DE3855034T2 - Digitaler Ein-Bit-Koder und Dekoder mit adaptivem Filter mit einer Anpassungsschaltung für Bitstromüberlastung - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich allgemein auf adaptive, digitale "Einbit"-Kodier- und -dekodiersysteme (Delta- und Delta-Sigma-Modulation) für Audiosignale hoher Qualität, deren Nachrichtenfrequenzband von sehr niedrigen Tonfrequenzen im Größenordnungsbereich von 20 bis 50 Hz bis zu etwa 15 kHz reicht. Allerdings ist die Erfindung nicht auf solche Anwendungsfälle beschränkt. Insbesondere betrifft die Erfindung solche Systeme, bei denen die adaptive Funktion mittels eines anpassungsfähigen Filters das Nachrichtenfrequenzband variabel in Betriebsarten der Delta-Modulation und der Delta-Sigma-Modulation unterteilt.
• Ein einfacher Deltamodulator mit Einfachintegration ist eine Art von digitalem Einbitkodierer, der ein Audiosignal als eine Folge von Einsern und Nullen so kodiert, daß die Durchschnittsanzahl Einser über eine kurze Zeitspanne hinweg die momentane Steilheit des Audiosignals wiedergibt. Jedes Einbitwort des Bitstroms teilt dem Deltamodulationsdekodierer mit, zur Audiorekonstruktion einen Schritt nach oben oder unten zu machen. Die Größe dieses Schrittes ist ein Auslegungsparameter: kleine Schritte ergeben kleine Quantisierungsfehler, begrenzen aber die maximale Steilheit des Signals, und Schritte, die groß genug sind, um hochfrequente Signale von hohem Pegel zu bewältigen, rufen große Quantisierungsfehler hervor. Ein adaptiver Deltamodulator ändert die Schrittgröße dynamisch in dem Bemühen, einen akzeptablen Kompromiß zwischen dem Quantisierungsfehlerpegel und der Hochfrequenzsignalhandhabungsfähigkeit zu bieten.
• Bei einem Delta-Sigmamodulator, bei dem es sich gleichfalls um eine digitale Einbitvorrichtung handelt, gibt die Durchschnittszahl Einser über eine kurze Zeitspanne das Audiosignal selbst statt dessen Steilheit wieder. Anders als der Deltamodulator hat der Delta-Sigmamodulator folglich eine Überlasteigenschaft, die von der Frequenz unabhängig ist. Anpassungsfähige Delta- Sigmamodulationssysteme sind gleichfalls allgemein bekannt.
• Eine übliche Art der Verwirklichung von Deltamodulationskodierern und -dekodierern besteht darin, die Integrationsfunktion durch die Benutzung eines Tiefpaßfilters mit fester Frequenz zu erreichen, welches eine Eckfrequenz (Pol) unten im Nachrichtensignalband hat (300 Hz bei einem bekannten Audio-Deltamodulationssystem hoher Qualität). Eine solche Anordnung wird manchmal als "verlustbehafteter Integrator" bezeichnet: unterhalb der Eckfrequenz (Übergang) des Filters (der "Leck"-Frequenz oder "Verlustzeitkonstante") wirkt der Modulator als Delta- Sigmamodulator, und oberhalb der Eckfrequenz wirkt der Modulator als Deltamodulator. In anpassungsfähigen Systemen wird die Verstärkung des Tiefpaßfilterintegrators von fester Frequenz variiert, um die Anpassung zu erreichen. Es scheint so, als ob Konstrukteure von Schaltkreisen hauptsächlich aus zwei Gründen verlustbehaftete Integratoren benutzt haben: ein verlustbehafteter Integrator erfordert anders als ein reiner Integrator keine unbegrenzte Verstärkung bei niedrigen Frequenzen; und anders als ein reiner Integrator zerstreut ein verlustbehafteter Integrator rasch Fehler im Bitstrom wegen seiner verhältnismäßig kurzen Zeitkonstante.
• Das Dokument JP-A-56-112121 offenbart einen anpassungsfähigen digitalen Einbitdekodierer zum Dekodieren eines deltamodulierten digitalen Signals zu einem analogen Signal. Das Dokument offenbart auch einen Kodierer, der mit einem solchen Dekodierer als einem örtlichen Dekodierer arbeitet. Bei diesem Stand der Technik wird die Verstärkung einer integrierenden Schaltung adaptiv in Abhängigkeit von einem Steuersignal geändert, welches die Amplitudensteilheit des analogen Signals darstellt. Das wird durch Ändern der Integrationskonstante der integrierenden Schaltung erreicht. Die integrierende Schaltung ist ein Tiefpaßfilter, dessen Zeitkonstante mit zunehmender Amplitudensteilheit verringert wird.
• Das Dokument ELEKTOR, März 1981, Seite 3-56 bis 3-68: "Elektor Hi-Fi Kompander" offenbart ein Rauschminderungs-Kompandersystem für ein Bandaufzeichnungsgerät, welches mit einem Prä-Emphasenetz im Eingangsweg zum Kompressor und einem De-Emphasenetz im Ausgangsweg des Expanders arbeitet. Das Dokument PROC.IEE, Bd. 117, Nr. 10, Oktober 1970, Seite 1915-1921 offenbart einen kompandierten Delta-Sigmamodulator, bei dem, anders als bei einem normalen unkompandierten Delta-Sigmamodulator das kodierte binäre Signal nicht unmittelbar von dem eingegebenen analogen Signal subtrahiert, sondern durch Extrahieren der analogen Hüllkurve des kodierten Signals modifiziert wird, dann mit dem kodierten Signal multipliziert wird, um das Rückkopplungssignal zu erhalten. Zum Extrahieren der Hüllkurve wird eine Schaltung benutzt, die ein Bandpaßfilter, einen Vollweggleichrichter, einen Hülldetektor sowie ein Leistungsgesetzelement aufweist.
• Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Dekodierer und einen Kodierer der genannten Art zu schaffen, deren Leistungsfähigkeit hinsichtlich des Rauschabstands, insbesondere hinsichtlich niederfrequenten Rauschens bei Anwesenheit von starken Hochfrequenzsignalen, verbessert ist, wobei der Vorteil der verringerten Empfindlichkeit verlustbehafteter Integratoren gegenüber Integrationsfehlern erhalten bleibt.
• Dieses Ziel wird mit einem Dekodierer gemäß Anspruch 1 und einem Kodierer gemäß Anspruch 9 erreicht.
• Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
• Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß die Unterteilung des Nachrichtensignalbandes in Deltamodulation und Delta-Sigmamodulation als Vorgehensweisen wünschenswert ist, daß aber eine weitere Verbesserung der Leistungfähigkeit und Einfachheit im Betrieb durch dynamisches Variieren der Frequenz, bei der das Nachrichtenband in die zwei Betriebsarten unterteilt wird, erzielt wird. Das geschieht durch dynamisches Ändern der Eck-(Pol)-Frequenz des verlustbehafteten Integrators als Anpassungsparameter des Systems und dadurch, daß man unter gewissen Signalbedingungen die Eckfrequenz des verlustbehafteten Integrators Frequenzen annehmen läßt, die im Nachrichtensignalband verhältnismäßig hoch sind.
