FR2532801A1 - Appareil de conversion de signaux analogiques et numeriques - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN APPAREIL DE CONVERSION DE SIGNAUX ANALOGIQUES ET NUMERIQUES. LA PARTIE DE L'APPAREIL DESTINEE A LA CONVERSION ANALOGIQUE-NUMERIQUE COMPORTE ESSENTIELLEMENT UN DISPOSITIF 4 A REPONSE VARIABLE EN FONCTION DE LA FREQUENCE, UN CONVERTISSEUR ANALOGIQUE-NUMERIQUE 2 DIFFERENTIEL ADAPTATIF ET UN CIRCUIT DE TRAITEMENT 6 QUI PRODUIT UN SIGNAL DE COMMANDE DE LA CARACTERISTIQUE EN FREQUENCE. LA PARTIE DE L'APPAREIL DESTINEE A LA CONVERSION NUMERIQUE-ANALOGIQUE COMPORTE UN CONVERTISSEUR NUMERIQUE-ANALOGIQUE DIFFERENTIEL ADAPTATIF ET UN DISPOSITIF A REPONSE VARIABLE EN FONCTION DE LA FREQUENCE. DANS LA PARTIE DE CONVERSION ANALOGIQUE-NUMERIQUE, LES SIGNAUX DE BASSE FREQUENCE SONT AMPLIFIES EN PRESENCE DE SIGNAUX DOMINANTS A FREQUENCE HAUTE QUI DETERMINENT LA HAUTEUR DU PAS DE QUANTIFICATION. L'INVENTION A POUR OBJET DE REDUIRE LA MODULATION DE BRUIT DE QUANTIFICATION NON MASQUEE EN CODAGE NUMERIQUE DIFFERENTIEL ADAPTATIF.

Description

i 2532801 La présente invention se rapporte d'une façon générale à la

réduction des bruits dans des appareils

sonores numériques, et plus particulièrement, un appa-

reil sonore numérique mettant en oeuvre des techniques de codage différentiel adaptatif. Dans cette application, les termes "fréquence basse" et "fréquence haute" se rapportent a la plage audible et sont utilisés de façon interchangeable avec les termes "partie inférieure du spectre audible" et

"partie supérieure du spectre audible" respectivement.

Dans un but de compréhension, les fréquences basses

peuvent être considérées comme étant au-dessous d'envi-

ron 1 k Hz et les fréquences hautes au-dessus d'environ

2 k Hz Dans des modes pratiques de réalisation, diffé-

rentes limites peuvent être appliquées suivant par

exemple les limites de fréquence supérieure et infé-

rieure de l'appareil, la nature des signaux de son traités par l'appareil (par exemple musique, paroles), etc.

Diverses techniques de codage numérique, prin-

cipalement la modulation différentielle par impulsions

codées (MIC) utilisant un ou plusieurs bits pour repré-

senter un changement par rapport à un ou plusieurs niveaux précédents de quantification (plutôt qu'une valeur absolue par rapport à un niveau de référence> sont connues Des systèmes MIC différentiels à un bit sont généralement modulation delta Toutes les formes de modulation MIC différentielle, y com Xpris la modulation delta, mettant en oeuvre des pas de quantification de hauteur fixe soulèvent le problème que si la forme d'onde du signal appliqué au codeur change trop rapidement, le quantificateur ne peut plus suivre Voir à cet égard PCM and Digital Transmission Systems, par Frank F E. Owen, McGrahill Bock Company, San Francisco, 1982 pages

87-90.

Une solution connue consiste à utiliser des hauteurs de pas de quantification variables plutôt que

fixes, de manière que la hauteur des pas de quantifica-

tion varie avec la différentielle du temps (pente) du signal d'entrée, permettant ainsi à l'appareil de suivre

plus étroitement un signal d'entrée à variation rapide.

Ces systèmes sont appelés des systèmes de codage numéri- que différentiel adaptatif comprenant la modulation MIC différentielle adaptative (ADPCM) et la modulation delta adaptative (ADM) Des exemples d'un type de système de modulation delta adaptative appelé modulation delta à pente variable continuellement (CVSD) sont décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique N O 4 190 801 et

4 305 050.

Une conséquence du fait que dans le codage numérique différentiel adaptatif, la hauteur des pas de quantification varie avec la pente du signal d'entrée est que l'erreur ou le bruit de quantification dépend du signal d'entrée, étant inférieure pour les signaux de faible pente et augmentant avec les signaux de pente plus élevée Le spectre du bruit de quantification S'étend sur toute la largeur de bande audible et il a généralement une densité spectrale de puissance à peu près uniforme <c'est-à-dire qu'il ressemble à un bruit blanc). Une propriété de l'oreille humaine est qu'un bruit de bas niveau dans la même région du spectre qu'un son de niveau élevé ne peut être perçu, effet connu sous le nom de masquage Mais un bruit dans des parties du spectre éloignées d'un signal de niveau élevé ou dominant

reste audible Le masquage permet de réaliser des dispo-

sitifs de réduction de bruit complémentaires (compresseur-

expanseur) avec lesquels la modulation du bruit de base par le programme est imperceptible Etant donné que les niveaux des bruitssont beaucoup plus variables que constants, l'absence de modulation de bruit audible est une propriété essentielle des appareils sonores de haute

qualité pour la reproduction musicale.

3 2532801

Dans les compresseurs-expanseurs fonctionnant dans des appareils sonores analogiques, les effets audibles de modulation de bruit peuvent être réduits par des techniques de séparation de bande ou de bande glissante dans lesquelles la dégradation du rapport signal-bruit accompagnant un signal particulier est limitée 'dans la même région du spectre que le signal, laissant les niveaux de bruit dans d'autres parties du spectre non affectées Par conséquent, une modulation de bruit ne se produit que dans des régions du spectre o le bruit est masqué par le-signal dominant qui commande le compresseur-expanseur et elle n'est pas

perçue par l'auditeur Des exemples de compresseurs-

expanseurs analogiques à séparation de bande sont décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique n O 3 846 719 et 3 903 485 et dans "Journal of the Audio Engineering Society" Vol 15, N O 4, Octobre 1967, pages 383-388 Des compresseurs-expanseurs analogiques mettant en oeuvre des techniques de bande glissante sont décrits dans les brevets des Etats- Unis d'Amérique Re 28 426, 3 257 754, 4 072 914, 3 934 190 et dans la demande de

brevet japonais 555 29/71.

La fonction d'adaptation dans le codage numé-

rique différentiel adaptatif se présente sous la forme d'une compressionexpansion ou d'une réduction de bruit, donnant lieu par sa nature à une modulation du bruit de quantification à large bande par le signal La pente d'un signal d'entrée est proportionnelle au produit de sa fréquence par son amplitude Lorsque le signal d'entrée contient surtout des fréquences hautes, sa pente est

élevée et le bruit de quantification augmente Les compo-

santes de bruit à fréquence élevée sont masquées par le signal mais les changements non masqués des composantes de bruit à fréquence basse sont souvent audibles Si un dispositif de réduction de bruit analogique à large bande est utilisé conjointement avec un dispositif numérique

4 2532801

différentiel adaptatif, le bruit à fréquence basse est accru même par l'opération d'expansion Il y a donc lieu de réduire ces variations non mrtaszniées des composantes de bruit à fréquence basse audible, particulièrement dans des appareils sonores de haute qualité pour la reproduc- tion musicale, mais ces variations non masquées des composantes de bruit à fréquence basse ne peuvent être réduits par la compressionexpansion de réduction de bruit. Quand le signal d'entrée contient surtout des fréquences basses, sa pente est faible et le bruit de

quantification reste bas Une variation dans les compo-

santes de fréquence basse du bruit de quantification est

masquée par les signaux de fréquence basse et les varia-

tions des composantes de fréquence haute, qui ne peuvent être masquées, sont négligeables en raison du faible niveau du bruit ou, si elles ne sont pas négligeables, il y a également lieu de réduire ces composantes de fréquence haute audible afin d'obtenir la réduction du bruit dans tout le spectre audible Dans certaines dispositions, le bruit à fréquence haute peut être notable en raison de la mise en oeuvre de techniques pour décaler le spectre de bruit. L'invention est orientée sur la suppression des effets de modulation de bruit à fréquence basse dans des appareils sonores mettant en oeuvre des techniques de codage numérique différentiel adaptatif et, en variante, la réduction des effets de modulation de bruit à fréquence

basse et à fréquence haute dans ces appareils.

