CH666586A5

CH666586A5 - Audio-analog/digital und digital/analog-umsetzungsanlage sowie signal-uebertragungs- und verarbeitungsanordnung mit denselben.

Info

Publication number: CH666586A5
Application number: CH4830/83A
Authority: CH
Inventors: Kenneth James Gundry
Original assignee: Dolby Lab Licensing Corp
Priority date: 1982-09-07
Filing date: 1983-09-02
Publication date: 1988-07-29
Also published as: ATA313483A; NL8303035A; DE3331231A1; GB8323263D0; ES525407A0; ES8501934A1; KR910006441B1; GB2127638A; KR840006109A; GB2127638B; CA1212776A; DK405383D0; US4507791A; BE897704A; AT389962B; BR8304852A; FR2532801B1; DK405383A; JPS5972225A; FR2532801A1

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung hat eine Audio-Analog/Digital-Umsetzungs-anlage gemäss Patentanspruch 1 zum Gegenstand, sowie eine Audio-Digital/Analog-Umsetzungsanlage gemäss Patentanspruch 13 und eine Signal-Übertragungs- und Verarbeitungsanordnung gemäss Patentanspruch 25.

Die Ansprüche 2-12, 14-24 und 26-29 beschreiben bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Anlagen bzw. Anordnung.

Im Nachstehenden beziehen sich die Begriffe «tiefe Frequenz» und «hohe Frequenz» auf den akustischen Bereich und werden jeweils gleichbedeutend mit den Bezeichnungen «unterer Teil des Audiospektrums» und «oberer Teil des Audiospektrums» verwendet. Für die Zwecke der vorliegenden Erläuterung können als tiefe Frequenzen jene unter etwa 1 kHz und als hohe jene über etwa 2 kHz angenommen werden. In praktischen Ausführungsbeispielen können andere Grenzen gelten, was z.B. von der oberen und unteren Grenzfrequenz des Systems, der Natur der von dem System übertragenen Audiosignale (z.B. Musik, Sprache) usw. abhängt.

Différentielle digitale Kodier-Techniken, hauptsächlich différentielle Pulscodemodulation (PCM), die ein oder mehrere Bits zur Darstellung einer Änderung von einem oder mehreren vorausgehenden Quantumspegeln (statt eines Absolutwertes bezogen auf einen Referenzpegel) benutzen, sind bekannt. Différentielle Einzelbit-PCM-Systeme werden allgemein als Deltamodulation bezeichnet. Alle Formen differentieller PCM, einschliesslich Deltamodulation, die eine feste Quantumsschritt-grösse verwenden, leiden unter der Schwierigkeit, dass der Quantisierer nicht Schritt halten kann, wenn der an den Dekodierer angelegte Spannungsverlauf des Signals sich zu schnell ändert. Vergi, allgemein «PCM and Digital Transmission Systems» von Frank F.E. Owen, McGraw Hill Book Company, San Francisco, 1982, Seiten 87-90.

Eine bekannte Lösung ist es, für variable statt feste Quan-tumsschrittgrössen zu sorgen, so dass die Grösse der Quantisierungsschritte sich mit dem Zeitdifferential (Steilheit) des Eingangssignals ändert, und so dem System erlaubt, einem schnell variierenden Eingangssignal enger zu folgen. Solche Systeme werden als adaptive différentielle digitale Kodiersysteme bezeichnet und schliessen adaptive différentielle PCM (ADPCM) und adaptive Deltamodulationen (ADM) ein. Beispiele einer Art adaptives Deltamodulationssystem, das als Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Steilheit (CVSD = continously variable slope delta modulation) bezeichnet wird, sind in den US-PS 4 190 801 und 4 305 050 beschrieben, welche jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme hier einbezogen werden.

Aus der Tatsache, dass in adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystemen die Grösse des Quantisierungsschrittes mit der Steilheit des Eingangssignals variiert, folgt, dass der Quantisierungsfehler oder das Quantisierungsrauschen von dem Eingangssignal abhängen, und zwar bei Signalen mit kleiner Steilheit am kleinsten sind und bei Signalen mit grösserer Steilheit anwachsen. Das Spektrum des Quantisierungsrauschens erstreckt sich über die ganze Audiobandbreite und hat typischerweise eine näherungsweise gleichförmige spektrale Leistungsdichte (d.h. es ähnelt weissem Rauschen).

Es ist eine Eigenschaft des menschlichen Gehörs, dass Rauschen mit niedrigem Pegel im gleichen Spektralbereich wie ein lauter Schall nicht wahrnehmbar ist, was als Verdeckung bezeichnet wird. Jedoch bleibt Rauschen in Teilen des Spektrums, die von einem lauten oder vorherrschenden Signal entfernt liegen, hörbar. Die Verdeckung erlaubt die Konstruktion komplementärer Rauschminderungsysteme (Kompander), mit denen eine Modulation des Hintergrundrauschens durch das Programm nicht wahrnehmbar ist. Da variierende Rauschpegel viel aufdringlicher sind als konstante, ist das Fehlen hörbarer Rauschmodulation eine notwendige Eigenschaft qualitativ hochwertiger Audiosysteme zur Musikwiedergabe.

Bei in analogen Audiosystemen arbeitenden Kompandern können die hörbaren Effekte der Rauschmodulation durch Bandaufspaltung oder «Sliding-Band» Techniken reduziert werden, wodurch die mit einem bestimmten Signal einhergehende Verschlechterung des Signal-/Rauschabstands auf den gleichen Spektralbereich beschränkt wird wie das Signal, während der Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflusst bleibt. Folglich tritt Rauschmodulation nur in den Spektralbereichen auf, in denen sie von dem dominanten Signal verdeckt wird, das das Kompandieren steuert, und wird von dem Hörer nicht wahrgenommen. Beispiele analoger Kompander mit Bandaufspaltung sind in US-PS 3 846 719 und 3 903 485 und in «Journal of the Audio Engineering Society», Bd. 15, Nr. 4, Oktober 1967, Seiten 383-388 angegeben. Beide US-PS werden hiermit jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugsnahme aufgenommen. Analoge Kompander, die «Sliding-Band» Techniken anwenden, sind in US-PS Re 28 426, 3 757 254, 4 072 914, 3 934 190 und der japanischen Patentanmeldung 555 29/71 beschrieben. Alle vier US-PS werden jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen.

Die adaptierende Funktion in adaptiver differentiellen digitalen Kodiersystemen ist eine Form der Kompandierung oder Rauschminderung, die inhärent eine Modulation des Breitband-Quantisierungsrauschens durch das Signal hervorbringt. Die Steilheit eines Eingangssignals ist proportional dem Produkt aus seiner Frequenz und Amplitude. Wenn das Eingangssignal überwiegend hohe Frequenzen enthält, wird seine Steilheit hoch und das Quantisierungsrauschen wächst. Die hochfrequenten Rauschkomponenten werden von dem Signal verdeckt, aber die nichtverdeckten Änderungen in den niederfrequenten Rauschkomponenten werden oft hörbar sein. Wenn ein analoges Breit-band-Rauschminderungssystem in Verbindung mit einem adaptiven differentiellen Digitalsystem benutzt wird, wird das niederfrequente Rauschen durch den Expansionsprozess sogar weiter erhöht. Folglich ist es notwendig, solche nichtverdeckten Änderungen in hörbaren, niederfrequenten Rauschkomponenten, insbesondere bei hochqualitativen Audiosystemen zur Wiedergabe von Musik, zu reduzieren; jedoch können solche nicht-

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verdeckten Änderungen in niederfrequenten Rauschkomponenten durch rauschminderndes Kompandieren nicht reduziert werden.

Wenn das Eingangssignal vorwiegend tiefe Frequenzen enthält, ist seine Steilheit klein und das Quantisierungsrauschen bleibt gering. Jede Variation in den niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens wird von niederfrequenten Signalen verdeckt, und Variationen in den hochfrequenten Komponenten, die eventuell nicht verdeckt werden, können wegen des niedrigen Rauschpegels unbedeutend sein; falls sie nicht unbedeutend sind, kann es auch notwendig sein, solche hörbaren hochfrequenten Komponenten zu reduzieren, um eine Rauschminderung über das gesamte Audiospektrum zu erzielen. In bestimmten Systemen kann hochfrequentes Rauschen wegen der Verwendung von Techniken zur Verschiebung des Rauschspektrums bedeutsam sein.

Diese Erfindung hat die Unterdrückung von Modulationseffekten des niederfrequenten Rauschens in Audiosystemen zum Ziel, die adaptive différentielle digitale Kodiertechniken verwenden, und andererseits die Reduktion von Modulationseffekten sowohl des niederfrequenten als auch des hochfrequenten Rauschens in solchen Systemen.

In adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystemen bestimmt die Quantisierungsschrittgrösse die Steilheit des Eingangssignals, die vom Quantisierer ohne Steilheits-Übersteuerung (oder «slope-clipping», wie man auch sagt) verarbeitet werden kann. Die vorliegende Erfindung, soweit sie auf tiefe Frequenzen angewandt wird, beruht auf der Erkenntnis, dass wenn ein adaptierender differentieller digitaler Kodierer ein vorherrschendes hochfrequentes Signal empfängt und eine Schrittgrösse hat, die ausreicht, um dieses Signal ohne Steilheits-Übersteuerung zu akzeptieren, gleichzeitig vorhandene niederfrequente Signale angehoben werden können, ohne die Steilheit des Gesamt-Eingangssignals merklich zu erhöhen. Zum Beispiel ist eine Quantumsschrittgrösse, die ein Eingangssignal von x Volt bei 10 kHz akzeptiert, in der Lage, andererseits lOx Volt bei 1 kHz zu akzeptieren. Wenn eine komplementäre Absenkung tiefer Frequenzen während der Wiedergabe (nach Digital/Analogumsetzung) angewandt wird, werden die niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens reduziert.

In der Praxis erfordert die Erfindung bei der Anwendung auf niederfrequentes Rauschen vor dem Analog/Digitalumsetzer (ADC) eine Schaltung, deren Verstärkung bei tiefen Frequenzen mit wachsenden Ampliduden hochfrequenter Signalkomponenten im Eingangssignal steigt, und nach dem Digital/Analogumsetzer (DAC) eine komplementäre Schaltung, deren Verstärkung bei tiefen Frequenzen mit wachsenden Amplituden hochfrequenter Signalkomponenten in dem Ausgangssignal fällt. Es ist zu beachten, dass die Operationen an eine Expansion in der Kodierstufe und eine Kompression in der Dekodierstufe erinnern und daher im entgegengesetzten Sinn zu den Dynamik-Operationen ablaufen, die normalerweise mit Rauschminderungssystemen assoziiert werden. Ferner arbeiten herkömmliche Rauschminderungssysteme hauptsächlich und am effektivsten dann, wenn die Eingangsamplitude klein ist, während die Erfindung für eine Rauschminderung sorgt, wenn der Eingang hochfrequente Signale mit hoher Amplitude enthält. Darüber hinaus unterscheidet sich dieser Aspekt der Erfindung von herkömmlichen Rauschminderungssystemen darin, dass die Kontrolle der Signalpegel bei tiefen Frequenzen nicht vom Niederfrequenzgehalt des Signals abhängt.

In einigen adaptierenden ADCs, beispielweise (US-PS 4 190 801 und 4 305 050, ist die Grösse des Quantisierungsschrittes kontinuierlich variabel und adaptiert oberhalb einer Eingangs-Steilheitsschwelle an eine Grösse, welche gerade ausreicht, diese Steilheit zu verarbeiten, d.h. oberhalb der Schwelle ist die Schrittgrösse direkt proportional zur Eingangssteilheit,

und daher ist das Quantisierungsrauschen auch direkt proportional zur Eingangssteilheit. Diese Beziehung gilt nicht nur für das volle Spektrum des Quantisierungsrauschens, sondern auch für seine niederfrequenten Komponenten. Wenn also ein Eingangssignal seine vorherrschende Steilheit bei einer hohen Frequenz hat, so ist das niederfrequente Rauschen vom DAC zur Amplitude der hohen Frequenz direkt proportional. Dies ist eine unerwünschte Eigenschaft von adaptierenden digitalen Systemen, da das variierende niederfrequente Rauschen nicht von dem hochfrequenten Signal verdeckt wird. Wenn mit der Erfindung das Anheben tiefer Frequenzen vor dem ADC und das Absenken nach dam DAC direkt proportional zur Steilheit des hochfrequenten Signals gemacht werden, dann werden die Änderungen im niederfrequenten Rauschen von gleichen und entgegengesetzten Änderungen der Verstärkung der tiefen Frequenzen begleitet, so dass das niederfrequente Rauschen konstant und unabhängig von dem Hochfrequenzgehalt des Eingangssignals herauskommt.

In der Praxis wird es häufig nicht möglich oder wünschenswert sein, die Niederfrequenz-Anhebung und -Absenkung über einen weiten Bereich zu kontrollieren, und die Erfindung eliminiert demnach nicht, sondern reduziert nur die Variation des niederfrequenten Rauschens, das mit hochfrequenten Signalen einhergeht.

Gemäss einer Ausführungsform der vorliegenden Anordnung wird eine Vorrichtung, die für eine Anhebung und Absenkung tiefere Frequenzen in Anwesenheit hochpegeliger Hochfrequenzsignale sorgt, mit einem Rauschminderungssystem kombiniert, das selektiv auf hochfrequentes Rauschen arbeitet, um effektiv Rauschen in einem adaptiven differentiellen digitalen Kodiersystem über das gesamte Audiospektrum zu unterdrücken. Bestimmte Gesichtspunkte eines solchen Hochfrequenz-Rauschminderungssystems sind Gegenstand der älteren Patentanmeldung P 3 315 519.4.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Kodierers;

Fig. 2 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Dekodierers;

Fig. 3 eine Schar beispielhafter Antwortkurven;

Fig. 4 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 1;

Fig. 5 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 2;

Fig. 6 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines digitalen Kodierers;

Fig. 7 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines digitalen Dekodierers;

Fig. 8 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 6;

Fig. 9 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Alternative zum Ausführungsbeispiel nach Fig. 7;

Fig. 10 ein Blockschaltbild einer Digitalkodiererausfüh-rungsform;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Digitaldekodiererausfüh-rungsform;

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Alternative für einen Teil der Ausführungsform nach Fig. 10;

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer Alternative für einen Teil der Ausführungsform nach Fig. 11;

Fig. 14 einen beispielhaften Verlauf des Frequenzganges eines Netzwerkes, das in den vorliegenden Kodierer-Ausfüh-rungsformen verwendet wird;

Fig. 15 ein schematisches Schaltbild eines Teils eines Kodierers;

Fig. 16 ein schematisches Schaltbild eines Teils eines Dekodierers;

Fig. 17 eine Schar beispielhafter Antwortkurven, die zum

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Verständnis der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 15 nützlich sind.

In Fig. 1 ist ein einfaches Blockschaltbild eines digitalen Kodierers gezeigt. Vor der Umwandlung in einem herkömmlichen adaptierenden, differentiellen Analog/Digitalumsetzer 2 (z.B. ADM = Adaptive Delta Modulation oder ADPCM = Adaptive Delta Pulse Code Modulation) wird das Eingangssignal in einer frequenzabhängigen Einrichtung 4 mit variabler Antwort verarbeitet, die bei tiefen Frequenzen arbeitet. In der Praxis enthält Einrichtung 4 wenigstens eine variable Schaltung zur Anhebungs der tiefen Frequenzen, ebenso kann sie eine Schwellwertbestimmungseinrichtung enthalten. Der Anhebungs-grad wird von einem Steuersignal gesteuert, das vom Eingangssignal über eine Verarbeitungseinrichtung 6 abgeleitet wird. Das Steuersignal spricht auf hochfrequente Komponenten des Eingangssignals an, so dass sich, wenn es an die Einrichtung 4 mit variabler Antwort gelegt wird, ein wachsendes Anheben tiefer Frequenzen (über einer Schwelle soweit vorhanden) ergibt, sobald die hochfrequenten Komponenten stärker werden. In der Praxis enthält die Verarbeitungseinrichtung 6 ein Hochpassund Bewertungsfilter, gefolgt von einem Gleichrichter und einer Glättungsschaltung. Die Verarbeitungseinrichtung 6 kann auch eine Schwellwertbestimmungsemrichtung enthalten. Der Eingang der Verarbeitungseinrichtung 6 kann alternativ vom Ausgang der Einrichtung 4 mit variabler Antwort abgeleitet werden.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild der komplementären Dekodieranordnung. Die Verarbeitungseinrichtung 6 entspricht der der Ausführungsform nach Fig. 1 und erzeugt im wesentlichen das gleiche Steuersignal, das im Dekodierer die Amplitude des Hochfrequenz-Gehalts des Ausgangssignals repräsentiert. Sie kann ihr Eingangssignal vor oder nach Einrichtung 10 ableiten. Die frequenzabhängige Einrichtung 10 mit variabler Antwort, die bei tiefen Frequenzen arbeitet, sorgt für eine zur Einrichtung 4 in dem Kodierer komplementäre Antwort, wenn das entsprechende Steuersignal angelegt wird. In der Praxis enthält sie wenigstens eine variable Schaltung zur Absenkung tiefer Frequenzen und kann eine Schwellwertbestimmungseinrichtung enthalten. Das Steuersignal variiert die Absenkung tiefer Frequenzen der variablen Schaltung zur Absenkung tiefer Frequenzen, so dass die Gesamtwirkung aus Anhebung im Kodierer und Absenkung im Dekodierer einen flach verlaufenden Frequenzgang ergibt. Wenn die niederfrequenten Komponenten des Quantisierungsrauschens, das aus dem Digital/Analogumsetzer 12 kommt, im Pegel wegen des Ansteigens der Schrittgrösse steigen, das zur Verarbeitung eines hochfrequenten Signals mit hoher Amplitude erforderlich ist, ändert sich der Frequenzgang der Einrichtung 10 mit variabler Antwort von einem flach verlaufenden Frequenzgang in dem Sinne, dass tiefe Frequenzen abgesenkt werden, wodurch das erhöhte niederfrequente Rauschen gedämpft wird.