• In einem adaptiven digitalen Einbitkodier- und -dekodiersystem sind Schaltungsanordnungen erforderlich, um das Ausmaß der zu einem gegebenen Zeitpunkt erforderlichen Anpassung zu bestimmen Viele bekannte anpassungsfähige Deltamodulatoren arbeiten in der digitalen Domäne, um die erforderliche Anpassung zu bestimmen, wozu verschiedene Bitzählalgorithmen und Schaltkreise zum Vergrößern der Schrittgröße benutzt werden, wenn lange Ketten von Einsern oder Nullen in dem kodierten digitalen Audiobitstrom auftreten. Andere bekannte Deltamodulator-Adaptionssteuerschaltungen arbeiten in der analogen Domäne und benutzen dabei typischerweise Techniken ähnlich denen von Steuerschaltungen analoger Audio- Dynamikpresser und -Dynamikdehner, einschließlich der Benutzung von "Beschleunigungs"- Netzwerken zur Minimierung von Überlast beim Einsetzen kurzzeitiger Stöße. Die Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung arbeitet zwar gleichfalls in der analogen Domäne, erkennt aber, daß der kodierte digitale Bitstrom Audio-Informationen trägt, die besonders gut geeignet sind zur anpassungsfähigen Steuerung, und daß die Audio-Informationen ganz einfach als ein analoges Signal zur Benutzung als Anpassungssteuersignal abgeleitet und verarbeitet werden können.
• Gemäß der Erfindung wird die adaptive Funktion in einem digitalen Einbitkodier- und dekodiersystem durch dynamisches Unterteilen des Nachrichtenfrequenzbandes in eine erste und eine zweite Vorgehensweise in Abhängigkeit von einem Adaptationssteuersignal geboten, wobei die Anpassungsfunktion in demjenigen Teil des Nachrichtenfrequenzbandes, der der ersten Vorgehensweise unterliegt, nach Art der Delta-Sigmamodulation wirkt, und die Adaptationsfunktion in demjenigen Teil des Nachrichtenfrequenzbandes, welches der zweiten Vorgehensweise unterliegt, nach Art der Deltamodulation wirkt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird dies durch Ändern der Tiefpaßfiltereckfrequenz eines verlustbehafteten Integrators verwirklicht. Somit arbeitet die Anordnung unterhalb der Filtereckfrequenz als Delta-Sigmamodulator und als Deltamodulator oberhalb dieser Frequenz. Unter gewissen Signalbedingungen nimmt die Eckfrequenz des Tiefpaßregelfilters Frequenzen an, die im Nachrichtenfrequenzband ziemlich hoch liegen im Vergleich zu den niedrigen, festen Eckfrequenzen (in der Nähe des unteren Endes des Nachrichtenbandes), wie sie typischerweise in bekannten verlustbehafteten Integratoren angewandt werden.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung führt ein einpoliges Tiefpaßfilter von variabler Frequenz die adaptive Funktion durch Einstellen der Übergangsfrequenz zwischen der Delta- und der Delta- Sigma-Methode in Abhängigkeit von einem Steuersignal durch. Es besteht keine Notwendigkeit, die Verstärkung des Integrators zu ändern. Das veränderliche Tiefpaßfilter oder der variable "verlustbehaftete Integrator" bietet einfach und kostengünstig die Deltamodulations-Integrationsfunktion bei Frequenzen oberhalb seiner veränderlichen Grenzfrequenz, wodurch ein Integrator geschaffen wird, dessen Integrationsfrequenz sich zwar ändert, dessen Verstärkung bei Frequenzen unterhalb der Filtergrenzfrequenz sich aber nicht ändert. Mit der Verlagerung der Grenzfrequenz ändert sich die Integrationsverstärkung oberhalb der Grenzfrequenz wegen der Verschiebung der Kennlinie des einpoligen Tiefpaßfilters, die bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel mit 6 dB/Oktave abfällt.
• Man glaubt, daß diese neuartige Anordnung durch Nutzung der Merkmale von Delta- und Delta- Sigmamodulatoren und -Demodulatoren in Abhängigkeit von sich dynamisch ändernden Signalbedingungen eine bessere Leistungsfähigkeit hinsichtlich des Rauschabstands, insbesondere im Hinblick auf niederfrequentes Rauschen in Gegenwart starker hochfrequenter Signale, bietet. Bei der Anordnung bleibt außerdem der Vorteil der geringeren Empfindlichkeit verlustbehafteter Integratoren gegenüber Integrationsfehlern erhalten. Da Tiefpaßfilter von veränderlicher Frequenz bei niedrigen Frequenzen und Gleichstrom eine konstante Verstärkung haben, ist es außerdem bei praktischen Verwirklichungen von Schaltkreisen unwahrscheinlich, daß Abweichungen (Offsets) am Eingang zu der adaptiven Filterschaltung hörbare dumpfe Schläge verursachen, wenn sich die Filterfrequenz rasch ändert.
• Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Tiefpaßfilter von variabler Frequenz dadurch verwirklicht, daß eine breitbandige negative Rückkopplung um einen Integrator angeordnet wird, dessen Verstärkung variiert werden kann. Bei Frequenzen, bei denen die Vorwärtsverstärkung durch den Integrator den Rückkopplungsfaktor um ein ausreichendes Maß übersteigt, verhält sich der Frequenzgang umgekehrt zu dem des Rückkopplungsnetzes - ein flacher Verlauf. Bei höheren Frequenzen ist die Vorwärtsverstärkung des Integrators kleiner als der Rückkopplungsfaktor, und die Gesamtcharakteristik wird die des Integrators. Auf diese Weise ändert sich die Frequenz, bei der sich die Charakteristik von flach zu Integration ändert, als Funktion der Verstärkung des Integrators: die Schaltung wirkt als einpoliges Tiefpaßfilter von veränderlicher Frequenz.
• Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel gehört zu dem Schaltkreis ein zusätzliches Tiefpaß- Schelffilter in Kaskade mit dem veränderlichen Filter. Das zusätzliche Filter dient sowohl als festes Prä-Emphasenetz (im Kodierer) als auch als De-Emphasenetz (im Dekodierer), welches die Hörbarkeit der Rauschmodulation verringert, als auch als zweiter Integrator, der eine Rauschformung und Verbesserung des Ruhemusters des Modulators bringt. Darüber hinaus ist beim bevorzugten Ausführungsbeispiel des Kodierers ein weiteres Tiefpaß-Schelffilter in der Rückkopplungsschleife zur Eingangsvergleichsschaltung zum Zweck zusätzlicher Rauschformung vorgesehen.
• Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung mißt ein Anpassungssteuersignalgenerator das tatsächliche "Bitstromladen" und erzeugt ein Steuersignal zum Einstellen der variablen Tiefpaßfilterfrequenz. Das Bitstromladen ist ein Indikator der im kodierten Audiobitstrom getragenen Informationsmenge. Der Anpassungssteuersignalgenerator gemäß dieser Erfindung arbeitet in der analogen Domäne, um ein einfaches aber wirksames Mittel zum Aufrechterhalten einer hohen Bitstromladung zu bieten. Ferner kann der Anpassungssteuersignalgenerator gemäß diesem Aspekt der Erfindung von Natur aus, wegen der Art seiner Gleichrichter- und Glättungsschaltungen rasch ansprechen und braucht keine zusätzlichen "Beschleunigungs"-Netzwerke, die in gewissen bekannten Anpassungsschaltungen benutzt werden, um eine Überlastung beim Einsetzen von kurzzeitigen Stößen auf ein Minimum einzuschränken. Dieser Aspekt der Erfindung ist auch bei herkömmlichen Deltamodulationssystemen, einschließlich der zuvor genannten Anordnung mit verlustbehaftetem Integrator von veränderlicher Verstärkung und fester Frequenz anwendbar.