Dans le codage numérique différentiel adaptatif, la hauteur du pasde quantification détermine la pente du

signal d'entrée qui peut être accepté par le quantifica-

teur sans surcharge de pente (dite également écrêtage de pente) L'invention, appliquée aux fréquences basses, repose sur le fait que si un codeur numérique différentiel 2552 sôl adaptatif reçoit un signal de fréquences principalement

élevées et a une hauteur de pas suffisante pour accep-

ter ce signal sans surcharge de pente, les signaux de fréquences plus basses qui sont présents simultanément peuvent être amplifiés sans augmentation notable de la pente de l'entrée totale Par exemple, une hauteur de pas de quantification qui accepte une entrée de x volts

à 10 k Hz peut accepter en variante 10 x volts à 1 k Hz.

Si une coupure de fréquence basse complémentaire est appliquée pendant la reproduction (après la conversion numérique-analogique) les composantes de fréquence

basse du bruit de quantification sont réduites.

En pratique, lorsque l'invention est appliquée au bruit auxfréquencesbasseselle nécessite avant le convertisseur analogiquenumérique, un circuit dont le gain aux fréquences basses augmente avec l'amplitude des composantes du signal à fréquence haute dans le signal d'entrée et, après la conversion numérique-analogique, un circuit complémentaire dont le gain aux fréquences basses décroît quand l'amplitude des composantes du signal à fréquence haute augmente dans le signal de sortie Il faut noter que ces opérations ressemblent à une expansion dans l'étage de codage et une compression dans l'étage de décodage et sont par conséquent contraires aux opérations dynamiques normalement associées avec les dispositifs de réduction de bruit De plus, le dispositif courant de réduction de bruit fonctionne principalement et plus efficacement quand l'amplitude d'entrée est réduite tandis que l'invention apporte une réduction de bruit quand l'entrée contient des signaux de fréquence

haute de grande amplitude De plus, cet aspect de l'inven-

tion diffère des dispositifs courants de réduction de bruit en ce que la commande des niveaux des signaux aux fréquences basses ne dépend pas du contenu en fréquence

basse du signal.

Dans certains convertisseurs analogiques-numé-

riquesadaptatifs comme celui décrit dans les brevets précités 4 190 801 et 4 305 050, la hauteur de pas de quantification est continuellement variable et, au-dessus d'un seuil de pente d'entrée, il s'adapte à une valeur juste suffisante pour correspondre à la pente; autrement

dit, au-dessus du seuil, la hauteur du pas est directe-

ment proportionnelle à la pente d'entrée et par consé-

quent, le bruit de quantification est également directement proportionnel à cette pente Cette relation est respectée non seulement dans la totalité du spectre du bruit de quantification mais également pour les

composantes à fréquence basse Ainsi, si un signal d'en-

trée a une pente prédominnte à fréquence haute, le bruit

de fréquence basse provenant de la conversion numérique-

analogique est directement proportionnel à l'amplitude de la fréquence haute C'est une caractéristique indésirable des dispositifs numériques adaptatifs car le bruit a fréquence basse variable n'est pas masqué par le signal de fréquence haute Si, selon l'invention, l'amplification

de fréquence basse avant la conversion analogique-numé-

rique et la coupure après la conversion numérique-

analogique sont rendues directement proportionnelles à la pente du signal à fréquence haute, les variations de bruit à fréquence basse sont accompagnées par des variations égales et opposées du gain en fréquence basse de sorte que le bruit en fréquence basse reste constant et indépendant

du contenu en fréquence haute du signal d'entrée.

En pratique, il n'est frêq Uemctent pas possible ni souhaitable de contrôler l'amplification et la coupure en fréquence basse dans une large plage et l'invention n'élimine donc pas, mais réduit simplement la variation de bruit en fréquence basse accompagnant les signaux en

fréquence haute.

Selon un autre aspect de l'invention, un appa-

reil assurant l'amplification et la coupure en fréquence

= 7 2532801

basse en présence de signaux de fréquence haute de niveau élevé est combiné avec un dispositif de réduction de bruit fonctionnant sélectivement sur les bruits à fréquence haute de manière à supprimer efficacement le bruit dans un codage numérique différentiel adaptatif dans tout le spectre audible Certains aspects de ce dispositif de réduction de bruit à fréquence haute sont

décrits dans la demande de brevet des Etats-Unis d'Amé-

rique N O 375 037 déposé le 5 mai 1982 au nom de la

demanderesse.

D'autres caractéristiques et avantages de

l'invention apparaîtront au cours de la description qui

va suivre.

Aux dessins annexés, donnés uniquement à titre d'exemples nullement limitatifs la Fig 1 est un schéma général simplifié d'un codeur numérique selon l'invention, la Fig 2 est un schéma général simplifié d'un décodeur numérique selon l'invention, ' la Fig 3 est un ensemble de courbes de réponse qui permettent de mieux comprendre l'invention, la Fig 4 est un schéma général simplifié d'une variante du mode de réalisation de la Fig 1, la Fig 5 est un schéma général simplifié d'une variante du mode de réalisation de la Fig 2, la Fig 6 est un schéma général simplifié d'un autre mode de réalisation d'un codeur numérique selon l'invention, la Fig 7 est un schéma général simplifié d'un autre mode deréalisation d'un décodeur numérique selon l'invention, la Fig 10 est un schéma simplifié d'une variante du mode de réalisation de la Fig 6, la Fig 9 est-un schéma général simplifié d'une variante du mode de réalisation de la Fig 7, la Fig 10 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation d'un codeur numérique selon l'invention, la Fig 11 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation d'un décodeur numérique selon l'invention,

8 53280

la Fig 12 est un schéma simplifié d'une variante d'une partie du mode de réalisation de la Fig 10, la Fig 13 est un schéma simplifié d'une variante d'une partie du mode de réalisation de la Fig 11, la Fig 14 est un exemple de courbes de réponses en fréquence d'un réseau utilisé dans les mode& de réalisation de codeur selon l'invention, la Fig 15 est un schéma d'une partie d'un codeur selon l'invention, la Fig 16 est un schéma d'une partie d'un décodeur selon l'invention, et la Fig 17 est un groupe de courbes de réponse permettant de comprendre le fonctionnement du

circuit de la Fig 15.

La Fig 1 est donc un schéma simplifié d'un mode de réalisation de l'invention Avant la conversion dans un convertisseur analogiquenumérique différentiel adaptatif 2 de type courant (par exemple ADM ou ADPCM), le signal d'entrée est traité par un circuit 4 à réponse variable en fonction de la fréquence fonctionnant aux fréquences basses En pratique, le circuit 4 comporte au moins un circuit d'amplification variable des fréquences

basses etpeut également comporter un circuit de détermina-

tion de seuil Le degré d'amplification est contrôlé par un signal de commande qui est extrait du signal d'entrée par un circuit de traitement 6 Le signal de commande est fonction des composantes à fréquence haute du signal d'entrée, de manière que lorsqu'il est appliqué au circuit à réponse variable 4, il augmente l'amplification en fréquence basse (audessus d'un seuil s'il y a lieu) quand les composantes de fréquences hautes augmentent En pratique, le circuit de traitement 4 comporte un filtre passe-haut et de pondération suivi par un redresseur et un circuit de filtrage Le circuit de traitement 4 peut également comprendre un circuit de détermination de seuil L'entrée du circuit de traitement 6 peut en variante être extraite de la sortie du circuit à réponse variable 4. La Fig O 2 est un schéma simplifié du dispositif de décodage complémentaire Le circuit de traitement correspond à celui du mode de réalisation de la Fig 1 et produit pratiquement le même signal de commande qui, dans le décodeur, représente l'amplitude du contenu en fréquence haute du signal d'entrée Il peut extraire sa sortie avant ou après le circuit 10 Le circuit 10 de réponse variable en fonction de la fréquence fonctionnant aux fréquences basses produit, quand le signal de commande

est appliqué, une réponse complémentaire à celle du cir-

cuit 4 du décodeur En pratique, il comporte au moins un circuit à coupure à fréquence basse variable et peut comporter un circuit de détermination de seuil, Le signal de commande modifie la coupure à fréquence basse du circuit de coupure à fréquence basse variable de sorte que l'effet global de l'amplification dans le codeur et de la coupure dans le décodeur est une réponse plate Si

les composantes à fréquence basse du bruit de quantifi-

cation provenant du convertisseur numérique-analogique 12 augmentent de niveau en raison de l'augmentation de la hauteur des pas nécessaire pour accepter un signal de fréquence haute et d'amplitude élevée, la réponse du circuit 10 de réponse variable change par rapport à une réponse plate afin de produire une coupure à fréquence

basse, atténuant ainsi le bruit accru en fréquence basse.