In typischen Systemen wird das niederfrequente Rauschen bei Quantisierungsschritten unter einem bestimmten Wert unhörbar sein, der mit der Amplitude von hochfrequenten Signalkomponenten in Beziehung steht. Natürlich ist es nicht notwendig, für eine Anhebung und Absenkung tiefer Frequenzen zu sorgen, wenn das niederfrequente Rauschen unhörbar ist. Deshalb ist in den meisten praktischen Ausführungsformen in der Verarbeitsungseinrichtung 6 oder in den Einrichtungen 4 und 10 mit variabler Antwort ein Schwellwertpegel vorgesehen, so dass eine Anhebung und Absenkung tiefer Frequenzen nicht begonnen wird, bis ein bestimmter Steuersignalpegel erreicht wird, beispielsweise kurz bevor das niederfrequente Rauschen hörbar wird.

Fig. 3 zeigt eine Schar beispielhafter Kurven variabler Anhebung und variabler Absenkung. Wie oben angegeben, können zur Erläuterungszwecken als tiefe Frequenzen jene unterhalb 1 kHz angenommen werden, während für die praktische Ausführung andere Grenzen gelten können. Entsprechend hat die Kurvenschar in Fig. 3 eine Übergangsfrequenz von 1 kHz. Kurven a und a' sind einfach flache Frequenzgänge für den Fall «keine Anhebung» der Einrichtung 4 mit variabler Antwort in Fig. 1 und «keine Absenkung» der Einrichtung 10 mit variabler Antwort in Fig. 2. Wenn das Steuersignal mit steigender Amplitude hochfrequenter Komponenten im Eingangssignal steigt, sorgt die Schaltung zur variablen Anhebung für eine steigende Anhe-bungskennlinie für niedrige Frequenzen, wie auf die Kurven b, c und d, während das gleiche Steuersignal, wenn es an die Schaltung mit variabler Absenkung gelegt wird, für eine komplementäre Absenkungskennlinie für niedrige Frequenzen sorgt, wie auf die Kurven b', c' bzw. d', für bestimmte Werte des Steuersignals. Natürlich gibt es ein Kontinuum von Kurven entsprechend kontinuierlichen Werten des Steuersignals. Die maximale Anhebung und Absenkung in diesem Beispiel beträgt 10 dB. In praktischen Ausführungsformen kann es möglich sein, das Rauschen mit geringerer Anhebung und Absenkung effektiv zu reduzieren. Auch wird, wie weiter unten erläutert wird, die maximale Anhebung und Absenkung gewöhnlich durch unerwünschte Nebeneffekte begrenzt.

Kurven wie in Fig. 3 können mit herkömmlichen variablen Shelfschaltungen mit festem Band implementiert werden. In einigen Anwendungen kann eine «sliding band»-Shelfschaltung mit einer variablen Übergangsfrequenz für eine effektivere Anpassung an das niederfrequente Rauschspektrum bei verschiedenen Quantisierungsschrittpegeln sorgen. Die effektivste Kurvenform hängt in speziellen Anwendungen von dem niederfrequenten Rauschspektrum ab. Obwohl eine Shelfantwort im allgemeinen befriedigend ist, können in kritischen Anwendungen differenzierte Antwortcharakteristiken wünschenswert sein. In einigen Anwendungen können auch einfachere Antwortcharakteristiken akzeptabel sein.

In den in Figuren 1 und 2 gezeigten Ausführungsbeispielen wird die Verstärkung der tiefen Frequenzen von einem Signal gesteuert, das von den analogen Audiosignalen abgeleitet wird. In bestimmten Arten digitaler Audiosysteme sind in den ADCs und DACs Signale vorhanden, von denen Steuersignale ableitbar sind, die zur Steuerung der Verstärkung der tiefen Frequenzen geeignet sind. Zum Beispiel wird in einigen Konstruktionen der adaptiven Deltamodulation, z.B. den erwähnten Deltamodulationssystemen mit kontinuierlich variabler Steilheit (als «CVSD» bezeichnet) die Schrittgrösse von einer Steuerspannung bestimmt, deren Wert der Steilheit des Eingangssignals direkt proportional ist. Dies gilt für die CVSD-Systeme, die in den erwähnten US-PS 4 190 801 und 4 305 050 beschrieben sind.

Wenn ein beliebiger maximaler Eingangspegel definiert ist, dann enthält der Wert dieser Steuerspannung in solchen CVSD-Systemen Informationen darüber, ob das Eingangssignal hochfrequente Signalanteile hoher Amplitude enthält oder nicht. Wenn z.B. der maximale Pegel bei 1 kHz 0,2 Volt erzeugt,

dann wird der maximale Pegel bei 10 kHz 2 Volt erzeugen, und in grober Näherung können wir sagen, dass jedes Signal, das mehr als sagen wir 0,3 Volt erzeugt, Signale mit grosser Steilheit bei hohen Frequenzen enthält. Diese Steuerspannung kann demnach dazu benutzt werden, um auf Schaltungen mit variabler Anhebung bzw. Absenkung tiefer Frequenzen zu operieren, anstelle eines getrennt erzeugten Steuersignals, wie in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und Fig. 2. In anderen Arten adaptiver differentieller digitaler Kodierer und Dekodierer können ebenso Signale vorhanden sein, von denen geeignete Steuersignale abgeleitet werden können.

In Fig. 4 ist eine Blockschaltung einer solchen Anordnung gezeigt, in der die Schrittgrössen-Steuerspannung von einem adaptiven differentiellen Analog/Digitalwandler 14, etwa ein CVSD ADC, an die frequenzabhängige Einrichtung 4 mit variabler Antwort über Verarbeitungseinrichtung 16 angelegt ist. Die

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Implementation von Einrichtung 4 ist die gleiche wie vorstehend beschrieben, in Verbindung mit Fig. 1. Die Verarbeitungseinrichtung 16 kann eine Schwellwertbestimmungseinrichtung und, falls notwendig, Einrichtungen zum Formen des Analogsignals von dem ADC 14 enthalten. Wenn das Schrittgrössen-steuersignal von ADC 14 digital ist, enthält die Verarbeitungseinrichtung 16 einen Digital/Analogwandler. Wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist der Offset, falls angewandt, derart ausgelegt, dass eine Anhebung der tiefen Frequenzen nicht angewandt wird, bis die Steuerspannung gross genug ist, um die Anwesenheit eines Signals hoher Steilheit bei hohen Frequenzen anzuzeigen. Die Anhebung wächst dann fortschreitend mit wachsender Eingangssteilheit, wie in Fig. 3 vorgeschlagen wird.

Fig. 5 zeigt die komplementäre Demodulationsanordnung, in der das Schrittgrössen-Steuersignal von einem adaptiven differentiellen Digital/Analogwandler 18, etwa ein CVSD DAC, an die frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort über die Verarbeitungseinrichtung 16 angelegt wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 ist eine positive Rückkopplungsschleife dadurch gegeben, dass das vom ADC abgeleitete Steuersignal den Niederfrequenzpegel des an den ADC gelegten Signals steuert. Folglich muss der Gewinn der Schleife so sein, dass sie nicht instabil wird. Auch der Betrag der Anhebung und der Frequenzbereich, über welche sie angewandt wird, muss so begrenzt sein, dass die Anordnung das Steuersignal nicht veranlasst, den Schwellwert zu erreichen,

oder den Zweck des Systems durch Erhöhen der Schrittgrösse (und folglich des Rauschens) zunichte macht.

In den folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sind Einrichtungen zur Reduzierung des hochfrequenten Rauschens zusätzlich zu dem des niederfrequenten Rauschens vorgesehen. Die Ausführungsbeispiele nach Fig. 6 und 7 entsprechen allgemein den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2, aber schliessen Einrichtungen zur Reduzierung hochfrequenten Rauschens ein. Die Ausführungsbeispiele in Fig. 8 und 9 entsprechen in gleicher Weise jeweils den Ausführungsbeispielen in Fig. 3 bzw. 4.

