DE4001747C2 - Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audiofrequenzsignals mit hochfrequenten und niederfrequenten Energiekomponenten nach dem Patentanspruch 1.

Als Beispiel eines Satellitenkommunikation verwendenden Kommunikationssystemes sind Systeme bekannt, wie Telefonkommunikationssystem, Antwortmaschinensystem und Sprachübertragungssystem. Bei der Satellitenkommunikation ist für die für die Kommunikation verwendbare Frequenz eine kleine Bandbreite erforderlich. Es erfolgt eine Beschreibung für eine Tonsignalverarbeitung, die auf die allgemein bekannte Kommunikation und andere Verwendung anwendbar ist.

Fig. 5 stellt ein Blockdiagramm der Konfiguration einer Tonsignalverarbeitungseinrichtung dar. Bezüglich der Fig. 5A umfaßt diese Tonsignalverarbeitungseinrichtung ein Mikrofon 1, das einen Ton in ein Tonsignal umwandelt, einen Verstärker 2, der das Tonsignal verstärkt, ein Hochpaßfilter 3c (im weiteren als HPF bezeichnet) zum Entfernen der Niederfrequenzkompente aus dem verstärkten Tonsignal, ein Tiefpaßfilter 4 (im weiteren LPF genannt) zum Entfernen der Hochfrequenzkomponte aus dem verstärkten Tonsignal, einen A/D-Wandler 5 (Analog-Digital-Wandler), einen Speicherbereich 11 zum Speichern der A/D-konvertierten Tonsignale, und einen Steuerbereich 6. Diese Tonsignalverarbeitungseinrichtung umfaßt ferner als Schaltkreis zum Reproduzieren des Tones einen D/A-Wandler 7, der das im Speicherbereich 11 gespeicherte Signal D/A-konvertiert, ein LPF 8, das die Hochfrequenzkomponente des D/A-konvertierten Signales entfernt, einen Verstärker 9 und einen Lautsprecher 10.

Im allgemeinen wird das Tonsignal vom A/D-Wandler quantisiert, um das Signal in der Speichereinrichtung zu speichern. Bezeichnet man die Maximalfrequenz der in einem Eingangssignal enthaltenen Signalkomponente mit f_i(max), so muß die zum Quantisieren benutzte Abtastfrequenz f_s aufgrund des Abtasttheorems die folgende Ungleichung erfüllen:

f_s 2 · f_i(max) (1)

Wenn die Abtastfrequenz f_s im A/D-Wandler nicht in Übereinstimmung mit der Ungleichung (1) gesetzt ist, werden die Signalkomponenten des Eingangssignales, die die Frequenz f_s übersteigen, vom Rauschen im Eingangssignal beeinflußt. Dieses Rauschen wird als Alias-Rauschen bezeichnet. Daher ist, wie in Fig. 5A gezeigt, das LPF 4 in einer dem A/D-Wandler vorgeschalteten Stufe gebildet, um die Signalkomponenten aus dem Eingangssignal zu entfernen, die die Frequenz f_s übersteigen.

Wenn das Tonsignal, bei dem nur die Hochfrequenzkomponenten durch das LPF 4 abgeschnitten sind, A/D-konvertiert wird, sind die Niederfrequenzkomponenten des durch A/D-Wandlung erhaltenen Tonsignales hervorgehoben. Dies bedeutet, daß der aus dem Tonsignal erhaltene Ton ziemlich unklar oder wenig betont wird. Entsprechend wird das HPF 3c in einer dem A/D-Wandler 5 weiter vorgeschalteten Stufe geschaffen, um einen klaren oder gut betonten Ton zu erhalten, so daß die Niederfrequenzkomponenten des Tonsignales durch das HPF 3c ebenfalls abgeschnitten werden.

Der Betrieb der in Fig. 5A dargestellten Tonsignalverarbeitungsvorrichtung wird nun kurz beschrieben. Das vom Mikrofon 1 erhaltene Tonsignal wird vom Verstärker 2 verstärkt. Das HPF 3c entfernt diejenigen Signalkomponenten aus dem verstärkten Tonsignal, deren Frequenzen niedriger als die Grenzfrequenz des HPF sind. Das LPF 4 entfernt die Signalkomponenten aus dem Ausgangssignal des HPF 3c, deren Frequenzen höher als die Grenzfrequenz des LPF sind. Der A/D-Wandler 5 konvertiert das Ausgangssignal des LPF 4. Der Steuerbereich 6 komprimiert die Informationsmenge, die den vom A/D-Wandler 5 quantisierten Signalen entspricht, um die komprimierten Daten im Speicherbereich 11 zu speichern.

