DE3331231A1

DE3331231A1 - Analoge und digitale signalvorrichtung

Info

Publication number: DE3331231A1
Application number: DE19833331231
Authority: DE
Inventors: Kenneth James San Francisco Calif. Gundry
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1982-09-07
Filing date: 1983-08-30
Publication date: 1984-03-08
Also published as: US4507791A; ES8501934A1; DK405383D0; CH666586A5; GB8323263D0; ATA313483A; JPS5972225A; FR2532801B1; CA1212776A; ES525407A0; GB2127638B; FR2532801A1; GB2127638A; BE897704A; AT389962B; BR8304852A; DK405383A; KR910006441B1; NL8303035A; KR840006109A

Description

-X-

DIe Erfindung betrifft allgemein die Rauschminderung in digitalen Audiosystemen, und insbesondere digitale Audiosysteme, die adaptive differentielle Kodier-Techniken verwenden.

In der Anmeldung beziehen sich die Begriffe "tiefe Frequenz" und "hohe Frequenz" auf den akustischen Bereich und werden jeweils gleichbedeutend mit den Bezeichnungen "unterer Teil des Audiospektrums" und "oberer Teil des Audiospektrums" verwendet. Für die Zwecke der vorliegenden Erläuterung können als tiefe Frequenzen jene unter etwa 1 kHz und als hohe jene über etwa 2 kHz angenommen werden. In praktischen Ausführungsbeispielen können andere Grenzen gelten, was z.B. von der oberen und unteren. Grenzfrequenz des Systems, der Natur der von dem System übertragenen Audiosignale (z.B. Musik, Sprache) usw. abhängt.

Differentielle digitale Kodier-Techniken, hauptsächlich differentielle Pulscodemodulation (PCM), d-ie ein oder mehrere Bits zur Darstellung einer Änderung von einem oder mehreren vorausgehenden Quantumspegeln

sind bekannt, (statt eines Absolutwertes bezogen auf einen Referenzpegel) benutzen,/ Differentielle Einzelbit-PCM-Systeme werden allgemein als Deltamodulation bezeichnet. Alle Formen differentieller PCM, einschließlich Deltamodulation, die eine feste Quantumsschrittgröße verwenden, leiden unter der Schwierigkeit, daß der Quantisierer nicht Schritt halten kann, wenn der an den Dekodierer angelegte Spannungsverlauf des Signals sich zu schnell ändert. Vergl. allgemein "PCM and Digital Transmission Systems" von Frank F.E. Owen, McGraw Hill Book Company, San Francisco, 1982, Seiten 87-90.

Eine bekannte Lösung ist es, für variable statt fester Quantumsschrittgrößen zu sorgen, so daß die Größe der Quantisierungsschritte sich mit dem Zeitdifferential (Steilheit) des Eingangssignals ändert, und so dem System erlaubt, einem schnell variierenden Eingangssignal enger zu folgen. Solche Systeme werden als adaptive differentielle digitale Kodiersysteme bezeichnet und schließen adaptive differentielle PCM (ADPCM) und adaptive Deltamodulationen (ADM) ein. Beispiele einer Art adaptives Deltamodulationssystem, das als Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Steilheit (CVSD ¹^ continuously variable slopa

delta modulation) bezeichnet wird, sind in den US-PS 41 90 801 und 43 05 050 beschrieben, welche jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme hier einbezogen werden.

Aus der Tatsache, daß in adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystemen die Größe des Quantisierungsschrittes mit der Steilheit des Eingangssignals variiert, folgt, daß der Quantisierungsfehler oder das Quantisierungsrauschen von dem Eingangssignal abhängen, und zwar bei Signalen mit kleiner Steilheit am kleinsten sind und bei Signalen mit größerer Steilheit anwachsen. Das Spektrum des Quantisierungsrauschens erstreckt sich über die ganze Audiobandbreite und hat typischerweise eine näherungsweise gleichförmige spektrale Leistungsdichte (d.h. es ähnelt weißem Rauschen).

Es ist eine Eigenschaft des menschlichen Gehörs, daß Rauschen mit niederem Pegel im gleichen.Spektralbereich wie ein lauter Schall nicht wahrnehmbar ist, was als Verdeckung bezeichnet wird. Jedoch bleibt Rauschen in Teilen des Spektrums, die von einem lauten oder vorherrschenden Signal entfernt liegen, hörbar. Die Verdeckung erlaubt die Konstruktion komplementärer Rauschminderungssysteme (Kompander), mit denen eine Modulation des Hintergrundrauschens durch das Programm nicht wahrnehmbar ist. Da variierende Rauschpegel viel aufdringlicher sind als konstante, ist das Fehlen hörbarer Rauschmodulation eine notwendige Eigenschaft qualitativ hochwertiger Audiosysteme zur Musikwiedergabe.

Bei-in analogen Audiosystemen arbeitenden Kompandern können die hörbaren Effekte der Rauschmodulation durch Bandaufspaltung oder "Sliding-Band" Techniken reduziert werden, wodurch die mit einem bestimmten Signal einhergehende Verschlechterung des Signal-/Rauschabstands auf den gleichen Spektralbereich beschränkt wird wie das Signal, während der Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflußt bleibt. Folglich tritt Rauschmodulation nur in den Spektralbereichen auf, in denen sie von dem dominanten Signal verdeckt wird, das das Kompandieren steuert, und wird von dem Hörer nicht wahrgenommen. Beispiele

analoger Kompander mit Bandaufspaltung sind in US-PS 38 46 719 und 39 03 485 und in "Journal of the Audio Engineering Society", Bd. 15, Nr. 4, Oktober 1967, Seiten 383-388 angegeben. Beide US-PS werden hiermit jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen. Analoge Kompander, die "Sliding-Band" Techniken anwenden, sind in US-PS Re 28 426, 37 57 254, 40 72 914, 39 34 190 und der japanischen Patentanmeldung 555 29/71 beschrieben. Alle vier US-PS werden jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen.

Die adaptierende Funktion in adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystemen ist eine Form der Kompandierung oder Rauschminderung, die inhärent eine Modulation des Breitband-Quantisierungsrauschens durch das Signal hervorbringt. Die Steilheit eines Eingangssignals ist proportional dem Produkt aus seiner Frequenz und Amplitude. Wenn das Eingangssignal überwiegend hohe Frequenzen enthält, wird seine Steilheit hoch und das Quantisierungsrauschen wächst. Die hochfrequenten Rauschkomponenten werden von dem Signal verdeckt, aber die nichtverdeckten Änderungen in den niederfrequenten Rauschkomponenten werden oft hörbar sein. Wenn ein analoges Breitband-Rauschminderungssystem in Verbindung mit einem adaptiven different!eilen Digitalsystem benutzt wird, wird das niederfrequente Rauschen durch den Expansionsprozess sogar weiter erhöht. Folglich ist es notwendig, solche nichtverdeckten Änderungen in hörbaren, niederfrequenten Rauschkomponenten, insbesondere bei hochqualitativen Audiosystemen zur Wiedergabe von Musik, zu reduzieren; jedoch können solche nichtverdeckten Änderungen in niederfrequenten Rauschkomponenten durch rauschminderndes Kompandieren nicht reduziert werden.

Wenn das Eingangssignal vorwiegend tiefe Frequenzen enthält, ist seine Steilheit klein und das Quantisierungsrauschen bleibt gering. Jede Variation in den niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens wird von niederfrequenten Signalen verdeckt, und Variationen in den hochfrequenten Komponenten, die eventuell nicht verdeckt werden, könnun wegen des niedrigen Rauschpegels unbedeutend sein; falls sie nicht unbedeutend sind, kann es auch notwendig sein, solche hörbaren hochfrequenten Korn-

333Ί231 Ao

ponenten zu reduzieren, um eine Rauschminderung über das gesamte Audiospektrum zu erzielen. In bestimmten Systemen kann hochfrequentes Rauschen wegen der Verwendung von Techniken zur Verschiebung des Rauschspektrums bedeutsam sein.

Diese Erfindung hat die Unterdrückung von Modulationseffekten des niederfrequenten Rauschens in Audiosystemen zum Ziel, die adaptive differenzielle digitale Kodiertechniken verwenden, und andererseits die Reduktion von Modulationseffekten sowohl des niederfrequenten als auch des hochfrequenten Rauschens in solchen Systemen.