• Weil ein Deltamodulationssignal mit Hilfe eines Integrators dekodiert werden kann, kann man sich den Audio-Gehalt eines Deltamodulationsbitstroms als Zeitableitung des dekodierten Audiosignals vorstellen, welches erzeugt wird, wenn jener Bitstrom integriert wird. Die Ableitung eines Audiosignais ist natürlich dessen Steilheit. Dieser Aspekt der Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß aufgrund der Tatsache, daß ein anpassungsfähiger Deltamodulator die Schrittgröße in Abhängigkeit von Änderungen der Steilheit anpaßt (ein idealer adaptiver Deltamodulator berücksichtigt zum Beispiel immer die Steilheit eines angelegten Audiosignals) der Tonfrequenzinhalt des Bitstroms, ein Indikator der Steilheit, gut geeignet ist, um beim Einstellen der Fähigkeit zum Handhaben der Steilheit eines Deltamodulationssystems oder eines hybriden Delta/Delta-Sigmamodulationssystems benutzt zu werden. In dem Maß, in dem der Audio-Inhalt des Bitstroms zunimmt (die Bitstromladung) zeigt dies an, daß immer mehr Informationen im Bitstrom vorhanden sind und daß sich der Deltamodulator der Steilheitsüberlastung annähert. Idealerweise wird die Information im Bitstrom ohne Überlastung der Steilheit maximiert.
• Gemäß den Lehren dieses Aspektes der Erfindung wird der Audio-Inhalt des Bitstroms in die analoge Domäne transformiert, gleichgerichtet und geglättet. Wahlweise wird das gleichgerichtete und geglättete Signal dann an eine nichtlineare Schaltung, beispielsweise einen Exponentiator, eine Quadratgesetz- oder Kubikgesetzvorrichtung angelegt, die das Steuersignal für das anpassende Element in einer Rückkopplungsschleifenanordnung liefert. In manchen Anwendungsfällen kann die nichtlineare Schaltung weggelassen werden. Ob mit oder ohne nichtlineare Schaltung wird eine analoge, audiokompressorartige wirkung erzielt. Mit der nichtlinearen Schaltung nimmt das Ausmaß der Anpassung, wenn die Bitstromladung auf immer höhere Niveaus ansteigt, mit immer größerer Geschwindigkeit zu und nähert sich einer endlichen Grenze, analog zur reinen Begrenzung in einem Dynamikpresser. In dem Fall, in dem die nichtlineare Schaltung weggelassen ist, ergibt sich ein konstantes Kompressionsverhältnis, welches durch die Verstärkung in der Steuerschaltung bestimmt ist.
• Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel dieses Aspektes der Erfindung kann der Audio Gehalt des Bitstroms dadurch in die analoge Domäne transformiert werden, daß der kodierte Bitstrom an ein festes Tiefpaßfilter angelegt wird, dessen Eckfrequenz gerade eben oberhalb des Nachrichtenfrequenzbandes, aber unterhalb der Taktfrequenz liegt, die zur Erzeugung des Bitstroms benutzt wird, so daß die Taktsignalkomponente bei einer Frequenz oberhalb des Tonfrequenzbandes beseitigt wird. Die Filterausgabe, ein analoges Signal, wird spitzengleichgerichtet, mit einer nichtlinearen Zeitkonstante geglättet und an die wahlweise vorgesehene nichtlineare Schaltung zur Anlage an den Steuereingang des Tiefpaßregelfilters angelegt. Die Filtergrenzfrequenz ist eine lineare Funktion des angelegten Steuersignals. Mit zunehmender Spitzenbitstromladung nimmt die Grenzfrequenz des veränderlichen Tiefpaßfilters zu.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1 ist ein Funktionsblockschaltbild eines in einem Modulator oder Kodierer verkörperten, bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
• Fig. 2 ist ein Funktionsblockschaltbild eines in einem Demodulator oder Dekodierer verkörperten, bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
• Fig. 3 zeigt einen Satz theoretischer Filterkurven (Verstärkung über Frequenz (logarithmischer Maßstab)) für die Filter 14 und 14' von veränderlicher Frequenz gemäß Fig. 1 bzw. 2, die in durchgezogenen Linien die ruhende, niederfrequente extreme Position der Filter und die hochfrequente extreme Position der Filter, an die als eine Grenze eine Annäherung erfolgt, sowie in gestrichelten Linien verschiedene Beispiele von Zwischenpositionen zeigen.
• Fig. 4 zeigt die theoretische Filterkurve für die einpoligen Tiefpaß-Schelffilter 16 und 16' der Fig. 1 bzw. 2.
• Fig. 5 zeigt die theoretische Filterkurve für das einpolige Tiefpaß-Schelffilter 17 der Fig. 1.
• Fig. 6 zeigt die theoretische, kombinierte Filterkurve für die einpoligen Tiefpaß-Schelffilter 16 und 17 der Fig. 1.
• In Fig. 1 der Zeichnungen ist ein Funktionsblockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, welches in einem Modulator oder Kodierer verkörpert ist, der sowohl den ersten Aspekt der Erfindung, nämlich das adaptive Tiefpaßfilter veränderlicher Frequenz als auch den zweiten Aspekt der Erfindung, nämlich den auf die Bitstromladung ansprechenden Anpassungssteuersignalgenerator umfaßt. Fig. 2 ist ein Funktionsblockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung, welches in einem Demodulator oder Dekodierer verkörpert ist. Da der Kodierer den Dekodierer enthält, wird nur der Kodierer der Fig. 1 im einzelnen beschrieben. Entsprechende Funktionselemente des Dekodierers, die auch im Kodierer vorhanden sind, sind insgesamt mit dem gleichen Bezugszeichen aber mit einem Apostroph ("'") beim Dekodierer der Fig. 2 markiert.
• Unter Hinweis auf Fig. 1 wird die analoge Audio-Eingabe an den Eingangsanschluß 2 angelegt, der an eine Subtraktionsschaltung 6 geliefert wird, welche den Unterschied zwischen dem angelegten Audio-Eingangssignal und dem rekonstruierten analogen Audiosignal am Ausgang des örtlichen Dekodierers des Kodierers berechnet. Diese Differenz wird von einer Operationsverstärker-Vergleichsschaltung 8 auf einen von zwei binären Pegeln quantisiert und dann von einem D-Flipflop 10, welches von der Takteingabe am Anschluß 4 getaktet wird, zeitich abgetastet. Das D-Flipflop 10 liefert die kodierte digitale Signalausgabe an den Ausgangsanschluß 12 und an das adaptive Tiefpaßfilter 14 von veränderlicher Frequenz. Die Subtraktionsscllaltung 6, Filter 17, Vergleichsschaltung 8 und Flipflop 10 bilden Mittel zum Digitalisieren, die auf die beiden an die Subtraktionsschaltung 6 angelegten analogen Signale und das vom Anschluß 4 an das Flipflop 10 angelegte Taktabtastsignal ansprechen, um das digital kodierte Ausgabesignal zu erzeugen, welches am Anschluß 12 verfügbar ist; das Ausgabesig na ist ein digitaler Bitstrom, in welchem jedes einzelne digitale Bit die Antwort auf eine Funktion (die gefilterte Differenz) der beiden analogen Signale zu jeder Taktzeit ist.
• Fig. 3 zeigt einen Satz theoretischer Filterkurven für die Filter 14 und 14V von veränderlicher Frequenz und zeigt die niederfrequente ruhende Position und die hochfrequente begrenzende Position des Filters in durchgezogenen Linien sowie verschiedene Beispiele von Zwischenpositionen in gestrichelten Linien. Die Filtereckfrequenz kann natürlich im wesentlichen eine unbegrenzte Zahl von Positionen in Abhängigkeit vom Gleichstromsteuersignal annehmen.
