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Verfahren zur digitalen Übertragung von qualitativ hochwertigen Tonsignalen
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur digitalen Übertragung von qualitativ hochwertigen
Tonsignalen nach dem Prinzip der Dynamikbegrenzung auf der Sendeseite und Dynamikdehnung
auf der Empfangsseite. Ein solches Verfahren kann zur Einsparung von Übertragungszeit,
Übertragungsbitrate oder Speicherkapazität eingesetzt werden. Es erzeugt eine synchrone
Ausgangsbitrate bei konstanter Codewortlnnge und kann daher ohne Pufferspeicherung
in Verbindung mit digitalen Übertragungskanälen eingesetzt werden.
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Zur wirtschaftlichen Übertragung von qualitativ hochwertigen Tonsignalen
mit Bandbreiten von 40 Hz bis 15 kH; sind heute verschiedene Arten von PCM-Verfahren
mit digitaler Kompandierung
bekannt. Ein prinzipielles Blockschaltbild
ist in Fig. 1 angegeben. Das analoge Tonsignal durch läuft zunächst eine Preemphase,
wird durch ein Tiefpaßfilter bandbegronzt, in einem Analog/Digital-Wandler mit einer
Frequenz von 32 kiiz abgetastet und mit 16384 Stufen, entsprechend 14 bit pro Abtastwert,
linear quantisiert und codiert. Das digitalisierte Tonsignal wird in einem Kompressor
von 14 auf 10 bit pro Abtastwert komprimiert und dann über den Übertragungskanal
übertragen.
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Im Empfänger wird das 10 bit-Signal in einem digitalen Expander auf
14 bit pro Abtastwert expandiert. Nach der Rückwandlung im Digital/Analog-Wandler
und anschließender Tiefpaßfilterung durchläuft das analoge Tonsignal eine Deemphase
und kann dann wiedergegeben werden. Zur Kompandierung des digitalen Tonsignals wird
beim Übertragungsverfahren nach (1) Hessenmüller, H. "The Transmission of Broadcasting
Programmes in a Digital Integrated Network"Tagungsband des "1972 Zürich Seminar''
ein Momentanwertkompander eingesetzt, der nach einer logarithmischen 13 Segment-A-Kennlinie
arbeitet. Zwei weitere Verfahren nach (2) C.C.I.R. 1974 - 78 Doc. CMTT/42 - E, und
(3) Osborne, D.W. und Croll, M.G. Digital Sound Signals; bitrate reduction using
an experimental digital compander BBC RD 1973/41, arbeiten nach dem Prinzip der
linearen Blockkompandierung.
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Der Compenseur Preeque Instantane nach (2) faßt sendescitig jeweils
32 aufeinanderfolgende, mit 14 bit linear quantisier te Abtastwerte zu einem Block
zusammen. Entsprechend einer von 5 linearen 10 bit-Kennlinien, deren Quantisierungsstufen
sich in der Größe jeweils um den Faktor 2 unterscheiden, werden alle Abtastwerte
eines Blockes je nach der größten darin auftretenden Amplitude einheitlich quantisiert
und codiert. Ein Skalenfaktor von 3 bit teilt dem Empfänger zu Beginn jedes Blocks
zusätzlich mit, welche Kennlinie sendeseitig eingeschaltet worden ist. Der Skalenfaktor
und andere Informationen werden im Coder an der Stelle des bits geringster Wertigkeit
(LSB) jedes zweiten zu übertragenden 10 bit-Codewortes zugesetzt. Nach dem vorstehend
beschriebenen Prinzip arbeitet auch der Near-Instantaneous Compander (3) bis auf
die nachfolgend aufgeführten Abweichungen. Senderseitig werden die Abtastwerte im
Analog/Digital-Wandler nur mit 13 bit linear quantisiert, so daß zwischen 4 linearen
10 ut-Kennlinien umgeschaltet werden muß.
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In einem Multiplexer wird ein 2 bit-Skalenfaktor jedem zu übertragenden
Codewort-Block vorangestellt. Zur Markierung des höheren Quantisierungsgrundgeräuschs
wird im Analog/Digital-Wandler ein analoges edither"-Signal zugesetzt.
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Das Übertragungssystem mit Momentanwertkompandierung nach (1) zeichnet
sich aus durch einen hohen Signal-Rauschabstand bei kleinen Pegeln und durch eine
konstante Codewortlänge. Die Übertragung des digitalisierten Tonsignals erfordert
nur
eine Wortsynchronisation.