In adaptiven different!eil en digitalen Kodiersystemen bestimmt die Quantisierungsschrittgröße die Steilheit des Eingangssignals, die vom Quantisierer ohne Steilheits-Obersteuerung (oder "slope-clipping", wie man auch sagt) verarbeitet werden kann. Die vorliegende Erfindung, soweit sie auf tiefe Frequenzen angewandt wird, beruht auf der Erkenntnis, daß, wenn ein adaptierender different!eil er digitaler Kodierer ein vorherrschendes hochfrequentes Signal empfängt und eine Schrittgrö'ße hat, die ausreicht, um dieses Signal ohne Steilheits-Übersteuerung zu akzeptieren, gleichzeitig vorhandene niederfrequente Signale angehoben werden können, ohne die Steilheit des Gesamt-Eingangssignals merklich zu erhöhen. Zum Beispiel ist eine Quantumsschrittgröße, die ein Eingangssignal von χ Volt bei 10 kHz akzeptiert, in der Lage, andererseits 1Ox Volt bei 1 kHz zu akzeptieren. Wenn eine komplementäre Absenkung tiefer Frequenzen während der Wiedergabe (nach Digital/Analogumsetzung) angewandt wird, werden die niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens reduziert.

In der Praxis erfordert die Erfindung bei der Anwendung auf niederfrequentes Rauschen vor dem Analog/Digital umsetzer (ADC) eine Schaltung, deren Verstärkung bei tiefen Frequenzen mit wachsenden Amplituden hochfrequenter Signal komponenten im Eingangssignal steigt, und nachdem Digital/Analogumsetzer (DAC) eine ,komplementäre Schaltung, deren Verstärkung bei tiefen Frequenzen mit wachsenden Amplituden hochfrequenter Signal komponenten in dem Ausgangssignal fällt. Es ist zu beachten, daß die Operationen an eine Expansion in der Kodierstufe

und eine Kompression in der Dekodierstufe erinnern und daher im entgegengesetzten Sinn zu den Dynamik-Operationen ablaufen, die normalerweise mit Rauschminderungssystemen assoziiert werden. Ferner arbeiten herkömmliche Rauschminderungssysteme hauptsächlich und am effektivsten dann, wenn die Eingangsamplitude klein ist, während die Erfindung für eine Rauschminderung sorgt, wenn der Eingang hochfrequente Signale mit hoher Amplitude enthält. Darüber hinaus unterscheidet sich dieser Aspekt der Erfindung von herkömmlichen Rauschminderungssystemen darin, daß die Kontrolle der Signalpegel bei tiefen Frequenzen nicht vom Niederfrequenzgehalt des Signals abhängt.

In einigen adaptierenden ADCs, beispielsweise US-PS 41 90 801 und 43 05 050, ist die Größe des Quantisierungsschrittes kontinuierlich variabel und adaptiert oberhalb einer Eingangs-Steilheitsschwelle an eine Größe, welche gerade ausreicht, diese Steilheit zu verarbeiten, d.h. oberhalb der Schwelle ist die Schrittgröße direkt proportional zur Eingangssteilheit,und daher ist das Quantisierungsrauschen auch direkt proportional zur Eingangssteilheit. Diese Beziehung gilt nicht nur für das volle Spektrum des Quantisierungsrauschens, sondern auch für seine niederfrequenten Komponenten. Wenn also ein Eingangssignal seine vorherrschende Steilheit bei einer hohen Frequenz hat, so ist das niederfrequente Rauschen vom DAC zur Amplitude der hohen Frequenz direkt proportional. Dies ist eine unerwünschte Eigenschaft von adaptierenden digitalen Systemen, da das variierende niederfrequente Rauschen nicht von dem hochfrequenten Signal verdeckt wird. Wenn mit der Erfindung das Anheben tiefer Frequenzen vor dem ADC und das Absenken nach dem DAC direkt proportional zur Steilheit des hochfrequenten Signals gemacht werden, dann werden die Änderungen im niederfrequenten Rauschen von gleichen und entgegengesetzten Änderungen der Verstärkung der tiefen Frequenzen begleitet, so daß das niederfrequente Rauschen konstant und unabhängig von dem Hochfrequenzgehalt des Eingangssignals herauskommt.

In der Praxis wird es häufig nicht möglich oder wünschenswert sein, die Niederfrequenz-Anhebung und -Absenkung über einen weiten Bereich zu

kontrollieren, und die Erfindung eliminiert demnach nicht, sondern reduziert nur die Variation des niederfrequenten Rauschens, das mit hochfrequenten Signalen einhergeht.

Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung, die für eine Anhebung und Absenkung tiefer Frequenzen in Anwesenheit hochpegeliger Hochfrequenzsignale sorgt, mit einem Rauschminderungssystem kombiniert, das selektiv auf hochfrequentes Rauschen arbeitet, um effektiv Rauschen in einem adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystem über das gesamte Audiospektrum zu unterdrücken. Bestimmte Gesichtspunkte eines solchen Hochfrequenz-Rauschminderungssystems sind Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 33 15 519.4.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Kodierers gemäß der Erfindung;

Fig. Z ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Dekodierers gemäß der Erfindung;

Fig. 3 eine Schar beispielhafter Antwortkurven, nützlich für das Verständnis der Erfindung;

Fig. 4 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 1.;

Fig. 5 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 2

Fig. 6 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines digitalen Kodierers nach der Erfindung;

Fig. 7 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines digitalen Dekodierers nach der Erfindung;

Fig. 8 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 6;

Fig. 9 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 7;

Fig.10 ein Blockschaltbild einer Digitalkodiererausführungsform der Erfindung;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Digitaldekodiererausführungsform der Erfindung;

Fig.	12
Fig.	13
Fig.	14
Fig.	15
Fig.	16
Fig.	17

ein Blockschaltbild einer Alternative für einen Teil der Ausführungsforni nach Fig. 10;

ein Blockschaltbild einer Alternative für einen Teil der Ausführungsforni nach Fig. 11;

einen beispielhaften Verlauf des Frequenzganges eines Netzwerkes, das in Kodierer-Ausführungsformen der Erfindung verwendet wird;

ein schemati sches Schaltbild eines Teils eines Kodierers gemäß der Erfindung;

ein schematisches Schaltbild eines Teils eines Dekodierers gemäß der Erfindung;

eine Schar beispielhafter Antwortkurven, die zum Verständnis der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 15 nützlich sind.

In Fig. 1 ist ein einfaches Blockschaltbild einer Ausführungsforni der Erfindung gezeigt. Vor der Umwandlung in einem herkömmlichen adaptierenden, differentiellen Analog/Digital umsetzer 2 (z.B. ADM ^ Adaptive Delta Modulation oder ADPCM "^ Adaptive Delta Pulse Code Modulation) wird das Eingangssignal in einer frequenzabhängigen Einrichtung 4 mit variabler Antwort verarbeitet, die bei tiefen Frequenzen arbeitet. In der Praxis enthält Einrichtung 4 wenigstens eine variable Schaltung zur Anhebung der tiefen Frequenzen, ebenso kann sie eine Schwellwertbestimmungseinrichtung enthalten. Der Anhebungsgrad wird von einem Steuersignal gesteuert, das vom Eingangssignal über eine Verarbeitungs-· einrichtung 6 abgeleitet wird. Das Steuersignal spricht auf hochfrequente Komponenten des Eingangssignals an, so daß sich, wenn es an die Einrichtung 4 mit variabler Antwort gelegt wird, ein wachsendes Anheben tiefer Frequenzen (über einer Schwelle soweit vorhanden) ergibt, soabld die hochfrequenten Komponenten stärker werden. In der Praxis enthält die Verarbeitungseinrichtung 6 ein Hochpass- und Bewertungsfilter, gefolgt von einem Gleichrichter und einer Glättungsschaltung. Die Verarbeitungseinrichtung 6 kann auch eine SchwelIwertbestimmungseinrichtung enthalten. Der Eingang der Verarbeitungseinrichtung 6 kann alternativ vom Ausgang der Einrichtung 4 mit variabler Antwort abgeleitet werden.

Fig. i zeigt ein Blockschaltbild der komplementären Dekodieranordnung. Die "erarbeitungseinrichtung 6 entspricht der der Ausführungsform nach Fig. 1 und erzeugt im wesentlichen das gleiche Steuersignal, das im Dekodierer die Amplitude des Hochfrequenz-Gehalts des Ausgangssignals repräsentiert. Sie kann ihr Eingangssignal vor oder nach Einrichtung ableiten. Die frequenzabhängige Einrichtung 10 mit variabler Antwort, die hei tiefen Frequenzen arbeitet, sorgt für eine zur Einrichtung 4 in dem Kodierer komplementäre Antwort, wenn das entsprechende Steuersignal angelegt wird. In der Praxis enthält sie wenigstens eine variable Schaltung zur Absenkung tiefer Frequenzen und kann eine Schwellwertbestimmungseinrichtung enthalten. Das Steuersignal variiert die Absenkung tiefer Frequenzen der variablen Schaltung zur Absenkung tiefer Frequenzen, so daß die Gesamtwirkung aus Anhebung im Kodierer und Absenkung im Dekodierer einen flach verlaufenden Frequenzgang ergibt. Wenn die niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens, das aus dem Digital/Analogumsetzer 12 kommt» im Pegel wegen des Ansteigens der Schrittgröße steigen, das zur Verarbeitung eines hochfrequenten Signals mit hoher Amplitude erforderlich ist, ändert sich der Frequenzgang der Einrichtung 10 mit variabler Antwort von einem flach verlaufenden Frequenzgang in dem Sinne, daß tiefe Frequenzen abgesenkt werden, wodurch das erhöhte niederfrequente Rauschen gedämpft wird.