Dans des dispositifs courants, le bruit à fré-

quence basse est inaudible pour des hauteurs de pas de quantification audessous d'une certaine valeur liée à

l'amplitude des composantes du signal à fréquence haute.

Il n'est donc pas nécessaire d'effectuer une amplification et une coupure à fréquence basse quand le bruit à

2532801

fréquence basse est inaudible Ainsi, dans la plupart des modes pratiques de réalisation, un niveau seuil est prévu dans le circuit de traitement 6 ou dans les circuits à réponse variable 4 et 10 de manière que l'amplification et la coupure de fréquence basse ne commencent que lorsqu'un niveau particulier du signal de commande est atteint, par exemple juste avant que le bruit à fréquence

basse devienne audible.

La Fig 3 montre un exemple d'une famille de courbes d'amplification et de coupure variables Comme cela a été indiqué ci-dessus, dans un but de compréhension,

les fréquences basses sont considérées comne celles infé-

rieures à 1 k Hz alors que dans des modes pratiques de

réalisation, une limite différente puisse être appliquée.

Par conséquent, la famille des courbes de la Fig 3 présente une fréquence de coupure de 1 k Hz Les courbes a et a' sont simraplement une réponse plate pour le cas o il n'y a pas d'amplification dans le circuit 4 à réponse variable de la Fig 1 et pas de coupure dans le circuit 10 à réponse variable de la Fig 2 Quand le signal de

command-augmente avec l'amplitude croissante des compo-

santes à fréquence haute dans le signal d'entrée, le circuit d'amplification variable produit une amplification croissante des fréquences basses comme les courbes b, c et d tandis que le même signal de commande appliqué au circuit

à coupure variable produit une réponse de coupure de -

fréquence basse complémentaire, comme les courbes b', c' et d' respectivement pour des valeurs particulières du signal de commande X 1 i y a bien entendu une suite continue de courbes en fonction des valeurs continues du signal de commande L'amplification maximale et la coupure maximale dans cet exemrple sont 10 d B Dans des modes pratiques de

réalisation, il peut être possible d'effectuer une réduc-

tion des bruits avec moins d'amplification et de coupure.

De plus, comme cela sera expliqué par la suite, l'amplifica-

tion et la coupure maximale sont généralement limitées par

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des' effets latéraux indésirables.

Des courbes comme celles de la Fig 3 peuvent être obtenues par des circuits courants à gradins variables, à bande fixe Dans certaines applications, un -5 circuit à gradins à bande glissante ayant une fréquence

de coupure variable peut permettre une adaptation plus.

efficace au spectre de bruit de fréquence basse pour lés différents niveaux de pas de quantification La forme de courbe la plus efficace dépend dans des applications particulières du spectre de bruit de fréquence basse

Bien qu'une réponse en gradins soit généralement satis-

faisante, des caractéristiques de réponse plus élaborées

peuvent être souhaitables dans des applications critiques.

De même, dans certaines applications, des caractéristiques

de réponse plus simples peuvent être acceptables.

Dans les modes de réalisation des Figs 1 et 2, le gain en fréquence basse est contrôlé par un signal extrait des signaux analogiques de son Dans certains types dedispositifs numériques de son, des signaux sont présents dans les convertisseurs analogiques-numériques

et les convertisseurs numériques-analogiques, à partir.

desquels des signaux de commande peuvent être produits, et qui conviennent pour commander le gain aux fréquences

basses Par exemple, dans certaines réalisations de modu-

lation delta adaptatives, par exemple la modulation delta à pente variable continue, connue comme CVSD, la hauteur de pas est déterminée par une tension de commande dont la valeur est directement proportionnelle à la pente du signal d'entrée Cela s'applique aux dispositifs CVSD décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique

n O 4 190 801 et 4 305 050 précités.

Dans ces dispositifs CVSD, si un niveau maximal arbitraire du signal d'entrée est défini, la valeur de cette tension de commande porte une information selon laquelle le signal d'entrée contient ou non des signaux à fréquence haute et de forte amplitude Par exemple, si

12 2532801

le niveau maximal à 1 k Hz produit 0,2 volts, le niveau

maximal à 10 k Hz produit 2 volts et par une approxima-

tion grossière, il apparaît qu'un signal produisant plus que 0,3 volts par exemple contient des signaux de forte pente aux fréquences hautes Cette tension de commande peut donc être utilisée pour commander les circuits d'amplification et de coupure variables aux fréquences

basses plut 6 t qu'un signal de commande produit séparé-

ment comme dans les modes de réalisation des Figs 1 et 2 D'autres types de codeurs et décodeurs numériques différentiels adaptatifs peuvent également produire des signaux à partir desquels des signaux de commande peuvent

être extraits.

La Fig 4 est un schéma simplifié d'une telle disposition dans laquelle la tension de commande de

hauteur de pas provenant d'un convertisseur analogique-

numérique 14 différentiel adaptatif, comme un convertis-

seur analogique-numérique CVSD, est appliquée au circuit 4 à réponse variable en fonction de la fréquence par

l'intermédiaire du circuit de traitement 16 La réalisa-

tion du circuit 4 est la même que celle décrite ci-dessus en regard de la Fig 1 Le circuit de traitement 16 peut

comporter un circuit de détermination de seuil et éven-

tuellement un circuit pour mettre en forme le signal analogique provenant du convertisseur analogique-numérique 14 Si le signal de commande de hauteur de pas provenant du convertisseur analogique-numérique 14 est numérique,

le circuit de traitement 16 peut comporter un convertis-

seur numérique-analogique Comme dans le cas du mode de réalisation de la Fig l, le décalage, s'il est appliqué, est telque l'amplification des fréquences basses n'est

pas appliquée tant que la tension de commande est suffi-

samment élevée pour indiquer la presence d'un signal de de pente élevée aux fréquences hautes L'amplification augmente ensuite progressivement avec l'augmentation de

la pented'entrée comme l'indique la Fig 3.

13 2532801

La Fig 5 montre la disposition complémentaire de démodulation dans laquelle le signal de commande de

hauteur de pas provenant d'un convertisseur numérique-

analogique 18 différentiel adaptatif, comme un conver-

tisseur numérique-analogique CVSD, est appliqué au circuit à réponse variable en fonction de la fréquence

par le circuit de traitement 16.

Dans le mode de réalisation de la Fig 4, une boucle de réaction positive est prévue par le fait que le signal de commande provenant du convertisseur analogique-numérique commande le niveau de fréquence basse du signal appliqué à ce même convertisseur Par conséquent, le gain de la boucle doit être tel qu'elle ne soit pas instable De plus, l'amplification et la plage de fréquence dans laquelle elle est appliquée doivent être limitées afin que la disposition n'entraîne pas que le signal de commande atteigne le seuil ou aille à l'encontre du but du dispositif en augmentant la

hauteur de pas (et par-conséquent le bruit).

Dans les modes de réalisation qui seront décrits ci-après, des dispositions sont prises pour réduire le bruit en fréquence haute en plus du bruit en fréquence basse O Les modes de réalisation des Figs 6 et

7 correspondent de façon générale aux modes de réalisa-

tion des Figs 1 et 2 mais comportent un dispositif pour

réduire le bruit à fréquence haute Les modes de réalisa-

tion des Figs 8 et 9 correspondent de la même manière,

respectivement aux modes de réalisation des Figs 3 et 4.

Les Figs 6 et 7 représentent donc respective-

ment des modes de réalisation de codage et de décodage dans lesquels des circuits complémentaires à fréquence

variable 20 et 22 en fonction de la fréquence fonction-

nent dans la partie à fréquence haute du spectre audible.

