vorteile bietet ein belastungsempfindliches Rückmeldungs-Ansprechvermögen, reduziert Stromstoß-Rauschen und sichert den endgültigen GS- Spannungspegel in der jeweiligen Größe.
Die bevorzugte Ausführung der Erfindung umfaßt eine kapazitive Rückmeldung zwischen dem Ausgangsknoten und der Steuerelektrode des Ausgangs-Transistors zur Einstellung der Schaltrate des Ausgangtransistors in bezug auf die kapazitive Belastung. Das Einschalten der Stromstörspitzen im Ausgangstransistor wird außerdem von einem zwischen dem Ausgangstransistor-Steuerglied und der Schaltquelle des Steuersignals sitzenden Widerstandselement geregelt. Die statische Spannung am Ausgangsknoten wird durch einen von einem Logik-Gate-Ausgangssignal betriebenen Pull-up-Transistor hergestellt. Der Ausgangszustand eines solchen Verknüpfungsgliedes beruht auf einer Kombination des eingehenden Befehlsignals und des Ausgangsknoten- Spannungspegels in seiner Bewegung zum endgültigen statischen Pegel.
Eine bevorzugte Ausführung einer Drei-Zustand-Anordnung mit Einsatz von Gegentaktausgangstransistoren umfaßt einen Pull-down-Transistor , der auf das Steuerglied des Ausgangs-Transistors anspricht. Der Pull-down-Transistor ist konzipiert, um das Steuerglied des Ausgangstransistors bedeutend schneller als das Kontrollglied bei dessen Einschaltung zu schalten. Hierdurch wird eine Schaltüberlappung in der Art eines Kurzschlusses vermieden, wenn entsprechende Teile eines Transistors zum Antrieb des Ausgangs eingesetzt werden. Drei-Zustand-Betrieb wird durch Mehrfach-Verknüpfungsglieder ermöglicht, die selektiv mit den Einschalt- und statischen Steuersignalen reagieren.
Ausführungen der Erfindung werden nachstehend mit Beispielen und in bezug auf die anliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Abb. 1 ein Schaltkreis mit schematischer Darstellung der Grundmerkmale der Erfindung ist;
Abb.2 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausführung der Erfindung mit CMOS-Feldeffekttransistoren und Drei-Zustand-Regelung ist; und
Abb. 3-10 Diagramme zur Darstellung des relativen Leistungspegels der bevorzugten Ausführung gegenüber dem Stand der Technik sind.
Der Puffer-Schaltkreis 1 in Abb. 1 stellt in grundsätzliche Form die Elemente dar, die zur vorliegenden Erfindung beitragen. Der Schaltkreis ist vor allem geeignet zum Ansteuern eines Ausgangkontakt eines integrierten Schaltkreises in Antwort auf ein im integrierten Schaltkreis erzeugtes Signal. Die Übersicht in Abb. 1 umfaßt auch den Ausgangkontakt 2 und eine entsprechende Kapazitivkontaktbelastung CL. Im bezug auf die Übersicht in Abb. 1 ist es das Ziel, DATENEINGANGS- Signale mit hohen Schaltraten zu empfangen und den Ausganganschluß 2 entsprechend mit Feldeffekttransistor 3 zu betreiben, während di/dt Effekte in der Erdleitung auf ein Mindestmaß beschränkt werden.
Dieses Ziel wird durch den Beitrag von drei Schaltkreis-Strukturanordnungen erreicht. Erstens ist ein Anstiegsraten- Begrenzungs-Rückmeldungskondensator 7 zwischen der Quellelektrode 4 und der Steuerglied-Elektrode 6 des Feldeffekttransistors 3 des n-Kanal-Ausgangstreibers angeschlossen. Zweitens wird der Pull-up von Knoten 9 und dessen fortschreitende Wirkung auf Steuerelektrode 6 zur Einschaltung von Antriebstransistor 3 durch die Frequenz der Ausgangskapazität des Umrichters 12 begrenzt. Entsprechend wird die Anstiegsrate der steigenden Spannung der Steuerelektrode 6 zur Einschaltung des Transistors 3 durch die gemeinsame Wirkung des begrenzten Antriebsuinrichters 12, des Widerstandes 11, des Widerstandes 13 und des Kondensators 7 bewirkt. Positiv übergehende DATENEINGANG-Signale werden zur direkten Einschaltung des relativ großen und schnellen Transistors 8 eingesetzt. Der Transistor 8 zieht den Knoten 9 und die Steuerelektrode 6 von Transistor 3 bedeutend schneller auf Masse als daß der Knoten 9 in der Lage ist-in die positive Richtung überzugehen. Der dritte Aspekt der Erfindung entsteht aus der logischen Kombination von Signalen, die im ODER-Glied 14 eingehen. Das ODER-Glied 14 kombiniert das DATENEINGANG- Signal und ein Rückmeldungsignal von Kontakt 2 und definiert aus diesen ein Ausgangssignal zum Antrieb des p-Kanal- Transistor 16. Bevorzugterweise schaltet das ODER-Glied 14 den Transistor 16 ein, um den Knoten 9 zur Stromversorgung VDD zu ziehen, nachdem das EINGANG-Signal niedrig ist und die Spannung auf Kontakt 2 auf ca. die Hälfte der Versorgungsspannung gesunken ist. Der dritte Aspekt dieser Erfindung stellt sicher, daß der End- oder statische Antrieb von Transistor 3 durch Knoten 9 auf der vollen Spannung der Stromversorgung VDD beruht.