In typischen Systemen wird das niederfrequente Rauschen bei Quantisierungsschrittgrößen unter einem bestimmten Wert unhörbar sein, der mit der Amplitude von hochfrequenten Signal komponenten in Beziehung steht. Natürlich ist es nicht notwendig, für eine Anhebung und Absenkung tiefer Frequenzen zu sorgen, wenn das niederfrequente Rauschen unhörbar ist. Deshalb ist in den meisten praktischen Ausführungsformen in der Verarbeitungseinrichtung 6 oder in den Einrichtungen 4 und 10 mit variabler Antwort ein Schwellwertpegel vorgesehen, so daß eine Anheburg und Absenkung tiefer Frequenzen nicht begonnen wird, bis ein bestimmter Steuersignal pegel erreicht wird, beispielsweise kurz bevor das niederfrequente Rauschen hörbar wird. ___

Fig. 3 zeigt eine Schar beispielhafter Kurven variabler Anhebung und variabler Absenkung. Wie oben angegeben, können zu Erläuterungs-

zwecken als tiefe Frequenzen jene unterhalb 1 kHz angenommen werden, während für die praktische Ausführung andere Grenzen gelten können. Entsprechend hat die Kurvenschar in Fig. 3 eine Übergangsfrequenz von 1 kHz. Kurven a und a' sind einfach flache Frequenzgänge für den Fall "keine Anhebung" der Einrichtung 4 mit variabler Antwort in Fig. 1 und "keine Absenkung" der Einrichtung 10 mit variabler Antwort in Fig. Z. Wenn das Steuersignal mit steigender Amplitude hochfrequenter Komponenten im Eingangssignal steigt, sorgt.die Schaltung zur variablen Anhebung für eine steigende Anhebungskennlinie für niedrige Frequenzen, wie auf die Kurven b, c und d, während das gleiche Steuersignal, wenn es an die Schaltung mit variabler Absenkung gelegt wird, für eine komplementäre Absenkungskennlinie für niedrige Frequenzen sorgt, wie auf die Kurven b', c¹ bzw. d¹, für bestimmte Werte des Steuersignals. Natürlich gibt es ein Kontinuum von Kurven entsprechend kontinuierlichen Werten des Steuersignals. Die maximale Anhebung und Absenkung in diesem Beispiel beträgt 10 dB. In praktischen Aus führungs formen kann es möglich sein, das Rauschen mit geringerer Anhebung und Absenkung effektiv zu reduzieren. Auch wird, wie weiter unten erläutert wird, die maximale Anhebung und Absenkung gewöhnlich durch unerwünschte Nebeneffekte begrenzt.

Kurven wie in Fig. 3 können mit herkömmlichen variablen Shelfschaltungen mit festem Band implementiert werden. In einigen Anwendungen kann eine "sliding band"-She1fschaltung mit einer variablen Übergangs frequenz für eine effektivere Anpassung an das niederfrequente Rauschspektrum bei verschiedenen Quantisierungsschrittpegeln sorgen. Die effektivste Kurvenform hängt in speziellen Anwendungen von dem niederfrequenten Rauschspektrum ab. Obwohl eine Shelfantwort im allgemeinen befriedigend ist, können in kritischen Anwendungen differenzierte Antwortcharakteristiken wünschenswert sein. In einigen Anwendungen können auch einfachere Antwortcharakteristiken akzeptabel sein.

In den in Figuren 1 und 2 gezeigten Ausführungsbeispielen wird die Verstärkung der tiefen Frequenzen von einem Signal gesteuert, das von den analogen Audiosignalen abgeleitet wird. In bestimmten Arten digitaler Audiosysteme sind in den ADCs und DACs Signale vorhanden, von denen Steuersignale ableitbar sind, die zur Steuerung der Verstärkung der

- ίο -

tiefen Frequenzen geeignet sind. Zum Beispiel wird in einigen Konstruktionen der adaptiven Deltamodulation, z.B. den erwähnten Deltamodulationssystemen mit kontinuierlich variabler Steilhait (als "CVSD" bezeichnet) die Schrittgröße von einer Steuerspannung bestimmt, deren Wert der Steilheit des Eingangssignals direkt proportional ist. Dies gilt für die CVSD-Systeme, die in den erwähnten US-PS 41 90 801 und 43 05 050 beschrieben sind.

Wenn ein beliebiger maximaler Eingangspegel definiert ist, dann enthält der Wert dieser Steuerspannung in solchen CVSD-Systemen Informationen darüber, ob das Eingangssignal hochfrequente Signalanteile hoher Amplitude enthält oder nicht. Wenn z.B. der maximale Pegel bei 1 kHz 0,2 Volt erzeugt, dann wird der maximale Pegel bei 10 kHz 2 Volt erzeugen, und in grober Näherung können wir sagen, daß jedes Signal, das mehr als sagen wir 0,3 Volt erzeugt, Signale mit großer Steilheit bei hohen Frequenzen enthält. Diese Steuerspannung kann demnach dazu benutzt werden, um auf Schaltungen mit variabler Anhebung bzw. Absenkung tiefer Frequenzen zu operieren, anstelle eines getrennt erzeugten Steuersignals, wie in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und Fig. 2. In anderen Arten adaptiver differentieller digitaler Kodierer und Dekodierer können ebenso Signale vorhanden sein, von denen geeignete Steuersignale abgeleitet werden können.

In Fig. 4 ist eine Blockschaltung einer solchen Anordnung gezeigt, in der die Schrittgrößen-Steuerspannung von einem adaptiven different!eil en Analog/Digitalwandler 14, etwa ein CVSD ADC, an die frequenzabhängige Einrichtung 4 mit variabler Antwort über Verarbeitungseinrichtung 16 angelegt ist. Die Implementation von Einrichtung 4 ist die gleiche wie vorstehend beschrieben, in Verbindung mit Fig. 1. Die Verarbeitungseinrichtung 16 kann eine Schwellwertbestimmungseinrichtung und, falls notwendig, Einrichtungen zum Formen des Analogsignals von dem ADC 14 enthalten. Wenn das Schrittgrößensteuersignal von ADC 14 digital ist, enthält die Verarbeitungseinrichtung 16 einen Digital/Analogwandler. Wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ir.t der Offset, falls angewandt, dersrt ausgelegt, daß eine Anhebung der tiefen Frequenzen nicht angewandt

wird, bis die Steuerspannunq groß genug ist, um die Anwesenheit eines Signals hoher Steilheit bei hohen Frequenzen anzuzeigen. Die Anhebung wächst dann fortschreitend mit wachsender Eingangssteilheit, wie in Fig. 3 vorgeschlagen wird.

Fig. 5 zeigt die komplementäre Demodulationsanordnung, in der das Schrittgrößen-Steuersignal von einem adaptiven different! eil en Digital/Analogwandler 18, etwa ein CVSD DAC, an die frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort über die Verarbeitungseinrichtung 16 angelegt wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 ist eine positive Rückkopplungsschleife dadurch gegeben, daß das vom ADC abgeleitete Steuersignal den Niederfrequenzpegel des an den ADC gelegten Signals steuert. Folglich muß de Gewinn der Schleife so sein, daß sie nicht instabil wird. Auch der Betrag der Anhebung und der Frequenzbereich, über welche sie angewandt wird, muß so begrenzt sein, daß die Anordnung das Steuersignal nicht veranlaßt, den Schwellwert zu erreichen, oder den Zweck des Systems durch Erhöhen der Schrittgröße (und folglich des Rauschens) zunichte macht.

In den folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sind Einrichtungen zur Reduzierung des hochfrequenten Rauschens zusätzlich zu dem des niederfrequenten Rauschens vorgesehen. Die Ausführungsbeispiele nach Fig. 6 und 7 entsprechen allgemein den Ausführungsbeispielen nach Fig. und 2, aber schließen Einrichtungen zur Reduzierung hochfrequenten Rauschens ein. Die Ausführungsbeispiele in Fig. 8 und 9 entsprechen in gleicher Weise jeweils den Ausführungsbeispielen in Fig. 3 bzw. 4.