Des détails sur les circuits à réponse variable complé-

mentaire 20 et 22 seront donnés après la description

générale des Figs 6 à 9 Dans le codeur de la Fig 6 et le décodeur de la Fig 7, des signaux uniques de commande pour les circuits à réponse variable defréquence haute etde fréquence basse 4, 10, 20, 22 sont extraits des signaux respectifs d'entrée et de sortie par le circuit de traitement 6 Comme dans le cas des Figs 1 et 2, chaque circuit de traitement 6 comporte généralement fin filtre passe-haut et de pondération afin que le signal de commande ne réagisse queaux composantes du signal à fréquence haute, et ilscomportent aussi généralement chacun un redresseur et un circuit de filtrage ayant une constante de temps appropriée afin qu'une tension de commande continue soit développée, suivant pratiquement l'enveloppe des composantes de fréquence haute L'entrée du circuit de traitement 6 peut également être prélevée

à la sortie du circuit 20 ou à l'entrée du circuit 22.

En variante, au lieu d'extraire un seul signal de commande pour les circuits 4 et 20, des signaux de commande séparés peuvent être produits en utilisant des circuits de traitement indépendants Cela peut être souhaitable dans des applications critiques pour optimiser l'effet des circuits a réponse variable à fréquente haute

et à fréquence basse.

Les Figs 8 et 9 représentent respectivement

d'autres modes de réalisation d'un codeur et d'ub déco-

deur qui sont généralement les mêmes que ceux des Figs. 6 et 7 à l'exception que le signal de commande (ou les

signaux de commande si des circuits de traitement indé-

pendants sont utilisés) pour les différents circuits a réponse variable à fréquence haute et à fréquence basse est extrait des convertisseurs 2 et 12 par le circuit de traitement 16 de la même manière que dans les modes de réalisation des Figs 3 et 4, Dans les modes de réalisation des Figs 6 à 9, la séquence suivant laquelle les circuits à réponse

variable de fréquence haute et de fréquence basse fonc-

tionnent sur les signaux analogiques peut être inversée

253280

par rapport à la séquence décrite sans modifier le

fonctionnement de l'ensemble, car le dispositif fonc-

tionne dans des parties indépendantes et sans recou-

vrement du spectre audible Il est également possible * 5 detraiter lesignal avec les circuits à fréquence haute et à fréquence basse essentiellement aux mêmes points du trajet du signal comme cela sera expliqué ci-après

en regard d'un mode pratique de réalisation.

Le circuit à réponse variable dépendant de la fréquence fonctionnant aux fréquences élevées (case 20 des Figs 6 et 8) et le circuit complémentaire (case 22

des Figs 7 et 9) produisent de préférence une pré-

accentuation variable dans les modes de réalisation de codeur (Figs 6 et 8) et une désaccentuation variable

complémentaire dans les modes de réalisation de déco-

deur (Figs 7 et 9).

Une solution courante dans les dispositifs

numériques adaptatifs qui, comme cela a été indiqué ci-

dessus, sont en fait des compresseurs-expanseurs numé-

riques, consiste à prévoir des réseaux de mise en forme à réponse fixe (pré et désaccentuation) afin de modifier le spectre du bruit de quantification, dans l'idée que le

bruit dans la plage la plus audible du spectre (générale-

ment les fréquences hautes) reste inaudible même lors-

qu'il a augmenté jusqu'à son niveau le plus élevé, en raison de l'adaptation en réponse à un signal dans une

fréquence qui ne masque pas ce bruit le plus audible.

Malheureusement, il n'en est pas souvent ainsi et les compresseurs expanseurs numériques à pré-accentuation produisent généralement une modulation de bruit audible

dans des parties musicales critiques.

La réponse permise d'un réseau de mise en forme

est un compromis entre deux conditions incompatibles.

A la sortie du convertisseur numérique-analogique, il est souhaitable d'introduire une forte perte des fréquences dans lesquelles un bruit ou une erreur est le plus

16 25,28 OI

audible; l'entrée du convertisseur analogique-nu:nérique nécessite alors le réseau inverse, donnant un gain important à ces fréquences Mais ce gain augmente la probabilité d'une surcharge et par consequent réduit la plage dynamique effective de l'ensemble pour les signaux à large bande Autrement dit, une pré-accentuation et une désaccentuation fixes n'augnentent pas nécessairement

la plage dynamique.

Les circuits 20 et 22 à réponse variable en fonction de la fréquence; avec ou sans gain associé, changent la forme de leurs caractéristiques de réponse en

fonction du signal de commande Ils peuvent être considé-

rés comme une pré-accentuation et une désaccentuation en combinaison avec le convertisseur analogique-numérique et le convertisseur numériqueanalogique, de sorte que le bruit de fréquence haute le plus audible est réduit par

le réseau de mise en forme de réponse -quand les amplitu-

des du signal d'entrée ne conduisent pas à une surcharge,

mais si une surcharge se produisait, les réseaux s'adap-

teraient pour éviter l'amplification des composantes spectrales prédominantes tout en maintenant la réduction

de bruit lorsque ce dernier peut être audible en présence-

de ces composantes spectrales Cette disposition permet beaucoup plus d'amplification et de coupure en présence de signaux prédominants à des fréquences dans lesquelles le bruit n'est pas un problème et elle permet donc de

rendre inaudible la modulation de bruit.

Bien entendu, les compresseurs-expanseurs analogiques à séparation de bande et à bande glissante qui

ont été mentionnés ci-dessus sont des exemples de pré-

accentuation et de désaccentuation adaptatives; en plus des réseaux à réponse variable en fonction de la fréquence

(c'est-à-dire à réponse adaptative) ils comportent normale-

ment leurs propres circuits pour mesurer l'amplitude et le spectre des signaux de son pour commander la réponse

17 2532801

variable ou l'adaptation Les circuits de traitement 6 (Figs 6 et 7) et 16 (Figs, 8 et 9) peuvent comporter ces circuits, avec des changements appropriés de réponse

en fréquence si cela est nécessaire.

Dans les dispositifs numériques adaptatifs utilisant un échelonnement variable, le convertisseur analogique-numérique reçoit un signal de commande ou un facteur d'échelonnement, en général produit numériquement,

qui doit être reconstitué dans le convertisseur numérique-

analogique (par exemple les modes de réalisation des Figs. 8 et 9) Le signal de commande peut être utilisé pour fonctionner sur les réseaux à réponse adaptative; le signal de commande peut être considéré comme une mesure

produite numériquement du signal de son qui est initiale-

ment produit dans le convertisseur analogique-numérique-

et qui peut être reconstitué à tout degré voulu de préci-

sion dans le convertisseur numérique-analogique Par

conséquent, l'un des problèmes majeurs dans un compresseur-

expanseur analogique, qui est d'effectuer-une mesure iden-

tique du signal aux extrémités d'émission et de réception,

est éliminé et une-poursuite précise entre la pré-accen-

tuation et la désaccentuation variables est facile à obtenir. En pratique, les réseaux 20 et 22 à réponse variable en fonction de la fréquence peuvent prendre la forme de dispositifs à gain variable en fonction de la fréquence, comme des compresseurs et des expanseurs à

bande fixe ou à bande glissante fonctionnant aux fré-

quences hautes, comme ceux mentionnés ci-dessus.

Dans les compresseurs-expanseurs analogiques courants, l'audibilité de modulation de bruit dépend du rapport de compr'ession; plus le rapport est élevé, plus l'amplitude de signal est grande avant que le niveau de

bruit s'élève suffisamment pour devenir audi ble Malheu-

reusement, des rapports élevés de compression et par

* conséquent d'expansion conduisent à des erreurs de pour-

suite en raison des différences entre les mesures du signal faites au compresseur et à l'expanseur et les i 8 _ 2532801 ' compresseursexpanseurs analogiques pratiques ont généralement des rapports dans la plage de 1,5 à 3 La précision avec laquelle le signal de commande produit numériquement peut être reconstitué permet d'utiliser des rapports nettement plus élevés dans les modes de réalisation des Figs 8 et 9 La combinaison d'une pré-accentuation adaptative et de la production d'un

facteur d'échelonnement dans le convertisseur analogique-

numérique peuvent être considérées comme un compresseur à commande de sortie dont le rapport de compression dépend des caractéristiques de commande du réseau variable et des caractéristiques d'entrée/sortie de la mesure numérique Connaissant cette dernière, il est possible de déterminer les caractéristiques nécessaires

pour obtenir un rapport de compression voulu.

