DE1487392B2 - Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft cine Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang, welche eine Reihenschaltung aus einem durch ein Eingangssignal gesteuerten, in Emitterschaltung arbeitenden ersten Transistor, mindestens einen durch diesen gesteuerten, in Basisschaltung arbeitenden zweiten Transistor und einen gemeinsamen Arbeitskreis sowie einen Widerstandsspannungsteiler zur Erzeugung von Basisvorspannungen für die in Reihe geschalteten Transistoren enthält und bei welcher der die Basisspannung des ersten Transistors liefernde Abschnitt des Spannungsteilers eine Spannungsstabilisierungsanordnung aufweist, welche eine durch ein spannungsstabilisierendes Bauelement, wie einen Kondensator, überbrückte Reihenschaltung einer in Flußrichtung gepolten Diode mit einem Widerstand enthält, zwischen deren Verbindungspunkt und die Basis des ersten Transistors die Steuerspannung eingekoppelt wird, und bei welcher ferner das Potential am Abgriff zwischen dem Spannungsstabilisierenden Bauelement mit dem anderen Abschnitt des Spannungsteilers auf einen Wert festgelegt ist, bei dem die Summe aus der Spannung am Abgriff und der Momentanspannung am Arbeitswiderstand ausreicht, um bei Steuerung des ersten Transistors in den leitenden Zustand den zweiten Transistor bis in die Sättigung zu steuern.

Bei einer solchen Schaltung ist der Einfluß des ersten, in Emitterschaltung betriebenen Transistors auf den Frequenzgang und die Linearität der Verstärkung von größerem Einfluß als der zweite Transistor. Für den ersten Transistor sieht man daher einen Leistungstransistor mit hoher Stromverstärkung, beispielsweise einen Germanium-Drifttransistor, mit großem Frequenzbereich vor. Der zweite Transistor kann grundsätzlich ein billigerer Transistor mit kleinerem Stromverstärkungsfaktor sein, wie z. B. ein Germanium-Legierungstransistor. Allerdings ist der Frequenzbereich eines solchen Transistors kleiner als der eines Drifttransistors, so daß der zweite Transistor im oberen Frequenzbereich nicht in den Sättigungszustand ausgesteuert werden kann, so daß die vom Verstärker abgegebene Leistung im oberen Frequenzbereich stark beschnitten wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Verbesserung einer Leistungsverstärkerstufe der vorstehend beschriebenen Art, indem auch bei Verwendung eines billigen Legierungstransisiors für den zweiten Transistor ein dem Frequenzverhalten des ersten Transistors entsprechender Übertragungsbereich der Verstärkerstufe erreicht wird, so daß bei praktisch gleichen Kosten der Frequenzgang wesentlich verbessert wird.

Diese Aufgabe wird bei einer Leistungsverstärkerstufe der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der zwischen dem Abgriff und dem Anschluß für die Basis des zweiten Transistors liegende Abschnitt des Spannungsteilers mit einem weiteren Kondensator überbrückt ist. Hierdurch wird erreicht, daß die Impedanz im Basisstromkreis zwischen der Basis des zweiten Transistors und dem Spannungsstabilisierenden Bauelement im oberen Frequenzbereich herabgesetzt wird, so daß ein höherer Basisstrom für den zweiten Transistor fließen kann und dieser trotz seiner geringeren Stromverstärkung in diesem Bereich in die Sättigung gesteuert werden kann und ein höheres Ausgangssignal abgibt. Eine besonders gute Anhebung des oberen Frequenzbereiches erhält man, wenn man dafür sorgt. daß der zweite Transistor noch vor dem ersten Transistor in die Sättigung gesteuert wird. Dies läßt sich in weiterer Ausgestaltung der Erfindung erreichen, indem man den Spannungsteiler so bemißt, daß das Potential am Abgriff vor Erreichen des Sättigungszustandes des ersten Transistors um so viel über das Kollektorpotential des zweiten Transistors hinausgeht, daß dieser in die Sättigung gelangen kann, κ ίο Die erfindungsgemäße Leistungsverstärkerstufe ■<■■·>■ läßt sich ferner so ausbauen, daß man eine zweite, gleich aufgebaute Leistungsverstärkerstufe vorzieht und den Emitter des ersten Transistors der ersten Stufe mit dem Kollektor des zweiten Transistors der zweiten Stufe verbindet und die Last zwischen diese Verbindung und eine Betriebsspannungsquelle schaltet.

Die Erfindung ist im folgenden im Rahmen eines Niederfrequenz-Leistungsverstärkers an Hand der zo Zeichnung erläutert.