In Fig. 6 und 7 sind jeweils Kodierer- und Dekodierer-Ausführungen gezeigt, in denen komplementäre frequenzabhängige Einrichtungen 20 und mit variabler Antwort vorgesehen sind, die im hochfrequenten Teil des Audiospektrums arbeiten. Einzelheiten der komplementären Einrichtungen 20 und 22 mit variabler Antwort werden im Anschluß an die allgemeine Beschreibung der Figuren 6 mit 9 dargelegt. Im Kodierer-Ausführungsbeispiel der Fig. 6 und dem Dekodierer-Ausführungsbeispiel der Fig. 7

- YL -

werden einzelne Kontrollsignale für die Einrichtungen (4, 10, 20, 22) mit variabler Antwort für hohe Frequenzen und tiefe Frequenzen von den jeweiligen Eingangs- und Ausgangssignalen über Verarbeitungseinrichtungen 6 abgeleitet. Wie in Figuren 1 und 2 enthält jede Verarbeitungseinrichtung 6 normalerweise ein Hochpaß- und Bewertungsfilter, so daß das Steuersignal nur auf hochfrequente Signal komponenten anspricht; ebenso enthält normalerweise, jede einen Gleichrichter und eine Glättungsschaltung, die eine geeignete Zeitkonstante aufweist, so daß eine Steuergleichspannung entwickelt wird, die im wesentlichen der Umhüllenden der hochfrequenten Komponenten folgt. Der Eingang für die Verarbeitungseinrichtung 6 kann auch am Ausgang der Einrichtung 20 oder am Eingang der Einrichtung 22 abgegriffen werden.

Anstatt ein einzelnes Steuersignal für die Einrichtungen 4 und 20 abzuleiten, können alternativ getrennte Steuersignale abgeleitet werden, indem man unabhängige Verarbeitungseinrichtungen benutzt. Dies kann, in kritischen Anwendungen wünschenswert sein, um die Wirkung der Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz zu optimieren.

In Figuren 8 und 9 sind jeweils weitere Kodier- bzw. Dekodier-AusfUhrungsbeispiele gezeigt, die im allgemeinen denen in Figuren 6 und 7 gleichen, ausgenommen, daß das Steuersignal (oder -Signale falls unabhängige Verarbeitungseinrichtungen benutzt werden) für die verschiedenen Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz von den Wandlern 2 und 12 über Verarbeitungseinrichtung 16 nach Art der Ausführungsbeispiele in Figur 3 und 4 abgeleitet werden.

In den Ausführungsbeispielen nach Figuren 6 bis 9 kann die Reihenfolge, in der die Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz auf die Analogsignale operieren, gegenüber der gezeigten Reihenfolge umgekehrt werden, ohne die Arbeitsweise des Systems zu beeinflussen, weil die Einrichtungen in unabhängigen, sich im wesentlichen nicht überlappenden Teilen des Audiospektrums arbeiten. Es ist auch möglich, das Signal mit den Einrichtungen sowohl für hohe als auch tiefe Frequenzen im wesentlichen auf demselben Punkt im Signalweg zu verarbeiten, wie unten in Verbindung mit einem praktischen Ausführungs- . beispiel erklärt wird.

Die bei hohen Frequenzen arbeitende frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort (Block 20 in Figuren 6 und 8) und die komplementäre Einrichtung (Block 22 in Figuren 7 und 9) sorgen vorzugsweise für eine variable Preemphasis in den Kodierer-Ausführungen (Figuren 6 und 8) und eine komplementäre variable Deemphasis in den Dekodierer-Ausführungen (Figuren 7 und 9).

Eine herkömmliche konstruktive Lösung bei adaptiven digitalen Systemen, die wie vorstehend erörtert effektiv digitale Kompander sind, besteht darin, feste, den Frequenzgang formende Netzwerke (Pre- und Deemphasis) vorzusehen, um das Spektrum des Quantisierungsrauschens zu ändern in der Hoffnung, daß Rauschen im am stärksten hörbaren Spektral bereich (gewöhnlich hohe Frequenzen) unhörbar bleibt, auch wenn es infolge Adaption aufgrund eines Signals bei einer Frequenz, die dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht verdeckt.auf seinen höchsten Pegel .angestiegen ist. Unglücklicherweise ist das oft eine vergebliche Hoffnung, und digitale Kompander mit Preemphasis ergeben gewöhnlich bei kritischem Musikmaterial eine hörbare Rauschmodulation.

Das erlaubte Ansprechverhalten eines formenden Netzwerkes stellt einen Kompromiß zwischen zwei inkompatiblen Anforderungen dar. Es ist wünschenswert, am Ausgang des DAC eine starke Dämpfung bei den Frequenzen einzuführen, bei denen Rauschen oder Fehler am stärksten hörbar sind; der Eingang des ADC benötigt dann ein inverses Netzwerk, das eine kräftige Anhebung bei diesen Frequenzen ergibt. Jedoch erhöht diese Anhebung die Wahrscheinlichkeit einer Systemüberlastung und reduziert damit den effektiven Dynamikbereich des Systems für Breitbandsignale. Mit anderen Worten, feste Pre- und Deemphasis erhöhen nicht notwendige rv/ei se den Dynamikbereich.

Die frequenzabhängigen Netzwerke 20 und 22 mit variabler Antwort, mit oder ohne assoziierte Verstärkung ändern die Form ihrer Frequenzgangcharakteristik als Antwort auf das Steuersignal. Sie können als eine adaptive Pre- und Deemphasis in Kombination mit dem ADC und DAC betrachtet werden, so daß das am stärksten hörbare hochfrequente

- κ-

Rauschen durch das den Frequenzgang formende Netzwerk reduziert wird, solange die Eingangssignal amplituden nicht zu einer Systemüberlastung führen; aber wenn überlastung auftritt, dann adaptieren die Netzwerke, um die Anhebung vorherrschender Spektral komponenten zu vermeiden, während die Rauschminderung dort beibehalten wird, wo Rauschen in Gegenwart jener Spektral komponenten hörbar sein könnte. Solch ein System erlaubt eine viel stärkere Anhebung und Absenkung in Gegenwart von vorherrschenden Signalen bei Frequenzen, bei denen Rauschen kein Problem darstellt, und kann demnach Rauschmodulation unhörbar machen.

Analogkompander mit Bandaufspaltung und "sliding band", wie oben erwähnt, sind natürlich Beispiele adaptiver Pre- und Deemphasis; zusätzlich zu den frequenzabhängigen Netzwerken mit variabler Antwort (d.h. adaptiver Antwort) enthalten sie normalerweise ihre eigenen Schaltungen zur Messung der Amplitude und des Spektrums des Audiosignals, um die variable Antwort oder die Adaption zu betreiben. Die Verarbeitungseinrichtungen 6 (Fig. 6 und 7) und 16 (Fig. 8 und 9) können solche Schaltungen enthalten, falls erforderlich mit geeigneten Änderungen des Frequenzgangs.

In adaptiven digitalen Systemen mit variabler Skalierung enthält der ADC ein Steuersignal oder einen Skalierungsfaktor, gewöhnlich digital abgeleitet, das bzw. der im DAC rekonstruiert werden muß (z.B. die Ausführungsbeispiele in Fig. 8 und 9). Das Steuersignal kann dazu verwendet werden, auf Netzwerke mit adaptiver Antwort einzuwirken; das Steuersignal kann als eine digital abgeleitete Pressung des Audiosignals betrachtet werden, die ursprünglich im ADC erzeugt wird und mit jedem gewünschten Genauigkeitsgrad im DAC rekonstruiert werden kann. Daher wird eines der Hauptprobleme bei analogen Kompandern, das der Durchführung von identischen Signalmessungen am sendenden und empfangenden Ende, eliminiert und eine genaue Nachführung (tracking) zwischen der variablen Pre- und Deemphasis ist leichter zu erzielen.

- 16 -

In der Praxis nehmen die frequenzabhängigen Netzwerke 20 und 22 mit variabler Antwort die Form frequenzabhängiger Vorrichtungen mit variabler Verstärkung an, wie etwa Festband- oder "sliding band"-Kompressoren und Expander (Kompandersysteme), die bei hohen Frequenzen arbeiten, wie etwa die oben genannten.

Bei konventionellen Analogkompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressions verhältnis ab; je höher das Verhältnis, desto größer die Signal amplitude, bevor der Rauschpegel genügend ansteigt, um hörbar zu werden. Unglücklicherweise führen hohe Kompressions- und demnach Expansionsverhältnisse zu Fehlern-in der Nachführung ("tracking") wegen der Diskrepanzen zwischen den Signalmessungen am Kompressor und am Expander und praktische Analogkompander weisen gewöhnlich Verhältnisse im Bereich von 1,5 - 3 auf. Die Genauigkeit, mit der das ditigal abgeleitete Steuersignal rekonstruiert werden kann, erlaubt die Verwendung von etwas höheren Verhältnissen in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 8 und 9. Die Kombination von adaptiver Preemphasis und Skalenfaktor-Ableitung innerhalb des ADC kann als ein ausgangsgesteuerter Kompressor betrachtet werden, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuercharakteristiken des variablen Netzwerkes und der Eingangs/Ausgangscharakteristiken der digitalen Messung abhängt. Kennt man die letzteren, so ist es möglich, die ersteren abzuleiten, die erforderlich sind, um ein bestimmtes gefordertes Kompressionsverhältnis zu erhalten.