Les Figs 10 et 11 représentent respectivement des modes plus spécifiques de réalisation des circuits

8 et 9 Ces modes de réalisation constituent un disposi-

tif sonore à codage/décodage numérique relativement simple, de prix peu élevé et de haute performance; les avantages connus de la modulation delta adaptative sont maintenus y compris sa simplicité de circuit, tout en

augmentant laplage dynamique de l'ensemble sans intro-

duire d'effets latéraux ennuyeux côrome la modulation de

bruit Le dispositif qui en résulte convient particuliè-

rement pour l'utilisation dans des dispositifs bon marché,

à débit de données limité lorsqu'une large plage dyna-

mique etun rapport signal-bruit élevé sont souhaitrs.

Diverses dispositions de mddulation delta sont décrites dans l'article "Delta Moculations par H R. Schindler, IEEE Spectrum, Vol 7, pages 69-78, octobre 1970 L'article contient une discussion de la modulation delta adaptative et également une large bibliographie Un système de modulation delta adaptative est également décrit dans "High Performance Digital Audio Systems'" par Robert I Masta, Electronic Products, page 66, 20 avril

19 Z 532801

1982 Des systèmes de modulation delta adaptative sont

également décrits dans les brevets des Etats-Unis d'Amé-

rique n' 4 190 801, 4 254 502, 4 305 050 et 4 213 204.

Les convertisseurs analogiques-numériques et numériques-

analogiques 24 et 26 sont du type à modulation delta à pente variable continuellement (CVSD) Ces dispositifs sont bien connus Dans le but de réduire davantage le bruit audible, une réaction d'erreur est utilisée dans

le convertisseur analogique-numérique 24 Cette tech-

nique est également connue Voir par exemple les brevets des Etats-Unis d'Amérique N O 2 924 962-et 4 313 204 ainsi que l'article "Réduction of Quantizing Noise by Use of Feedback"-par Spang et Schultheiss, IRE Trans.

Commun Syst, Vol CS-10 pages 373-380, Décembre 1962.

Un compresseur 28 à bande glissante à fréquence haute et un expanseur complémentaire à bande glissante, commandés

chacun par le convertisseur associé, assurent la réduc-

tion de bruit à fréquence haute.

L'importance de la réduction'de bruit prévue par la bande glissante et le spectre de fréquence dans laquelle elle est effective peuvent être choisies pour répondre au spectre de bruit qui subsiste même avec l'utilisation de la réaction d'erreur Par exemple, à moins que la fréquence d'horloge ne soit suffisamment élevée, un bruit notable subsiste aux fréquences audibles très élevees quand la correction par réaction d'-erreur est utilisée La configuration du dispositif de réduction de bruit à bande glissante pour fonctionner dans cette région du spectre audible conduit à la combinaison des deux résultats dans une réduction de bruit dans le spectre audible des fréquences hautes tout en fonctionnant

à des fréquences d'horloge qui seraient autrement inac-

ceptables pour un son de haute qualité La combinaison de cette disposition avec un amplificateur 32 à fréquence basse variable et une coupure 34 à fréquence basse variable

complémentaire configurée pour réduire un bruit qui sub-

siste à fréquence-basse entraîne la réduction de pratique-

ment tout le bruit dans tout le spectre audible.

25328 Q 1

Les dispositifs à bande glissante peuvent prendre différentes formes comme l'indique la technique antérieure ci-dessus Dans ce mode de réalisation, les dispositifs sont des modifications des dispositifs à bande glissante bien connus comme des compresseurs et expanseurs du type B, dont une première forme est

décrite dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique Re 426.

Dans cette application, aucun circuit de commande n'est nécessaire car le signal de commande est extrait des convertisseurs 24 et 26 En outre, les dispositifs doivent fontionner seulement aux fréquences élevées en raison de la réduction de bruit à fréquence basse obtenue par l'ensemble d'amplification et de coupure variable à fréquence basse et en raison de la nature prédominante de fréquence haute du spectre de bruit dans ce système de modulation delta quand la correction par réaction d'erreur utilisée ne fait pas sortir entièrement le spectre de bruit de la bande audible utilisable par l'utilisation d'une fréquence d'horloge relativement basse Comme cela a été mentionné ci-dessus, il est souhaitable que l'ensemble de compresseur-expanseur n'agisse pas aux fréquences basses car une telle disposition augmenterait les variations non masquées de bruit à fréquence basse en présence de signaux à fréquence haute Ainsi, les bandes de fréquence dans lesquelles la réduction de bruit

à fréquence haute et dans lesquelles fonctionnent l'ampli-

fication/coupure à fréquence basse sont mutuellement exclusives. Selon la Fig 10, à l'entrée de dispositif, un simple filtre passe-bas bipolaire 36 limite la bande du signal d'entrée de son Contrairement aux dispositifs MIC courants avec de faibles fréquences d'échantillonnage,

des filtres anti-ambiguïté complexes ne sont pas néces-

saires Un filtre passe-bas similaire 38 est introduit après lé convertisseur numérique-analogique 26 de la

Fig 11 Le compresseur 28 à bande glissante est un dispo-

sitif de Type I à double circuit similaire à celui décrit

21 2532801

dans la demande de brevet britannique de 2 079 114 A. Le circuit principal contient un conformateur de réponse

fixe 40 indépendant du niveau selon la Fig 14, permet-

tant la transmission de signaux à fréquence haute et de haut niveau. L'autre circuit comprend un filtre passe-haut 42 unipolaire, commandé par tension A l état de repos, sa fréquence découpure est environ 10 k Hz L'effet du filtre variable est une compression-dont le rapport dépend de la forme de la caractéristique filtre/commande, cette compression se faisant au-dessus d'un niveau seuil

en fonction du gain en boucle du dispositif de commande.

Le gain avant sommation avec le circuit principal est -14 d B, donnant une pré-accentuation au repos qui monte à 6 d B par octave de 2 k Hz à environ 10 k Hz Au-dessus

d'une valeur seuil du signal de commande, cette pré-

accentuation se déplace en fréquence vers le haut en fonction croissante d'un signal de commande extrait du courant binaire Le suppresseur de surmodulation 44 (décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique Re 28 426) évite toute distorsion transitoire dans le convertisseur analogiquenumérique Le circuit principal

et l'autre circuit sont additionnés dans un combineur 46.

Le signal de son traité provenant du compresseur

28 à bande glissante est appliqué par un étage de somma-

tion 28 à un comparateur 500 L'autre entrée du compara-

teur reçoit un signal de son qui a été reproduit à partir du flux binaire numérique de sortie La sortie du comparateur est échantillonnée à la fréquence d'horloge par un circuit bistable 52 pour devenir le flux binaire de sortie Le flux binaire de sortie commande la polarité de l'intégration (case 54) afin que le signal de son reproduit suive le signal de son d'entrée L'algorythme adaptatif 56 utilise le flux binaire pour produire une tension analogique de commande qui est intégrée (case 54)

22 2532801

afin de restituer le son Le signal de commande est éga-

lement utilisé pour commander le dispositif de réduction

de bruit analogique.

L'erreur qui a été faite dans cette conversion apparaît à l'entrée du comparateur Le signal d'erreur est prélevé par une boucle 56 de réaction d'erreur comprenant un filtre passe-bas 58 et il est combiné avec le signal de son traité Ce processus décale le spectre de l'erreur, vers les fréquences supérieures Avec une fréquence d'échantillonnage suffisamment élevée, il y a une place suffisante au-dessus de la limite supérieure de la plage des fréquences audibles et au-dessous de la fréquence d'horloge dans laquelle le spectre d'erreur peut être déplacé Ainsi, la plus grande partie du bruit daquantification peut être sortie de la plage audible,

laissant beaucoup moins de bruit audible que celui habi-

tuellement associé avec un dispositif courant de modula-

tion delta Si une fréquence d'échantillonnage plus basse est utilisée, il reste un certain bruit résiduel aux

fréquences très élevées, comme décrit ci-dessus.

Le circuit binaire de sortie de base est ensuite traité

comme cela peut être uniquement nécessaire pour l'appli-

cation au support de transmission.