In Fig. 6 und 7 sind jeweils Kodierer- und Dekodierer-Aus-führungen gezeigt, in denen komplementäre frequenzabhängige Einrichtungen 20 und 22 mit variabler Antwort vorgesehen sind, die im hochfrequenten Teil des Audiospektrums arbeiten. Einzelheiten der komplementären Einrichtungen 20 und 22 mit variabler Antwort werden im Anschluss an die allgemeine Beschreibung der Figuren 6 mit 9 dargelegt. Im Kodierer-Ausführungsbeispiel der Fig. 6 und dem Dekodierer-Ausführungsbei-spiel der Fig. 7 werden einzelne Kontrollsignale für die Einrichtungen (4, 10, 20, 22) mit variabler Antwort für hohe Frequenzen und tiefe Frequenzen von den jeweiligen Eingangs- und Ausgangssignalen über Verarbeitungseinrichtungen 6 abgeleitet. Wie in Figuren 1 und 2 enthält jede Verarbeitungseinrichtung 6 normalerweise ein Hochpass- und Bewertungsfilter, so dass das Steuersignal nur auf hochfrequente Signalkomponenten anspricht; ebenso enthält normalerweise jede einen Gleichrichter und eine Glättungsschaltung, die eine geeignete Zeitkonstante aufweist, so dass eine Steuergleichspannung entwickelt wird, die im wesentlichen der Umhüllenden der hochfrequenten Komponenten folgt. Der Eingang für die Verarbeitungseinrichtung 6 kann auch am Ausgang der Einrichtung 20 oder am Eingang der Einrichtung 22 abgegriffen werden.

Anstatt ein einzelnes Steuersignal für die Einrichtungen 4 und 20 abzuleiten, können alternativ getrennte Steuersignale abgeleitet werden, indem man unabhängige Verarbeitungseinrichtungen benutzt. Dies kann in kritischen Anwendungen wünschenswert sein, um die Wirkung der Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz zu optimieren.

In Figuren 8 und 9 sind jeweils weitere Kodier- bzw. Deko-dier-Ausführungsbeispiele gezeigt, die im allgemeinen denen in

Figuren 6 und 7 gleichen, ausgenommen, dass das Steuersignal (oder -Signale falls unabhängige Verarbeitungseinrichtungen benutzt werden) für die verschiedenen Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz von den Wandlern 2 und 12 über Verarbeitungseinrichtung 16 nach Art der Ausführungsbeispiele in Fig. 3 und 4 abgeleitet werden.

In den Ausführungsbeispielen nach Figuren 6 bis 9 kann die Reihenfolge, in der die Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenz und tiefe Frequenz auf die Analogsignale operieren, gegenüber der gezeigten Reihenfolge umgekehrt werden, ohne die Arbeitsweise des Systems zu beeinflussen, weil die Einrichtungen in unabhängigen, sich im wesentlichen nicht überlappenden Teilen des Audiospektrums arbeiten. Es ist auch mögüch, das Signal mit den Einrichtungen sowohl für hohe als auch tiefe Frequenzen im wesentlichen auf demselben Punkt im Signalweg zu verarbeiten, wie unten in Verbindung mit einem praktischen Ausführungsbeispiel erklärt wird.

Die bei hohen Frequenzen arbeitende frequenzabhängige Einrichtung mit variabler Antwort (Block 20 in Figuren 6 und

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9) sorgen vorzugsweise für eine variable Preemphasis in den Kodierer-Ausführungen (Fig. 6 und 8) und eine komplementäre variable Deemphasis in den Dekodierer-Ausführungen (Figuren 7 und 9).

Eine herkömmliche konstruktive Lösung bei adaptiven digitalen Systemen, die wie vorstehend erörtert effektiv digitale Kompander sind, besteht darin, feste den Frequenzgang formende Netzwerke (Pre- und Deemphasis) vorzusehen, um das Spektrum des Quantisierungsrauschens zu ändern in der Hoffnung, dass Rauschen im am stärksten hörbaren Spektralbereich (gewöhnlich hohe Frequenzen) unhörbar bleibt, auch wenn es infolge Adaption aufgrund eines Signals bei einer Frequenz, die dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht verdeckt, auf seinen höchsten Pegel angestiegen ist. Unglücklicherweise ist das oft eine vergebliche Hoffnung, und digitale Kompander mit Preemphasis ergeben gewöhnlich bei kritischem Musikmaterial eine hörbare Rauschmodulation.

Das erlaubte Ansprechverhalten eines formenden Netzwerkes stellt einen Kompromiss zwischen zwei inkompatiblen Anforderungen dar. Es ist wünschenswert, am Ausgang des DAC eine starke Dämpfung bei den Frequenzen einzuführen, bei denen Rauschen oder Fehler am stärksten hörbar sind; der Eingang des ADC benötigt dann ein inverses Netzwerk, das eine kräftige Anhebung bei diesen Frequenzen ergibt. Jedoch erhöht diese Anhebung die Wahrscheinlichkeit einer Systemüberlastung und reduziert damit den effektiven Dynamikbereich des Systems für Breitbandsignale. Mit anderen Worten, feste Pre-und Deemphasis erhöhen nicht notwendigerweise den Dynamikbereich.

Die frequenzabhängigen Netzwerke 20 und 22 mit variabler Antwort, mit oder ohne assoziierte Verstärkung ändern die Form ihrer Frequenzgangcharakteristik als Antwort auf das Steuersignal. Sie können als eine adaptive Pre- und Deemphasis in Kombination mit dem ADC und DAC betrachtet werden, so dass das am stärksten hörbare hochfrequente Rauschen durch das den Frequenzgang formende Netzwerk reduziert wird, solange die Eingangssignalamplituden nicht zu einer Systemüberlastung führen; aber wenn Überlastung auftritt, dann adaptieren die Netzwerke, um die Anhebung vorherrschender Spektralkomponenten zu vermeiden, während die Rauschminderung dort beibehalten wird, wo Rauschen in Gegenwart jener Spektralkomponenten hörbar sein könnte. Solch ein System erlaubt eine viel stärkere Anhebung und Absenkung in Gegenwart von vorherrschenden Signalen bei Frequenzen, bei denen Rauschen kein Problem darstellt, und kann demnach Rauschmodulation unhörbar machen.

Analogkompander mit Bandaufspaltung und «sliding band», wie oben erwähnt, sind natürlich Beispiele adaptiver

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Pre- und Deemphasis; zusätzlich zu den frequenzabhängigen Netzwerken mit variabler Antwort (d.h. adaptiver Antwort) enthalten sie normalerweise ihre eigenen Schaltungen zur Messung der Amplitude und des Spektrums des Audiosignals, um die variable Antwort oder die Adaption zu betreiben. Die Verarbeitungseinrichtung 6 (Fig. 6 und 7) und 16 (Fig. 8 und 9) können solche Schaltungen enthalten, falls erforderlich mit geeigneten Änderungen des Frequenzganges.

In adaptiven digitalen Systemen mit variabler Skalierung enthält der ADC ein Steuersignal oder einen Skalierungsfaktor, gewöhnlich digital abgeleitet, das bzw. der im DAC rekonstruiert werden muss (z.B. die Ausführungsbeispiele in Fig. 8 und 9). Das Steuersignal kann dazu verwendet werden, auf Netzwerke mit adaptiver Antwort einzuwirken; das Steuersignal kann als eine digital abgeleitete Messung des Audiosignals betrachtet werden, die ursprünglich im ADC erzeugt wird und mit jedem gewünschten Genauigkeitsgrad im DAC rekonstruiert werden kann. Daher wird eines der Hauptprobleme bei analogen Kom-pandern, das der Durchführung von identischen Signalmessungen am sendenden und empfangenden Ende, eliminiert und eine genaue Nachführung (tracking) zwischen der variablen Pre- und Deemphasis ist leichter zu erzielen.

In der Praxis nehmen die frequenzabhängigen Netzwerke 20 und 22 mit variabler Antwort die Form frequenzabhängiger Vorrichtungen mit variabler Verstärkung an, wie etwa Festband- oder «sliding band»-Kompressoren und Expander (Kompandersysteme), die bei hohen Frequenzen arbeiten, wie etwa die oben genannten.

Bei konventionellen Analogkompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressionsverhältnis ab; je höher das Verhältnis, desto grösser die Signalamplitude, bevor der Rauschpegel genügend ansteigt, um hörbar zu werden. Unglücklicherweise führen hohe Kompressions- und demnach Expansionsverhältnisse zu Fehlern in der Nachführung («tracking») wegen der Diskrepanzen zwischen den Signalmessungen am Kompressor und am Expander und praktische Analogkom-pander weisen gewöhnlich Verhältnisse im Bereich von 1,5-3 auf. Die Genauigkeit, mit der das digital abgeleitete Steuersignal rekonstruiert werden kann, erlaubt die Verwendung von etwas höheren Verhältnissen in den Ausführungsbeispielen nach Fig. 8 und 9. Die Kombination von adaptiver Preemphasis und Skalenfaktor-Ableitung innerhalb des ADC kann als ein ausgangsgesteuerter Kompressor betrachtet werden, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuercharakteristiken des variablen Netzwerkes und der Eingangs/Ausgangscharakteristiken der digitalen Messung abhängt. Kennt man die letzteren, so ist es möglich, die ersteren abzuleiten, die erforderlich sind, um ein bestimmtes gefordertes Kompressionsverhältnis zu erhalten.