In Fig. 10 und 11 sind speziellere Ausführungsbeispiele der Anordnungen nach Fig. 8 bzw. 9 gezeigt. Diese Ausführungsbeispiele bilden ein verhältnismäßig einfaches, billiges Hochleistungsaudiosystem mit digitaler Kodierung/Dekodierung: Die bekannten Vorteile der adaptiven Deltamodulation einschließlich ihrer Hardware-Einfachheit werden beibehalten, während der Dynamikbereich des Systems weiter vergrößert wird, ohne lästige Seiteneffekte wie etwa Rauschmodulation einzuführen. Das sich ergebende System ist besonders zur Anwendung in billigen Systemen mit begrenzter Datenrate geeignet, in denen ein großer Dynamikbereich und Signal/Rauschabstand erwünscht sind.

- 16 -

Verschiedene Schemata zur Deltamodulation sind in dem Artikel "Delta Modulation" von H.T. Schindler "IEEE Spectrum", Bd. 7, S. 69-78, Oktober 1970, beschrieben. Der Artikel enthält eine Erörterung der adaptiven Deltamodulation und auch eine umfassende Bibliographie. Ein adaptives Deltamodulationssystem ist auch in "High Performance Digital Audio Systems" von Robert I. Mas ta, "Electronic Products", S. 66, 20. April 1982, beschrieben. Adaptive Deltamodulätionssysteme werden auch in den US-PS 41 90 801, 42 54 502, 43 05 050 und 43 13 beschrieben. Die US-PS 42 54 502 und 43 13 204 werden hiermit jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme hier aufgenommen.

Die Analog/Digital- und Digital/Analpgwandler 24 und 26 gehören zum Typ der adaptiven Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Steilheit (CVSD). Solche Einrichtungen sind bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu reduzieren, wird im ADC 24 Fehlerrückkopplung verwendet. Solche Techniken sind auch bekannt. Vergl. z.B. US-PS 29 27 962, 43 13 204 und "Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback" von Spang und Schultheiss, "IRE Trans. Commun. Syst.", Bd. CS-IO, S. 373-380, Dezember 1962. Ein "sliding band"-Kompressor 28 für hohe Frequenzen.und ein komplementärer "sliding band"-Expander 30 sorgen .für die Rauschminderung bei hohen Frequenzen, wobei ein jeder von seinem zugehörigen Wandler gesteuert wird.

Das Ausmaß der Rauschminderung durch das "sliding band"-System und das Frequenzspektrum, in dem es wirksam ist, können so gewählt werden, daß sie an das Rauschspektrum angepaßt sind, das sogar bei Verwendung von Fehlerrückkopplung übrig bleibt. Wenn beispielsweise die Taktrate nicht genügend hoch ist, bleibt erhebliches Rauschen bei sehr hohen Audiofrequenzen übrig, wenn Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird. Indem man das "sliding band"-Rauschminderungssystem so konfiguriert, daß es in jenem Bereich des Audiospektrums arbeitet, resultiert die Kombination der beiden in einer Rauschminderung über das ganze hochfrequente Audiospektrum, während es bei Taktraten arbeitet, die sonst für hochqualitatives Audio nicht an-

- γι -

nehmbar wären. Die Kombination dieser Anordnung mit einer Anordnung mit variabler Anhebung 32 für tiefe Frequenzen und komplementärer variabler Absenkung 34 für tiefe Frequenzen, welche zur Reduzierung irgendwelchen restlichen niederfrequenten Rauschens konfiguriert ist, führt zur Reduktion im wesentlichen des gesamten Rauschens über das gesamte Audiospektrum.

Die "sliding band"-Schaltungen können verschiedenartige Formen annehmen, wie im oben genannten Stand der Technik beschrieben. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Schaltungen Modifikationen von bekannten "sliding band"-Schaltungen, die als B-Typ-Kompressoren und -Expander bezeichnet werden und von denen eine frühe Form in der US-PS Re 28 beschrieben ist. Im vorliegenden Anwendungsfall ist keine Steuerschaltung erforderlich, weil das Steuersignal von den Wandlern 24 und 26 abgeleitet wird. Zusätzlich brauchen die Schaltungen nur bei hohen Frequenzen zu arbeiten, wegen der durch die Anordnung mit variabler Anhebung und Absenkung der tiefen Frequenzen erzielten Rauschminderung im niederfrequenten Bereich und wegen der vorherrschend hochfrequenten Natur des Rauschspektrums in diesem Deltamodulationssystem, wenn wegen der Verwendung einer relativ niedrigen Taktrate die verwendete Fehlerrückkopplungskorrektur das Rauschspektrum nicht völlig aus dem verwendbaren Audioband herausdrängt. Wie schon erwähnt, ist es wünschenswert, daß das kompandierende System nicht bei tiefen Frequenzen agiert, weil solch eine Anordnung die nichtverdeckten Änderungen im tieffrequenten Rauschen in Gegenwart hochfrequenter Signale ansteigen lassen würde. Deshalb sollten die Frequenzbänder, in denen die hochfrequente Rauschminderung und in denen die Anhebung/ Absenkung für tiefe Frequenzen arbeitet, im wesentlichen sich gegenseitig ausschließen.

Gemäß Fig. 10 führt im Eingang des Systems ein einfaches Zweipol-Tiefpaßfilter 36 eine Bandbegrenzung für das Audioeingangssignal durch. Im Gegensatz zu herkömmlichen PCM-Systemen mit niedrigen Abtastraten sind komplexe "anti-aliasing"-Filter nicht erforderlich. Ein ähnliches Tiefpaßfilter 38 ist nach dem DAC 26 (Fig. 11) einge-

- -Ϊ8 -

fügt. Der "sliding band"-Kompressor 28 ist ein Dual-Path Typ I, ähnlich dem in GB-A 20 79 114A beschriebenen. Der Hauptweg enthält eine feste, pegel unabhängige Frequenzgang-Formung 40 gemäß Fig. 14, die die übertragung hochpegeliger hochfrequenter Signale zuläßt.

Der weitere Weg enthält ein spannungsgesteuertes Einpol-Hochpaßfilter 42. Im Ruhezustand beträgt seine Eckfrequenz ungefäht 10 kHz. Der Effekt des variablen Filters ist ein Kompressor mit einem Kompressionsverhältnis abhängig von der Form der Filter/Steuercharakteristik, wobei diese Kompression oberhalb eines Schwellwertpegels abhängig vom Schleifengewinn des Kontrollsystems erfolgt. Der Gewinn vor'der Summation mit dem Hauptweg beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Preemphasis ergibt, die mit 6 dB pro Oktave von etwa 2 kHz auf etwa 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellwertes des Steuersignals bewegt sich diese Preemphasis in der Frequenz als eine wachsende Funktion eines Steuersignals nach oben, das vom Bitstrom abgeleitet ist. Eine Oberschwingungs-Unterdrückung 44 (in US-PS Re 28 426 beschrieben) verhindert eine Transientenverzeming im Analog/Digitalwandler. Der Hauptweg und der weitere Weg werden in einem Kombinierer 46 summiert.

Das verarbeitete Audio vom "sliding band"-Kompressor 28 wird über eine Summationsstufe 48 in einen Komparator 50 gespeist. Der andere Eingang zum Komparator ist ein Audio, das vom digitalen Ausgangsbitstrom wiedergegeben worden ist. Der Komparatorausgang wird mit der Taktrate von Flip-Flop 52 abgefragt, um den Ausgangsbitstrom zu erhalten. Der Ausgangsbitstrom steuert die Polarität der Integration (Block 54), so daß das wiedergegebene Audio dem Eingangsaudio folgt. Der adaptierende Algorithmus 56 benutzt den Bitstrom, um eine analoge Steuerspannung zu erzeugen, die zur Konstruktion des Audio integriert wird (Block 54). Das Steuersignal wird auch zur Steuerung des analogen Rauschminderungssystems benutzt.

Der Fehler, der durch den Umsetzungsprozess gemacht wurde, erscheint am Komparatoreingang. Das Fehlersignal wird durch eine Fehlerrückkopplungsschleife 56 mit einem Tiefpaßfilter 58 geführt und wird mit

dem verarbeiteten Audio kombiniert. Dieses Verfahren schiebt das Fehlerspektrum frequenzmäßiq nach oben. Bei genügend hoher Abfrage ist genügend Platz oberhalb der oberen Grenze des Audiofrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz vorhanden, in den das Fehlerspektrum bewegt werden kann. So kann der größte Teil des Quantisierungsrauschens aus dem hörbaren Bereich hinausgeschoben werden, so daß weit weniger hörbares Rauschen bleibt, als man gewöhnlich mit einem herkömmlichen Deltamodulationssystem assoziiert. Wenn eine niedrigere Abfragerate benutzt wird, ist etwas restliches sehr hochfrequentes Rauschen vorhanden, wie vorstehend erörtert wurde.