La Fig 11 montre des détails du décodeur complémentaire du codeur de la Fig 10 Le signal provenant du support de transmission est traité comme cela peut être nécessaire pour obtenir le flux binaire d'entrée de kase Le circuit de traitement comporte un

circuit pour extraire un signal d'horloge Ces tech-

niques sont bien connues.

Le convertisseur numérique-analogique 26 est un démodulateur delta adaptatif identique à une partie du convertisseur analogique-numérique 24 Le comparateur et la boucle 56 de réaction d'erreur ne sont pas nécessaires pour le démodulateur Les cases 54, 55 et 56 sont identiques dans les deux convertisseurs La

23 Z 53201

sortie de son provenant de la sortie de l'intégratanr

passe par un filtre passe-bas bipolaire, vers l'exr,3-n-

seur complémentaire 30 à bande glissante Ce dernier a également une configuration à deux circuits, dans laquelle le circuit principal comporte un conforma Eur de réponse 40 ' indépendant du niveau (inverse de la Fig 14) et l'autre circuit comporte une réaction négative de la sortie à un combineur de sommation 4 ( à l'entrée, par un filtre passe- haut variable 42 et un

suppresseur de surmodulation 44 Le filtre 42 est cumman-

dé par le signal de commande extrait du flux binaire dans le convertisseur numérique-analogique et le résultat est une réponse complémentaire de celle du processeur de

réduction de bruit au codage.

Les indications données ci-dessus en regard

de la description des modes de réalisation des Figs 6 à

9 et concernant les positions relatives des circuits à réponse variable à fréquence haute et à fréquence basse s'appliquent également au circuit d'amplification 32 à fréquence bassevariable et au compresseur à bande glissante 28 de la Fig 10 ainsi qu'au circuit de coupure 34 à fréquence variable et à l'expanseur a bande glissante de la Fig 11 Autrement dit, l'ordre dans

lequel les circuits fonctionnent sur les signaux anrlo-

giques n'affecte pas le résultat car les circuits f"wc-

tionnent dans des bandes de fréquence séparées, pratique-

mènt sans chevauchement Etant donné qu'il en est asi, la disposition peut être simplifiée de manière que les circuits d'amplification et de coupure de fréquence basse

variables forment respectivement d'autres circuits laté-

raux dans le compresseur et l'expanseur à bande glissante comme le montre les Figs 12 et 13 Le résultat équivaut à prévoir des circuits extérieurs au compresseur et à

l'expanseur comme selon les Figs 10 et 11.

Selon Ia Fig 12, le circuit d'amplification de fréquence basse variable est constitué par une boucle

24 2532801

à réaction négative qui comprend un inverseur 60 et un circuit 62 avec un filtre passe-bas commandé et un amplificateur à gain fixe Le signal de cbmmande du filtre passe-bas commandé peut être le même signal de commande analogique provenant du convertisseur analogique- nunmérique 24 qui est appliqué au filtre passe-haut

commandé 42.

Selon la Fig 13, le circuit de coupure de fréquence basse est formé par une boucle de réaction positive qui comprend les m Lmes éléments que le circuit

62 de la Fig 12.

La Fig 14 est un exemple d'une courbe de réponse en fréquence du circuit 40 conformrateur de réponse utilisé dans les codeurs des Figs 10 et 12 La réponse est fixe et indépendante du niveau La réponse complémentaire est utilisée dans un réseau 40 ' des

décodeurs des Figs 11 et 13.

Les Figs 15 et 16 sont des schémas de modes pratiques de réalisation des dispositifs des Figs 12 et 13 Les circuits sont prévus pour une modulation delta de type CVSD comme décrite ci-dessus en regard des modes de réalisation des Figs 10 et 11 (par exemple la case 24 de la'Fig 10 et la case 30 de la Fig 11) La tension de commande provenant du modulateur delta est utilisée pour commander une simple résistance commandée par courant qui produit à la fois l'amplification de fréquence haute à bande glissante et une amplification à fréquence basse variable Dans ce cas, et comme cela sera expliqué par la suite, l'amplification à fréquence basse consiste en

fait à diminuer la coupure à fréquence basse et l'armpli-

fication à fréquence haute est superposée sur la désac-

centuation de fréquence haute apportée par le réseau 40.

La Fig 17 est un jeu représentatif de courbes de réponse en fréquence pour augmenter progressivement la valeur de

la tension de commande (qui est proportion:-lle à l'aug-

mentation de la pente du signal d'entrée) Les flèches

2532801

sur la Fig O 17 indiquent le sens d'augmentation dela

tension du signal de commande O Sur la Fig 16, le déco-

deur complémentaire est représenté avec la tension de commande provenant du démodulateur delta commandant -5 également une simple résistance commandée par courant qui assure, dans le cas du décodeur, une coupure de fréquence haute à bande glissante et une coupure de fréquence basse variable Les caractéristiques de réponse du décodeur sont complémentaires de celles de la Fig 17 Dans le codeur et le décodeur, il est possible d'utiliser la même résistance commandée par courant à la fois pour la fonction de bande glissante à fréquence haute et la fonction de réponse en fréquence basse variable car -les fonctions sont remplies dans des bandes de fréquence séparées comme cela sera expliqué par la suite En ce qui concerne maintenant les détails de la Fig 15, le signal d'entrée de son est appliqué à un filtre d'entrée passe-bas bipolaire ayant une fréquence de coupure d'environ 16 k Hz Le filtre est constitué par 1/2 IC 101 (un amplificateur opérationnel) avec ses résistances et condensateurs associés (C<O, C 102, C 103, R 101, R 102 et R 103) La sortie du filtre est appliquée au circuit principal dans lequel est placé le réseau anti

saturation constitué par R 104, R 106 et C 104 Cette combi-

naison de composants forme un filtre passe-bas unipolaire ayant une fréquence de coude d'environ 6 k Hz La sortie du réseau anti saturation est appliquée à un additionneur/

inverseur (amplificateur opérationnel 1/2 IC 102) La sor-

tie du filtre d'entrée est également appliquée au conden-

sateur C 109 qui, avec la résistance commandée par courant ( 1/2 IC 103) forme un filtre passe-haut variable O La résistance commandée par courant est commandée par un signal traité provenant du modulateur delta CVSD appliqué à l'entrée de codage de commande Le circuit de traitement comporte un circuit de maintien de crête et de seuil constitué par un amplificateur opérationnel 1/2 IC 101, o

26 2532801

des diodes D 101, D 102, des résistances Rll O et Rlll et la tension de référence appliquée par la résistance R 11 l Un filtre passe-bas ayant une fréquence de coude d'environ 700 Hz constituée par R 120, Rl 21 et C 110 forme un circuit de contre-réaction entre la sortie de l'addi-

tionneur/inverseur ( 1/2 l C 102) et l'entrée de l'amplifi-

cateur opérationnel ( 1/2 IC 102) Un condensateur C 108 présente une impédance nulle aux fréquences audibles considérées Par conséquent, le filtre passe-bas se comporte comme une résistance commandée pour former un

atténuateur variable par la comrtande du gain de l'ampli-

ficateur opérationnel 1/2 IC 102 La sortie de l'amplifi-

cateur opérationnel 1/2 IC 102 est appliquée à l'entrée de l'additionneur/inverseur de manière à compléter une boucle d'avance directe avec le filtre passe"haut

variable et une bouche de contre/réaction avec un atté-

nuateur variable Les diodes D 103, D 104 assurent la

suppression de surcharge.

L'action de l'atténuateur variable peut être analysée de la manière suivante Si la valeur de la résistance variable est infinie (quand son courant de commande est nul) au-dessus de la fréquence de coupure du filtre passe-bas, la boucle de contre-réaction peut être négligée tandis qu'au-dessous de la fréquence de coupure,

la boucle présente un gain fini Avec les valeurs indi-

quées des composants, il résulte une atténuation d'environ 6 d B pour des signaux dans la bande passante du filtre passe-bas Quand la valeur de la résistance commandée décroît (quand la tension du signal de commande augmente)

la contre-réaction est réduite, ce qui réduit l'atténua-

tion et augmente le gain de la boucle Aux valeurs très faibles de la résistance commandée, la réponse globale en fréquence basse du circuit principal et des circuits

latéraux comprenant les boucles de réaction et de contre-

réaction approche d'une réponse plate Cette disposition

27 2 532801

équivaut à une amplification de fréquence basse variable en combinaison avec une coupure de réponse en fréquence basse fixe Les courbes de réponse de la Fig 17 montrent la diminution de coupure de fréquence basse quand le signal de commande augmenté Le signal de réaction de fréquence haute ne contribue pas à la sortie du signal dans la bande de fréquence o intervient le circuit de contre-réaction Le circuit de fréquence haute présente une réponse de bande glissante en fréquence haute dont il résulte dans la réponse globale en fréquence haute des circuits principaux et des circuits latéraux une diminution d'amplification en fréquence haute quand le signal de commande augmente La réponse globale passe au-dessous d'une réponse plate aux fréquences hautes en

raison de l'effet du circuit anti-saturation.