• Die Ausgabe des Tiefpaßfilters 14 von veränderlicher Frequenz wird zu einem Tiefpaß-Schelffilter 16 geleitet, welches das lokale analoge Dekodiersignal (am Anschluß 11 verfügbar) zum Anlegen an den invertierenden Eingang der Subtraktionsschaltung 6 liefert. Das Filter 16 schafft eine feste Prä-Em phase im Kodierer; das Filter 16V schafft eine feste De-Em phase im Dekodierer. Beide Filter 16 und 16' sorgen für Rauschformung und wirken als zweiter Integrator. Fig. 4 zeigt die theoretische Filterkurve für die einpoligen Tiefpaß-Schelffilter 16 und 16'. Die Bruchstellenfrequenzen f&sub1; und f&sub2; des Schelf-Frequenzganges werden unten erläutert. Im Kodierer gemäß Fig. 1 liefert das Filter 16 deshalb einen Prä-Emphaseeffekt, weil es in der an die Subtraktionsschaltung 6 angelegten Rückkopplungsschleife enthalten ist. Damit bietet der Kodierer in seinem Ansprechen eine Anhebung, die zwischen f&sub1; und f&sub2; mit 6 dB/Oktave ansteigt, was komplementär zu dem in Fig. 4 gezeigten Frequenzgang ist. Im Dekodierer der Fig. 2 liefert das Filter 16V einen De-Emphaseeffekt in Übereinstimmung mit der gezeigten Charakteristik, nämlich einen Abfall, der zwischen f&sub1; und f&sub2; mit 6 dB/Oktave sinkt.
• Zwischen der Subtraktionsschaltung 6 und der Vergleichsschaltung 8 ist im Kodierer ein weiteres Tiefpaß-Schelffilter 17 vorgesehen Das Filter 17 bietet eine zusätzliche Rauschformung im Kodierer, indem es die Rauschformung bis herab zu einer tieferen Frequenz führt als dies das Filter 16 tut. Die Anordnung des Filters 17 ist so getroffen, daß es keine Auswirkung auf die Prä-Emphase und nur eine geringe Auswirkung auf die Überlastkapazität des Kodierers hat. Fig. 5 zeigt die theoretische Filterkurve für das Tiefpaß-Schelfnetzwerk 17. Die Bruchstellenfrequenzen f&sub3; und f&sub4; des Schelf-Frequenzganges des Filters 17 werden nachfolgend erläutert. Die Bruchstellenfrequenz f&sub1; des Filters 16 und die Bruchstellenfrequenz f&sub4; des Filters 17 sind nahezu die gleichen. Deshalb führt im Kodierer die Kaskadenanordnung der Filter 16 und 17 zu einem kombinierten Ansprechen, welches gleichfalls eine Tiefpaß-Schelfkurve ist. Fig. 6 zeigt die theoretische kombinierte Filterkurve für die Filter 16 und 17.
• Der digitale Bitstrom vom D-Flipflop 10 wird auch an den Anpassungssteuersignalgenerator 18 angelegt, der ein Steuersignal an das Filter 14 von veränderlicher Frequenz anlegt, um dessen Eck-(Grenz) Frequenz zu steuern. Der Anpassungssteuersignalgenerator 18 enthält ein Tiefpaßfilter 20, einen auf Spitzen ansprechenden Vollweggleichrichter 22, eine Glättungsschaltung 24 und (wahlweise) eine nichtlineare Schaltung, eine Schaltung, die eine Funktion verkörpert, welche eine monoton steigende Neigung hat, beispielsweise eine Exponentialschaltung 26. Zwar ist auch eine Quadratgesetz- oder Kubikgesetzschaltung geeignet, jedoch wird in der Praxis eine Exponentialschaltung benutzt, weil sich eine solche Schaltung leicht unter Verwendung bipolarer Transistoren verwirklichen läßt. Auch wenn bei Benutzung der wahlweisen nichtlinearen Schaltung eine verbesserte Leistungsfähigkeit erzielt wird, ist es in manchen Anwendungsfällen unter Umständen wünschenswert, die nichtlineare Schaltung wegzulassen. Bei dem in Fig. 2 gezeigten Dekodierer akzeptiert der digitale Eingang 28 ein digitales Signal, wie es am Ausgang 12 des Kodierers der Fig. 1 zur Verfügung gestellt wird. Das Audio-Ausgangssignal am Anschluß 30 des Dekodierers ist eine ziemlich genaue Kopie des Eingangssignals am Anschluß 2 des Kodierers der Fig. 1, wenn der Dekodierer ein kodiertes digitales Signal vom Kodierer der Fig. 1 empfängt. Am Eingang des Dekodierers der Fig. 2 ist ein D-Flipflop 10' vorgesehen, um dem adaptiven Filter 14' einen sehr sauberen digitalen Bitstrom zu liefern.
• Das Filter 14 von veränderlicher Frequenz kann auf verschiedene weise verwirklicht sein. Eine Möglichkeit besteht darin, es als Integrator mit veränderlicher Verstärkung innerhalb einer Rückkopplungsschleife vorzusehen. Ein Integrator von veränderlicher Verstärkung kann zum Beispiel als Operationsverstärker in Kombination mit einem veränderlichen Transkonduktanz-Verstärker ausgestaltet sein, der als variabler Verstärker zur Stromverstärkung betrieben wird. Ein geeigne ter variabler Verstärker, der zur Verfügung steht, ist der IC-Baustein RCA CA3280, der zwei duale variable Operationsverstärker enthält. Einer dieser beiden veränderlichen Verstärker kann für den Kodierer benutzt werden, während der andere für den Dekodierer verwendet wird. Eine solche Anordnung ist besonders nützlich, wenn Kodierer und Dekodierer der vorliegenden Erfindung beispielsweise im gleichen Paket benutzt werden, um das digitale Signal für eine digitale Verzögerungsleitung bereitzustellen. In anderen Anwendungsfällen, bei denen Kodierer und Dekodierer nicht auf der gleichen Leiterplatte vorliegen und sich nicht Vorrichtungen auf dem gleichen IC-Baustein teilen, sind wahrscheinlich atlgemein bekannte Techniken zur Komponentenpaarung und zum Temperaturausgleich erforderlich. Außerdem erlaubt es die Anwendung und das Zusammenpacken der praktischen Verwirklichungsform, eine sehr hohe Taktrate, im Größenordnungsbereich von 1 bis 2 MHZ zu benutzen. Allerdings ist eine solche hohe Taktrate für die Erfindung nicht von kritischer Bedeutung.
• Es kann ein externer Kondensator parallel zum Widerstand der internen linearisierenden Dioden des veränderlichen Verstärkers benutzt werden, um den Pol des Tiefpaß-Schelffilter 16 (die Bruchstellenfrequenz f&sub1;) zu bestimmen, und die Kombination aus einem widerstand und einem weiteren Kondensator bestimmt die Nulstelle (die Bruchstellenfrequenz f&sub2;) des Filters 16. Es wird anerkannt, daß der von den internen linearisierenden Dioden des veränderlichen Verstärkers und einem externen Kondensator bestimmte Pol sich mit dem Signalpegel und der Temperatur ändert; aber bei einer praktischen Verwirklichung, bei der Kodierer und Dekodierer sich auf der gleichen Leiterplatte befinden und zwei Hälften der gleichen integrierten Schaltungsvorrichtung benutzen, gibt es einen sehr engen Gleichlauf. In anderen Anwendungsfällen kann, wie zuvor erwähnt, eine zusätzliche Komponentenpaarung und Temperaturkompensation mittels allgemein bekannter Techniken nötig sein.
• Mit sehr hohen Taktraten im Größenordnungsbereich von 1 bis 2 MHZ kann sich die Nulstelle (die Bruchstellenfrequenz f&sub2; des Filters 16) des Tiefpaß-Schelfnetzwerks oberhalb des Hörspektrums befinden, bei einem praktischen Ausführungsbeispiel eine Nullstellenfrequenz von etwa 20 bis 30 kHz, was es ermöglicht, den vollen Effekt der Prä- und De-Emphase zu erhalten. Bei niedrigeren Taktraten muß die Nulstelle in der Frequenz nach unten bewegt werden, um das System stabil zu halten.