Der dargestellte Tonfrequenzverstärker umfaßt (1) ein Paar von Eingangssignal-Verstärkerstufen, die / als aktives Verstärkungselement ein Paar von Transistoren 5 und 6 besitzen, (2) eine Treiberstufe mit einem Transistor 7 als aktives Verstärkungselement und (3) einen Gegentakt-Leistungsverstärker mit Eintaktausgang, der ein Paar in Reihe geschalteter Transistoren 8 und 9 in der einen Hälfte und ein Paar von in Reihe geschalteten Transistoren 10 und 11 in der anderen Hälfte aufweist. Die Betriebsströme und -Spannungen werden von einer negativen Versorgungsleitung 15, einer positiven Versorgungsleitung 16 und einer zweiten negativen Versorgungsleitung 17 geliefert. Beispielsweise kann die Leitung 15 im wesentlichen — 44 Volt, die Leitung 16 etwa + 44 Volt und die Leitung 17 etwa —35 Volt führen, jeweils bezogen auf Erde 12 und die übliche Erdleitung 18. Die Leitungen 15, 16 und 18 erhalten ihre Betriebsspannungen von einem geeigneten Netzanschlußteil 19. Wie nachfolgend noch beschrieben wird, ist die negative Versorgungsleitung 17 über ein ' ^: geeignetes dynamisches Filternetzwerk 20 mit der negativen Versorgungsleitung 15 verbunden.

Die Eingangsklemmen 25, 26 des Verstärkers sind an einen Signal-Vorverstärker 70 angeschlossen, der einen Teil eines Empfängers, eines Grammophons oder eines anderen Gerätes bildet, bei dem der Verstärker verwendet ist und der die üblichen Steuereinrichtungen einschließlich eines Lautstärkereglers 71 zur Steuerung des Eingangssignalpegels enthält. Der Vorverstärker ist mit einer abgeschirmten Eingangsklemme 72 versehen, die am Chassis geerdet ist und an eine abgeschirmte Zuführung 73 einer geeigneten Signalquelle angeschlossen werden kann. Die Signale werden von der Eingangsklemme 25 über eine Reihenschaltung aus Eingangswiderstand 23 und Eingangs-Einkopplungskondensator 24 an die Basis 22 des Transistors 5 der ersten Stufe geliefert, bei ic;rs dem es sich um einen pnp-Germanium-Transistor handelt. Die Basis 22 ist über eine Leitung 27 und einen Basiswiderstand 28 bei 12 geerdet.

Der Kollektor 30 des Transistors 5 der ersten Stufe ist unmittelbar über eine Leitung 32 an die Basis des Verstärkers 6 der zweiten Stufe angeschlossen, und zwar parallel zur Impedanz eines Kollektorkopplungswiderstandes 33, der zwischen den Kollektor 30 und die negative Versorgungsleitung 17 geschaltet ist. Der Emitter 34 ist über eine Silizium-

diode 36 zur Spannungsstabilisierung an die Erde 12 angeschlossen und erhält darüber" seine Betriebsspannung. Die Diode 36 liegt in Reihe mit dem Emitterstromkreis des Transistors 5, und ihr genauer Durchlaßspannungs-Arbeitspunkt wird durch den Widerstand 35 eingestellt, der zwischen die Kathode 36 und die negative Leitung 17 geschaltet ist.

Der Kollektor 38 des Transistors 6 der zweiten Stufe ist über einen Kollektorwiderstand ,39 an die negative Leitung 17 angeschlossen, und zur "Einstellung der richtigen Spannung am Kollektor ist ein Belastungswiderstand 40 parallel zu einem Eilterkondensator 41 zwischen Kollektor und Erde· geschaltet. In diesem Falle arbeitet der Transistor 6 als ein Emitterverstärker, und der Signalausgang wird vom Emitter 42 über eine Kopplungsleitung, die einen zwischen den Emitter 42 und die Basis 45 des Transistors 7 der Treiberstufe geschalteten Kopplungskondensator 44 besitzt, abgenommen.

Ein zwischen dem Emitter 42 der zweiten Verstärkerstufe und der Basis 22 der ersten Verstärkerstufe vorgesehener Rückkopplungskreis enthält einen Widerstand 58, der zwischen dem emitterseitigen Ende des Widerstandes 43 am Schaltungspunkt 60 und einem Schaltungspunkt 61 auf der zur Basis 22 führenden Leitung 27 angeordnet ist. Man beachte, daß die Vorspannung an der Basis 22 des Transistors 5 durch die Spannung am Emitter 42 des Transistors 6 und durch die relativen Größen der Widerstände 28 und 58 bestimmt wird. Ein Kondensator 148 liegt parallel zum Widerstand 58 und erbringt eine Phasenkorrektur der hohen Frequenzen für optimal hohen Frequenzgang. Der Arbeitspunkt sowohl der erstem ^aIs auch der zweiten Verstärkerstufe ist durch die Einführung der Diode 36 in den Emitterkreis des Transistors 5 der ersten Stufe äußerst stabil, so daß in einem großen Umfange eine Gleichstromrückkopplung über den Widerstand 58 erfolgen kann. Die Stabilität ist wesentlich zur Aufrechterhaltung des optimalen Arbeitspunktes für die Transistoren 5 und 6, wodurch sichergestellt wird, daß" die Verzerrung durch die Vortreiber- oder Verstärkerstufen bei einem Leistungsverstärker der vorliegenden Art gering ist.