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Gegenüber dem Verfahren nach (1) erreichen die Übertragungssysteme
mit Blockkompandierung nach (2) und (3) Einen größeren Signal-Rauschabstand bei
hohen Pegeln. Die Notwendigkeit, einen Skalenfaktor zu übertragen, führt entweder
zu einem Verlust an prinzipiell erreichbarem Signal-Rauschabstand (2) oder zu einer
nicht konstanten Codewortlänge (3). Infolge der Blockbildung wird für die Übertragung
des digitalisierten Tonsignals neben der Wortsynchronisation zusätzlich eine Blocksynchronisation
erforderlich.
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Die zu der Erfindung führende Aufgabe war es, ein Verfahren anzugeben,
das für die digitale Übertragung bzw. Speicherung von Tonsignalen mindestens eine
Dynamik von 79 dB erreicht, wobei Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler verwendet
werden können, deren Auflösung bei linearer Quantisierung nicht mehr als 12 bit
pro Abtastwert beträgt.
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Das Verfahren soll bei konstanter Codewortlänge eine synchrone Ausgangsbitrate
von nicht mehr als 10 bit pro Abtastwert liefern und für die Übertragung bzw. Speicherung
des digitalisierten Tonsignals nur eine Wortsynchronisation jedoch keine Blocksynchronisation
erfordern. Das Verfahren soll es ermöglichen, analog komprimiert aufgezeichnete
Signale ohne Expandierung direkt digital zu übertragen bzw. digital zu speichern.
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Die Lösung dcr Aufgabe erfolgt, wie im Anspruch 1 beschrieben.
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Zweckmäßige Anordnungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
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Dieser erfindungsgemäße Hybrid-Kompander nutzt die Vorzüge der Momentanwertkompandierung
und bringt die günstigen Eigenschaften eines analogen Kompanders zur Geltung. Damit
gelingt es gegenüber den in (i), (2) und (3) beschriebenen Lösungen, einen günstigen
Verlauf des Signal-Rauschabstandes über den gesamten Aussteuerungsbereich zu erzielen.
Weitere Vorteile sind, daß keine zusätzliche Umschalteinformation übertragen werden
mun und eine Blocksynchronisation für die Übertragung nicht erforderlich ist, dan
bei der Realisierung preisgünstige Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler verwendet
werden können, deren lineare Auflösung nur 12 bit pro Abtastwert betragen mui.
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Der Unterschied zu dem in (1) gemachten Vorschlag besteht darin, dan
in (l) der gesamte Kompandierungsgewinn durch eine digitale Momentanwertkompandierung
mit einer 13 Segment-Kennlinie nach dem logarithmischen A-Gesetz erzielt wird, während
in der hier beschriebenen Erfindung sich der Kompandierungsgewinn aus zwei Anteilen
zusammensetzt. Der erste Anteil wird in einem analogen Dolby-A-Kompander erzeugt.
Der zweite Anteil wird durch einen digitalen Momentanwertkompander mit einer 9 Segment-Kennlinie
nach dem logarithmischen
A-Gesetz erzielt.
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Im Unterschied zu den in (2) und (3) gemachten Vorschlägen handelt
es sich bei der Erfindung nicht um eine Blockkompandierung.
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Das prinzipielle Zusammenwirken der Komponenten des flybrid-Kompanders
ergibt sich aus Fig. 2. Senderseitig durchläuft das analoge Tonsignal zunächst einen
Dolby-A-Kompressor. Das analog komprimierte Signal wird durch einen Tiefpaß bandbegrenzt,
im Analog/Digital-Wandler abgetastet, mit 12 bit pro Abtastwert linear quantisiert
und codiert. Die Abtastwerte des digitalisierten Tonsignals werden in einem Momentanwert-Kompressor
MK von 12 auf 10 bit komprimiert und dann übertragen. Empfangsseitig werden die
10 bit-Codeworte in einem Momentanwert-Expander ME auf 12 bit expandiert. Nach der
Rückwandlung im Digital/Analog-Wandler und anschlienender Tiefpaßfilterung durchläuft
das analoge Tonsignal einen Dolby-A-Expander und kann dann wiedergegeben werden.
Die digitale Momentanwertkompandierung arbeitet nach einer 9 Segment-Kennlinie.
In Fig. 3 ist der Kennlinienteil für positive Codeworte dargestellt. Der negative
Teil der Kennlinie liegt im 3.
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Quadranten des Koordinatensystems. Er geht aus dem dargestellten Kennlinienteil
durch eine 180°-Drehung um den Koordinatenursprung hervor.
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Wie anhand eines Beispiels in Fig. 4 gezeigt werden soll, ergibt das
Zusammcnwirken des Dolby-A-Kompanders mit dem 9 Segment-Momentanwertkompander einen
günstigen Verlauf des Signal-Rauschabstandes über dem gesamten AussteuerullgSbereich.