• Auch wenn die exakte Bruchstellenfrequenz nicht kritisch ist, wurde in einer praktischen Verwirklichung des bevorzugten Ausführungsbeispiels 6 kHz als Polfrequenz (die niedrigere Bruchstellenfrequenz, entsprechend f&sub1; des Filters 16 in Fig. 1) des Prä- und DeEmphase/Rauschformungs-Schelfnetzwerks gewählt, weil sie einen vernünftigen Kompromiß zwischen dem Anpassungsbereich und dem Signalhandhabungsvermögen darstellt. Die der Wahl von 6 kHz zugrundeliegende Überlegung beruht auf der Erkenntnis, daß die spektrale Hüllkurve der meisten Musik von solcher Art ist, daß im Durchschnitt niederfrequente Komponenten der Musik einen höheren Pegel haben als hochfrequente Komponenten, und die Komponenten folgen etwa einer Kurve, die mit einer Rate von 25 Mikrosekunden abfällt - ein einpoliger Abfall bei 6 kHz. Somit wird durch eine Prä-Emphasekurve mit einem einzigen Pol bei 6 kHz das Musiksignal "vorgeweißelt": die hochfrequenten Komponenten werden nach oben gedrückt, so daß das resultierende Signal einen nahezu weißen (flachen) Spektrumsausgleich hat. Auch wenn es scheint, als ob die Prä-Emphase die Wahrscheinlichkeit einer Überlastung bei hohen Frequenzen erhöht, tritt dies eher nicht ein, weil Musik meistens keine hochfrequenten Komponenten vom hohem Pegel enthält, die das System selbst nach Prä-Emphase überlasten würden.
• Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel hat das Tiefpaßfilter von veränderlicher Frequenz eine Eckfrequenz, die sich 6 kHz als theoretischer Grenze annähert. Die Gesamtauswirkung dieses veränderlichen Filters in Kaskade mit dem Prä-Emphase/De-Emphase-Schelfnetzwerk ist also ein zweipoliger Abfall bei Frequenzen oberhalb 6 kHz. Wenn auch der zweipoltge Abfall eine viel bessere Reduktion der hochfrequenten Rauschmodulation schafft als ein einpoliger Abfall, hat er doch einen nachteiligen Einfluß auf die Überlastungskapazität gegenüber hohen Frequenzen. Das läßt sich allerdings wiedergutmachen, wenn man auf einen Teil des dynamischen Bereichs verzichtet, der weitaus mehr als angemessen ist. Eine praktische Verwirklichung der Erfindung hat einen dynamischen Bereich der über etwa 110 dB hinausgeht und es deshalb erlaubt, die Hochfrequenzüberlastkapazität der einpoligen Prä-Emphase wiederzuerlangen, indem der nominelle Eingangspegel in die Schaltung um das gleiche Ausmaß herabgesetzt wird wie die zusätzliche Anhebung am oberen Ende des Hörspektrums (15 kHz); etwa 8 dB.
• Der Rückkopplungspfad ändert die Betriebsweise der Schaltung und macht aus dem Integrator mit variabler Verstärkung einen Integrator mit variabler Frequenz; ohne diesen Rückkopplungspfad würde die Schaltung wie ein herkömmlicher Deltamodulator mit veränderlicher Schrittgröße und zusätzlicher, durch das Tiefpaß-Schelfnetzwerk gebotener Rauschformung wirken.
• Die Umschaltfrequenz, bei der der Integrator veränderlicher Frequenz von einem Deltamodulator zu einem Delta-Sigmamodulator übergeht, ändert sich mit dem Anpassungssteuersignal. Die wirkung eines externen Kondensators im Rückkopplungsweg des Operationsverstärkers, der in Kombination mit dem Verstärker von variabler Verstärkung arbeitet, bietet in Kooperation mit der Rückkopplung, die um die Kombination aus dem Verstärker mit veränderlicher Verstärkung und dem Operationsverstärker angelegt wird, den Pol, der den verlustbehafteten Integrator von veränderlicher Frequenz darstellt. Durch die um dieses Netzwerk angelegte Rückkopplung wird die Niederfrequenzverstärkung auf einen festen Wert begrenzt: bei niedrigen Frequenzen, wenn die Schleifenverstärkung des Rückkopplungsweges um die Kombination aus Operationsverstärker und dem Verstärker mit veränderlicher Verstärkung herum größer ist als Eins, ist der Frequenzgang flach, wie von einem Widerstand im Rückkopplungsweg bestimmt. Bei hohen Frequenzen, wenn die Schleifenverstärkung unter Eins sinkt, ist die Gesamtverstärkung im wesentlichen die Verstärkung der offenen Schleife, weil der Beitrag des Rückkopplungswiderstandes vernachlässigbar wird. Hierdurch wird das Ergebnis ein niederfrequenter Pol, dessen Frequenz sich ändert, weil die Niederfrequenzverstärkung konstant bleibt und sich das Ausmaß der Vorwärtsverstärkung ändert. Der Punkt, an dem die durch Rückkopplung verursachte feste Verstärkung die sich ändernde Verstärkung der offenen Schleife schneidet, veranlaßt eine Bewegung des Pols, so wie sich die Vorwärtsverstärkung ändert.
• Bei einer praktischen Verwirklichung dieser Art ist der Anpassungsbereich des Filters begrenzt, so daß die höchste Frequenz, die das Filter erreichen kann, etwa der Polfrequenz des Schelfnetzwerks gleicht. Das stellt einen vernünftigen Kompromiß dar zwischen dem Anpassungsbereich und dem Signalhandhabungsvermögen. Würde die Polfrequenz des Schelfnetzwerks abgesenkt, dann würde sich die Kurve des maximalen Signalpegels in der Frequenz nach unten bewegen, wodurch die Fähigkeit zur Handhabung des Hochfrequenzsignals gegenüber den niederen Frequenzen eingeengt würde.
• Die Schaltung arbeitet so, daß im stationären Zustand die Eckfrequenz des Filters mit veränderlicher Frequenz im wesentlichen zu der Frequenz einer angelegten Sinuswelle auf maximalem Amplitudenpegel paßt. Hat die angelegte Sinuswelle einen Amplitudenpegel, welcher unter dem maximalen Pegel liegt, für den die Schaltkreisparameter gewählt wurden, so verschiebt sich die Filtereckfrequenz nicht vollständig zur Frequenz der Sinuswelle, sondern hat eine niedrigere Frequenz; das Filter nimmt eine Eckfrequenz an, die niedriger ist als die Sinuswellenfrequenz, um ausreichend Kodiererverstärkung bei der Sinuswellenfrequenz bereitzustellen, damit eine ordnungsgemäße Bitstromladung aufrechterhalten bleibt.
• Ein weiterer Vorteil dieser Anordnung besteht in der beträchtlichen Ausschaltung hörbarer "dumpfer Schläge", die bei bekannten Deltamodulatoren mit veränderlicher Schrittgröße, nicht nur einschließlich derjenigen, die mit Integratoren veränderlicher Verstärkung arbeiten, sondern auch derjenigen auftreten, bei denen die Impulshöhe moduliert wird. Bei der Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung zum Beispiel ändert sich die Verstärkung nicht bei niedrigen Frequenzen und bei Gleichstrom; folglich gibt es keine sich ändernde Verstärkung von Eingangsoffsets eines spannungsgesteuerten Elements, wie das bei bekannten Deltamodulatoren des Typs der Integratoren mit veränderlicher Verstärkung der Fall ist. Die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung kann ohne jeglichen Offsetabgleich am veränderlichen Verstärker gebaut werden.
• Wie schon erwähnt, sind Taktraten von ca. 1 bis 2 MHZ geeignet, wenn Kodierer und Dekodierer im Umfeld einer digitalen Audio-Verzögerungsleitung benutzt werden. Für viele Anwendungsfälle sind allerdings sehr viel niedrigere Taktraten nützlich, und die Taktrate ist für die Erfindung nicht kritisch. Bei einem Anwendungsfall wie einer Verzögerungsleitung, wo Kodierer und Dekodierer sich in sehr enger Nachbarschaft befinden, können die Flipflops 10 und 10' des Kodierers und des Dekodierers auf einem einzigen IC-Baustein enthalten sein.