La Fig 17 indique d'une façon générale la réponse globale combinée voulue de l'amplification de fréquence basse variable et de pré-accentuation de fréquence haute variable nécessaires pour réduire au minimum le bruit dans tout le spectre audible dans un dispositif numérique du type décrit Quand le contenu de fréquence haute et de haut niveau du signal de son augmente, la pré-accentuation de fréquence haute est réduite alors qu'en même temps l'amplification de,

fréquence basse est accrue.

La Fig O 16 représente un circuit destiné à un décodeur complémentaire du circuit de la Fig 15 La disposition générale est basée sur celle de la Fig 13, c'est-à-dire que le circuit de coupure de fréquence basse variable complémentaire est constitué par une boucle de réaction positive tandis que la désaccentuation de fréquence haute variable complémentaire est assurée par une boucle de contre-réaction Le fonctionnement du circuit est analogue à celui de la Fig 15 La tension de commande provenant du démodulateur delta est utilisée pour commander une résistance commandée par courant qui assure à la fois une coupure de fréquence haute à bande

28 ú 3328 "

glissante et une coupure de fréquence basse variable.

Dans ce cas, et comme cela sera expliqué ci-après, la coupure de fréquence basse consiste en fait en une diminution d'amplification de fréquence basse et la coupure de fréquence haute est superposée sur la préaccentuation de fréquence haute assurée par le réseau '. En ce qui concerne maintenant les détails de la Fig 16, le signal analogique d'entrée provenant du démodulateur delta est appliqué au circuit principal à

l'entrée de 1/2 IC 202 autour duquel est placé le -

réseau anti-saturation constitué par R 204, R 206 et C 204 comme une boucle de réaction afin d'cbtenir la réponse

complémentaire au réseau de la Fig 15 Cette combinai-.

son d'une boucle de réaction autour de l'amplificateur opérationnel forme une augmentation de pré-accentuation

de fréquence haute, à 6 d B par octave au-dessus d'envi-

ron 6 k Hz La sortie de l'additionneur/inverseur est appliquée à un filtre passe-bas bipolaire ayant une fréquence de coupure d'environ 16 k Hz, c'est-à-dire

l'amplificateur opérationnel 1/2 IC 201 et des résis-

tances et condensateurs associés C 201, R 202, R 203, C 202

et C 203 La sortie de l'additionneur/inverseur est éga-

lement appliquée au condensateur C 209 qui, avec la résistance commandée par courant ( 1/2 IC 203) forme un

filtre passe-haut variable dans une boucle de contre-

réaction La résistance commandée par courant est commandée par un signal'traité provenant du démodulateur delta CVSD appliqué l'entrée de décodage de commande.

Lecircuit de traitement comporte un circuit de maintien de crête et de seuil qui comprend l'amplificateur opérationnel 1/2 IC 201, les diodes D 201, D 202, les résistances R 210 et R 212 et la tension de référence appliquée par la résistance R 211 Un filtre passe-bas ayant une fréquence de coude d'environ 700 Hz, constitué

par R 220,:R 221 et C 210 reçoit également le signal analo-

gique d'entrée et fait partie d'une boucle de réaction

25328 LQ I

vers l'entrée de l'amplificateur opérationnel 1/2 IC 202.

Le condensateur C 208 présente une impédance nulle aux fréquences audibles considérées Par conséquent, le filtre passe-bas avec la résistance commandée forme un atténuateur variable qui commande le gain de la boucle comprenant l'amplificateur opérationnel 1/2 IC 202 Ainsi, la boucle de réaction agit comme une amplification variable La sortie de l'amplificateur opérationnel 1/2 IC 202 est appliquée à l'entrée de l'additionneurl inverseur afin de compléter la boucle de contre-réaction

(désaccentuation variable) comprenant le filtre passe-

haut variable et la boucle de réaction (amplification variable) comprenant un atténuateur variable Les diodes

D 203, D 204 assurent la suppression de surmodulation.

L'effet de la boucle d'amplification variable peut être analysé de la manière suivante Quand la valeur de la résistance variable est infinie (quand son courant de commande est nul), au-dessus de la fréquence de coupure du filtre passe-bas, la boucle de réaction peut être ignorée tandis qu'au-dessous de la fréquence de coupure,

la boucle présente un gain fini Pour les valeurs indi-

quées des composants, le résultat est une amplification d'environ 6 d B pour des signaux dans la bande passante du

filtre passe-bas Quand la valeur de la résistance comman-

dée décroît (quand le signal de commande augmente), la réaction est réduite ce qui augmente l'atténuation et

diminue le gain de la boucle Pour des valeurs très fai-

bles dela résistance commandée, la réponse globale en fréquence basse du circuit principal et des circuits

latéraux comprenant les boucles de réaction et de contre-

réaction s'approche d'une réponse plate Cette disposi-

tion équivaut à une coupure de fréquence basse variable en combinaison avec une amplification de réponse fixe à fréquence basse Les courbes de réponse de la Fig 17 montrent la diminution de la coupure de fréquence basse quand le signal de commande augmente pour le circuit de la Fig 15 Il en résulte dans ce cas une réponse

complémentaire Le circuit de contre-réaction en fré-

quence haute ne contribue pas au signal de sortie dans la bande des fréquences o intervient le circuit de réaction à fréquence basse Le circuit de fréquence haute a une réponse courante de bande glissante à fréquence haute dont il résulte une réponse globale à fréquence haute du circuit principal et des circuits latéraux c'est-à-dire une diminution de désaccentuation

de fréquence haute quand le signal de commande augmente.

La réponse passe au-dessus d'une réponse plate aux

fréquences hautes sous l'effet du réseau anti-saturation.

Dans les différents modes de réalisation décrits

ci-dessus, les signaux numériques entre le codeur numé-

rique et le décodeur numérique sont transmis par un support de transmission qui peut prendre de nombreuses formes Par exemple, les signaux numériques peuvent être appliqués directement à un support d'enregistrement et de lecture (bande magnétique, disque, etc) ou un ensemble d'émetteurs et de récepteurs pour la transmission par fil ou par l'espace, etc En outre, une autre modulation ou un autre codage peut être utilisé avant l'enregistrement

ou la transmission.

Bien que les divers modes de réalisation de codeurs et décodeurs sont utiles en eux-mêmes, ils peuvent être combinés par un support de transmission pour former

un ensemble complet de codeur et décodeur.

Claims (23)

REVENDICATIONS

1 Dispositif de conversion analogique-numérique dé signaux de son, recevant des signaux analogiques d'entrée de son, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif ( 2, 14) de conversion analogique-numérique à modulation différentielle adaptative, un dispositif ( 4) à réponse variable en fonction de la fréquence pour traiter lesdits signaux d'entrée de son avant leur

application audit dispositif de conversion, ledit dispo-

sitif à réponse variable ayant pour caractéristique qu'il amplifie, par rapport aux autres parties du spectre audible, des signaux dans la partie inférieure du spectre

audible, le degré d'amplification augmentant avec l'aug-

mentation de lamplitude des composantes du signal dans

la partie supérieure du spectre audible.

2 Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le degré d'amplification est une fonction croissante de la pente des composantes du signal d'entrée

de son dans la partie supérieure du spectre audible.

3 Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que le degré d'amplification est directement proportionnel à la pente des amplitudes des composantes du signal d'entrée de son dans la partie supérieure du

spectre audible.

4 Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le degré d'amplification est commandé par un signal de commande, ledit dispositif à réponse variable ( 4) comprenant un dispositif { 6) 4 uiçpioduit signaî'de;

commande formé à partir des signaux dlentrée de son.

Dispositif selon la revendication 4, caracté- risé en ce que ledit dispositif ( 6) quisprod it:un signal

de commande comporte un filtre passe-haut et de pondéra-

tion et un redresseur.

