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Appareil à signaux analogiques et numériques.
Demande de brevet aux Etats-Unis d'Amérique n 415. 028 du 7 septembre 1982 en faveur de K. J. GUNDRY
La présente invention concerne d'une manière générale la réduction du bruit dans des systèmes audio numériques et en particulier des systèmes audio numériques faisant appel à des techniques de codage différentiel adaptatif.
Dans le présent mémoire, les expressions "basse fréquence"et"haute fréquence"se rapportent à l'intervalle audible et, telles qu'elles sont utili-
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sées, elles sont interchangeables avec"pàrt=e du spectre audio"et"partie supérieure du spectre audio" respectivement. Pour faciliter la compréhension, les basses fréquences peuvent être considérées comme étant celles qui sont inférieures à environ 1 kHz et les hautes fréquences, comme celles qui sont supérieures à environ 2 kHz. Dans des formes d'exécution pratiques, des limitations différentes peuvent être d'application selon, par exemple, les limites de fréquence supérieure et inférieure du système, la nature des signaux audio transportés par le système (par exemple musique, parole), etc.
Des techniques de codage numérique différentiel, principalement la modulation par impulsions codées différentielle (PCM) utilisant un ou plusieurs bits pour représenter une variation par rapport à un ou plusieurs niveaux de quantification précédents (au lieu d'une valeur absolue par rapport à un niveau de référence) sont bien connues. Les systèmes de modulation PCM différentielle monobit sont en général qualifiés de systèmes de modulation delta. Toutes les formes de modulation PCM différentielle, y compris la modulation delta, qui utilisent des pas de quantification de dimension fixe ont l'inconvénient que si la forme d'onde du signal appliqué au codeur varie trop rapidement, le quantificateur ne peut pas suivre. Voir d'une manière générale PCM and Digital Transmission Systems, par Frank F. E.
Owen, McGraw-Hill Book Company, San Francisco, 1982, pages 87 à 90.
Une solution connue consiste à prévoir des pas de quantification variables et non fixes tels que les dimensions de ces pas de quantification varient avec la différentielle dans le temps (pente) du signal d'entrée, permettant ainsi au système de suivre de plus près un signal d'entrée variant rapidement. Ces systè-
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mes sont qualifiés de systèmes de codage numérique différentiel adaptatif et comprennent la modulation PCM différentielle adaptative (ADPCM) et la modulation delta adaptative (ADM). Des exemples d'un type de système de modulation delta adaptative qualifiée de modulation delta à pente variable de façon continue (CVSD) sont décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 4. 190.801 et 4. 305. 050 qui sont incorporés au présent mémoire, chacun dans leur totalité, à titre de référence.
Une conséquence du fait que dans des systèmes de codage numérique différentiel adaptatif, la dimension des pas de quantification varie avec la pente du signal d'entrée est que l'erreur de quantification ou le bruit dépend du signal d'entrée, étant minimum pour des signaux à faible pente et augmentant pour des signaux à pente plus marquée. Le spectre du bruit de quantification s'étend sur toute la largeur de bande audio et a typiquement une densité spectrale d'énergie grossièrement uniforme (c'est-à-dire qu'il ressemble à du bruit blanc).
L'oreille humaine présente la propriété de ne pas être à même de percevoir un bruit de bas niveau situé dans la même région du spectre qu'un bruit de forte intensité, cet effet étant connu sous le nom d'effet de masquage.
Cependant, le bruit se situant dans des parties du spectre éloignées d'un signal de forte intensité ou dominant reste audible. Le masquage permet de concevoir des systèmes de réduction de bruit complémentaires (compresseurs-expanseurs) avec lesquels la modulation du bruit par le programme est imperceptible. Comme des niveaux de bruit variables sont beaucoup plus gênants que des niveaux de bruit constants, l'absence de modulation de bruit audible est une propriété essentielle de systèmes audio de haute qualité pour la reproduction de la musique.
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Dans des compresseurs-expanseurs fonctionnant dans des systèmes audio analogiques, on peut réduire les effets audibles de la modulation du bruit par des techniques de division en bandes ou à bande glissante grâce auxquelles la dégradation du rapport signal : bruit accompagnant un signal particulier est confinéeà la même zone du spectre que le signal, laissant les niveaux de bruit dans d'autres parties du spectre non affectés. Par conséquent, la modulation du bruit ne se produit que dans des zones du spectre où elle est masquée par le signal dominant qui commande l'expansion et n'est pas perçue par l'auditeur.
Des exemples de compresseurs-expanseurs analogiques à division de bande sont décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 3.846. 719 et 3.903. 485 et dans le Journal of the Audio Engineering Society, volume 15, n 4, octobre 1967, pages 383 à 388. Les deux brevets des Etats-Unis d'Amérique sont cités ici à titre de référence chacun dans leur totalité.
Des compresseurs-expanseurs analogiques utilisant des techniques à bande glissante sont décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique Re 28, 426, 3.757. 254, 4.072. 914,3. 934.190 et dans la demande de brevet japonais 55529/71. Ces quatre brevets des Etats-Unis d'Amérique sont cités ici à titre de référence chacun dans leur totalité.
La fonction d'adaptation dans des systèmes de codage numérique différentiel adaptatif est une forme de compression ou de réduction de bruit qui entraîne par sa nature la modulation du bruit de quantification ae large bande par le signal. La pente d'un signal d'entrée est proportionnelle au produit de sa fréquence et de son amplitude. Lorsque le signal d'entrée contient surtout des hautes fréquences, sa pente est forte et le bruit de quantification augmente.
Les composantes de bruit de haute fréquence sont mas-
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quées par le signal, mais les variations non masquées des composantes de bruit de basse fréquence sont souvent audibles. Si un système de réduction de bruit analogique à large bande est utilisé conjointement avec un système numérique différentiel adaptatif, le bruit de basse fréquence est accru encore davantage par le processus d'expansion. Cela étant, il est nécessaire de réduire ces variations non masquées des composantes de bruit de basse fréquence audible, en particulier dans des systèmes audio de haute qualité pour la reproduction de la musique, mais ces variations non masquées des composantes de bruit de basse fréquence ne peuvent pas être réduites par compressionexpansion pour la réduction de bruit.
Lorsque le signal d'entrée contient principa- lement des basses fréquences, sa pente est faible et le bruit de quantification reste faible. Toute variation des composantes de basse fréquence du bruit de quantification est masquée par les signaux de basse fréquence et des variations des composantes de haute fréquence, qui peuvent ne pas être masquées, peuvent être insignifiantes en raison du bas niveau du bruit ou, si elles ne sont pas insignifiantes, il peut également être nécessaire de réduire ces composantes de haute fréquence audibles afin de réaliser une réduction du bruit sur la totalité du spectre audio. Dans certains systèmes, le bruit de haute fréquence peut être significatif en raison de l'utilisation de techniques permettant de décaler le spectre de bruit.