Die Fig. 5B zeigt ein Nutzfrequenzband, das vom HPF 3c und dem LPF 4 begrenzt wird, im Falle der Anwendung der Tonsignalverarbeitungsvorrichtung der Fig. 5A auf das Telefonsystem. In dieser Figur stellt f_CH die Grenzfrequenz des HPF 3c dar und ist auf etwa 300 Hz gesetzt. Demgegenüber stellt f_CL die Grenzfrequenz des LPF 4 dar und ist auf etwa 3,4 kHz gesetzt. Die Grenzfrequenzen f_CH und f_CL werden beide in einem Experiment bestimmt. Um das Auftreten von Alias-Rauschen zu verhindern, sollten diejenigen Signalkomponenten durch Bandkompression entfernt werden, die die Grenzfrequenz f_CL überschreiten. Anpaßbare differentielle Impulsleitungsmodulation (adaptive differential pulse cord modulation, im weiteren ADPCM genannt) ist als eine typische Bandkompression bekannt.

Wenn ein Tonsignal mit Signalkomponenten von z. B. 4 kHz oder weniger verarbeitet wird, erreicht die Abtastfrequenz 8 kHz. Wenn die Tondaten mit einer Geschwindigkeit von z. B. 8 bit/sec analog/ digital-konvertiert werden, ist eine Übertragungsgeschwindigkeit von 64 kbit/sec erforderlich. Aufgrund der Anwendung von ADPCM kann die Übertragungsgeschwindigkeit damit auf 32 kbit/sec komprimiert werden.

Bei der Reproduktionsverarbeitung des Tonsignales überträgt der Steuerbereich 6 die im Speicherbereich 11 gespeicherten Daten an den D/A-Wandler mit einer entsprechenden Dekompression, falls die Daten vorher komprimiert worden sind. Die Daten werden vom D/A-Wandler 7 digital/analog-konvertiert und an das LPF 8 übergeben. Das vom LPF 8 abgegebene Signal wird an den Verstärker 9 angelegt, nachdem die Hochfrequenzkomponenten durch diesen entfernt worden sind. Das vom Verstärker 9 verstärkte Tonsignal wird als Ton über den Lautsprecher 10 ausgegeben.

Die Fig. 6 stellt ein Blockdiagramm dar, das die Konfiguration einer Tonsignalverarbeitungsvorrichtung zeigt. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, sind zwei Tonsignalverarbeitungsvorrichtungen über einen Übertragungspfad 12, wie z. B. eine digitale Signalleitung, im Tonsignalverarbeitungssystem verbunden. Jede dieser Tonsignalverarbeitungseinrichtungen ist mit derjenigen identisch, deren Speicherbereich 11 von der in Fig. 5A gezeigten Vorrichtung entfernt worden ist. Die Fig. 6 stellt ein Beispiel dar, bei dem die Tondaten nicht nur in einem Speicher gespeichert sind, sondern auch über den Übertragungspfad 12 übertragen werden.

Wie in den Fig. 5A und 6 gezeigt ist, sind das HPF 3c und das LPF 4 bei jedem der Tonsignalverarbeitungsvorrichtungen in einer dem A/D- Wandler 5 vorgeschalteten Stufe gebildet. Das LPF 4 weist eine Filtercharakteristik auf, die derart vorgewählt ist, daß das von der Abtastfrequenz f_s des A/D-Wandlers 5 festgelegte Alias-Rauschen vermieden wird. Die Filtercharakteristik des HPF 3c ist ebenfalls vorgewählt. Da die Filtercharakteristik des HPF 3c festliegt, können die nur von den Niederfrequenzbandsignalkomponenten des Eingangssignales abhängigen Niederfrequenzsignalkomponenten vom HPF 3c nicht angepaßt entfernt werden, wenn die im Tonsignal enthaltenen Signalfrequenzkomponenten in Abhängigkeit von einem Sprecher, dem Tonfeld, wie z. B. der relativen Stellung von Tonquelle und Mikrofon, und der Akustikcharakteristik des Mikrofones variieren. Die im Tonsignal enthaltenen Signalfrequenzkomponenten variieren z. B. in Abhängigkeit davon, ob der Sprecher männlich oder weiblich ist. Absorption der Niederfrequenzkomponenten des Tones tritt auch in einer Umgebung auf, in der ein Nachhallen leicht auftreten kann. Falls die Entfernung der Niedefrequenzkomponenten des Tonsignales vom HPF 3c mit einer festen Filtercharakteristik erfolgt, wird das nach der A/D-Konversion erhaltene digitale Tonsignal in einem solchen Fall nicht sauber kontrolliert. Dies erzeugt eine verminderte Tonqualität des über den Reproduktionsprozeß erhaltenen Tones.