6 Dispositif selon la revendication le caracté-

risé en ce que ledit dispositif de conversion ( 2, 14) comporte un dispositif qui produit un signal de hauteur de pas, et dans lequel le degré d'amplification par ledit dispositif à réponse variable est commandé par un signal décommande produit à partir dudit signal de hauteur de pas. 7 Dispositif selon l'une quelconque des revendi- cations 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif pour produire un niveau seuil de manière

qu'au-dessus d'un niveau seuil de l'amplitude des compo-

santes des signaux dans la partie supérieure du spectre

audible, une amplification soit produite tandis qu'au-

dessous dudit seuil, aucune amplification n'est produite.

8 Dispositif selon l'une quelconque des revendi-

cations 1 à 6, caractérisé en ce qu'il comporte un autre dispositif ( 20) à réponse variable en fonction de la fréquence pour traiter lesdits signaux d'entrée de son avant leur application audit dispositif de conversion, ledit autre dispositif à réponse variable ayant pour caractéristique d'amplifier,, par rapport aux autres parties du spectre audible, des signaux dans la partie supérieure du spectre audible, le degré d'amplification

diminuant avec l'augmentation de l'amplitude des compo-

santes du signal dans la partie supérieure du spectre audible.

9 Dispositif selon la revendication 8, caracté-

risé en ce que ledit autre dispositif ( 20) de réponse

variable en fonction de la fréquence possède une caracté-

ristique debande glissante.

Dispositif selon la revendication 8, caracté-

risé en ce que ledit autre dispositif ( 20) à réponse

variable en fonction de la fréquence possède une carac-

téristique de bande fixe.

11 Dispositif selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que ledit dispositif ( 2, 14) de conversion

analogique-numérique à modulation différentielle adapata-

tive consiste en un dispositif de conversion à modulation

delta différentiel adaptative.

33 2532801

12 Dispositif selon la revendication 11, carac-

térisé en ce que ledit dispositif ( 2, 14) de conversion à modulation delta différentielle adaptative comporte

un codeur à modulation delta à pente variable continuel-

lement. 13 Dispositif de conversion numérique-analogique de signaux de son recevant des signaux numériques d'entrée de son, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif ( 12, 18) de conversion numérique-analogique à modulation différentielle adaptative, un dispositif ( 10) à réponse variable dépendant de la fréquence pour traiter les signaux analogiques de son provenant dudit dispositif de conversion, le dispositif à réponse variable ayant pour caractéristique qu'il coupe, par rapport aux autres parties du spectre audible, des signaux dans la partie inférieure du spectre audible, le degré de coupure

augmentant avec l'augmentation de l'amplitude des compo-

santes des signaux dans la partie supérieure du spectre audible.

14 Dispositif selon la revendication 13, caracté-

risé en ce que le degré de coupure est une fonction croissante de la pente des amplitudes des composantes des

signaux dans la partie supérieure du spectre audible.

Dispositif selon la revendication 13, caractérisé

en ce que le degré de coupure est directement proportion-

nel à la pente des amplitudes des signaux dans la partie

supérieure du spectre audible.

16 Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que le degré de coupure est commafidé par un signal

de commande, le dispositif ( 10) à réponse variable com-

prenant un dispositif ( 16) qui produit un signal de

commande à partir des signaux analogiques de son.

17 Dispositif selon la revendication 16, caracté-

risé en ce que ledit dispositif ( 16) qui produit un signal

de commande comporte un filtre passe-haut et de pondéra-

tion et un redresseur.

18 Dispositif selon la revendication 13, caracté-

risé en ce que ledit dispositif de conversion ( 12, 18)

34 2532801

comporte un dispositif produisant un signal de hauteur depas, et dans lequel le degré de coupure par ledit dispositif à réponse variable est conmmandé par un signal de commande produit à partir dudit signal de hauteur de pas.

19 Dispositif selon l'une quelconque des revendi-

cations 13 à 18, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif pour produire un niveau seuil de manière

qu'au-dessus d'un niveau seuil d&litude des compo-

santes des signaux dans la partie supérieure du spectre audible, une coupure se produit tandis qu'aucune coupure

ne se produit au-dessous dudit seuil.

Dispositif selon l'une quelconque des revendi-

cations 13 à 18, caractérisé en ce qu'il comporte un autre dispositif ( 22) à réponse variable en fonction de la fréquence pour traiter des signaux analogiques de son produit par ledit dispositif de conversion, ledit autre dispositif à réponse variable ayant pour caractéristique qu'il coupe, par rapport à d'autres parties du spectre audible, des signaux dans la partie supérieure du spectre

audible, le degré de coupure diminuant avec l'augmenta-

tion d'amplitude des composantes des signaux dans la

partie supérieure du spectre audible.

21 Dispositif selon la revendication 20, caracte-

risé en ce que ledit autre dispositif ( 22) à réponse

variable en fonction de la fréquence possède une carac-

téristique de bande glissante.

22 Dispositif selon la revendication 20, caracté-

risé en-ce que ledit autre dispositif ( 22) à réponse

variable en fonction de la fréquence possède une caracté-

ristique de bande fixe.

23 Dispositif selon la revendication 13, caracté-

risé en ce que ledit dispositif ( 12, 18) de conversion

analogique-numérique à modulation différentielle adapta-

tive comporte un dispositif de conversion à modulation

delta différentielle adaptative.

2532801

24 Dispositif selon la revendication 23, carac-

térisé en ce ledit dispositif ( 12, 18) de conversion à modulation delta différentielle adaptative comporte un

codeur à modulation delta à pente variable continuelle-

ment. Dispositif de conversion analogique-numérique selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est

associé avec un dispositif de-conversion numérique-

analogique pour rétablir la forme analogique des signaux

numérisés par ledit dispositif de conversion analogique-

numérique et qui sont reçus par l'intermédiaire d'un support de transmission, ledit dispositif de conversion numérique-analogique comprenant un convertisseur ( 12, 18) numérique-analogique différentiel adaptatif qui reçoit lesdits signaux numérisés pour les convertir en forme analogique et un dispositif ( 10) â- -réponse variable en fonction de la fréquence complémentaire pour traiter lesdits signaux analogiques provenant dudit convertisseur numérique-analogique, la forme de la caractéristique de réponse dudit dispositif-à réponse variable complémentaire variant de façon complémentaire de la caractéristique de réponse du dispositif à réponse variable dans ledit

dispositif de conversion analogique-numérique.

26 Dispositif selon la revendication 25, caracté-

risé en ce que le dispositif-( 10) à réponse variable en fonction de la fréquence complémentaire varie en réponse

au signal analogique.

27 Dispositif selon la revendication 25, caracté-

risé en ce que ledit convertisseur-numérique-analogique ( 12, 18) comporte un dispositif-pour produire un signal de hauteur de pas et dans lequel le dispositif à réponse variable en fonction de la fréquence complémentaire varie en réponse à un signal produit à partir dudit signal de

hauteur de pas.

28 Dispositif de conversion analogique-numérique selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il est

associé avec un dispositif de conversion numérique-

analogique pour rétablir la forme analogique des signaux

numérisés par ledit dispositif de conversion analogique-

numérique et qui sont reçus par un support de transmis-

sion, ledit dispositif de conversion numérique-analogique comportant un convertisseur ( 12, 18) numérique-analogique

différentiel adaptatif qui reçoit lesdits signaux numéri-

sés pour les convertir en forme analogique, un dispositif ( 10) à réponse variable en fonction de la fréquence -10 complémentaire pour traiter lesdits signaux analogiques provenant dudit convertisseur numériqueanalogique, la forme de la caractéristique de réponse dudit dispositif

à réponse variable complémentaire variant de façon com-

plémentaire à la caractéristique de réponse du'dispositif

à réponse variable à fréquence basse dans ledit disposi-

tif de conversion analogique-numérique, et un autre dispositif ( 22) à réponse variable en fonction de la fréquence complémentaire pour traiter lesdits signaux

analogiques provenant dudit convertisseur numérique-

analogique, la forme de la caractéristique de réponse dudit dispositif à réponse variable complémentaire variant de façon complémentaire à la caractéristique de réponse du dispositif à réponse variable à fréquence

haute dans ledit dispositif de conversion analogique-

numérique.