L'invention a trait à la suppression des effets de modulation du bruit de basse fréquence dans des systèmes audio utilisant des techniques de codage numérique différentiel adaptatif et, en variante à la réduction des effets de modulation de bruit de basse et de haute fréquence dans de tels systèmes.
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Dans des systèmes de codage numérique différentiel adaptatif, la dimension du pas de quantification détermine la pente du signal d'entrée qui peut être admise par le quantificateur sans surcharge de pente (ou écrêtage de pente selon une autre appellation).
L'invention, appliquée aux basses fréquences, est basée sur la connaissance du fait que lorsqu'un codeur numérique différentiel à adaptation reçoit un signal principalement de haute fréquence et présente une dimension de pas suffisante pour accepter ce signal sans surcharge de pente, des signaux de fréquence moins élevée présents simultanément peuvent être renforcés sans augmentation significative de la pente du signal d'entrée total.
Par exemple, une dimension de pas de quantification qui accepte un signal d'entrée de x volts à 10 kHz est à même, en variante, d'accepter lOx volts à 1 kHz. Lorsqu'une coupure de fréquence moins élevée complémentaire est appliquée pendant la reproduction (après une conversion numérique-analogique), les composantes de basse fréquence du bruit de quantification sont réduites.
En pratique, l'invention, appliquée à un bruit de basse fréquence, exige, avant le convertisseur analogique-numérique (ADC), un circuit dont le gain aux basses fréquences monte avec les amplitudes croissantes des composantes de signal de haute fréquence dans le signal d'entrée et après une conversion numérique-analogique (DAC), un circuit complémentaire dont le gain aux basses fréquences tombe à mesure qu'augmentent les amplitudes des composantes de signal de haute fréquence dans le signal de sortie. Il convient de noter que ces opérations ressemblent à une expansion au stade de codage et à une compression au stade de décodage et sont par conséquent dirigées dans le sens opposé aux opérations dynamiques normalement associées à des systèmes de réduction de bruit.
De plus, des systèmes de réduction
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de bruit classiques fonctionnent principalement et très efficacement lorsque l'amplitude d'entrée est faible, tandis que l'invention assure une réduction du bruit lorsque l'entrée contient des signaux de haute fréquence et de haute amplitude. De plus, cet aspect de l'inven- tion diffère des systèmes de réduction de bruit classiques par le fait que le réglage de niveaux de signaux aux basses fréquences ne dépend pas de la teneur en basse fréquence du signal.
Dans certains convertisseurs ADC à adaptation tels que décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 4. 190.801 et 4.305. 050, la dimension du pas de quantification est variable de façon continue et, au-dessus d'un seuil de pente d'entrée, s'adapte à une valeur juste suffisante pour admettre la pente ; c'est-à-dire qu'au-dessus du seuil, la dimension du pas est directement proportionnelle à la pente d'entrée et par conséquent, le bruit de quantification est aussi directement proportionnel à la pente d'entrée. Cette relation est valable non seulement pour la totalité du spectre du bruit de quantification, mais aussi pour ses composantes à basse fréquence.
Par conséquent, si la pente prédominante d'un signal d'entrée est à une haute fréquence, le bruit de basse fréquence provenant du convertisseur DAC est directement proportionnel à l'amplitude de la haute fréquence. Il s'agit là d'une particularité indésirable des systèmes numériques à adaptation, car le bruit de basse fréquence variable n'est pas masqué par le signal de haute fréquence.
Si, avec la présente invention, l'amplification de la basse fréquence avant le convertisseur ADC et la coupure après le convertisseur DAC sont effectuées d'une manière directement proportionnelle à la pente du signal de haute fréquence, les variations du bruit de basse fréquence s'accompagnent
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de variations égales et opposées du gain de basse fréquence, de sorte que le bruit de basse fréquence apparaît constant et indépendant de la teneur en haute fréquence du signal d'entrée.
En pratique, il n'est fréquemment ni possible ni souhaitable de régler l'amplification et la coupure de basse fréquence sur un grand intervalle et par conséquent l'invention n'élimine pas mais réduit simplement la variation du bruit de basse fréquence accompagnant des signaux de haute fréquence.
Suivant un autre aspect de l'invention, un appareil assurant une amplification et une coupure de basse fréquence en présence de signaux de haute fréquence et de haut niveau est combiné avec un système de réduction de bruit agissant sélectivement sur du bruit de haute fréquence de manière à supprimer efficacement le bruit dans des systèmes de codage numérique différentiel adaptatif sur la totalité du spectre audio.
Certains aspects d'un tel système de réduction de bruit de haute fréquence sont décrits dans le brevet belge de la Demanderesse nO 896. 674 déposé le 5 mai 1983.
Aux dessins annexés : la Fig. 1 est un schéma synoptique d'ensemble d'un codeur numérique conforme à l'invention ; la Fig. 2 est un schéma synoptique d'ensemble d'un décodeur numérique conforme à l'invention ; la Fig. 3 est un jeu de courbes de réponse donné à titre d'exemple et utile pour comprendre l'invention ; la Fig. 4 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante de la forme d'exécution de la Fig. 1 ; la Fig. 5 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante dé la forme d'exécution de la Fig. 2 ; la Fig. 6 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante de codeur numérique conforme à l'in-
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vention ; la Fig. 7 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante de décodeur numérique conforme à l'invention ; la Fig. 8 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante de la forme d'exécution de la Fig. 6 ;
la Fig. 9 est un schéma synoptique d'ensemble d'une variante de la forme d'exécution de la Fig. 7 ; la Fig. 10 est un schéma synoptique d'une forme d'exécution d'un codeur numérique conforme à l'invention ; la Fig. 11 est un schéma synoptique d'une forme d'exécution d'un décodeur numérique conforme à l'invention ; la Fig. 12 est un schéma synoptique d'une variante d'-une partie de la forme d'exécution de la Fig. 10 ; la Fig. 13 est un schéma synoptique d'une variante d'une partie de la forme d'exécution de la Fig. 11 ; la Fig. 14 est un exemple d'une courbe de réponse de fréquence d'un réseau utilisé dans les décodeurs conformes à l'invention ; la Fig. 15 est un schéma d'une partie d'un codeur conforme à l'invention ;
la Fig. 16 est un schéma d'une partie d'un décodeur conforme à l'invention, et la Fig. 17 illustre un jeu de courbes de réponse donné à titre d'exemple et utile pour comprendre le fonctionnement du circuit de la Fig. 15.
Un simple schéma synoptique d'une forme d'exécution de l'invention est illustré sur la Fig. 1. Avant d'être converti dans un convertisseur analogique-numérique différentiel adaptatif classique 2 (par exemple ADM ou ADPCM), le signal d'entrée est traité par un
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dispositif 4 à réponse variable dépendant de la fréquence qui fonctionne aux basses fréquences. En pratique, le dispositif 4 comprend au moins un circuit de renforcement à basse fréquence variable et peut comprendre un dispositif de détermination de seuil. Le degré de renforcement est régi par un signal de commande qui est dérivé du signal d'entrée par l'intermédiaire d'un dispositif de traitement 6.