Ein Beispiel eines Standes der Technik, der für diese Erfindung von besonderem Interesse ist, ergibt sich aus der JP 62-51 827. Diese Druckschrift beschreibt ein Tonkodierungssystem mit Bandkomprimierung zur Verminderung der zu übertragenden quantisierten Tonsignale. Dieses Tonkodierungssystem umfaßt ein Filter mit einer variablen Charakteristik. Diese wird jedoch nicht in Abhängigkeit vom Eingangssignal geändert. Ferner ist zu bemerken, daß sich diese Druckschrift auf die Bandkomprimierung bezieht, während die vorliegende Erfindung eine Vorverarbeitung des Tonsignales betrifft.

Die US 4,302,738 beschreibt eine Rauschverminderungsschaltung, in der das Ausgangssignal eines Bandpaßfilters benutzt wird, um dieses Filter nachzustimmen.

Bäder und Blesser hingegen beschreiben in "Programmierbares Rauschfilter", In: Fernseh- und Kinotechnik 1974, Nr. 8, S. 231- 233, ein Tiefpaßfilter, dessen Grenzfrequenz in Abhängigkeit eines Ausgangssignals von einem Hoch- und einem Bandpaßfilter eingestellt wird.

Aufgabe der Erfindung ist es ein digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem zu schaffen, das eine verbesserte Tonqualität ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch das Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem nach dem Anspruch 1 gelöst.

Das digitale Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audiofrequenzsignales umfaßt insbesondere einen Analog/Digital-Wandler mit einer Abtastfrequenz, ein Tiefpaßfilter zum Begrenzen der Bandbreite des in diesen eingegebenen Audiofrequenzsignales auf eine Frequenz, die ausreichend niedriger ist als die Abtastfrequenz, und ein Hochpaßfilter, das ein spannungsgesteuertes Filter zum Ändern der Grenzfrequenz in Abhängigkeit vom niederfrequenten Energieinhalt des Audiofrequenzsignales umfaßt. Beim Betrieb sind die Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten des Audiofrequenzsignales anpaßbar ausgeglichen.

Es folgt eine Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren. Von den Figuren zeigt

Fig. 1 ein Blockdiagramm, das eine Ausführung einer Audiofrequenz-Signalverarbeitungsvorrichtung darstellt;

Fig. 2A ein Schaltbild, das ein Beispiel eines in Fig. 1 gezeigten Filters mit schaltbarem Kondensator zeigt;

Fig. 2B ein Kennliniendiagramm, das die Charakteristik eines Frequenzbandes darstellt, das vom anpaßbaren Hochpaßfilter und einem Tiefpaßfilter gesteuert wird, wie in Fig. 1 gezeigt;

Fig. 3 ein Kennliniendiagramm, das die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken eines in Fig. 1 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators darstellt;

Fig. 4 ein Blockdiagramm, das eine andere Ausführung des anpaßbaren Hochpaßfilters darstellt;

Fig. 5A ein Blockdiagramm, das die Konfiguration einer herkömmlichen Tonsignalverarbeitungsvorrichtung zeigt;

Fig. 5B ein Kennliniendiagramm, das ein Frequenzband zeigt, das von einem in Fig. 5A gezeigten Hochpaßfilter und einem Tiefpaßfilter festgelegt ist; und

Fig. 6 ein Blockdiagramm der Konfiguration einer herkömmlichen Tonsignalverarbeitungseinrichtung.