Im Diagramm von Fig. 4 ist zum Vergleich der Signal-Rauschabstand des Verfahrens
nach (1) über dem relativen Signalpegel aufgetragen. Es bezeichnet 0 dDr den maximal
zulässigen Pegel eines Sinussignals am Eingang des Analog/Digital-Wandlers vor dem
Einsatz der Begrenzung.
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Gegenüber der im Verfahren (1) verwendeten 13 Segment-Kenn linie besitzt
die 9 Segment-Kennlinie eine um den Faktor 4 geringere Anfangssteilheit. Für die
in der Erfindung vcrwendete digitale Momentanwertkompandierung ergibt sich daraus
ein um 12 dB geringerer Gewinn bei kleinen Pegeln. Der damit verbundene Verlust
an Signal-Rauschabstand wird durch den Gewinn des analogen Dolby-A-Sompanders bis
auf einen Rest von 2 dB ausgeglichen.
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Bei großer Aussteuerung verläuft die 9 Segment-Kennlinie steiler als
die 13 Segment-Kennlinie, so daß gegenüber dem Verfahren (1) die in der Erfindung
verwendete Momentanwertkompandierung bei hohen Pegeln einen um 2,5 dB größeren Signal-Rauschabstand
erreicht, der um den Gewinn des Dolby-A-Kompanders weiter verbessert wird. Der Dolby-Gewinn
hängt im Bereich höherer Pegel von der Signalstatistik ab, was
sich
aus der Funktionsweise des Dolby-A-Systems erklart.
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Im Dolby-A-Prozessor wird dar gesamte Frequenzband in vicr Teilbänder
aufgespalten. In jedem Teilband arbeitet eine separate Pegelregelung, so daß das
Dolby-A-System als gesteuertes Filter aufgefant werden kann, dessen Charakteristik
sich dem Spektrum des Signals laufend anpaßt und eine weißes Spektrum für das dolbysierte
Signal einzustellen versucht. Der daraus resultierende Filtergewilln wird durch
die Erfindung ausgenutzt, um einerseits einen vorteilhaft großen Signale Rauschabstand
zu erreichen und andercrseits das Quantisierungsgeräusch subjektiv günstig zu beeinflussen,
das durch die digitale Momentanwertkompandierung entsteht.
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Der Filtergewinn des Dolby-A-Kompanders bei Pegeln oberhalb von etwa
-45 dßr liegt für Tonprogrammsignale deutlich höher, als es der Darstellung in Fig.
4 entspricht, in der der Dolby-Hezugspegel zu -6 dBr gewnhlt wurde. Der dort dargestellte
Verlauf des Dolby-Gewinns, entnommen aus (4) K. Bertram, Dynamikverbesserung mit
dem Dolby-Stretcher, Fernseh- und Kino-Technik 24/1970, Heft 4, berücksichtigt lediglich
den Gewinn, der sich dann einstellt, wenn in jedem Teilband der gleiche Pegel auftritt.
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Der Signal-Rauschabstand des gesamten Hybrid-Kompanders, rechnergestützt
gemessen unter Verwendung eines von der European Broadcasting Union (EBU) vorgeschlagenen
Testsignals
'Violinc', ist in Fig. 4 über dem Signalpegel aufgetragen.
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Wegen seines hohen Spitzenfaktors ist das Violinensignal bei Pegeln
oberhalb von - 15 dBr nicht mehr frei von Begrenzungsgeriiusch. Bei diesen Pegeln
ermittelte Meßwerte sind im Diagramm von Fig. 4 strichpunktiert dargestellt.
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Fig. 6 zeigt eine Kompanderkennlinie des Dolby-A-Kompanders, wie er
in "Fernseh- und Kino-Technik", Sonderdruck aus Jahrgang 24 (1970), Heft 4, Seite
123 bis 126 beschrieben ist.
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Fig. 7 zeigt eine Kompanderkennlinie des Telcom C4-Kompanders, wie
er in der "Funkschau" 1975, Heft 18, S. 571, von Jürgen Wcrbuth beschrieben ist,
mit dem sich noch günstigen re Ergebnisse erzielen lassen als mit dem Dolby-A-Kompander.
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Das Grundprinzip zur Erzeugung einer solchen Kompressionskennlinie
mit 33 % Steigung über einen derart großen Bereich erklärt sich wie folgt: Es werden
drei gleiche, steuerbare Verstärker hintereinander geschaltet, die Steuereingänge
werden parallel betrieben.
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Durch eine Regelung wird dafür gesorgt, dan am Ausgang des letzten
Verstärkers der Pegel konstant bleibt, gleich welche Große die Eingangsspannung
des ersten Verstärkers aufweist.
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Dieses Verfahren hat den Vorteil, daß es im interessierenden Arbeitsbereich
- infolge einer hohen Gegenkopplung des
Regel systems - exakt arbeitet.