Le signal de commande réagit aux composantes de haute fréquence du signal d'entrée, de sorte que lorsqu'il est appliqué au dispositif 4 à réponse variable, un accroissement du renforcement de basse fréquence se produit (au-dessus d'un seuil éventuel) à mesure que les composantes de haute fréquence augmentent. En pratique, le dispositif de traitement 4 comprend un filtre passe-haut et de pondération suivi d'un circuit redresseur et de filtrage. Le dispositif de traitement 4 peut aussi comprendre un dispositif de détermination de seuil. L'entrée du dispositif de traitement 6 peut en variante, être dérivée de la sortie du dispositif 4 à réponse variable.
La Fig. 2 est un schéma synoptique du dispositif décodeur complémentaire. Le dispositif de traitement 6 correspond à celui de la forme d'exécution de la Fig. 1 et produit en substance le même signal de commande qui, dans le décodeur, représente l'ampli- tude de la haute fréquence contenue dans le signal de sortie. Il peut dériver son signal d'entrée d'un endroit situé avant ou après le dispositif 10. Le dispositif 10 à réponse variable dépendant de la fréquence qui fonctionne aux basses fréquences fournit, lorsque le signal de commande approprié est appliqué, une réponse complémentaire au dispositif 4 dans le codeur. En pratique, il comprend au moins un circuit de coupure de basse fréquence variable et peut comprendre un dispositif de détermination de seuil.
Le signal
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de commande fait varier la coupure de basse fréquence du circuit de coupure de basse fréquence variable de sorte que l'effet global du renforcement dans le codeur et de la coupure dans le décodeur est une réponse plate. Lorsque le niveau des composantes de basse fréquence du bruit de quantification provenant du convertisseur numérique-analogique 12 s'élève en raison de l'augmentation de la dimension de pas requise pour admettre un signal de haute fréquence et de haute amplitude, la réponse du dispositif 10 à réponse variables'écarte d'une réponse plate afin de procurer une coupure de basse fréquence, atténuant ainsi le bruit de basse fréquence accru.
Dans des systèmes typiques, le bruit de basse fréquence est inaudible pour des pas de quantification de dimensions inférieures à une certaine valeur en rapport avec l'amplitude des composantes de signal de haute fréquence. Il n'est évidemment pas nécessaire de prévoir un renforcement et une coupure de basse fréquence lorsque le bruit de basse fréquence est inaudible. Ainsi, dans la plupart des formes d'exécution pratiques, un niveau-de seuil est établi dans le dispositif de traitement 6 ou dans les dispositifs 4 et 10 à réponse variable de telle sorte que le renforcement et la coupure de basse fréquence ne débute que lorsqu'un niveau de signal de commande particulier est atteint, par exemple juste avant que le bruit de basse fréquence ne devienne audible.
La Fig. 3 illustre une famille de courbes de renforcement variable et de coupure variable donnée à titre d'exemple. Comme expliqué plus haut, pour améliorer la compréhension, les basses fréquences peuvent être considérées comme étant celles qui sont inférieures à 1 kHz, tandis que dans des formes d'exécution pratiques, des limitations différentes peuvent être d'ap-
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plication. Cela étant, les courbes de la famille représentée sur la Fig. 3 ont une fréquence d'inflexion de 1 kHz. Les courbes a et a'sont simplement une ré-
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ponse plate pour le cas de l'absence de renforcement dans le dispositif 4 à réponse variable de'la Fig. 1 et de l'absence de coupure dans le dispositif réponse variable de la Fig. 2.
Etant donné que le signal de commande augmente avec une amplitude croissante des composantes de haute fréquence dans le signal d'entrée, le circuit de renforcement variable produit une réponse de renforcement de basse fréquence croissante, par exemple pour les courbes b, c et d, tandis que le même signal de commande appliqué au circuit de coupure variable produit une réponse de coupure de basse fréquence complémentaire, par exemple pour les courbes b', c'et d', respectivement pour des valeurs particulières du signal de commande. Il existe évidemment un continuum de courbes, sensible aux valeurs continues du signal de commande. Le maximum de renforcement et de coupure dans cet exemple est de 10 dB. Dans des formes d'exécution pratiques, il peut être possible de réduire efficacement le bruit avec un moindre renforcement et une moindre coupure.
De plus, comme expliqué plus en détail plus loin, le maximum de renforcement et de coupure est habituellement limité par des effets secondaires indésirables.
Les courbes telles que représentées sur la Fig. 3 peuvent être réalisées par des circuits shelf variables à bande fixe classiques. Dans certaines applications, un circuit shelf à bande glissante ayant une fréquence d'inflexion variable peut garantir une adaptation plus efficace au spectre du bruit de basse fréquence pour divers niveaux den pas de quantification. La forme la plus efficace de la courbe dépend, dans des applications particulières, du
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spectre de bruit de basse fréquence. Quoiqu'une réponse shelf soit en général satisfaisante, des caractéristiques de réponse plus sophistiquées peuvent être souhaitables dans des applications critiques. De plus, dans certaines applications, des caractéristiques de réponse plus simples peuvent être acceptables.
Dans les formes d'exécution des Fig. 1 et 2, le gain de basse fréquence est régi par un signal dérivé des signaux audio analogiques. Dans certains types de systèmes audio numériques, on trouve dans les convertisseurs ADC et DAC, des signaux à partir desquels peuvent être dérivés des signaux de commande convenant pour régir le gain de basse fréquence. Par exemple, dans certains types de modulation delta adaptative, par exemple les systèmes de modulation delta à pente variable de façon continue connus sous le nom de CVSD, la dimension du pas est déterminée par une tension de commande dont la valeur est directement proportionnelle à la pente du signal d'entrée. Ceci s'applique aux systèmes CVSD décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 4. 190.801 et 4.305. 050 précités.
Dans ces systèmes CVSD, si un niveau de signal d'entrée maximum arbitraire est défini, la valeur de cette tension de commande donne une information indiquant si le signal d'entrée contient ou non des signaux de haute fréquence et de haute amplitude.
Par exemple, si le niveau maximum à 1 kHz produit 0, 2 volt, le niveau maximum à 10 kHz produit 2 volts et selon une approximation grossière, on peut affirmer que tout signal produisant plus d'environ 0,3 volt contient des signaux a forte pente à des fréquences élevées.
Cette tension de commande peut par conséquent être utilisée pour agir sur les circuits de coupure et de ren-
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forcement de basse fréquence variables en lieu et place d'un signal de commande produit séparément comme dans les formes d'exécution des Fig. 1 et 2. D'autres types de codeurs et de décodeurs numériques différentiels adaptatifs peuvent aussi présenter des signaux à partir desquels des signaux de commande adéquats peuvent être dérivés.