Bezüglich der Fig. 1 umfaßt ein anpaßbares Hochpaßfilter 3a ein Schaltkondensatorfilter 11 (im weiteren auch SCF genannt), das zum Empfangen eines Spracheingangssignales V_i geschaltet ist, einen Integrator 14 zum Integrieren des Eingangssignales V_i, einen weiteren Integrator 15 zum Integrieren des Ausgangssignales V_o des SCF 11, ein Subtrahierglied 16 zum Subtrahieren der Ausgangssignale der Integratoren 14 und 15, einen weiteren Integrator 17 zum Glätten des Ausgangssignales des Subtrahiergliedes 16, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18 (im weiteren auch VCO genannt), der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Integrators 17 arbeitet, und einen Frequenzteiler 19, der die Frequenz des Ausgangssignales des VCO 18 teilt. Ein Taktsignal Φ des Frequenzteilers 19 wird an das SCF 11 übertragen und das SCF arbeitet in Abhängigkeit vom Taktsignal Φ.

Bezüglich der Fig. 2A umfaßt dieses SCF 11 drei Schalteinrichtungen 31, 32 und 33, drei Kondensatoren 34, 35 und 36 und einen Differenzverstärker 37. Die Schalteinrichtungen 31, 32, 33 arbeiten in Abhängigkeit von den Taktsignalen Φ, die vom Frequenzteiler 19 geliefert werden. Ein Schaltkreis mit hohem Widerstand umfaßt die Schalteinrichtungen 31, 32, den zwischen diese geschalteten Kondensator 34 und die Schalteinrichtung 33. Ein schaltbarer Kondensatorschaltkreis wird vom Schaltkreis mit hohem Widerstand und dem Kondensator 36 gebildet. Ein integrierter Schaltkreis umfaßt den Differenzverstärker 37 und den zwischen den invertierenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Differenzverstärkers geschalteten Kondensator 35.

Das in Fig. 2A gezeigte SCF 11 wird im in Fig. 3 gezeigten anpaßbaren Hochpaßfilter 3a als Hochpaßfilter verwendet. Bezeichnet man den Kapazitätswert des Kondensators 35 mit C₁ und denjenigen der Kondensatoren 34, 36 mit C₂, so müssen die folgenden Ausdrücke (2) und (3) erfüllt sein, um das in Fig. 2A gezeigte SCF 11 als Hochpaßfilter betreiben zu können.

C₂ = (1 - b) · C₁ (2)

b < 0 und 0 < | b | < 1 (3)

Durch die Verwendung der Kondensatoren 34, 35, 36 im SCF 11, die die Ausdrücke (2) und (3) erfüllen, kann ein Hochpaßfilter geschaffen werden, dessen Grenzfrequenz in Abhängigkeit der Frequenz des Taktsignales Φ gesteuert werden kann.

Mit erneuter Bezugnahme auf die Fig. 1 wird nun der Betrieb des anpaßbaren Hochpaßfilters 3a beschrieben. Das Spracheingangssignal V_i wird an den Integrator 14 angelegt. Daher wird ein Signal, das die Leistung oder Energie des Eingangssignales V_i angibt, vom Integrator 14 an einen Eingang des Subtrahiergliedes 16 übertragen. Andererseits wird das Ausgangssignal V_o des SCF 11 an den Integrator 15 angelegt. Da die niederfrequenten Bandkomponenten durch das SCF 11 aus dem Signal V_o entfernt worden sind, wird ein Signal, das die Hochfrequenzbandleistung oder -energie des Eingangssignales V_i angibt, vom Integrator 15 an den anderen Eingang des Subtrahiergliedes 16 angelegt. Folglich gibt das Subtrahierglied 16 ein Signal aus, das die Niederfrequenzbandleistung oder -energie des Spracheingangssignales V_i angibt, und legt dieses Signal an den Integrator 17 an.

Der Integrator glättet das angelegte Signal durch eine Integrationsoperation und legt das geglättete Signal dann an den VCO 18 an. Der VCO 18 erzeugt ein Taktsignal in Abhängigkeit von dem durch den Integrator 17 angelegten Signal. Nachdem die Frequenz des erzeugten Taktsignales vom Frequenzteiler 19 geteilt worden ist, wird das Ausgangssignal an das SCF 11 als Taktsignal Φ zur Steuerung der Grenzfrequenz des SCF 11 übertragen.