Außerdem ist der Regelbereich eines jeden der drei Verstärker auf ein Drittel der
Eingangsdynamik reduziert, woraus sich günstige Forderungen zum Realizieren dieser
Schaltullg ableiten lassen. Die Rückgewinnung der Originaldynamik im Expander funktioniert
in komplementärer Weise. Da der Telefunken-Kompander Telcom C4 mit vicr voneinander
unabhängigen Regelsystemen arbeitet - jedem System ist ein bestimmtes Frequenzband
zugeordnet - wird das atmende Bandrauschen und das Modulationsrauschen des Bandes
selbst unterdrückt.
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Die erläuterte Momentanwertkompandierung mit 9 Segment-Kenn linie
für den liybrid-Kompander gemäß Fig. 2 kann senderseitig durch ein logisches Schaltnetz
zur Codierung (Coder) und empfängerseitig durch ein logisches Schaltnetz zur Decodierung
(Decoder) realisiert werden. Wie in Fig. 5 dargestellt, ordnet der Coder jedem Codewort
x12x11x10x9x8x7 x6x5x4x3x2xl am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers je ein Codewort
y10y9y8y7y6y5y4y3y2y1 zu, das übertragen wird. Der Decoder ordnet jedem empfangenen
Codewort y10y9y8y7y6y5y4y3 je je ein Codewort w12w11w10w9w8w7w6w5w4w3w2w1w0 zu,
das dem Digital/Analog-Wandler zugeführt wird. Das bit w trägt 0 keine Information;
es dient lediglich der Repräsentativwertdarstellung im Sign.& Magnitude-Code.
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Die Tabellen 2 und 3 geben eine mögliche Codierungs- bzw. Decodierungsvorschrift
zur
Realisierung der 9 Segment-Nomentanwertkompandierung an, wenn Analog/Digital- und
Digital/ Analog-Wandler mit Sign & Magnitude-Code verwendet werden.
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Die Codierung erfolgt in den einzelnen Segmenten der Kennlinie unterschiedlich.
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Zur Unterscheidung sind die Segmente wie in Fig. 3 numeriert. Das
zweite Halbsegment von (5) und die Segmente (6) bis (9) - in Fig. 3 nicht dargestellt
- bilden den negativen Teil der Kennlinie. Die in Tabelle 1 angegebene Segmentierung
nutzt die Nullpunktsymmetrie der 9 Segment-Kennlinie aus. Die Segmente (1) und (9),
(2) und (8), (3) und (7), (4) und (6) sind paarweise zusammengefaßt. Für jedes Paar
ist nur eine Codierungs- und Decodierungsvorschrift erforderlich, die aus Tabelle
2 bzw. 3 in der vom Segment vorgegebenen Zeile abgelesen werden kann. Segmente1
die ein Paar bilden, sind anhand des Vorzeichenbits xi2 voneinander zu unterscheiden.
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Stellen des Codewortes x12x11x10x9x8x7x6x5x4x3x2x1 am Ein gang des
Coders, deren Information bei der Codierung verloren geht, sind in Tabelle l schraffiert
hervorgehoben.
| r o o o |
| mit 12 >- Xg X1 X7 X5 xS J x3 x2 x1 y10 Yg V1 o 5s3"21 12
11 10 o o 3 2 1 |
| N o o |
| 00000 000 |
| 5 Æ OOOOL xxx xxx >~ x x x y 0 0 0 0 L y y y y y y L |
| 000L0 S S >< >^ >~ > |
| O0OLL 0 LLO 000LL |
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| 3" O J O z o CO O0LOL |
| L00L O O O J > > |
| x12 o o o o J o o J o s > -1 o -1 |
| 0 0 0 0 0 0 0 - 0 0 |
| 5 OLL 0 O O O O O O J J JLOL |
| xLLLCLCx2x7x5xx ° LL .> y3 21 L o 0 0 |
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| X X X K X X |
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| X X X X X X |
| Xo O J O J O J Xb Xb X |
| X O O J J O O J O J X X« |
| Xo O O O O J J J O O J O J Xç |
| X O O O O O O O J J J O O J |
| X- O O O O O O O O O O J J |
| XY wY tY X- XW X- |
| 'c a |
Tabelle 1 Segmentierung Tabelle 2 Codierungs- Tabelle 3 Decodierungsvorschrift vorschrift
| x12 x11... x1 Eingangscodewort des 9 Segment - Kompressors |
| dargestellt im |
| y10 y9... y1 zu übertragendes Codewort |
| # Sign + Magnitude-Code |
| w12 w11... w0 Ausgangscodewort des 9 Segment - Expanders |
| in Repräsentativwertdarstellung |
L e e r s e i t e