La Fig. 4 est un schéma synoptique d'un tel agencement dans lequel la tension de commande de la dimension du pas provenant d'un convertisseur analogiquenumérique différentiel adaptatif, tel qu'un ADC CVSD, est appliquée au dispositif 4 à réponse variable dépendant de la fréquence par l'intermédiaire d'un dispositif de traitement 16. La réalisation du dispositif 4 est identique à celle décrite plus haut avec référence à la Fig. 1. Le dispositif de traitement 16 peut comprendre un dispositif déterminant un seuil et, si nécessaire, un dispositif pour conformer le signal analogique provenant du convertisseur ADC 14. Si le signal de commande de la dimension du pas provenant du convertisseur ADC 14 est numérique, le dispositif de traitement 16 comprend un convertisseur numérique analogique.
Comme dans le cas de la forme d'exécution de la Fig. 1, le décalage, s'il est appliqué, est tel que le renforcement de basse fréquence n'est appliqué que lorsque la tension de commande est suffisamment importante pour indiquer la présence d'un signal à forte pente aux hautes fréquences. Le renforcement augmente alors progressivement avec 1''accroissement de la pente d'entrée comme le suggère la Fig. 3.
La Fig. 5 illustre le système de démodulation complémentaire dans lequel le signal de commande de la dimension du pas provenant d'un convertisseur numériqueanalogique différentiel adaptatif 18, tel qu'un DAC CVSD, est appliqué au dispositif à réponse variable dépendant
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de la fréquence par l'intermédiaire du dispositif de traitement 16.
Dans la forme d'exécution de la Fig. 4, une boucle de réaction positive est formée par l'utilisation du signal de commande dérivé du convertisseur ADC pour régler le niveau de basse fréquence du signal appliqué au convertisseur ADC. Cela étant, le gain de boucle doit être tel qu'il ne soit pas instable. De plus, le degré de renforcement et l'intervalle de fréquence sur lequel il est appliqué doivent être limités de telle façon que le signal de commande ne soit pas amené à atteindre la valeur de seuil ou à nuire au but même du système en augmentant la dimension du pas (et par conséquent le bruit).
Dans les formes d'exécution décrites ciaprès, des dispositifs servant à réduire le bruit de haute fréquence en plus du bruit de basse fréquence sont prévus. Les formes d'exécution des Fig. 6 et 7 correspondent d'une manière générale aux formes d'exécution des Fig. 1 et 2, mais comprennent le dispositif servant à réduire le bruit de haute fréquence. Les formes d'exécution des Fig. 8 et 9 correspondent de la même manière aux formes d'exécution des Fig. 3 et 4 respectivement.
Les Fig. 6 et 7 illustrent des formes d'exécution de codeurs et de décodeurs, respectivement, dans lesquels des dispositifs 20 et 22 à réponse variable - dépendant de la fréquence complémentaires qui fonctionnent dans la partie haute fréquence du spectre audio sont prévus. Des détails des dispositifs 20 et 22 à réponse variable complémentaires sont indiqués après la description générale des Fig. 6 à 9. Dans la forme d'exécution de codeur de la Fig. 6 et la forme d'exécution de décodeur de la Fig. 7, des signaux de commande uniques pour les dispositifs à réponse variable à haute
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et basse fréquence (4,10, 20,22) sont dérivés des signaux d'entrée et de sortie respectifs par l'intermédiaire du dispositif de traitement 6.
Comme sur les Fig. 1 et 2, chaque dispositif de traitement 6 comprend typiquement un filtre passe-haut et pondérateur, de sorte que le signal de commande ne réagit qu'aux composantes de signal de haute fréquence et comprend aussi typiquement un circuit redresseur et de filtrage présentant une constante de temps appropriée telle qu'une tension de commande en courant continu soit produite et suive en substance l'enveloppe des composantes de haute fréquence. Le signal d'entrée parvenant au dispositif de traitement 6 peut aussi provenir de la sortie du dispositif 20 ou de l'entrée du dispositif 22.
En variante, au lieu de dériver un seul signal de commande pour les dispositifs 4 et 20, on peut dériver des signaux de commande distincts à l'aide de dispositifs de traitement indépendants. Ceci peut s'a- vérer souhaitable dans des applications critiques afin d'optimaliser l'action des dispositifs à réponse variable à haute fréquence et à basse fréquence.
Les Fig. 8 et 9 illustrent des formes d'exécution de codeurs et de décodeurs supplémentaires qui sont en général identiques aux formes d'exécution des Fig. 6 et 7, sauf que le signal de commande (ou les signaux de commande si des dispositifs de traitement indépendants sont utilisés) pourles divers dispositifs à réponse variable à haute fréquence et à basse fréquence sont dérivés des convertisseurs 2 et 12 par l'intermédiaire du dispositif de traitement 16 à la manière des formes d'exécution des Fig. 3 et 4.
Dans les formes d'exécution des Fig. 6 à 9, la séquence selon laquelle les dispositifs à réponse variable à haute et à basse fréquence opèrent sur les signaux analogiques peut être inversée par rapport à
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la séquence représentée sans affecter le fonctionnement du système, parce que les dispositifs opèrent dans des parties indépendantes, essentiellement non chevauchantes, du spectre audio. Il est aussi possible d'agir sur le signal à la fois avec les dispositifs à haute et à basse fréquence essentiellement au même point du trajet du signal, comme expliqué ci-après avec référence à une forme d'exécution pratique.
Le dispositif à réponse variable dépendant de la fréquence fonctionnant aux hautes fréquences (bloc 20 sur les Fig. 6 et 8) et le dispositif complémentaire (bloc 22 sur les Fig. 7 et 9) assure de préférence une pré-accentuation variable dans les formes d'exécution de codeurs (Fig. 6 et 8) et une désaccentuation variable complémentaire dans les formes d'exécution de décodeurs (Fig. 7 et 9).
Une étude de conception classique dans des systèmes numériques adaptatifs qui, comme décrit plus haut, sont en fait des compresseurs-extenseurs numériques consiste à prévoir des réseaux conformateurs à réponse fixe (pré-accentuation et désaccentuation) afin de modifier le spectre du bruit de quantification dans l'espoir que le bruit situé dans l'intervalle le plus audible du spectre (habituellement les hautes fré- quences) reste inaudible, même lorsqu'il a atteint son niveau maximum par suite de l'adaptation de la réponse à un signal à une fréquence qui ne masque pas ce bruit le plus audible. Malheureusement, cet espoir est souvent vain et des compresseurs-extenseurs numériques pré-accentués donnent habituellement une modulation de bruit audible sur un matériel musical critique.
La réponse admissible d'un réseau conformateur est un compromis entre deux exigences incompatibles.
A la sortie du convertisseur DAC, il est souhaitable d'introduire une perte importante aux fréquences aux-
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quelles le bruit ou l'erreur est le plus audible ; l'entrée du convertisseur ADC exige alors le réseau inverse, donnant un gain important à ces fréquences.