Der Basis-Ausgangsbitstrom wird dann weiter verarbeitet, wie es ausschließlich zur Weitergabe an das Übertragungsmedium notwendig sein kann.

In Fig. 11 sind Einzelheiten des zu dem Kodierer nach Fig. 10 komplementären Dekodierers gezeigt. Das Signal vom Übertragungsmedium wird wie erforderlich verarbeitet, um den Basis-Eingangsbitstrom zu erhalten. Die Verarbeitungseinrichtungen enthalten Einrichtungen zur Ableitung eines Taktsignals. Solche Techniken sind bekannt.

Der Digital/Analogwandler 26 ist ein adaptiver Deltamodulator, der mit einem Teil des Analog/Digitalwandlers 24 identisch ist.Der Komparator 50 und die Fehlerrückkopplungsschleife 56 sind für den Demodulator nicht erforderlich. Die Blöcke 54, 55 und 56 sind in beiden Wandlern die gleichen. Der Audioausgang vom Integratorausgang führt über ein Zweipol-Tiefpaßfilter zum komplementären "sliding band"-Expander 30. Dieser weist ebenso eine "Dual Path"-Konfiguration auf, bei der der Hauptweg eine pegel unabhängige Frequenzgangformung 40' (invers zu Fig. 14) aufweist und der weitere Weg für eine negative Rückkopplung vom Ausgang zu einem summierenden Kombinierer 46 am Eingang über ein variables Hochpaßfilter 42 und einen überschwingungs-Unterdrücker 44 sorgt. Das Filter 42 wird von dem Steuersignal betätigt, das vom Bitstrom im Digital/Analogumsetzer abgeleitet ist, und das Ergebnis ist eine Antwort, die zu der des kodierenden Rauschminderungs-Prozessors komplementär ist.

■■ <*

- 20 -

Die obigen Angaben mit Bezug auf die Beschreibung der Ausführungsbeispiele nach Fig. 6-9 betreffend die relativen Plazierungen der Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenzen und für tiefe Frequenzen gelten auch für die variable Anhebungseinrichtung 32 für tiefe Frequenzen und den "sliding band"-Kompressor 28 nach Fig. 10 und für die variable Absenkungseinrichtung für tiefe Frequenzen 34 und den "sliding band"-Expander 30 nach Fig. 11. Das heißt, die Reihenfolge, in der die Schaltungen auf die analogen Signale operieren, beeinflußt nicht das Ergebnis, da die Schaltungen in getrennten im wesentlichen nichtüberlappenden Frequenzbändern arbeiten. Da dies der Fall ist, kann die Anordnung so vereinfacht werden, daß die variablen Anhebungsund Absenkungseinrichtungen für tiefe Frequenzen weitere Seitenwege im "sliding band"-Kompressor bzw. -Expander bilden, wie in Fig. 12 und 13 gezeigt. Das Ergebnis ist äquivalent dazu, daß man Einrichtungen außerhalb des Expanders und des Kompressors vorsieht, wie in Fig. 10 und 11.

In Fig. 12 wird die variable Anhebungseinrichtung für tiefe Frequenzen von einer negativen Rückkopplungsschleife gebildet, die einen Inverter 60 und einen Block 62 enthält, der ein gesteuertes Tiefpaßfilter und einen Verstärker mit fester Verstärkung aufweist. Das Steuersignal für das gesteuerte Tiefpaßfilter kann dasselbe analoge Steuersignal von ADC 24 sein, das an das gesteuerte Hochpaßfilter 42 angelegt wird.

In Fig. 13 wird die variable Absenkungseinrichtung für tiefe Frequenzen von einer positiven Vorwärtskopplungsschleife gebildet, die die gleichen Elemente wie die in Block 62 nach Fig. 12 enthält.

Fig. 14 zeigt eine beispielhafte Frequenzgangkurve des den Frequenzgang formenden Netzwerks 40, das in den Kodierern nach Fig. 10 und 12 verwendet wird. Der Frequenzgang ist fest und pegel unabhängig. Der komplementäre Frequenzgang wird im Netzwerk 40' im Dekodierer nach Fig. 11 und 13 verwendet.

Praktische Ausführungen der Anordnung nach Fig. 12 und 13 sind in schematischen Schaltbildern in Fig. 15 und 16 gezeigt. Die Schaltungen sind für die Anwendung mit einem Deltamodulationssystem-vom CVSD-Typ bestimmt, wie vorstehend in Verbindung mit den Ausführungsbeispielen

- 21 -

nach Fig. 10 und 11 (z.B. Block 24 nach Fig. 10 und Block 30 nach Fig. 11) beschrieben. Die Steuerspannung von dem Deltamodulator wird benutzt, um auf einem einzelnen stromgesteuerten Widerstand zu operieren j der sowohl für eine "sliding band"-Hochfrequenz-Anhebung und eine variable Tieffrequenz-Anhebung sorgt. In diesem Fall besteht, wie weiter unten erklärt ist, die Tieffrequenz-Anhebung tatsächlich aus einer abnehmenden Tieffrequenz-Absenkung und die Hochfrequenz-Anhebung wird der Hochfrequenz-Deemphasis vom Netzwerk 40 überlagert. Fig. zeigt eine repräsentative Schar von Frequenzgangkurven für fortschreitend anwachsende Werte der Steuerspannung (die einem Steigen der Eingangssignalsteilheit proportional ist). Pfeile in Fig. 17 zeigen die Richtung des Steigens der Steuersignal spannung an. In Fig. 16 ist der komplementäre Dekodierer gezeigt, bei dem die Steuerspannung vom Deltamodulator auch einen einzelnen stromgesteuerten Widerstand steuert, der im Falle des Dekodierers für eine "sliding band"-Hochfrequenz-Absenkung und eine variable Niederfrequenz-Absenkung sorgt. Die Antwortcharakteristiken des Dekodierers sind zu jenen in Fig. 17 komplementär. Im Kodierer und Dekodierer ist es möglich, denselben stromgesteuerten Widerstand sowohl für die "sliding band"-Funktion für die hohen Frequenzen als auch für die variable Antwortfunktion für die tiefen Frequenzen zu benutzen, da die Funktionen in getrennten Frequenzbändern auftreten, wie weiter unten erklärt ist.

Wie aus Fig. 15 hervorgeht, wird das Audioeingangssignal an ein Zweipol-Tiefpaßfilter gelegt, das eine Eckfrequenz von ungefähr 16 kHz aufweist. Das Filter wird gebildet von 1/2 IClOl (ein Operationsverstärker, "op amp") zusammen mit dessen zugeordneten Widerständen und Kondensatoren (ClOl, C102, C103, RlOl, R102, R103). Der Ausgang des Filters ist an den Hauptweg gelegt, in den das aus R104, R106 und C104 bestehende Anti-Sättigungsnetzwerk plaziert ist. Diese Komponentenkombination bildet ein Einpol-Tiefpaßfilter, das eine Eckfrequenz bei ungefähr 6 kHz aufweist. Der Ausgang des Anti-Sättigungsnetzwerkes ist an einen Addierer/Inverter (Operationsverstärker 1/2 IC102) gelegt. Der Ausgang des Eingangsfilters ist ebenso an den Kondensator C109 gelegt, der zusammen mit dem stromgesteuerten

Widerstand (1/2 IC103) ein variables Hochpaßfilter bildet. Der stromgesteuerte Widerstand wird von einem Signal gesteuert, das von dem CVS'J-Deltarnodulator verarbeitet ist und an den Kodiersteuereingang gelegt ist. Die Verarbeitung schließt eine "peak hold"- und Schwellwertschaltung ein, die Operationsverstärker 1/2 IClOl, Dioden DlOl, D102, Widerstände RIlO und R112 und die über Widerstand Rill angelegte Referenzspannung einschließt. Ein Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz von ungefähr 700 Hz und bestehend aus R120", R121 und CIlO, bildeteinen negativen Rückkopplungsweg vom Ausgang des Addierer/Inverters (1/2 IC102) zum Eingang des Operationsverstärkers

interessierenden (1/2 IC102). Der Kondensator C108 hat bei den/ Audiofrequenzen Impedanz Null. Folglich agiert das Tiefpaßfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, daß es durch Steuerung der Verstärkung des Operationsverstärkers 1/2 IC102 ein variables Dämpfungsglied bildet. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1/2 IC102 ist an den Addierer/ Invertereingang gelegt, um-eine Vorwärtskopplungsschleife mit dem variablen Hochpaßfilter und eine negative Rückkopplungsschleife mit einem variablen Dämpfungsglied zu vervollständigen. Die Dioden D103, D104 sorgen für überschwingungsunterdriickung.