Ein Nennwert des Rückmeldungskondensators 7 liegt im Bereich von zwei Picofarad für einen Ausgangs-Transistor 3, der konzipiert ist, eine kapazitive Nennbelastung CL von 50 Picofarad zu betreiben und eine GS-Nennstrom-Leitungsfähigkeit von 24 Milliainpere aufweist. Für diese Leistungen liegen Widerstände 11 und 13 in einen Nennbereich von 300 bis 400 Ohm, während der Rückmeldungs-Widerstand 17 einen Nennwert von 250 Ohm aufweist. Die physikalischen Abmessungen und elektrischen Eigenschaften des Pull-down-Transistors 8 sollten gewählt werden, um sicherzustellen, daß die Pull-down-Geschwindigkeit der Steuerelektrode 6 das ca. Vierfache der vom Umrichter 12 geleisteten Pull-up-Geschwindigkeit beträgt.
Eine bevorzugte und voll eingesetzte Ausführung der Erfindung, wie zuerst grundsätzlich in Abb. 1 dargestellt, erscheint in Abb. 2. Der Schaltkreis schließt nun eine Drei-Zustand- Fähigkeit mit einem wahlweise bedienbaren, auf ein Einschalt- Signal ansprechenden Einschalt-Modus. Zur Erstellung der vom Schaltkreis benötigen Drei-Zustand-Fähigkeit wird der Ausgangkontakt 2 von einem Paar entsprechender Feldeffekt- Transistoren angetrieben, mit einem p-Kanal-Transistor 18, der Kontakt 2 zum Stromzufuhrknoten VDD legt und einen n-Kanal- Transistor 19, der Kontakt 2 auf Erdpotential legt. Die Regel - oder Steuerelektroden von jedem der Ausgangsanschluß- Treibertransistoren 18 und 19 sind durch entsprechende Rückmeldungskondensatoren 21 und 22 an den durch gebildeten Knoten angeschlossen. Die Steuerelektroden der Transistoren 18 und 19 werden selber durch entsprechende elektrische Zugtransistoren 23 und 24 betrieben, die auf Zwischenknoten 26 und 27 in direkter Antwort auf den DATAEINGANG-Signalpegel reagieren. Wiederum sind Zwischenknoten 26 und 27 durch entsprechende Widerstände 28 und 29 von den Regel-Steuerelektroden der Treibertransistoren 18 und 19 getrennt.
Die begrenzte Stromantriebs-Kapazität des NOR-Gliedes 31, die weiterhin durch Widerstände 29 und 33 begrenzt wird,und der Rückmeldungs-Kondensator 22 bilden zusammen die Anfangsrampe des durch Pull-down-Treibertransistor 19 geleiteten Anschluß- Erdungsstroms. Die auf den Kondensator 21 durch Widerstände 28 und 34 wirkende Stromkapazität des ODER-Gliedes 32 liefert einen entsprechenden Effekt an den Pull-up-Treibertransistor 18.
Im Rahmen des in Abb. 1 eingeführten Konzepts trennen Widerstände 33 und 34 die entsprechenden Verknüpfungsglieder 31 und 32 von Zwischenknoten 27 und 26 zur Erstellung eines relativen Unterschieds in der Wechselgeschwindigkeit der Steuergatter-Spannungen der Treibertransistoren 18 und 19 abhängig davon, ob der Eingangssignal-Übergang hoch-niedrig oder niedrig-hoch ist. Größere, schnellere und direkter angeschlossene Transistoren 23 und 24 schalten die entsprechenden Ausgangstreiber-Transistoren 18 und 19 ca. viermal schneller ab, als die von den jeweiligen Gattern 37 und 36 bewirkte Einschaltung, uni zufällige und ungewünschte simultane Einschaltung von beiden Transistoren 18 und 19 zu vermeiden. Diese vierfache Geschwindigkeit sollte einen ausreichenen Spielraum zwischen der Ausschaltung eines der Ausgangs-Treibertransistoren und dem Einschalten des zugehörenden Transistors bieten, um auf normale Herstellungs- Verfahrensschwankungen zurückführbare Leistungsunterschiede auszugleichen.
Die statischen Signale des Ausgangkontakts 2 sind wiederum garantiert entsprechend durch die Erkennung des Zustandes der Ausgangskontaktspannung durch Verknüpfungsglieder. In dieser Ausführung reagieren ODER-Glied 36 und NOR-Glied 37 entsprechend auf den p-Kanal-Transistor 38 und den n-Kanal- Transistor 39, um die jeweiligen Zwischenknoten 27 und 26 ganz auf die jeweiligen Stromversorgungs- und Massenpotentialspegel zur vollständigen Freigabe der Ausgangs- Treibertransistoren 19 und 18, zu legen . Auch wird bevorzugt, daß die Verknüpfungsglieder 36 und 37 auf das, durch Widerstand 41 von Kontakt 2 bei Erreichen der Anschlußspannung von ca. der Hälfte der Stromversorgungspannung übermittelte Rückmeldungssignal ansprechen.