In Fig. 10 und 11 sind speziellere Ausführungsbeispiele der Anordnungen nach Fig. 8 bzw. 9 gezeigt. Diese Ausführungsbeispiele bilden ein verhältnismässig einfaches, billiges Hochleistungsaudiosystem mit digitaler Kodierung/Dekodierung: Die bekannten Vorteile der adaptiven Deltamodulation einschliesslich ihrer Hardware-Einfachheit werden beibehalten, während der Dynamikbereich des Systems weiter vergrössert wird, ohne lästige Seiteneffekte wie etwa Rauschmodulation einzuführen. Das sich ergebende System ist besonders zur Anwendung in billigen Systemen mit begrenzter Datenrate geeignet, in denen ein grosser Dynamikbereich und Signal/Rauschabstand erwünscht sind.

Verschiedene Schemata zur Deltamodulation sind in dem Artikel «Delta Modulation» von H.T. Schindler «IEEE Spectrum», Bd. 7, S. 69-78, Oktober 1970, beschrieben. Der Artikel enthält eine Erörterung der adaptiven Deltamodulation und auch eine umfassende Bibliographie. Ein adaptives Deltamodulationssystem ist auch in «High Performance Digital Audio Systems» von Robert I. Masta, «Electronic Products», S. 66, 20.

April 1982, beschrieben. Adaptive Deltamodulationssysteme werden auch in den US-PS 4 190 801, 4 254 502, 4 305 050 und 4 313 204 beschrieben. Die US-PS 4 254 502 und 4 313 204 werden hiermit jeweils in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme hier aufgenommen.

Die Analog/Digital- und Digital-Analogwandler 24 und 26 gehören zum Typ der adaptiven Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Steilheit (CVSD). Solche Einrichtungen sind bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu reduzieren, wird im ADC 24 Fehlerkückkopplung verwendet. Solche Techniken sind auch bekannt. Vergi. z.B. US-PS 2 927 962, 4 313 204 und «Réduction of Quantizing Noise by Use of Feedback» von Spang und Schultheiss, «IRE Trans. Commun. Syst.», Bd. CS-10, S. 373-380, Dezember 1962. Ein «sliding band»-Kom-pressor 28 für hohe Frequenzen und ein komplementärer «sliding band»-Expander 30 sorgen für die Rauschminderung bei hohen Frequenzen, wobei ein jeder von seinem zugehörigen Wandler gesteuert wird.

Das Ausmass der Rauschminderung durch das «sliding band»-System und das Frequenzspektrum, in dem es wirksam ist, können so gewählt werden, dass sie an das Rauschspektrum angepasst sind, das sogar bei Verwendung von Fehlerrückkopplung übrig bleibt. Wenn beispielsweise die Taktrate nicht genügend hoch ist, bleibt erhebliches Rauschen bei sehr hohen Audiofrequenzen übrig, wenn Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird. Indem man das «sliding band»-Rauschminde-rungssystem so konfiguriert, dass es in jenem Bereich des Audiospektrums arbeitet, resultiert die Kombination der beiden in einer Rauschminderung über das ganze hochfrequente Audiospektrum, während es bei Taktraten arbeitet, die sonst für hochqualitatives Audio nicht annehmbar wären. Die Kombination dieser Anordnung mit einer Anordnung mit variabler Anhebung 32 für tiefe Frequenzen und komplementärer variabler Absenkung 34 für tiefe Frequenzen, welche zur Reduzierung irgendwelchen restlichen niederfrequenten Rauschens konfiguriert ist, führt zur Reduktio im wesentlichen des gesamten Rauschens über das gesamte Audiospektrum.

Die «sliding band»-Schaltungen können verschiedenartige Formen annehmen, wie im oben genannten Stand der Technik beschrieben. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Schaltungen Modifikationen von bekannten «sliding band»-Schaltun-gen, die als B-Typ-Kompressoren und -Expander bezeichnet werden und von denen eine frühe Form in der US-PS Re 28 426 beschrieben ist. Im vorliegenden Anwendungsfall ist keine Steuerschaltung erforderlich, weil das Steuersignal von den Wandlern 24 und 26 abgeleitet wird. Zusätzlich brauchen die Schaltungen nur bei hohen Frequenzen zu arbeiten, wegen der durch die Anordnung mit variabler Anhebung und Absenkung der tiefen Frequenzen erzielten Rauschminderung im niederfrequenten Bereich und wegen der vorherrschend hochfrequenten Natur des Rauschspektrums in diesem Deltamodulationssystem, wenn wegen der Verwendung einer relativ niedrigen Taktrate die verwendete Fehlerrückkopplungskorrektur das Rauschspektrum nicht völlig aus dem verwendbaren Audioband herausdrängt. Wie schon erwähnt, ist es wünschenswert, dass das kompandie-rende System nicht bei tiefen Frequenzen agiert, weil solch eine Anordnung die nichtverdeckten Änderungen im tieffrequenten Rauschen in Gegenwart hochfrequenter Signale ansteigen lassen würde. Deshalb sollten die Frequenzbänder, in denen die hochfrequente Rauschminderung und in denen die Anhebung/Absenkung für tiefe Frequenzen arbeitet, im wesentlichen sich gegenseitig ausschliessen.

Gemäss Fig. 10 führt im Eingang des Systems ein einfaches Zweipol-Tiefpassfilter 36 eine Bandbegrenzung für das Audioeingangssignal durch. Im Gegensatz zu herkömmlichen PCM-Systemen mit niedrigen Abtastraten sind komplexe «anti-alia-sing»-Filter nicht erforderlich. Ein ähnliches Tiefpassfilter 38 ist nach dem DAC 26 (Fig. 11) eingefügt. Der «sliding band»-

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Kompressor 28 ist ein Dual-Path Typ I, ähnlich dem in GB-A 2 079 114A beschriebenen. Der Hauptweg enthält eine feste, pegelunabhängige Frequenzgang-Formung 40 gemäss Fig. 14, die die Übertragung hochpegeliger hochfrequenter Signale zu-lässt.

Der weitere Weg enthält ein spannungsgesteuertes Einpol-Hochpassfilter 42. Im Ruhezustand beträgt seine Eckfrequenz ungefähr 10 kHz. Der Effekt des variablen Filters ist ein Kompressor mit einem Kompressionsverhältnis abhängig von der Form der Filter/Steuercharakteristik, wobei diese Kompression oberhalb eines Schwellwertpegels abhängig vom Schleifengewinn des Kontrollsystems erfolgt. Der Gewinn vor der Summa-tion mit dem Hauptweg beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Preem-phasis ergibt, die mit 6 dB pro Oktave von etwa 2 kHz auf etwa 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellwertes des Steuersignals bewegt sich diese Preemphasis in der Frequenz als eine wachsende Funktion eines Steuersignals nach oben, das vom Bitstrom abgeleitet ist. Eine Überschwingungs-Unterdrückung 44 (in US-PS Re 28 426 beschrieben) verhindert eine Transienten-verzerrung im Analog/Digitalwandler. Der Hauptweg und der weitere Weg werden in einem Kombinierer 46 summiert.

Das verarbeitende Audio vom «sliding band»-Kompressor 28 wird über eine Summationsstufe 48 in einen Komparator 50 gespeist. Der andere Eingang zum Komparator ist ein Audio, das vom digitalen Ausgangsbitstrom wiedergegeben worden ist. Der Komparatorausgang wird mit der Taktrate von Flip-Flop 52 abgefragt, um den Ausgangsbitstrom zu erhalten. Der Ausgangsbitstrom steuert die Polarität der Integration (Block 54), so dass das wiedergegebene Audio dem Eingangsaudio folgt. Der adaptierende Algorithmus 56 benutzt den Bitstrom, um eine analoge Steuerspannung zu erzeugen, die zur Konstruktion des Audio integriert wird (Block 54). Das Steuersignal wird auch zur Steuerung des analogen Rauschminderungssystems benutzt.

Der Fehler, der durch den Umsetzungsprozess gemacht wurde, erscheint am Komparatoreingang. Das Fehlersignal wird durch eine Fehlerrrückkopplungsschleife 56 mit einem Tiefpassfilter 58 geführt und wird mit dem verarbeiteten Audio kombiniert. Dieses Verfahren schiebt das Fehlerspektrum frequenz-mässig nach oben. Bei genügend hoher Abfrage ist genügend Platz oberhalb der oberen Grenze des Audiofrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz vorhanden, in den das Fehlerspektrum bewegt werden kann. So kann der grösste Teil des Quantisierungsrauschens aus dem hörbaren Bereich hinausgeschoben werden, so dass weit weniger hörbares Rauschen bleibt, als man gewöhnlich mit einem herkömmlichen Deltamodulationssystem assoziiert. Wenn eine niedrigere Abfragerate benutzt wird, ist etwas restliches sehr hochfrequentes Rauschen vorhanden, wie vorstehend erörtert wurde.

Der Basis-Ausgangsbitstrom wird dann weiter verarbeitet, wie es ausschliesslich zur Weitergabe an das Übertragungsmedium notwendig sein kann.