Die Arbeitsweise des variablen Dämpfungsglieds kann wie folgt analysiert werden. Wenn der Widerstand des variablen Widerstandes unendlich ist (wenn sein Steuerstrom Null ist), kann oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpaßfilters die negative Riickkopplungsschleife ignoriert werden, während unterhalb der Eckfrequenz die Schleife irgendeinen endlichen Gewinn aufweist. Für die angegebenen Komponentenwerte ergibt sich eine Dämpfung um ungefähr 6 dB für Signale innerhalb des Durchlaßbereichs des Tiefpaßfilters. Wenn der Widerstand des gesteuerten Widerstands im Wert fallt (sobald das Steuersignal steigt), wird die negative Rückkopplung reduziert, so daß die Dämpfung reduziert und der Gewinn der Schleife erhöht wird. Bei sehr niedrigen gesteuerten Widerstandswerten nähert sich die gesamte Tieffrequenz-Ant.vort des Hauptweges und der Seitenwege einschließlich der Vorwärtskopplungs- und negativen Rückkopplungsschleife einem flach verlaufenden Frequenzgang. Diese Anordnung ist das Äquivalent einer

variablen Anhebung tiefer Frequenzen in Kombination mit einer festen Frequenzgangabsenkung für tiefe Frequenzen. F.ine Bezugnahme auf die Frequenzgangkurven in Fig. 17 zeigt die kleiner werdende Absenkung der tiefen Frequenzen, sobald das Steuersignal anwächst. Der Vorwärts kopplungsweg für hohe Frequnnzen trägt nichts zum Signal aus gang in dem Frequenzband bei, in dem das/negative Rückkopplungsweg tut. Der Weg für hohe Frequenzen stellt ein herkömmliches "sliding band"-Verhalten für hohe Frequenzen dar, was in einem Antwortverhalten über alles für hohe Frequenzen des Hauptweges und der Seitenwege resultiert, das eine abnehmende Anhebung der hohen Frequenzen bei steigendem Steuersignal zeigt. Antwortverhalten über alles fällt bei hohen Frequenzen aufgrund der Wirkung des Anti-Saturationsnetzwerkes unter einen flachen Verlaut des Frequenzgangs.

das
Fig. 17 zeigt allgemein/gewünschte kombinierte Antwortverhalten über alles der variablen Absenkung der tiefen Frequenzen und der variablen Preemphasis der hohen Frequenzen, das in einem digitalen System der beschriebenen Art zur Rauschminimierung über das gesagte Audiospektrum erforderlich ist. Wenn der hochpegelige Hochfrequenzgehalt des Audiosignals ansteigt, wird die Preemphasis der hohen Frequenzen reduziert, während zur gleichen Zeit die Anhebung tiefer Frequenzen erhöht wird.

In Fig. 16 ist die Schaltung zur Anwendung in einem Dekodierer gezeigt, die zu der nach Fig. 15 komplementär ist. Die allgemeine Anordnung basiert auf dem Alisführungsbeispiel nach Fig. 13, z.B. wird die komplementäre variable Einrichtung zur Absenkung tiefer Frequenzen von einer positiven Vorwiirtskopplungsschleife gebildet, während die komplementäre variable Deemphasis der hohen Frequenzen in einer negativen Rückkopplungsschleife erzielt wird. Die Arbeitsweise oer Schaltung ist zu jener von Fig. 15 analog. Die Steuerspannung vom Deltamodulator wird dazu benutzt, um auf einem einzelnen stromgesteuerten Widerstand zu operieren, der sowohl für eine "sliding band"-Absenkung hoher Frequenzen als auch für eine variable Absenkung tiefer Frequenzen sorgt. In diesem Fall, wie weiter unten erklärt,

- 24 -

besteht die Absenkung tiefer Frequenzen tatsächlich aus einer abnehmenden Anhebung tiefer Frequenzen, und die Absenkung hoher Frequenzen ist der Preemphasis der hohen Frequenzen durch, das Netzwerk 40' überlagert.

Wie aus Fig. 16 hervorgeht, wird das analoge Eingangssignal yom Deltademodulator an den Hauptweg am Eingang von 1/2 IC202 gelegt, um den das aus R204, R206 und C204 bestehende Anti-Sättigungsnetzwerk als eine Rückkopplungsschleife plaziert ist, um für den zum Netzwerk in Fig. 15 komplementären Frequenzgang zu sorgen. Diese Kombination einer Rückkopplungsschleife um den Operationsverstärker bildet eine Preemphasis hoher Frequenzen, die über ungefähr 6 kHz mit 6 dB pro Oktave ansteigt. Der Addierer/Inverterausgang wird an ein Zweipol-Tiefpaßfilter gelegt, das eine Eckfrequenz von ungefähr 16 kHz aufweist, d.h. an Operationsverstärker 1/2 IC201 und zugehörige Widerstände und Kondensatoren C201, R202, R203, C202 und C203 . Der Addierer/Inverterausgang ist auch an den Kondensator C209 gelegt, der zusammen mit dem stromgesteuerten Widerstand (1/2 IC203) ein variables Hochpaßfilter in einer negativen Rückkopplungsschleife bildet. Der stromgesteuerte Widerstand wird von einem Signal gesteuert, das von dem CVSD-DeItademodulator verarbeitet ist und an den Dekodiersteuereingang gelegt ist. Die Verarbeitung schließt eine "peak hold"- und Schwellwertschaltung ein, die Operationsverstärker 1/2 IC201, Dioden D201, D202, Widerstände R210 und R212 und die über Widerstand R211 angelegte Referenzspannung enthält. Ein Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz von ungefähr 700 Hz und bestehend aus R220, R221 und C210, empfängt auch das analoge Eingangssignal und bildet einen Teil einer Vorwärtskopplungsschleife zum Eingang des Operationsverstärkers 1/2 IC202. Kondensator C208 hat bei den interessierenden Audiofrequenzen Impedanz Null. Folglich agiert das Tiefpaßfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, daß es ein variables Dämpfungsglied zur Steuerung des Gewinns der Schleife bildet, die den Operationsverstärker 1/2 IC202 enthält. So arbeitet die Vorwärtskopplungsschleife als variable Anhebung. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1/2 IC202 ist an den Addierer/Invertereingang gelegt, um die negative Rück-

- 25 -

kopplungs- (variable DecmphasisJ-SchliM'fe mit dem variablen Hochpaßfiltcr und die Vorwärt^knppl ungs- fvariahlo Anhobung) -Schleife mit einem variablen Dämpfungsglied zu vervollständigen. Die Dioden D203 und D204 sorgen für Oberschwingungs-Unterdrückung.

Die Arbeitsweise der variablen Anhebungsschleife kann wie folgt analysiert v/erden. Wenn der Widerstand des variablen Widerstands unendlich ist (wenn sein Steuerstrom Null ist), kann oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpaßfilters die Vorwärtskopplungsschleife ignoriert werden, während unterhalb der Eckfrequenz die Schleife irgendeinen endlichen Gewinn hat. Für die angegebenen Komponentenwerte ergibt sich eine Anhebung um ungefähr 6 dB für Signale innerhalb des Durchlaßbereichs des Tiefpaßfilters. Wenn der Widerstand des gesteuerten Widerstands im Wert fällt (wenn das Steuersignal steigt), wird die Vorwärtskopplung reduziert, so daß die Dämpfung anwächst und der Schi ei fengewinn abfällt. Bei sehr niedrigen gesteuerten Widerstandswerten nähert sich für tiefe Frequenzen der Frequenzgang über alles des Hauptweges und der Seitonwege einschließlich der Vorwärtskopplungs- und negativen Rückkopplungsschleife einem flach verlaufenden Frequenzgang. Diese Anordnung ist äquivalent zu einer variablen Absenkung tiefer Frequenzen in Kombination mit einer festen Frequenzganganhebung bei tiefen Frequenzen. Bezugnahme auf die Antwortkurven in Fig. 17 zeigt das Abnehmen der Niederfrequenzabsenkung beim Ansteigen des Steuersignals für die Schaltung nach Fig. 15. Jetzt ergibt sich das komplementäre Antwortverhalten. Der negative Rückkopplungsweg für hohe Frequenzen liefert keinen Beitrag zum Signalausgang in dem Frequenzband, in dem es der Vorwärtskopplungsweg für hohe Frequenzen tut. Der Hochfrequenz-Weg ist eine herkömmliche "sliding band"-/\ntwort bei hohen Frequenzen, woraus sich über alles ein Frequenzgang für hohe Frequenzen des Hauptwegs und der Seitenwege mit einer abnehmenden Deemphasis hoher Frequenzen bei steigendem Steuersignal ergibt. Die Antwort steigt durch die Wirkung des Anti-Sättigungsnetzwerkes über einen flach verlaufenden Frequenzgang bei hohen Frequenzen an.

In den hierin beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispielen werden die digitalen Signale zwischen dem digitalen Kodierer und dem

- 26 -

digitalen Dekodierer von einem Übertragungsmedium übertragen, das viele Formen annehmen kann. Zum Beispiel können die digitalen Signale direkt an ein Aufzeichnungs- und Wiedergabe-Medium (Magnetband, Platte, usw.) oder an ein Sender- und Empfängersystem zur Übertragung über Draht oder durch den Raum usw. angelegt werden. Ebenso kann eine weitere Modulation oder Kodierung vor dem Aufzeichnen oder der Übertragung verwendet werden.