Ein Hochpegelsignal auf der FREIGABE-Leitung versetzt den Pufferschaltkreis 42 in Abb. 2 in einen Drei-Zustand- Betriebsmodus, wonach Anschluß 2 gleichzeitig von der Stromversorgung und den Erdleitungen getrennt werden muß. Dies wird durch die gleichzeitige Ausschaltung der Ausgangs- Treibertransistoren 18 und 19 erreicht. Der FREIGABE-Zustand wird an die Glieder, die die anfängliche Stromsteigerungsrate bestimmen, weitergeleitet, d.h. Glieder 31 und 32 sowie an die Glieder, die die statischen Spannungen an Knoten 27 und 26 herstellen, d.h. Glieder 36 und 37.
Die Fähigkeit des in Abb. 2 dargestellten Schaltkreises Masse - und Stromversorgungsleitungs- Rauschspitzen, die auf hohe Stromwechselgeschwindigkeiten di/dt zurückzuführen sind, materiell zu reduzieren, wird durch die in Abb. 3-10 dargestellte Reihe von Leistungsdiagrammen bewiesen. Jede dieser Abbildungen stellt einen Ausgangsanschluß- Spannungsübergang von ca. 5 Volt und den Rausch- Spannungspegel der jeweiligen Versorgungsspannung oder Erdleitungen dar. Abb. 3-6 zeigen Kurvenformen für mit einem Nennpegel von 20 Picofarad belasteten Kontakt, während Abb. 7-10 Anschlüsse bei einer Nennbelastung von 120 Picofarad darstellen.
Die Kurvenformen in Abb. 3 entstanden durch eine Hoch-Tief- Spannungsumstellung der Anschlußspannung für den in Abb. 2 dargestellten Schaltkreis, während Abb. 4 die entsprechende Übergangsleistung eines relativ vergleichbaren, dem Stand der Technik entsprechenden Ausgangskontakt-Treiberschaltkreises darstellt. Ähnlich stellt Abb. 5 den Übergang in den positiven Bereich und das jeweilige Störrauschen des Schaltkreises der vorliegenden Erfindung dar, während Abb. 6 die entsprechende Leistung zum Stand der Technik darstellt. Die Auswirkung einer größeren kapazitiven Belastung auf einen Schaltkreis der vorliegenden Erfindung beim Hoch-Tief-Übergang werden in Abb. 7 dargestellt, während die Auswirkungen der entsprechenden Bedingungen auf dem Stand der Technik entsprechende Schaltkreise in Abb. 8 dargestellt werden. Abb. 9 stellt den Tief-Hoch-Übergang des Schaltkreises der vorliegenden Erfindung unter hoher kapazitiver Belastung dar, während Abb. 10 die jeweilige Leistung zum Stand der Technik darstellt. Ein Vergleich der Rauschpegel zeigt deutlich die vom vorliegenden Schaltkreis gebotene verbesserte Leistung. In Abb. 3, zum Beispiel, zeigt die vorliegende Erfindung ein relatives Spitzen-Spitzen-Rauschen von 50 Millivolt, wogegen der Wert zum Stand der Technik in Abb. 4 mehr als das Doppelte beträgt.
Die Belastung von 20 Picofarad, der in Abb. 3-6 dargestellten Diagrarnine stammen vom Testoszilloskop, wobei der Anschluß 2 anderweitig unbelastet war. Die für das Testresultat eingesetzen und in Abb. 7-10 abgebildeten Belastungen von 120 Picofarad erforderten den Zusatz von 100 Picofarad passiver Belastungen an dem Anschluß 2.
Die Bedeutung der Rückkopplungskondensatoren 21 und 22 im Schaltkreis von Abb. 2 sollte nicht unterbewertet werden. Die Kondensatoren tragen nicht nur zur Formung des Kurvenprofils, während der vorstehend ausführlich beschriebenen drei Betriebsabschnitte bei, sondern bieten außerdem zur Begrenzung der Schaltraten für kapazitive Niedrigpegel- Belastungen auf dem Ausgangskontakt 2 geeignete negative Rückmeldungen. Während die meisten Entwicklungen zum Stand der Technik sich bei schweren kapazitiven Belastungsumständen nur der Begrenzung des Stromflusses durch den Treibertransistor widmen, erweitert der vorliegende Schaltkreis den Steuerbereich in die kapazitive Niedrig-Belastungsbereiche mit hohen di/dt-Effekten. Alle hohen Spannungswechsel- Geschwindigkeiten des Kontakts werden durch die Kondensatoren 21 oder 22 an die Steuerelektroden der Treibertransistoren zurückgeführt. Entsprechend bietet der vorliegende Schaltkreis Ausgleich bei offenen und geschlossenen Kreisen für Änderungen. der kapazitiven Belastung des Kontakts in einer Belastungsklasse, die typisch für die derzeitige und fortschrittliche CMOS-Klasse integrierter Schaltungen ist.