Cependant, ce gain augmente la probabilité de surcharge du système et réduit par conséquent l'intervalle dynamique efficace du système à des signaux de large bande. En d'autres termes, une pré-accentuation et une désaccentuation fixes n'augmentent pas nécessairement l'intervalle dynamique.
Les réseaux à réponse variable dépendant de la fréquence 20 et 22, avec ou sans gain associé, modifient la forme de leur caractéristique de réponse en réaction au signal de commande. Ils peuvent, être considérés comme dispositifs de pré-accentuation et de désaccentuation adaptative en combinaison avec les convertisseurs ADC et DAC, le bruit de haute fréquence le plus audible étant ainsi réduit par le réseau conformateur de réponse chaque fois que les amplitudes du signal d'entrée n'aboutissent pas à une surchage du système, mais si une surcharge se produisait, les réseaux s'adapteraient pour éviter le renforcement des composantes spectrales prédominantes, tout en conservant la réduction de bruit là où du bruit pourrait être audible en présence de ces composantes spectrales.
Un tel système permet un renforcement et une coupure beaucoup plus importants en présence de signaux prédominants à des fréquences où le bruit ne suscite pas de difficultés et peut par conséquent rendre la modulation du bruit inaudible.
Les compresseurs-extenseurs analogiques à division de bande et à bande glissante tels que cités plus haut, sont évidemment des exemples d'une pré-ac- centuation'et d'une désaccentuation adaptative ; en plus des réseaux à réponse variable dépendant de la fréquence (c'est-à-dire à réponse adaptative), ils com-
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prennent normalement leurs propres circuits pour mesurer l'amplitude et le spectre des signaux audio en vue de réaliser la réponse variable ou l'adaptation.
Les dispositifs de traitement 6 (Fig. 6 et 7) et 16 (Fig. 8 et 9) peuvent comprendre de tels circuits, avec des variations appropriées de la réponse de fréquence, si nécessaire.
Dans des systèmes numériques adaptatifs utilisant une échelle variable, le convertisseur ADC contient un signal de commande ou un facteur d'échelle, obtenu habituellement par voie numérique, qui doit être reconstruit dans le convertisseur DAC (les formes d'exécution des Fig. 8 et 9 par exemple). Le signal de commande peut être utilisé pour agir sur des réseaux à réponse adaptative ; le signal de commande peut être considéré comme une mesure dérivée par voie numérique du signal audio qui est initialement produite dans le convertisseur ADC et qui peut être reconstruite avec n'importe quel degré de précision voulu au niveau du convertisseur DAC.
Par conséquent, une des difficultés majeures dans un compresseur-extenseur analogique, qui consiste à effectuer les mesures identiques du signal aux extrémités d'émission et de réception, est par conséquent supprimée et une"poursuite" précise entre la pré-accentuation et la désaccentuation variable est plus facile à réaliser.
En pratique, les réseaux 20 et 22 à réponse variable dépendant de la fréquence ont la forme de dispositifs à gain variable dépendant de la fréquence, par exemple de systèmes de compresseurs et d'extenseurs à bande fixe ou à bande glissante qui opèrent à des fréquences élevées, comme ceux décrits plus haut.
Dans des compresseurs-extenseurs analogiques classiques, l'audibilité de la modulation du bruit dépend du rapport de compression ; l'amplitude du signal
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avant que le niveau de bruit ne s'élève suffisamment pour devenir audible est d'autant plus élevée que le rapport est plus important. Malheureusement, des rapports de compression et par conséquent d'extension élevés aboutissent à des erreurs de poursuite en raison des différences entre les mesures du signal effectuées au niveau du compresseur et de l'extenseur et des compresseurs-extenseurs analogiques pratiques ont habituellement des rapports compris entre 1,5 et 3.
La précision avec laquelle le signal de commande dérivé par voie numérique peut être reconstruit permet d'utiliser des rapports un peu plus élevés dans les formes d'exécution des Fig. 8 et 9. La combinaison de la préaccentuation adaptative et de la dérivation du facteur d'échelle dans le convertisseur ADC peut être considérée comme un compresseur à sortie réglée dont le rapport de compression dépend des caractéristiques de réglage du réseau variable et des caractéristiques d'entrée/ sortie de la mesure numérique. En connaissant cette dernière mesure, il est possible de dériver la première qui est nécessaire pour donner un rapport de compression requis donné.
Des formes d'exécution plus spécifiques des réalisations des Fig. 8 et 9 respectivement sont représentées sur les Fig. 10 et 11. Dans ces formes d'exécution, un système audio de codage/décodage numérique à haut rendement, peu onéreux et relativement simple est prévu : les avantages connus de la modulation delta adaptative sont conservés, y compris la simplicité de son matériel, tandis que l'intervalle dynamique du système est accru davantage sans introduire des effets secondaires gênants tels que la modulation du bruit. Le système résultant est particulièrement adéquat pour des systèmes peu onéreux à débit de données limité, dans lesquels un intervalle dynamique élevé
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et un rapport signal bruit élevé sont souhaitables.
Divers modes de modulation delta sont décrits dans l'article"Delta Modulation"par H. R.
Schindler, IEEE Spectrum, volume 7, pages 69 à 78, octobre 1970. L'article comprend une discussion de la modulation delta adaptative et cite également une bibliographie étendue. Un système de modulation delta adaptative est également décrit dans"High Performance Digital Audio Systems"par Robert I. Masta, Electronic Products, page 66,20 avril 1982. Des systèmes de modulation delta adaptative sont aussi décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 4. 190.801, 4.254. 502,4. 305.050 et 4.313. 204. Les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 4. 254.502 et 4.313. 204 sont aussi cités ici à titre de référence, chacun dans sa totalité.
Les convertisseurs analogiques-numériques et numériques-analogiques 24 et 26 sont du type a modulation delta adaptative à pente variable de façon continue (CVSD). Ces dispositifs sont bien connus. Pour réduire davantage le bruit audible, une réaction en cas d'erreur est utilisée dans le convertisseur ADC 24.
Ces techniques sont aussi connues. Voir par exemple les brevets des Etats-Unis d'Amérique n 2. 927.962 et 4.313. 204, ainsi que"Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback"par Spang et Schultheiss, IRE Trans.
Commun. Syst., Vol. CS-10, pages 373 à 380, décembre 1962. Un compresseur à bande glissante à haute fréquence 28 et un extenseur à bande glissante complémentaire 30, commandés chacun par le convertisseur associé, assurent la réduction de bruit à haute fréquence.
La quantité de réduction de bruit assurée par le système à bande glissante et le spectre de fréquence dans lequel cette réduction est efficace peuvent être choisis de manière à correspondre au spectre de
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bruit qui subsiste, même lorsqu'on utilise la réaction en cas d'erreur. Par exemple, à moins que la fréquence d'horloge soit suffisamment élevée, un bruit significatif subsiste aux fréquences audio très élevées lorsqu'une correction par réaction en cas d'erreur est utilisée.