• In vielen Anwendungsfällen kann das Tiefpaßfilter 20 als einpoliges RC-Filter ausgeführt sein. Allerdings kann es in Anwendungsfällen, wo eine niedrigere Taktrate angewandt wird, wünschenswert sein, Tiefpaßfilter zweiter Ordnung zu benutzen. Die Filtereckfrequenz kann an oder etwas oberhalb der Obergrenze des Tonfrequenzbandes liegen, welches von dem Gesamtsystem gehandhabt wird. So ist zum Beispiel eine Hauptfiltereckfrequenz von etwa 23 kHz geeignet für ein System, welches Signale bis hinauf zu etwa 15 kHz handhaben soll. Das Tiefpaßfilter filtert die Taktsignalkomponente aus, um ein kontinuierliches analoges Signal bereitzustellen, welches das kodierte Audio im digitalen Bitstrom darstellt. Da die Flipflopausgaben als analoge Signale benutzt werden, sollte ein Rauschfiltern der Leistungsquelle angewandt werden.
• Der Gleichrichter 22 lädt den Glättungskondensator vorzugsweise rasch auf in Abhängigkeit von Spitzen im Bitstrom, der das Tiefpaßfilter durchlaufen hat. Die Glättungsschaltung 24 hat die Eigenschaft des schnellen Anstiegs/langsamen Abklingens. In einer praktischen Verwirklichung wird etwa ein 10-1 Zeitverhältnis von Abklingen zu Ansteigen benutzt.
• Der Anpassungssteuersignalgenerator 18 enthält vorzugsweise eine Einrichtung zum Einstellen eines Schwellenpegels, oberhalb dessen das Steuersignal die Position des Filters 14 von veränderlicher Frequenz einstellt und unterhalb dessen das Filter von veränderlicher Frequenz vom Steuersignal nicht beeinflußt wird. Oberhalb des Schwellenpegels verschiebt sich die Filtereckfrequenz in der Frequenz nach oben, wenn das Steuersignal (zum Beispiel ein Strom) als exponentielle Funktion (als Ergebnis des Blocks 26) des gefilterten, gleichgerichteten und geglätteten Bitstromsignals steigt. Da der Exponentiator eine mit der Rückkopplungsschleife der Steuerschaltung in Reihe liegende, nichtlineare Schaltung ist, bewirkt er, daß mit steigendem Signalpegel immer mehr Schleifenverstärkung angelegt wird. Mit zunehmender Bitstromladung steigt das Kompressionsverhältnis so, daß es bei ausreichend hohen Bitstromladeniveaus nach Art einer Schaltung mit automatischer Verstärkungssteuerung wirkt, die eine unbegrenzte Kompressionsneigung hat. Bei niedrigen Pegeln ist die Kompressionsneigung entspannt, was die Möglichkeit von Spurfehlern verringert.
• Der Dekodierer benutzt auch die gesamte bisher beschriebene Schaltungsanordnung; aber der Kodierer braucht noch einige zusätzliche Schaltungseinrichtungen: die Subtraktionsschaltung 6, die als Operationsverstärker verwirklicht sein kann, errechnet die Differenz zwischen dem angelegten Audio-Eingangssignal und dem rekonstruierten Audio am Ausgang des örtlichen Dekodierers des Kodierers. Diese Differenz wird von der Vergleichsschaltung 8 auf einen von zwei binären Pegeln quantisiert und dann vom D-Flipflop 10 zeitlich abgetastet. Die analoge Audio- Eingabe in den Kodierer wird am Eingang 2 angelegt, der das Signal mit einem Eingang des Operationsverstärkers koppelt, der als Subtraktionsschaltung 6 dient. Das rekonstruierte Audiosignal vom Filter 16 wird an den Operationsverstärker angelegt, und die Polarität des rekonstruierten Audiosignals gegenüber dem eingegebenen Audiosignal führt zu einer Subtraktion.
• Die Rauschformcharakteristiken des Tiefpaß-Schelfnetzwerks 16 der Fig. 1 können verbessert werden, wenn man seinen Niederfrequenzgang erweitert. Dies ist die Aufgabe des Filters 17, eines RC-Netzwerks im Rückkopplungspfad der Operationsverstärker-Subtraktionsschaltung 6. Hierdurch wird ein Schelfnetzwerk bereitgestellt, dessen Polfrequenz (Bruchstellenfrequenz f&sub3; des Filters 17 der Fig. 1) der des Frequenzganges offener Schleife des Operationsverstärkers gleicht, etwa 50 bis 100 Hz bei einem praktischen Ausführungsbeispiel. Eine Reihenschaltung aus Widerstand und Kondensator im Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers liefert die Nulstelle (Bruchstellenfrequenz f&sub4; des Filters 17) des Schelfnetzwerks, etwa 6 kHz bei einem praktischen Ausführungsbeispiel. Durch die Anordnung der den Pol und die Nulstelle erzeugenden Elemente an dieser Stelle im Schaltkreis statt am Ausgang (in Zuordnung zum veränderlichen Filter 14), werden nur die Rauschformungscharakteristiken aber nicht die die Prä- Emphase beeinflußt; der Überlastungsspielraum der Schaltung bleibt also im wesentlichen unbeeinträchtigt.
• In der Diskussion des Betriebs der Schaltung wurde bisher hauptsächlich der stationäre Zustand statt des dynamischen Betriebs berücksichtigt. Da die Anordnung der vorliegenden Erfindung ein ausgangsgesteuertes Rückkopplungsschleifensystem ist, unterliegt es vielen der gleichen dynamischen Signaleffekte wie Dynamikpresser und Dynamikdehner für Audiosignale, zum Beispiel Signalüberschwingungen bei Dynamikpressern und Signalunterschwingungen bei Dynamikdehnern. Wenn ein Audiosignal mit einer rasch steigenden Hüllkurve an den Kodierer der vorliegenden Erfindung angelegt wird, bestimmt die oberhalb des stationären Anpassungs pegels vorgesehene Reserve um einen wie großen Pegel das System überschwingen kann ohne den Bitstrom zu überladen. Das Einstellen der Schwelle im Steuersignalweg für das Anpassungsniveau erlaubt es, das Ausmaß an Reserve zwischen dem Wert des stationären Anpassungspegel und dem Überladungspunkt des Bitstroms zu wählen.
• Idealerweise arbeitet der beschriebene Deltamodulator so, daß er die Bitstromladung optimiert. Das bedeutet, daß die Eckfrequenz des Tiefpaßfilters von veränderlicher Frequenz so gewählt ist, daß die Informationen im Bitstrom maximiert werden, ohne Überladen oder Beschneiden. Wenn der Bitstrom überlädt, gibt er lange Ströme Einser oder Nullen aus, was anzeigt, daß er soweit wie möglich positiv oder negativ ausschwenkt. Unter diesen Bedingungen hat der Bitstrom nach Durchlauf des Tiefpaßfilters das Aussehen eines beschnittenen Signalverlaufs, das heißt eine gerade horizontale Linie, entweder positiv oder negativ. Wenn ein derartiges beschnittenes Signal zum Beispiel an einen Integrator mit fester Verstärkung angelegt wird, ist die Ausgabe des Integrators eine ständig steigende oder fallende Spannung - sie ist iii der Anpassungsänderungsgeschwindigkeit begrenzt. Durch Einstellen der Anstiegszeit des nichtlinearen Glättungsnetzwerks in der Anpassungspegelsteuersignalschaltung kann die Anstiegszeit des Systems so festgesetzt werden, daß verhindert wird, daß das Überschwingen eine maximale Größe übersteigt. Die Einstellung der Anstiegszeit zusammen mit dem stationären Anpassungspegel erlaubt es dem System, wahrscheinliche Überschwingungen ohne übermäßiges Überladen oder Beschneiden des Bitstroms zu bewältigen.