Das Ausgangssignal des Subtrahiergliedes 16 ist proportional zur Leistung oder Energie der im Toneingangssignal enthaltenen niederfrequenten Signalkomponente. Der VCO 18 gibt ein Taktsignal aus, dessen Oszillationsfrequenz der angelegten Eingangsspannung proportional ist. Die Grenzfrequenz eines Hochpaßfilters des SCF 11 variiert proportional der Frequenz des vom Frequenzteiler 19 angelegten Taktsignales Φ. Falls die Leistung oder Energie der im Eingangssignal enthaltenen Niederfrequenzbandkomponente groß ist, liegt die Grenzfrequenz des SCF 11 daher hoch, und die Niederfrequenzbandkomponenten des Eingangssignales V_i werden unterdrückt. Falls die Leistung oder Energie der im Eingangssprachsignal V_i enthaltenen niederfrequenten Signalkomponenten niedrig ist, ist ferner die Grenzfrequenz niedrig, und die durch dieses SCF 11 hindurch gehenden niederfrequenten Signalkomponenten sind erhöht. In Fig. 2B ist gezeigt, daß die Grenzfrequenz des SCF 11 angepaßt gesteuert wird. Falls ein Eingangssignal mit vielen Niederfrequenzbandkomponenten angelegt wird, bedeutet dies, daß die Grenzfrequenz des SCF 11 automatisch auf f_CH2 geändert wird. Falls andererseits ein Eingangssignal angelegt wird, das nicht viele niederfrequente Signalkomponenten enthält, wird die Grenzfrequenz für diese auf f_CH1 geändert. Es ist daher ersichtlich, daß die Grenzfrequenz des SCF 11 innerhalb des in Fig. 2B schraffierten Gebietes anpaßbar gesteuert ist.

Fig. 3 ist ein Kennliniendiagramm, das die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken des in Fig. 1 dargestellten VCO 18 zeigt. Bezüglich der Fig. 3 gibt die Abszisse die an diesen VCO 18 angelegte Eingangsspannung an, während die Ordinate die Oszillationsfrequenz des ausgegebenen Taktsignales anzeigt. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden die Eingangs- und Ausgangscharakteristken des VCO 18 gesteuert, um die oberen und unteren Grenzen der Grenzfrequenz des SCF 11 zu begrenzen.

Bezüglich der Fig. 4 umfaßt das anpaßbare Hochpaßfilter 3b ein SCF 21 als Hochpaßfilter und ein SCF 27 als Tiefpaßfilter, die zum Empfangen eines Spracheingangssignales V_i geschaltet sind, einen Integrator 24, der das Ausgangssignal des SCF 27 integriert, einen mit dem Ausgang des Integrators 24 verbundenen VCO 25 und einen Frequenzteiler 26, der die Frequenz des vom VCO 25 ausgegebenen Taktsignals teilt. Das vom Frequenzteiler 26 ausgegebene Taktsignal Φ wird an die SCF 21 bzw. 27 angelegt.

Da das SCF 21 als Hochpaßfilter betrieben wird, werden Kondensatoren 34, 35 und 36 (siehe Fig. 2A) verwendet, die die beschriebenen Ausdrücke (2) und (3) erfüllen. Da das SCF 27 als Tiefpaßfilter betrieben wird, werden Kondensatoren 34, 35 und 36 verwendet, die die folgende Ungleichung (4) anstelle der Ungleichung (3) erfüllen.

0 < b < 1 (4)

Da die Leistung der im Eingangssignal V_i enthaltenen niederfrequenten Signalkomponenten erfaßt wird, selbst wenn das in Fig. 4 gezeigte anpaßbare Hochpaßfilter verwendet wird, kann, wie oben zu sehen war, die Grenzfrequenz des SCF 21 als Hochpaßfilter gesteuert werden.

Damit wird ein neuartiges Hochpaßfilter zum Erhalten eines digitalen Sprachsignales, das nicht von der Qualität der zu verarbeitenden Stimme, der Umgebung, etc. abhängt, geschaffen durch Anwendung des in Fig. 1 oder 4 gezeigten anpaßbaren Hochpaßfilters als Hochpaßfilter, entweder in der in Fig. 5A gezeigten Sprachsignalverarbeitungsvorrichtung oder dem in Fig. 6 gezeigten Sprachsignalverarbeitungssystem.