En agençant le système de réduction de bruit à bande glissante de manière qu'il opère dans cette région du spectre audio, la combinaison des deux entraîne une réduction de bruit dans la totalité du spectre audio à haute fréquence, tout en opérant à des fréquences d'horloge qui seraient sinon inacceptables pour des systèmesaudio de haute qualité. La combinaison de ce montage avec un montage de renforcement à basse fréquence variable 32 et de coupure à basse fréquence variable 34 en vue de réduire tout bruit de basse fréquence restant, entraîne la réduction en substance totale du bruit dans le spectre audic.
Les dispositifs à bande glissante peuvent prendre diverses formes comme indiqué pour les réalisations connues citées plus haut. Dans cette forme d'exécution, les dispositifs sont des modifications des dispositifs à bande glissante connus sous le nom de compresseurs et extenseurs de type B, dont une forme ancienne est décrite dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique Re 28,426. Dans ce brevet, aucun circuit de commande n'est requis parce que le signal de commande est dérivé des convertisseurs 24 et 26.
De plus, les dispositifs ne doivent fonctionner qu'à des fréquences élevées par suite de la réduction de bruit à basse fréquence assurée par le système de renforcement et de coupure variable à basse fréquence et de la nature essentiellement à haute fréquence du spectre de bruit dans ce système de modulation delta lorsque la correction par réaction en cas d'erreur utilisée ne refoule pas complètement le spectre de bruit hors de la bande
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audio utilisable en raison de l'utilisation d'une fréquence d'horloge relativement basse. Comme mentionné plus haut, il est souhaitable que le système de compression-extension n'agisse pas aux basses fréquences, parce que cela augmenterait les variations non masquées du bruit de basse fréquence en présence de signaux à haute fréquence.
Les bandes de fréquence dans lesquelles la réduction du bruit de haute fréquence et celles dans lesquelles les opérations de renforcement/coupure à basse fréquence se réalisent doivent en substance être mutuellement exclusives.
Sur la Fig. 10, l'entrée du système, un simple filtre passe-bas bipolaire 36 limite la bande du signal d'entrée audio. Contrairement aux systèmes PCM classiques à vitesse d'échantillonnage faible, ce système n'exige pas de filtres anti-alias compliquésUn filtre passe-bas 38 semblable est introduit après le convertisseur DAC 26 (Fig. 11). Le compresseur à bande glissante 28 est un dispositif de tvpe I à double trajet semblable à celui décrit dans la demande de brevet anglais publiée n 2. 079.114A. Le trajet principal contient un réseau conformateur de réponse fixe indépendant du niveau 40 selon la Fig. 14, qui permet la transmission de signaux à haute fréquence de haut niveau.
L'autre trajet contient un filtre passe-haut monopolaire commandé en tension 42. Dans l'état de repos ou calme, sa fréquence de coupure est d'environ 10 kHz. Le filtre variable a le même effet qu'un compresseur présentant un rapport de compression dépendant de la forme de la caractéristique de filtrage/ commande, cette compression se produisant au-dessus du niveau de seuil dépendant du gain de boucle du système de commande. Le gain avant sommation avec le trajet principal est de 14 dB, donnant une pré-accen-
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tuation calme qui s'élève à 6 dB/octave d'environ 2 kHz à environ 10 kHz. Au-dessus d'une valeur de seuil du signal de commande, cette pré-accentuation s'élève en fréquence en fonction croissante d'un signal de commande dérivé du flux de bits.
Le dispositif suppresseur de dépassement 44 (décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique Re 28,426) empêche toute distorsion transitoire dans le convertisseur analogique-numérique. Le trajet principal et l'autre trajet sont sommés dans un dispositif combineur 46.
Le signal audio traité provenant du compresseur à bande glissante 28 est amené par l'intermédiaire d'un étage sommateur 48 à un comparateur 50. L'autre entrée du comparateur est un signal audio qui a été reproduit à partir du flux de bits numériquesde sortie.
La sortie du comparateur est échantillonnée à la fréquence d'horloge par la bascule 52 afin de devenir le flux de bits de sortie. Le flux de bits de sortie régit la polarité de l'intégration (bloc 54) de sorte que le signal audio reproduit suit le signal audio d'entrée. L'algorithme d'adaptation 56 utilise le flux de bits pour produire une tension de commande analogique qui est intégrée (bloc 54) pour construire le signal audio. Le signal de commande est aussi utilisé pour commander le système de réduction de bruit analogique.
L'erreur qui a été effectuée par ce processus de conversion apparaît à l'entrée du comparateur. Le signal d'erreur passe par une boucle de réaction en cas d'erreur 56 comportant un filtre passe-bas 58 et est combiné au signal audio traité. Ce processus décale le spectre de l'erreur vers le haut en fréquence. Avec une vitesse d'échantillonnage suffisamment élevée, on dispose d'un espace suffisant au-dessus de la limite supérieure de l'intervalle d'audiofréquence et en dessous de la fréquence d'horloge pour y introduire
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le spectre d'erreur. Ainsi, la majeure partie du bruit de quantification peut être extraite de l'intervalle audible, laissant un bruit beaucoup moins audible que celui qui est habituellement associé à un système de modulation delta classique.
Si on utilise une vitesse d'échantillonnage inférieure, un certain bruit de très haute fréquence subsiste comme décrit plus haut.
Le flux de bits de sortie de base est alors traité comme cela peut s'avérer nécessaire en particulier en vue de son application à l'agent de transmission.
La Fig. 11 illustre des détails du décodeur complémentaire du codeur de la Fig. 10. Les signaux de l'agent de transmission sont traités comme il le faut pour obtenir le flux de bits d'entrée de base.
Le dispositif de traitement comprend un dispositif pour dériver un signal d'horloge. Ces techniques sont bien connues.
Le convertisseur numérique-analogique 26 est un démodulateur delta adaptatif qui est identique à une partie du convertisseur analogique-numérique 24.
Le comparateur 50 et la boucle de réaction en cas d'erreur 56 ne sont pas requis pour le démodulateur.
Les blocs 54,55 et 56 sont les mêmes dans les deux convertisseurs. Le signal de sortie audio provenant de la sortie de l'intégrateur passe par l'intermédiaire d'un filtre passe-bas bipolaire à l'extenseur à bande glissante complémentaire 30. Ce dernier présente également une configuration à deux trajets dans laquelle le trajet principal comporte un conformateur de réponse indépendant du niveau 40' (l'inverse de la Fig. 14) et l'autre trajet fournit une réaction négative à partir de la sortie vers un combineur de sommation 46 à l'en- trée par l'intermédiaire d'un filtre passe-haut variable 42 et d'un dispositif de suppression de dépassement
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44.
Le filtre 42 est mis en oeuvre par le signal de commande dérivé du flux de bits dans le convertisseur numérique-analogique et le résultat est une réponse complémentaire de celle du processeur de réduction du bruit de codage.