In Fig. 11 sind Einzelheiten des zu dem Kodierer nach Fig. 10 komplementären Dekodierers gezeigt. Das Signal vom Übertragungsmedium wird wie erforderlich verarbeitet, um den Basis-Eingangsbitstrom zu erhalten. Die Verarbeitungseinrichtungen enthalten Einrichtungen zur Ableitung eines Taktsignals. Solche Techniken sind bekannt.

Der Digital/Analogwandler 26 ist ein adaptiver Deltamodulator, der mit einem Teil des Analog/Digitalwandlers 24 identisch ist. Der Komparator 50 und die Fehlerrückkopplungsschleife 56 sind für den Demodulator nicht erforderlich. Die Blöcke 54, 55 und 56 sind in beiden Wandlern die gleichen. Der Audioausgang vom Integratorausgang führt über ein Zweipol-Tiefpassfilter zum komplementären «sliding band»-Expander 30. Dieser weist ebenso eine «Dual Path»-Konfiguration auf, bei der der Hauptweg eine pegelunabhängige Frequenzgangformung 40' (invers zu Fig. 14) aufweist und der weitere Weg für eine negative Rückkopplung vom Ausgang zu einem summierenden Kombinierer 46 am Eingang über ein variables Hochpassfilter 42 und einen Überschwingungs-Unterdrücker 44 sorgt. Das Filter 42 wird von dem Steuersignal betätigt, das vom Bitstrom im Digital/Analogumsetzer abgeleitet ist, und das Ergebnis ist eine Antwort, die zu der des kodierenden Rauschminderungs-Prozessors komplementär ist.

Die obigen Angaben mit Bezug auf die Beschreibung der Ausführungsbeispiele nach Fig. 6-9 betreffend die relativen Plazierungen der Einrichtungen mit variabler Antwort für hohe Frequenzen und für tiefe Frequenzen gelten auch für die variable Anhebungseinrichtung 32 für tiefe Frequenzen und den «sliding band»-Kompressor 28 nach Fig. 10 und für die variable Absenkungseinrichtung für tiefe Frequenzen 34 und den «sliding band»-Expander 30 nach Fig. 11. Das heisst, die Reihenfolge, in der die Schaltungen auf die analogen Signale operieren, beeinflusst nicht das Ergebnis, da die Schaltungen in getrennten im wesentlichen nichtüberlappenden Frequenzbändern arbeiten. Da dies der Fall ist, kann die Anordnung so vereinfacht werden, dass die variablen Anhebungs- und Absenkungseinrichtungen für tiefe Frequenzen weitere Seitenwege im «sliding band»-Kompressor bzw. -Expander bilden, wie in Fig. 12 und 13 gezeigt. Das Ergebnis ist äquivalent dazu, dass man Einrichtungen ausserhalb des Expanders und des Kompressors vorsieht, wie in Fig. 10 und 11.

In Fig. 12 wird die variable Anhebungseinrichtung für tiefe Frequenzen von einer negativen Rückkopplungsschleife gebildet, die einen Inverter 60 und einen Block 62 enthält, der ein gesteuertes Tiefpassfilter und einen Verstärker mit fester Verstärkung aufweist. Das Steuersignal für das gesteuerte Tiefpassfilter kann dasselbe analoge Steuersignal von ADC 24 sein, das an das gesteuerte Hochpassfilter 42 angelegt wird.

In Fig. 13 wird die variable Absenkungseinrichtung für tiefe Frequenzen von einer positiven Vorwärtskopplungsschleife gebildet, die die gleichen Elemente wie die in Block 62 nach Fig.

12 enthält.

Fig. 14 zeigt eine beispielhafte Frequenzgangkurve des den Frequenzgang formenden Netzwerks 40, das in den Kodierern nach Fig. 10 und 12 verwendet wird. Der Frequenzgang ist fest und pegelunabhängig. Der komplementäre Frequenzgang wird im Netzwerk 40' im Dekodierer nach Fig. 11 und 13 verwendet.

Praktische Ausführungen der Anordnung nach Fig. 12 und

13 sind in schematischen Schaltbildern in Fig. 15 und 16 gezeigt. Die Schaltungen sind für die Anwendung mit einem Deltamodulationssystem vom CVSD-Typ bestimmt, wie vorstehend in Verbindung mit den Ausführungsbeispielen nach Fig. 10 und 11 (z.B. Block 24 nach Fig. 10 und Block 30 nach Fig. 11) beschrieben. Die Steuerspannung von dem Deltamodulator wird benutzt, um auf einem einzelnen stromgesteuerten Widerstand zu operieren, der sowohl für eine «sliding band»-Hochfre-quenz-Anhebung und eine variable Tieffrequenz-Anhebung sorgt. In diesem Fall besteht, wie weiter unten erklärt ist, die Tieffrequenz-Anhebung tatsächlich aus einer abnehmbaren Tieffrequenz-Absenkung und die Hochfrequenz-Anhebung wird der Hochfrequenz-Deemphasis vom Netzwerk 40 überlagert. Fig. 17 zeigt eine repräsentative Schar von Frequenzkurven für fortschreitend anwachsende Werte der Steuerspannung (die einem Steigen der Eingangssignalsteilheit proportional ist). Pfeile in Fig. 17 zeigen die Richtung des Steigens der Steuersignalspannung an. In Fig. 16 ist der komplementäre Dekodierer gezeigt, bei dem die Steuerspannung vom Deltamodulator auch einen einzelnen stromgesteuerten Widerstand steuert, der im Falle des Dekodierers für eine «sliding band»-Hochfre-quenz-Absenkung und eine variable Niederfrequenz-Absenkung sorgt. Die Antwortcharakteristiken des Dekodierers sind zu jenen in Fig. 17 komplementär. Im Kodierer und Dekodierer ist es möglich, denselben stromgesteuerten Widerstand sowohl für

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die «sliding band»-Funktion für die hohen Frequenzen als auch für die variable Antwortfunktion für die tiefen Frequenzen zu benutzen, da die Funktionen in getrennten Frequenzbändern auftreten, wie weiter unten erklärt ist.

Wie aus Fig. 15 hervorgeht, wird das Audioeingangssignal an ein Zweipol-Tiefpassfilter gelegt, das eine Eckfrequenz von ungefähr 16 kHz aufweist. Das Filter wird gebildet von 1/2 IC101 (ein Operationsverstärker, «op amp») zusammen mit dessen zugeordneten Widerständen und Kondensatoren (C101, C102, C103, R101, R102, R103). Der Ausgang des Filters ist an den Hauptweg gelegt, in den das aus R104, R106 und C104 bestehende Anti-Sättigungsnetzwerk plaziert ist. Diese Komponentenkombination bildet ein Einpol-Tiefpassfilter, das eine Eckfrequenz bei ungefähr 6 kHz aufweist. Der Ausgang des Anti-Sättigungsnetzwerkes ist an einen Addierer/Inverter (Operationsverstärker 1/2IC102) gelegt. Der Ausgang des Eingangsfilters ist ebenso an den Kondensator C109 gelegt, der zusammen mit dem stromgesteuerten Widerstand (1/2 IC103) ein variables Hochpassfilter bildet. Der stromgesteuerte Widerstand wird von einem Signal gesteuert, das von dem CVSD-Deltamo-dulator verarbeitet ist und an den Kodiersteuereingang gelegt ist. Die Verarbeitung schliesst eine «peak hold»- und Schwellwertschaltung ein, die Operationsverstärker 1/2 ICI Ol, Dioden D101, D102, Widerstände R110 und R112 und die über Widerstand Rill angelegte Referenzspannung einschliesst. Ein Tiefpassfilter mit einer Eckfrequenz von ungefähr 700 Hz und bestehend aus R120, R12I und C110, bildet einen negativen Rückkopplungsweg vom Ausgang des Addierer/Inverters (1/2 IC102) zum Eingang des Operationsverstärkers (1/2IC102). Der Kondensator C108 hat bei den interessierenden Audiofrequenzen Impedanz Null. Folglich agiert das Tiefpassfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, dass es durch Steuerung der Verstärkung des Operationsverstärkers 1/2IC102 ein variables Dämpfungsglied bildet. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1/2 IC102 ist an den Addierer/Invertereingang gelegt, um eine Vorwärtskopplungsschleife mit dem variablen Hochpassfilter und eine negative Rückkopplungsschleife mit einem variablen Dämpfungsglied zu vervollständigen. Die Dioden D103, D104 sorgen für Überschwingungsunterdrückung.