Bei den in den Fig. 1 und 4 gezeigten Ausführungen ist das LPF 4 in der nachfolgenden Stufe jeder der anpaßbaren Hochpaßfilter 3a und 3b gebildet. Es ist jedoch zu bemerken, daß auch die Bildung des LPF 4 in der vorhergehenden Stufe jeder der Filter 3a und 3b zu demselben Effekt, wie oben beschrieben, führt.

Wie oben erwähnt, werden die Grenzfrequenzen der in den Fig. 1 und 4 dargestellten anpaßbaren Hochpaßfilter 3a, 3b in Abhängigkeit von der Leistung der im Eingangssprachsignal V_i enthaltenen niederfrequenten Signalkomponenten gesteuert. Das bedeutet, daß die Grenzfrequenz hoch ist, wenn sich die Energie der im Eingangssprachsignal enthaltenen niederfrequenten Signalkomponente erhöht, während die Grenzfrequenz niedrig ist, wenn sich die Energie vermindert. Damit variiert die Qualität eines reproduzierten Tones bei der Sprachverarbeitungsvorrichtung bzw. dem Sprachverarbeitungssystem, bei dem der anpaßbare Hochpaßfilter 3a, 3b verwendet wird, in Abhängigkeit von Änderungen in der Sprachqualität oder der Umgebung nicht. Mit anderen Worten kann damit ein gut betonte Wiedergabe der Stimme erhalten werden, nachdem diese von der Sprachverarbeitung behandelt worden ist.

Claims (5)

1. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audiofrequenzsignales mit hochfrequenten und niederfrequenten Energiekomponenten, umfassend einen Analog/Digital-Wandler (5) mit einer Abtastfrequenz, ein Tiefpaßfilter (4) zum Begrenzen der Bandbreite des Audiofrequenz-Eingangssignales auf eine Frequenz, die ausreichend niedriger ist als die Abtastfrequenz, und ein Hochpaßfilter (3a, 3b), das eine Filtereinrichtung (11, 14-19; 21, 24-27) mit steuerbarer Grenzfrequenz umfaßt, zum Ändern der Grenzfrequenz in Abhängigkeit vom niederfrequenten Energieinhalt des Audiofrequenzsignales.

2. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung eine erste Erfassungseinrichtung (14), die zum Empfangen des Eingangssignales geschaltet ist, um die Leistung der Signalkomponenten eines im Eingangssignal enthaltenen vollständigen Frequenzbandes zu erfassen, eine zweite Erfassungseinrichtung (15), die zum Empfangen des Ausgangssignales der Hochpaßfiltereinrichtung geschaltet ist, um die Leistung des Ausgangssignales der Hochpaßfiltereinrichtung zu erfassen, und eine Differenzbildungseinrichtung (16), die mit den Ausgängen der ersten und zweiten Erfassungseinrichtung (14, 15) verbunden ist, um die Differenz der von der ersten und zweiten Erfassungseinrichtung (14, 15) erfaßten Leistung zu ermitteln, umfaßt.

3. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtereinrichtung eine Tiefpaßfiltereinrichtung (27), die zum Empfangen des Eingangssignales geschaltet ist, um selektiv Signalkomponenten eines im Eingangssignal enthaltenen Niederfrequenzbandes auszugeben, und eine Erfassungseinrichtung (24), die zum Empfangen des Ausgangssignales der Tiefpaßfiltereinrichtung geschaltet ist, um die Leistung des Ausgangssignales der Tiefpaßfiltereinrichtung (27) zu erfassen, umfaßt.

4. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtungen eine Integrationseinrichtung (14, 15, 24) und die Differenzbildungseinrichtung eine Differenzverstärkereinrichtung (16) umfassen.

5. Digitales Audiofrequenz-Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das in der Grenzfrequenz steuerbare Hochpaßfilter durch ein Switched-Capacitor-Filter (11, 12) gebildet wird, dessen Taktfrequenz (Φ) in Abhängigkeit vom niederfrequenten Energieinhalt des Audiofrequenzsignales gesteuert wird.