Les affirmations qui précèdent, données avec référence à la description des formes d'exécution des Fig. 6 à 9 concernant les emplacements relatifs des dispositifs à réponse variable à haute et à basse fréquence s'appliquent aussi au dispositif de renforcement à basse fréquence variable 32 et au compresseur à bande glissante 28 de la Fig. 10 ainsi qu'au dispositif de coupure à basse fréquence variable 34 et à l'extenseur à bande glissante 30 de la Fig. 11. C'est- à-dire que l'ordre dans lequel les circuits agissent sur les signaux analogiques n'affecte pas le résultat parce que les circuits fonctionnent dans des bandes de fréquence séparées en substance non chevauchantes.
Cela étant, l'agencement peut être simplifié de telle sorte que les dispositifs de renforcement et de coupure à basse fréquence variable forment d'autres trajets latéraux respectivement dans le compresseur et l'extenseur à bande glissante comme le montrent les Fig. 12 et 13. Le résultat équivaut à la présence de moyens extérieurs à l'extenseur et au compresseur comme sur les Fig. 10 et 11.
Comme le montre la Fig. 12, le dispositif de renforcement à basse fréquence variable est formé par une boucle de réaction négative qui comprend un inverseur 60 et un bloc 62 comportant un filtre passebas commandé et un amplificateur donnant un gain fixe.
Le signal de réglage pour le filtre passe-bas réglé peut être le même signal décommande analogique du convertisseur ADC 24 qui est appliqué au filtre passehaut 42 commandé.
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Sur la Fig. 13, le dispositif de coupure à basse fréquence variable est formé par une boucle à action positive qui comprend les mêmes éléments que le bloc 62 de la Fig. 12.
La Fig. 14 illustre une courbe de réponse de fréquence donnée à titre d'exemple du réseau conformateur de réponse 40 utilisé dans les codeurs des Fig. 10 et 12. La réponse est fixe et indépendante du niveau. La réponse complémentaire est utilisée dans le réseau 40'dans les décodeurs des Fig. 11 et 13.
Des formes d'exécution pratiques du montage des Fig. 12 et 13 sont représentées dans les schémas des Fig. 15 et 16. Les circuits sont destinés à être utilisés avec un système de modulation delta du type CVSD tel que décrit plus haut avec référence aux formes d'exécution des Fig. 10 et 11 (par exemple le bloc 24 de la Fig. 10 et le bloc 30 de la Fig. 11). La tension de commande provenant du modulateur delta est utilisée pour agir sur une seule résistance réglée par l'intensité qui donne à la fois un renforcement de haute fréquence à bande glissante et un renforcement de basse fréquence variable.
Dans ce cas, comme expliqué plus en détail plus loin, le renforcement de basse fréquence consiste en fait à diminuer la coupure de basse fréquence et le renforcement de haute fréquence est superposé à la désaccentuation à haute fréquence produite par le réseau 40. La Fig. 17 illustre un jeu représentatif de courbes de réponse de fréquence pour des valeurs progressivement croissantes de la tension de commande (qui est proportionnelle à l'augmentation de la pente du signal d'entrée).
Les flèches sur la Fig. 17 indiquant la direction de la tension de signal de commande croissante. Sur la Fig. 16 est représenté le décodeur complémentaire
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dans lequel la tension de commande provenant du démodulateur delta commande aussi une résistance commandée en intensité qui fournit, dans le cas du décodeur, une coupure de haute fréquence à bande glis- sante et une coupure de basse fréquence variable.
Les caractéristiques de réponse du décodeur sont complémentaires de celles de la Fig. 17. Dans le codeur et le décodeur, il est possible d'utiliser la même résistance commandée en intensité pour la fonction de bande glissante à haute fréquence et la fonction de réponse à basse fréquence variable parce que ces fonctions se présentent dans des bandes de fréquence séparées, comme expliqué plus en détail plus loin.
Comme le montrent les détails de la Fig. 15, le signal d'entrée audio est appliqué à un filtre d'entrée passe-bas bipolaire comportant une fréquence de coupure d'environ 16 kHz. Le filtre est formé par un 1/2 IC101 (un amplificateur opérationnel) et par ses résistances et ses condensateurs associés (C101, C102, C103, R101, R102 et R103). La sortie du filtre est appliquée au trajet principal dans lequel le réseau anti-saturation formé par R104, R106 et C104 est placé. Cette combinaison de composants forme un filtre passe-bas monopolaire présentant une fréquence de coin d'environ 6 kHz.
La sortie du réseau anti-saturation est appliquée à un additionneur/inverseur (amplificateur opérationnel 1/2 IC102). La sortie du filtre d'entrée est aussi appliquée au condensateur C109 qui forme un filtre passe-haut variable avec la résistance commandée en intensité (1/2 IC103). La résistance commandée en intensité est commandée par un signal traité par le modulateur delta CVSD et appliquée à l'entrée de codage de commande. Le traitement comprend le passage par un circuit de maintien de pic et de seuil et comprend un amplificateur opérationnel 1/2 IC101, des
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diodes D101, D102, des résistances R110 et R112 et la tension de référence appliquée par l'intermédiaire de la résistance Rlll.
Un filtre passe-bas présentant une fréquence de coin d'environ 700 Hz et formé par R120, R121 et C110 constitue un trajet de réaction négative allant de la sortie de l'additionneur/inver- seur (1/2 IC102) à l'entrée de l'amplificateur opérationnel (1/2 IC102). Le condensateur C108 a une impédance zéro aux fréquences audio impliquées. Par conséquent, le filtre passe-bas agit avec la résistance commandé pour former un atténuateur variable par réglage du gain de l'amplificateur opérationnel 1/2 IC102.
La sortie de l'amplificateur opérationnel 1/2 IC102 est appliquée à l'entrée de l'additionneur/inverseur de manière à compléter une boucle à action positive contenant le filtre passe-haut variable et une boucle de réaction négative comportant un atténuateur variable. Les diodes D103, D104 assurent la suppression du dépassement.
L'action de l'atténuateur variable peut être analysée de la manière suivante. Lorsque la valeur de la résistance variable est infinie (lorsque son courant décommande est égal à zéro), au-dessus de la fréquence de coupure du filtre passe-bas, la boucle de réaction négative peut être ignorée tandis qu'en dessous de la fréquence de coupure, la boucle présente un gain fini. Pour les valeurs de composants représentées, le résultat est une atténuation d'environ 6 dB pour des signaux compris dans la bande passante du filtre passe-bas. Lorsque la valeur de la résistance commandée tombe (à mesure que celle du signal de commande augmente), la réaction négative est réduite, diminuant ainsi l'atténuation et augmentant le gain de la boucle.
Aux très basses valeurs de la résistance commandée, la réponse de basse fréquence globale
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du trajet principal et des trajets latéraux y compris les boucles d'action positive et de réaction négative s'approchent d'une réponse plate. Cet agencement équivaut à un renforcement de basse fréquence variable en combinaison avec une coupure de réponse de basse fréquence fixe. Une référence aux courbes de réponse de la Fig. 17 montre que la coupure de basse fréquence diminue à mesure que le signal de commande augmente.