Obwohl die verschiedenen Kodier- und Dekodierausführungsbeispiele für sich allein nützlich sind, können sie mit einem Übertragungsmedium so kombiniert werden, daß sich ein vollständiges Kodier-Dekodiersystem ergibt.

Leerseite

Claims

ANALOGE UND DIGITALE SIGNALVORRICHTUNG

Priorität: 7. September 1982 -USA- Serial No. 415 028

PATENTANSPRÜCHE

My Audio-Analog/Digital-Umsetzungssystem, das analoge Audio-Eingangssignale empfängt, bestehend aus einer Analog/Digital-Umsetzungseinrichtung mit adaptiver differentialler Modulation, einer frequenzabhängigen Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der Audio-Eingangssignale vor deren Anlegen an die Umsetzungseinrichtung, bei dem die variable Verstärkungseinrichtung Charakteristiken hat, die Signale im unteren Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung mit steigender Amplitude der Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums steigt.

?.. System nach Anspruch 1, bei dem der Grad der Anhebung eine steigende Funktion der Steilheit der Eingangssignalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.

3. System nach Anspruch 1, bei dem der Grad der Anhebung im wesentlichen direkt proportional zur Steilheit der Amplituden der Audio-Eingangssignalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.

4. System nach Anspruch 1, bei dem der Grad der Anhebung von einem Steuersignal gesteuert wird, und die variable Verstärkungseinrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals aufweist, das vom Audio-Eingangssignal abgeleitet ist.

5. System nach Anspruch 4, bei dem die Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals einen Hochpaß und Bewertungsfilter und Gleichrichter aufweist.

6. System nach Anspruch 1, bei dem die Umsetzungseinrichtung eine Einrichtung aufweist, die ein Schrittgrößensignal erzeugt, und bei dem der Grad der Anhebung durch die variable Verstärkungseinrichtung von einem Steuersignal gesteuert wird, das von dem Schrittgrößensignal abgeleitet ist.

7. System nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5 oder 6, das weiter eine Einrichtung zur Schaffung eines SchwelIwertpegels aufweist, so daß oberhalb eines SchwelIwertpegels der Amplitude von Signal komponenten im oberen Teil des Audiospektrums Anheben erfolgt und unterhalb der Schwelle kein Anheben erfolgt.

8. System nach Anspruch 1, 2, 3, 4, 5 oder 6, das weiter eine frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der Audio-Eingangssignale vor ihrem Anlegen an die Umsetzungseinrichtung aufweist, bei dem die weitere variable Verstärkungseinrichtung Charakteristiken hat, di^Signale im oberen Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung mit wachsender Amplitude der Signalkomponenten im oberen Bereich des Audiospektrums ahfällt.

9. System nach Anspruch 8, bf?i dem die weitere frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort eine "sliding band"-Charakteristik hat.

10. System nach Anspruch 8, bei dem die weitere frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort eine Festband-Charakteristik hat.

11. System nach Anspruch 1, bei dem die Analog/Digital-Umsetzungseinrichtung mit adaptiver differentieller Modulation aus einer Einrichtung mit adaptiver differentieller Deltamodulation besteht.

12. System nach Anspruch 11, bei dem die Umsetzungseinrichtung

mit adaptiver differentieller Deltamodulation einen Deltamodulations-Kodierer mit kontinuierlich variabler Steilheit aufweist.

13. Audio-Digital/Analog-Umsetzungssystem, das digitale Audio-Eingangssignale aufnimmt, bestehend aus einer Digital/Aanalog-Umsetzungseinrichtung für adaptive differentielle Modulation, einer frequenzabhängigen Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der analogen Audiosignale, die von der Umsetzungseinrichtung abgeleitet sind, wobei die Einrichtung mit variabler Antwort Charakteristiken hat, die Signale im unteren Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums absenkt, und der Grad der Absenkung mit wachsender Amplitude von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums wächst.

14. System nach Anspruch 13, bei dem der Grad der Absenkung eine wachsende Funktion der Steilheit der Amplituden von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.

15. System nach Anspruch 13, bei dem der Grad der Absenkung im wesentlichen direkt proportional der Steilheit der Amplituden von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.

16. System nach Anspruch 13, bei dem der Grad der Absenkung von einem Steuersignal gesteuert wird, und die Einrichtung mit variabler Antwort eine Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals aufweist, das von den analogen Audiosignalen abgeleitet ist.

17. System nach Anspruch 16, bei dem die Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals einen Hochpaß und Bewertungsfilter und Gleichrichter aufweist.

18. System nach Anspruch 13 bei dem die Umwandlungseinrichtung eine Einrichtung aufweist, die ein Schrittgrößensignal erzeugt, und bei dem der Grad der Absenkung durch die Einrichtung mit variabler Antwort von einem Steuersignal gesteuert wird, das von dem Schrittgrößensignal abgeleitet ist.

19. System nach Anspruch 13, 14, 15, 16, 17 oder 18, das weiter eine Einrichtung zur Schaffung eines Schwellwertpegels aufweist, so daß oberhald eines Schwellwertpegels der Amplitude von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ein Absenken erfolgt und unterhalb der Schwelle kein Absenken erfolgt.

20. System nach Anspruch 13, 14, 15, 16, 17 ader 18, das weiter eine weitere frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung von Analog/Audiosignalen aufweist, die von der Umsetzungseinrichtung abgeleitet sind, wobei die weitere Einrichtung mit variabler Antwort Charakteristiken hat, die Signale im oberen Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums absenken, wobei der Grnd der Absenkung mit wachsender Amplitude der Signal komponenten im oberen Teil des Audiospektrums abfällt. .

21. System nach Anspruch 20, bei dem die weitere frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort, eino "sliding band"-Charakteristik hat.

22. System nach Anspruch 20, bei dem die weitere frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort eine .Festband-Charakteristik hat.

23. System nach Anspruch 13, bei dem die Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung für adaptiv- differentielIe Modulation eine adaptivdifferentielle Deltamodul ationsumsetzungseinrichtung aufweist.

24. System nach Anspruch 23, bei dem die Umsetzungseinrichtung für adaptiv-differentielie Deltamodulation einen Deltamodulationskodierer kontinuierlich variabler Steilheit einschließt.

25. Analog/Digital-Umsetzungssystem gemäß Anspruch 1 in Kombination mit einem Digital/Analog-Umsetzungssystem zur Wiederherstellung der Analogform des Signals, das von dem Analog/Digitai-Umsetzungssystem digitalisiert und über ein Übertragungsmedium empfangen wurde, wobei das Digital/Analog-Umsetzungssystem besteht aus

einer adaptiv-differentiellen Digital/Analog-Unisetzereinrichtung, die die digitalisierten Signale aufnimmt, um sie in Analogform umzusetzen, und einer komplementären frequenzabhängigen Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der Analogsignale von der Digital/Analog-Umsetzereinrichtung, wobei die Form der Ansprechcharäkteristik der komplementären Einrichtung mit variabler Antwort komplementär zur Ansprechcharakteristik der Einrichtung mit variabler Antwort im Analog/Digital-Umsetzungssystem variiert.

26. System nach Anspruch 25, bei dem die komplementäre frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort in Antwort auf das Analogsignal variiert.

27. System nach Anspruch 25, bei dem die Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung eines Schrittgrößensignals aufweist, und bei dem die komplementäre frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort als Antwort auf ein Signal variiert, das von dem Schrittgrößensignal abgeleitet ist.

28. Analog/Digital-Umsetzungssystem nach Anspruch 8 in Kombination mit einem Digital/Analog-Umsetzungssystem zur Wiederherstellung der Analogform der Signale, die von der Analog/Digital-Umsetzungseinrichtung digitalisiert und über ein Übertragungsmedium empfangen werden, bei dem das Digital/Analog-Umsetzungssystem besteht aus einer adaptiv-differentiellen Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung, die die digitalisierten Signale aufnimmt, um die digitalisierten Signale in Analogform umzusetzen, einer komplementären frequenzabhängigen Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der Analogsignale von der Digital/Analog-Umsetzereinrichtung, wobei die Form der Ansprechcharakteristik der komplementären Einrichtung mit variabler Antwort komplementär zur Ansprechcharakteristik der Einrichtung mit variabler Antwort für tiefe Frequenzen im Analog/ Digital-Umsetzungssystem variiert, und einer weiteren komplementären frequenzabhängigen Einrichtung mit variabler Antwort zur Verarbeitung der Analogsignale von der Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung, wobei die Form der Ansprechcharakteristik der komplementären Einrichtung mit variabler Antwort komplementär zur Ansprechcharakteristik der. Einrichtung mit variabler Antwort für hohe Frequenzen im Analog/ Digital-Umsetzungssystem variiert.