Claims (10)

1. Anpassungsfähiger, digitaler Einbitdekodierer, der in einem Nachrichtenfrequenzband arbeitet, um ein analoges Ausgabesignal in Abhängigkeit von einem digitalen Bitstrom zu erzeugen, der ein kodiertes Eingabesignal darstellt, wobei der Dekodierer folgendes aufweist:

eine Steuersignalerzeugungseinrichtung (18; 18'), die auf den digitalen Bitstrom zur Erzeugung eines Anpassungssteuersignals anspricht,

eine Anpassungseinrichtung (14; 14'), die eine Tiefpaßfiltereinrichtung von veränderlicher Frequenz aufweist, die den digitalen Bitstrom empfängt, wobei die Eckfrequenz der Tiefpaßfiltereinrichtung in Abhängigkeit von dem Anpassungssteuersignal geändert wird um das Nachrichtenfrequenzband dynamisch in eine erste und zweite Betriebsart aufzuteilen, wobei die Anpassungseinrichtung in dem Teil des Nachrichtenfrequenzbandes unterhalb der Eckfrequenz, der der ersten Betriebsart unterliegt, auf den digitalen Bitstrom nach Art der Delta-Sigmamodulation einwirkt, und die Anpassungseinrichtung in dem Teil des Nachrichtenfrequenzbandes oberhalb der Eckfrequenz, der der zweiten Betriebsart unterliegt, auf den digitalen Bitstrom nach Art der Deltamodulation einwirkt, um ein analoges Signal zu erzeugen,