Die Arbeitsweise des variablen Dämpfungsglieds kann wie folgt analysiert werden. Wenn der Widerstand des variablen Widerstandes unendlich ist (wenn sein Steuerstrom Null ist), kann oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpassfilters die negative Rückkopplungsschleife ignoriert werden, während unterhalb der Eckfrequenz die Schleife irgendeinen endlichen Gewinn aufweist. Für die angegebenen Komponentenwerte ergibt sich eine Dämpfung um ungefähr 6 dB für Signale innerhalb des Durchlassbereichs des Tiefpassfilters. Wenn der Widerstand des gesteuerten Widerstands im Wert fällt (sobald das Steuersignal steigt), wird die negative Rückkopplung reduziert, so dass die Dämpfung reduziert und der Gewinn der Schleife erhöht wird. Bei sehr niedrigen gesteuerten Widerstandswerten nähert sich die gesamte Tieffrequenz-Antwort des Hauptweges und der Seitenwege einschliesslich der Vorwärtskopplungs- und negativen Rückkopplungsschleife einem flach verlaufenden Frequenzgang. Diese Anordnung ist das Äquivalent einer variablen Anhebung tiefer Frequenzen in Kombination mit einer festen Frequenzgangabsenkung für tiefe Frequenzen. Eine Bezugnahme auf die Frequenzgangkurven in Fig. 17 zeigt die kleiner werdende Absenkung der tiefen Frequenzen, sobald das Steuersignal anwächst. Der Vorwärtskopplungs weg für hohe Frequenzen trägt nichts zum Signalausgang in dem Frequenzband bei, in dem das der negative Rückkopplungsweg tut. Der Weg für hohe Frequenzen stellt ein herkömmliches «sliding band»-Verhal-ten für hohe Frequenzen dar, was in einem Antwortverhalten über alles für hohe Frequenzen des Hauptweges und der Seitenwege resultiert, das eine abnehmbare Anhebung der hohen Frequenzen bei steigendem Steuersignal zeigt. Antwortverhalten

über alles fällt bei hohe Frequenzen aufgrund der Wirkung des Anti-Saturationsnetzwerkes unter einen flachen Verlauf des Frequenzganges.

Fig. 17 zeigt allgemein das gewünschte kombinierte Antwortverhalten über alles der variablen Absenkung der tiefen Frequenzen und der variablen Preemphasis der hohen Frequenzen, das in einem digitalen System der beschriebenen Art zur Rauschminderung über das gesamte Audiospektrum erforderlich ist. Wenn der hochpegelige Hochfrequenzgehalt des Audiosignals ansteigt, wird die Preemphasis der hohen Frequenzen reduziert, während zur gleichen Zeit die Anhebung tiefer Frequenzen erhöht wird.

In Fig. 16 ist die Schaltung zur Anwendung in einem Dekodierer gezeigt, die zur der nach Fig. 15 komplementär ist. Die allgemeine Anordnung basiert auf dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 13, z.B. wird die komplementäre variable Einrichtung zur Absenkung tiefer Frequenzen von einer positiven Vorwärtskopplungsschleife gebildet, während die komplementäre variable Deemphasis der hohen Frequenzen in einer negativen Rückkopplungsschleife erzielt wird. Die Arbeitsweise der Schaltung ist zu jener von Fig. 15 analog. Die Steuerspannung vom Deltamodulator wird dazu benutzt, um auf einem einzelnen stromgesteuerten Widerstand zu operieren, der sowohl für eine «sliding band»-Absenkung hoher Frequenzen als auch für eine variable Absenkung tiefer Frequenzen sorgt. In diesem Fall, wie weiter unten erklärt, besteht die Absenkung tiefer Frequenzen tatsächlich aus einer abnehmenden Anhebung tiefer Frequenzen, und die Absenkung hoher Frequenzen ist der Preemphasis der hohen Frequenzen durch das Netzwerk 40' überlagert.

Wie aus Fig. 16 hervorgeht, wird das analoge Eingangssignal vom Deltademodulator an den Hauptweg am Eingang von 1/2 IC202 gelegt, um den das aus R204, R206, und C204 bestehende Anti-Sättigungsnetzwerk als eine Rückkopplungsschleife plaziert ist, um für den zum Netzwerk in Fig. 15 komplementären Frequenzgang zu sorgen. Diese Kombination einer Rückkopplungsschleife um den Operationsverstärker bildet eine Preemphasis hoher Frequenzen, die über ungefähr 6 kHz mit 6 dB pro Oktave ansteigt. Der Addierer/Inverterausgang wird an ein Zeipol-Tiefpassfilter gelegt, das eine Eckfrequenz von ungefähr 16 kHz aufweist, d.h. an Operationsverstärker 1/2 IC201 und zugehörige Widerstände und Kondensatoren C201, R202, R203, C202 und C203. Der Addierer/Inverterausgang ist auch an den Kondensator C209 gelegt, der zusammen mit dem stromgesteuerten Widerstand (1/2IC203) ein variables Hochpassfilter in einer negativen Rückkopplungsschleife bildet. Der stromgesteuerte Widerstand wird von einem Signal gesteuert, das von dem CVSD-Deltamodulator verarbeitet ist und an den Dekodiersteuereingang gelegt ist. Die Verarbeitung schliesst eine «peak hold»- und Schwellwertschaltung ein, die Operationsverstärker 1/2 IC201, Dioden D201, D202, Widerstände R210 und R212 und die über Widerstand R211 angelegte Referenzspannung enthält. Ein Tiefpassfilter mit einer Eckfrequenz von ungefähr 700 Hz und bestehend aus R220, R221 und C210, empfängt auch das analoge Eingangssignal und bildet einen Teil einer Vorwärtskopplungsschleife zum Eingang des Operationsverstärkers 1/2 IC202. Kondensator C208 hat bei den interessierenden Audiofrequenzen Impedanz Null. Folglich agiert das Tiefpassfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, dass es ein variables Dämpfungsglied zur Steuerung des Gewinns der Schleife bildet, die den Operationsverstärker 1/2 IC202 enthält. So arbeitet die Vorwärtskopplungsschleife als variable Anhebung. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1/2IC202 ist an den Addierer/Invertereingang gelegt, um die negative Rück-kopplungs- (variable Deemphasis)-Schleife mit dem variablen Hochpassfilter und die Vorwärtskopplungs- (variable Anhe-bung)-Schleife mit einem variablen Dämpfungsglied zu vervollständigen. Die Dioden D203 und D204 sorgen für Überschwin-gungs-Unterdrückung.

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Die Arbeitsweise der variablen Anhebungsschleife kann wie folgt analysiert werden. Wenn der Widerstand des variablen Widerstands unendlich ist (wenn sein Steuerstrom Null ist), kann oberhalb der Eckfrequenz des Tiefpassfilters die Vorwärtskopplungsschleife ignoriert werden, während unterhalb der Eckfrequenz die Schleife irgendeinen endlichen Gewinn hat. Für die angegebenen Komponentenwerte ergibt sich eine Anhebung um ungefähr 6 dB für Signale innerhalb des Durchlassbereichs des Tiefpassfilters. Wenn der Widerstand des gesteuerten Widerstands im Wert fällt (wenn das Steuersignal steigt), wird die Vorwärtskopplung reduziert, so dass die Dämpfung anwächst und der Schleifengewinn abfällt. Bei sehr niedrigen gesteuerten Widerstandswerten nähert sich für tiefe Frequenzen der Frequenzgang über alles des Hauptweges und der Seitenwege einschliesslich der Vorwärtskopplungs- und negativen Rückkopplungsschleife einem flach verlaufenden Frequenzgang. Diese Anordnung ist äquivalent zu einer variablen Absenkung tiefer Frequenzen in Kombination mit einer festen Frequenzganganhebung bei tiefen Frequenzen. Bezugnahme auf die Antwortkurven in Fig. 17 zeigt das Abnehmen der Niederfrequenzabsenkung beim Ansteigen des Steuersignals für die Schaltung nach Fig. 15. Jetzt ergibt sich das komplementäre Antwortverhalten. Der negative Rückkopplungsweg für hohe Frequenzen liefert keinen Beitrag zum Signalausgang in dem Frequenzband, in dem es der Vorwärtskopplungsweg für hohe Frequenzen tut. Der Hochfrequenz-Weg ist eine herkömmliche «sliding band»-Antwort bei hohen Frequenzen, woraus sich über alles s ein Frequenzgang für hohe Frequenzen des Hauptwegs und der Seitenwege mit einer abnehmenden Deemphasis hoher Frequenzen bei steigendem Steuersignal ergibt. Die Antwort steigt durch die Wirkung des Anti-Sättigungsnetzwerkes über einen flach verlaufenden Frequenzgang bei hohen Frequenzen an. io In den hierhin beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispielen werden die digitalen Signale zwischen dem digitalen Kodierer und dem digitalen Dekodierer von einem Übertragungsmedium übertragen, das viele Formen annehmen kann. Zum Beispiel können die digitalen Signale direkt an ein Aufzeich-15 nungs- und Wiedergabe-Medium (Magnetband, Platte usw.) oder an ein Sender- und Empfängersystem zur Übertragung über Draht oder durch den Raum usw. angelegt werden. Ebenso kann eine weitere Modulation oder Kodierung vor dem Aufzeichnen oder der Übertragung verwendet werden. 20 Obwohl die verschiedenen Kodier- und Dekodierausfüh-rungsbeispiele für sich allein nützlich sind, können sie mit einem Übertragungsmedium so kombiniert werden, dass sich ein vollständiges Kodier- Dekodiersystem ergibt.