Claims

1. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis für einen integrierten Schaltkreis einschließlich: eines Ausgangsknotens (2), betrieben durch einen an der ersten Seite der Stromversorgung angeschlossenen ersten Transistor (3, 19); kapazitiver Rückmeldungsvorrichtung (7, 22), angeschlossen zwischen genanntem Ausgangsknoten (2) und einer Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3, 19); eines zwischen genannter Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3) und genannter ersten Seite der genannten Stromzufuhr angeschlossenen zweiten Transistors (8, 24) zum relativ schnellen Anlegen der genannten Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3, 19) auf das Potential der genannten ersten Seite der Stromversorgung bei einem ersten DATENEINGANG-Signalzustand; eines zwischen einer zweiten Seite der genannten Stromzufuhr angeschlossenen Schalters (16,38), der die genannte Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3,19) langsam auf eine zweite Seite der genannten Stromzufuhr in Antwort auf einen zweiten DATENEINGANG-Signalzustand zieht; und einer Verknüpfungsvorrichtung (14,36), die auf die Kombination eines Spannungspegels vom genannten Ausgangsknoten (2) und genannten zweiten DATENEINGANG-Signalzustand hin die genannte Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3,19) weiter auf das Potential der genannten zweiten Seite der genannten Stromzufuhr zieht.

2. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (8) an der genannten Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3) durch einen Widerstand (11, 29) angeschlossen ist.

3. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (16, 38) einen Treiber mit relativ niedriger Stromstärke zum Anlegen der Steuerelektrode mit ca. einem Viertel der Zugrate des genannten zweiten Transistors (8, 24) darstellt.

4. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Schalter einen Transistor (16,38) an der zweiten Seite der genannten Stromversorgung umfaßt, und durch den genannten Widerstand (11, 29) an die genannte Steuerelektrode des genannten ersten Transistors (3, 19) angeschlossen ist.

5. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Ausgangsknoten ein Kontakt (2) eines integrierten Schaltkreises ist und die genannten Transistoren (3, 18; 19, 24) Feldeffektvorrichtungen darstellen.

6. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Verknüpfungsvorrichtung ein ODER-Glied (14, 36) umfaßt.

7. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte ODER-Glied (14, 36) auf einen Ausgangsknoten-Spannungspegel, der nominell die Hälfte der Stromversorgungs-Spannung beträgt, anspricht.

8. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Koinplement-Schaltkreis (18, 21, 23, 26, 28, 32, 37, 39) hiervon einen gemeinsamen Ausgangsknoten (2) und einen gemeinsamen DATENEINGANG- Signalsatz teilt.

9. Ein Ausgangspuffer-Schaltkreis gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet daß eine Abschaltvorrichtung eingerichtet ist, um wahlweise den genannten ersten Transistor (19), den genannten zweiten Transistor (24) und den genannten Schalter (38) abzuschalten.