wobei die Anpassungseinrichtung (14') so ausgelegt ist, daß derjenige Teil des Nachrichtenfrequenzbandes, der der ersten Betriebsart unterliegt, in stationärem Zustand bis hinauf zu der Frequenz einer angelegten Sinuswelle reicht, deren Amplitude einem maximalen Amplitudenpegel des Dekodierers gleicht, und

eine Ausgabeeinrichtung (11; 30) zum Empfang des von der Anpassungseinrichtung erzeugten analogen Signals und zum Bereitstellen des analogen Ausgabesignals.

2. Dekodierer nach Anspruch 1, worin die Tiefpaßfiltereinrichtung ein einpoliges Filter ist.

3. Dekodierer nach Anspruch 1 oder 2, worin eine erste Rauschformungsfiltereinrichtung (16; 16') zum Modifizieren des Frequenzganges des dekodierten anlogen Signals zwischen die Tiefpaßfiltereinrichtung (14; 14') und die Ausgabeeinrichtung (11; 30) geschaltet ist, die erste Rauschformungs-filtereinrichtung eine Tiefpaß-Schelf-Charakteristik mit einer Polfrequenz (f1) und einer Nullstellenfrequenz (f2) hat, wobei die Polfrequenz (f1) etwa die gleiche ist wie die maximale Eckfrequenz der Tiefpaßfiltereinrichtung (14; 14').

4. Dekodierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, worin die Steuersignalerzeugungseinrichtung umfaßt:

eine Einrichtung (20; 20') zum Entfernen einer Taktabtastsignalkomponente aus dem digital kodierten Eingabesignal aufweist, um ein analoges Signal bereitzustellen, welches die Informationsmenge wiedergibt, die von dem digital kodierten Eingabesignal getragen wird,

ein Einrichtung (22; 22') zum Gleichrichten des vom digitalen Bitstrom abgeleiteten analogen Signals, sowie

eine Einrichtung (24; 24') zum Glätten des gleichgerichteten Signals.

5. Dekodierer nach Anspruch 4, worin die Einrichtung (22; 22') zum Gleichrichten des vom digital kodierten Eingabesignal abgeleiteten analogen Signals einen auf Spitzen ansprechenden Gleichrichter aufweist.

6. Dekodierer nach Anspruch 4 oder 5, worin die Einrichtung (24; 24') zum Glätten des gleichgerichteten Signals eine Zeitkonstantenschaltung enthält, die eine rasche Lade- und eine langsame Entladezeit hat.

7. Dekodierer nach einem der Ansprüche 4 bis 6, worin die Steuersignalerzeugungseinrichtung ferner eine Einrichtung (26; 26') zur nichtlinearen Verarbeitung des geglätteten Signals aufweist.

8. Dekodierer nach Anspruch 7, worin die Einrichtung zur nichtlinearen Verarbeitung des geglätteten Signals eine Exponentialschaltung aufweist.

9. Anpassungsfähiger digitaler Einbitkodierer, der in einem Nachrichtenfrequenzband arbeitet, um ein digital kodiertes Ausgabesignal zu erzeugen, welches ein analoges Eingabesignal und ein Taktabtastsignal wiedergibt und von diesen abhängig ist, wobei der Kodierer folgendes aufweist:

eine Digitalisiereinrichtung (6, 8, 10), die auf das analoge Eingabesignal, eine Rekonstruktion des analogen Eingabesignais und auf das Taktabtastsignal anspricht unter Erzeugung des digital kodierten Ausgabesignals, wobei das Ausgabesignal ein digitaler Bitstrom ist, in welchem jedes einzelne digitale Bit die Antwort auf eine Funktion des analogen Eingabesignals und die Rekonstruktion des analogen Eingabesignals bei jeder Taktabtastsignalabtastzeit ist, und

einen örtlichen Digital-Analog-Dekodierer, der das Ausgabesignal als sein digital kodiertes Eingabesignal empfängt und dessen analoge Ausgabe als Rekonstruktion des analogen Eingabesignals benutzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Dekodierer gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8 als der örtliche Digital-Analog-Dekodierer benutzt ist.

10. Kodierer nach Anspruch 9, worin die Digitalisiereinrichtung eine weitere Rauschformungsfiltereinrichtung (17) einschließt, die einen Tiefpaß-Schelf-Frequenzgang mit einer Polfrequenz (f3) und einer Nullstellenfrequenz (f4) aufweist, wobei die Nullstellenfrequenz (f4) etwa die gleiche ist wie die Polfrequenz (f1) der ersten Rauschformungsfiltereinrichtung (16), wodurch die beiden Rauschformungsfiltereinrichtungen zusammen einen Tiefpaß-Schelf- Frequenzgang erzeugen, der zu einer tieferen Frequenz reicht als die der ersten Rauschformungsfiltereinrichtung (16).