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PATENTANSPRÜCHE

1. Audio-Analog/Digital-Umsetzungsanlage, die analoge Audio-Eingangssignale empfängt, bestehend aus einer Ana-log/Digital-Umsetzungseinrichtung (2) mit adaptiver differen-tieller Modulation und einer frequenzabhängigen Einrichtung (4) mit steuerbarer Kennliniencharakteristik zur Verarbeitung der Audio-Eingangssignale vor deren Anlegen an die Umsetzungseinrichtung, wobei die frequenzabhängige Einrichtung Charakteristiken hat, die Signale im unteren Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung mit steigender Amplitude der Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums steigt.
2. Anlage nach Anspruch 1, bei der der Grad der Anhebung eine zunehmende Funktion der Flankensteilheit der Eingangssignalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.
3. Anlage nach Anspruch 1, bei der der Grad der Anhebung im wesentlichen direkt proportional zur Flankensteilheit des Amplitudenverlaufes der Audio-Eingangssignalkomponen-ten im oberen Teil des Audiospektrums ist.
4. Anlage nach Anspruch 1, bei der der Grad der Anhebung von einem Steuersignal gesteuert wird, und die frequenzabhängige Einrichtung eine Einrichtung (6) zur Erzeugung dieses Steuersignals aufweist, das vom Audio-Eingangssignal abgeleitet ist.
5. Anlage nach Anspruch 4, bei der die Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals einen Hochpass, ein Bewertungsfilter und einen Gleichrichter aufweist.
6. Anlage nach Anspruch 1, bei der die Umsetzungseinrichtung (14) eine Einrichtung aufweist, die ein Schrittgrössensignal erzeugt, und bei der der Grad der Anhebung durch die frequenzabhängige Einrichtung von einem Steuersignal gesteuert wird, das von dem Schrittgrössensignal abhängig ist.
7. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6, die eine Einrichtung zur Schaffung eines Schwellwertpegels aufweist, so dass oberhalb dieses Schwellwertpegels der Amplitude von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums Anheben erfolgt und unterhalb der Schwelle kein Anheben erfolgt.
8. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6, die eine weitere frequenzabhängige Einrichtung (20) zur Verarbeitung der Audio-Eingangssignale vor deren Anlegen an die Umsetzungseinrichtung aufweist, wobei die weitere frequenzabhängige Einrichtung Charakteristiken hat, die Signale im oberen Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung mit wachsender Amplitude der Signalkomponenten im oberen Bereich des Audiospektrums abfällt.
9. Anlage nach Anspruch 8, bei der die weitere frequenzabhängige Einrichtung (20) eine gleitende Frequenzband-Charakteristik hat.
10. Anlage nach Anspruch 8, bei der die weitere frequenzabhängige Einrichtung (20) eine feste Frequenzband-Charakteristik hat.
11. Anlage nach Anspruch 1, bei der die Analog/Digi-tal-Umsetzungseinrichtung mit adaptiver differentieller Modulation aus einer Einrichtung mit adaptiver differentieller Deltamodulation besteht.
12. Anlage nach Anspruch 11, bei der die Umsetzungsein-richtung mit adaptiver differentieller Deltamodulation einen Deltamodulations-Kodierer mit kontinuierlich veränderlicher Flankensteilheit aufweist.
13. Audio-Digital/Analog-Umsetzungsanlage, die digitale Audio-Eingangssignale aufnimmt, die von einer Analog/Digi-tal-Umsetzungsanlage gemäss Anspruch 1 geliefert werden, bestehend aus einer Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung (12) für adaptive différentielle Modulation und einer frequenzabhängigen Einrichtung (10) mit steuerbarer Kennliniencharakteristik zur Verarbeitung der analogen Audiosignale, die von dieser Umsetzungseinrichtung abgeleitet sind, wobei die frequenzabhängige Einrichtung Charakteristiken hat, die Signale im unteren Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums absenkt, und der Grad der Absenkung mit wachsender Amplitude von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums steigt.
14. Anlage nach Anspruch 13, bei der der Grad der Absenkung eine zunehmende Funktion der Flankensteilheit des Amplitudenverlaufs von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.
15. Anlage nach Anspruch 13, bei der der Grad der Absenkung im wesentlichen direkt proportional der Flankensteilheit des Amplitudenverlaufs von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ist.
16. Anlage nach Anspruch 13, bei der der Grad der Absenkung von einem Steuersignal gesteuert wird und die frequenzabhängige Einrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung dieses Steuersignals aufweist, das von den analogen Audiosignalen abgeleitet ist.
17. Anlage nach Anspruch 16, bei der die Einrichtung zur Erzeugung des Steuersignals einen Hochpass, ein Bewertungsfilter und einen Gleichrichter aufweist.
18. Anlage nach Anspruch 13, bei der die Umsetzungseinrichtung (18) eine Einrichtung aufweist, die ein Schrittgrössensignal erzeugt, und bei der der Grad der Absenkung durch die frequenzabhängige Einrichtung von einem Steuersignal gesteuert wird, das von dem Schrittgrössensignal abhängig ist.
19. Anlage nach einem der Ansprüche 13 bis 18, die eine Einrichtung zur Schaffung eines Schwellwertpegels aufweist, so dass oberhalb dieses Schwellwertpegels der Amplitude von Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums ein Absenken erfolgt und unterhalb der Schwelle kein Absenken erfolgt.
20. Anlage nach einem der Ansprüche 13 bis 18' die eine weitere frequenzabhängige Einrichtung (22) mit gesteuerter Kennliniencharakteristik zur Verarbeitung von Analog-Audio-signalen aufweist, die von der Umsetzungseinrichtung abgeleitet sind, wobei die weitere frequenzabhängige Einrichtung Charakteristiken hat, die Signale im oberen Teil des Audiospektrums relativ zu anderen Teilen des Audiospektrums absenken, wobei der Grad der Absenkung mit wachsender Amplitude der Signalkomponenten im oberen Teil des Audiospektrums abfällt.
21. Anlage nach Anspruch 20, bei der die weitere frequenzabhängige Einrichtung (22) eine gleitende Frequenzband-Cha-rakteristik hat.
22. Anlage nach Anspruch 20, bei der die weitere frequenzabhängige Einrichtung eine feste Frequenzband-Charakteristik hat.
23. Anlage nach Anspruch 13, bei der die Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung für adaptiv-differentielle Modulation eine adaptiv-differentielle Deltamodulationsumsetzungsein-richtung aufweist.
24. Anlage nach Anspruch 23, bei der die Umsetzungseinrichtung für adaptiv-differentielle Deltamodulation einen Delta-modulationskodierer mit kontinuierlich veränderlicher Flankensteilheit einschliesst.
25. Signal-Übertragungs- und Verarbeitungsanordnung mit einer Analog/Digital-Umsetzungsanlage nach Anspruch 1 und mit einer Digital/Analog-Umsetzungsanlage nach Anspruch 13 zur Wiederherstellung der Analogform des Signals, das von der Analog/Digital-Umsetzungsanlage digitalisiert und über ein Übertragungsmedium empfangen wurde.
26. Anordnung nach Anspruch 25, bei der die Form der Ansprechcharakteristik der frequenzabhängigen Einrichtung der Digital/Analog-Umsetzungsanlage sich komplementär zur Ansprechcharakteristik der frequenzabhängigen Einrichtung der Analog/Digital-Umsetzungsanlage ändert.

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60

65

3

666 586
27. Anordnung nach Anspruch 25, bei der die frequenzabhängige Einrichtung der Digital/Analog-Umsetzungsanlage durch ein vom Analogsignal abgeleitetes Steuersignal gesteuert wird.
28. Anordnung nach Anspruch 26, bei der die Digital/Ana-log-Umsetzungseinrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung eines Schrittgrössensignals aufweist, und bei der die frequenzabhängige Einrichtung der Digital/Analog-Umsetzungsanlage durch ein vom Schrittgrössensignal abhängiges Steuersignal gesteuert wird.
29. Anordnung nach Patentanspruch 25 mit einer Ana-log/Digital-Umsetzungsanlage nach Anspruch 8, bei der die Di-gital/Analog-Umsetzungsanlage eine frequenzabhängige Einrichtung zur Verarbeitung der Analogsignale von der Digi-tal/Analog-Umsetzereinrichtung aufweist, wobei die Form der Ansprechcharakteristik dieser frequenzabhängigen Einrichtung sich komplementär zur Ansprechcharakteristik der frequenzabhängigen Einrichtung für tiefe Frequenzen in der Analog/Digi-tal-Umsetzungsanlage ändert, und eine weitere frequenzabhängige Einrichtung zur Verarbeitung der Analogsignale von der Digital/Analog-Umsetzungseinrichtung, wobei die Form der Ansprechcharakteristik dieser weiteren frequenzabhängigen Einrichtung sich komplementär zur Ansprechcharakteristik der frequenzabhängigen Einrichtung für hohe Frequenzen in der Analog/Digital-Umsetzungsanlage ändert.