Le trajet de haute fréquence à action positive ne contribue pas à la sortie du signal dans la bande de fréquence ce qui n'est pas le cas du trajet de réaction négative. Le trajet de haute fréquence est une réponse à bande glissante à haute fréquence classique qui entraîne une réponse de haute fréquence globale du trajet principal et des trajets latéraux c'est-à-dire un renforcement de haute fréquence qui diminue à mesure que le signal de commande augmente. La réponse globale tombe en dessous d'une réponse plate aux hautes fréquences par suite de l'effet du réseau anti-saturation.
La Fig. 17 indique d'une manière générale la réponse globale combinée souhaitée du renforcement à basse fréquence variable et de la pré-accentuation à haute fréquence variable requise pour réduire au minimum le bruit dans la totalité du spectre audio dans un système numérique du type décrit. A mesure que le contenu à haute fréquence de haut niveau du signal audio augmente, la pré-accentuation de haute fréquence est diminuée et en même temps le renforcement de basse fréquence est accru.
Le circuit à utiliser dans un décodeur complémentaire de celui de la Fig. 15 est représenté sur la Fig. 16. L'agencement général est basé sur la forme d'exécution de la Fig. 13, par exemple le dispositif de coupure à basse fréquence variable complémentaire est formé par une boucle à action positive tandis que
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la désaccentuation à haute fréquence variable complémentaire est réalisée dans une boucle de réaction négative. Le fonctionnement du circuit est analogue à celui de la Fig. 15. La tension de commande provenant du démodulateur delta est utilisée pour agir sur une seule résistance commandee en intensité qui assure une coupure de haute fréquence à bande glissante et une coupure de basse fréquence variable.
Dans ce cas, comme expliqué plus en détail plus loin, la coupure de basse fréquence consiste en fait à diminuer le renforcement de basse fréquence et la coupure de haute fréquence est superposée à la pré-accentuation de haute fréquence fournie par le réseau 40'.
Comme l'indiquent à présent les détails de la Fig. 16, le signal d'entrée analogique provenant du démodulateur delta est appliqué au trajet principal à l'entrée du 1/2 IC 202 autour duquel le réseau anti-saturation formé par R204, R206 et C204 est placé sous la forme d'une boucle de réaction afin de fournir la réponse complémentaire au réseau de la Fig. 15.
Cette combinaison de la boucle de réaction autour de l'amplificateur opérationnel forme une pré-accentuation à haute fréquence s'élevant à 6dB/octave au-dessus d'environ 6 kHz. La sortie de l'additionneur/inverseur est appliquée à un filtre passe-bas bipolaire ayant une fréquence de coupure d'environ 16 kHz, c'est-àdire l'amplificateur opérationnel 1/2 IC201 et les résistances et condensateurs associés C201, R202, R203, C202 et C203. La sortie de l'additionneur/inverseur est aussi appliquée au condensateur C209 qui, avec la résistance commandée en intensité (1/2 IC203) forme un filtre passe-haut variable dans une boucle de réaction négative.
La résistance commandée en intensité est commandée par un signal provenant du démodulateur delta CVSD et appliquée à l'entrée de décodage de commande.
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Le traitement comprend le passage par un circuit de maintien de pic et de seuil qui comprend l'amplificateur opérationnel 1/2 IC201, les diodes D201, D202, les résistances R210 et R212 et la tension de référence appliquée par l'intermédiaire de la résistance R211.
Un filtre passe-bas présentant une fréquence de coin d'environ 700 Hz et formé par R220, R221 et C210 reçoit également le signal d'entrée analogique et fait partie d'une boucle à action positive à l'entrée de l'amplificateur opérationnel (1/2 IC202). Le condensateur C208 a une impédance nulle aux fréquences audio impliquées. Par conséquent, le filtre passe-bas agit avec la résistance commandée pour former un atténuateur variable en vue de commander le gain de la boucle qui comprend l'amplificateur opérationnel 1/2 IC202.
La boucle à action positive sert donc de renforcement variable. La sortie de l'amplificateur opérationnel 1/2 IC202 est appliquée à l'entrée de l'additionneur/ inverseur de manière à compléter la boucle de réaction négative (désaccentuation variable) comportant le filtre passe-haut variable et la boucle à action positive (renforcement variable) comportant un atténuateur variable. Les diodes D203, D204 assurent la suppression du dépassement.
L'action de la boucle de renforcement variable peut être analysée de la manière suivante. Lorsque la valeur de la résistance variable est infinie (lorsque son courant de commande est nul) au-dessus de la fréquence de coupure du filtre passe-bas, la boucle à action positive peut être ignorée tandis qu'en dessous de la fréquence de coupure, la boucle présente un gain fini. Pour les valeurs des composants représentées aux dessins, le résultat est un renforcement d'environ 6 dB pour des signaux situés dans la bande passante du filtre passe-bas. Lorsque la valeur de la résistance commandée
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tombe (à mesure que le signal de commande augmente), l'action positive est réduite, ce qui augmente l'atténuation et diminue le gain de boucle.
A des valeurs très basses de la résistance commandée, la réponse de basse fréquence globale du trajet principal et des trajets latéraux comprenant les boucles d'action positive et de réaction négative s'approche d'une réponse plate. Cet agencement équivaut à une coupure de basse fréquence variable en combinaison avec un renforcement de la réponse de basse fréquence fixe. Une référence aux courbes de réponse de la Fig. 17 montre la coupure de basse fréquence décroissante à mesure que le signal de commande augmente pour le circuit de la Fig. 15. Dans ce cas, la réponse complémentaire est obtenue. Le trajet de haute fréquence à réaction négative ne contribue pas à la sortie des signaux dans la bande de fréquence alors que la basse fréquence à action positive y contribue.
Le trajet de haute fréquence est une réponse à bande glissante à haute fréquence classique qui donne une réponse de haute fréquence globale du trajet principal et des trajets latéraux comprenant une désaccentuation à haute fréquence diminuant à mesure que le signal de commande augmente. La réponse s'élève audessus d'une réponse plate aux hautes fréquences par suite de l'effet du réseau d'anti-saturation.
Dans les diverses formes d'exécution décrites, les signaux numériques entre le codeur numérique et le décodeur numérique sont transportés par un agent de transmission qui peut prendre diverses formes. Par exemple, les signaux numériques peuvent être appliqués directement à un agent d'enregistrement et de reproduction (bande magnétique, disques etc. ) ou à un système d'émetteur et de récepteur pour une transmission par fil ou dans l'espace etc. De plus, une autre modulation ou un autre codage peut être utilisé avant l'en-
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registrement ou la transmission.
Quoique les diverses formes d'exécution de codeur et de décodeur soient utiles seules, elles peuvent être combinées au moyen d'un agent de transmission pour fournir un système de codeur-décodeur complet.