Die zweite Verstärkerstufe 6 ist mit dem Treibertransistor 7 über eine »Schnürsenkel«-(bootstrap)-Anordnung verbunden, um die Wechselstrombelastung der zweiten Verstärkerstufe 6 und damit die von dieser erzeugte Verzerrung zu verringern. Tonfrequente Signale treten am Basiswiderstand 46 auf, der zwischen die Basis 45 und Erde^12 geschaltet ist.

Der Emitterwiderstand 43 liegt zwischen dem Emitter 42 des Transistors 6 und einem Schaltungspunkt 50, der mit dem Emitter 51 des Treibertransistors 7 und mit einem Paar im Emitterkreis liegender Rückkopplungsreihenwiderstände 52 und 53 geringen Widerstandswertes verbunden ist. Der Widerstand 53 ist geerdet. Bei der »Schnürsenkek-Anordnung ändert sich die Spannung an beiden Enden des Widerstandes 43 gleichsinnig, wodurch sich ein kleiner Signalstromfluß durch diesen ergibt. Der Grund hierfür besteht darin, daß sich die Spannung am Emitter 42 mit dem Signal ändern will und daß sich in gleicher Weise die Spannung am Emitter 51 des Transistors 7 ebenfalls mit dem Signal in gleicher Richtung und etwa mit demselben Amplitudenniveau gegenüber Erde ändert, was durch die starke Gegenkopplung verursacht wird, die an den Emitter des Transistors 7 von den nachfolgenden Stufen geführt wird. Diese Schaltungsanordnung erbringt die Vorteile, daß ein verhältnismäßig großer Gleichstrom durch den Widerstand 43 fließen kann, ohne daß ein zusätzlicher Signal- oder Wechselstrom vom Transistor 6 verlangt wird. Insgesamt ergibt sich daraus, daß der Transistor 6 weniger Signalstrom aufnimmt und hierdurch eine größere Verstärkung und eine verbesserte Linearität ermöglicht.

ίο Der Ausgangskreis der Treiberstufe 7 umfaßt einen Belastungswiderstand 62, der zwischen den Kollektor r. 63 und die negative Versorgungsleitung 17 geschaltet ist. Parallel zur Impedanz des Widerstandes 62 liegt die Primärwicklung 64 eines Ausgangskopplungs- oder Treibertransformators 65. Das auf hohem Signalpotential liegende Ende der Primärwicklung 64 ist über eine Leitung 66 mit dem Kollektor 63 verbunden, und das auf niedrigem Potential liegende Ende der Primärwicklung 64 ist über eine Leitung 67 zo und einen Signal-Ableitkondensator 48 geerdet. Infolgedessen fließt kein nennenswerter Gleichstrom durch die Primärwicklung 64, welcher durch teilweise Sättigung des Kerns des Transformators 65 eine Verzerrung verursachen könnte.

Der große Gleichstrom-Lastwiderstand 62 im Kollektorkreis des Transistors 7 erbringt über die KoI-lektor-Basis-Rückkopplungsvorspannung einen stabilen Arbeitspunkt, wodurch es sich erübrigt, einen großen, im Nebenschluß liegenden Emitterwiderstand und dessen zugehörige niederfrequente Phasenverschiebung vorzusehen. Die Gleichstrom-Rückkopplung erfolgt über einen Widerstand 47, der zwischen das auf niedrigem Signalpotential liegende Ende der Primärwicklung 64 -und die Basis 45 geschaltet ist.

Da der Kollektorstrom des Transistors 7 über den Widerstand 62 fließt, spiegelt die Gleichspannung am Kollektor 63 alle Änderungen im Stromfluß wider, die durch Temperaturänderung od. dgl. hervorgerufen sein könnten. Die Betriebsspannungsanschlüsse über die Widerstände 46 und 47 halten den Betriebsstrom des Transistors konstant und erbringen dadurch eine Gleichstromstabilisierung. Bei dieser Schaltung ist die Anzahl der für die Gleichstromstabilisierung erforderlichen Bauteile kleiner als bei den bekannten Schaltungen, die ein Paar von Reihenwiderständen und einen zwischengeschalteten Nebenschlußkondensator besitzen, welcher zwischen den Kollektor und die Basis eines Transistors zur Gleichstromstabilisierung geschaltet ist. Der Kondensator erbringt natürlich eine Signalableitung zur Verhinderung einer Wechselstromgegenkopplung. Bei der vorliegenden Schaltung wird der Gleichstrom-Sperrkondensator durch den Kondensator 48 gebildet, der zwischen der auf niedrigem Signalpotential liegenden Seite des Ii₁IjV Ausgangstransformators und Erde geschaltet ist und der ebenfalls als Signalableitkondensator im Gleichstrom-Rückkopplungskreis arbeitet.

Die Verzerrung bei Niederfrequenz wird in der Treiberstufe weitgehend durch die /iC-Kopplung der Primärwicklung 64 des Treibertransformators mit dem Kollektor 63 des Transistors 7 verringert, wodurch eine Unausgeglichenheit des Gleichstrom-Magnetflusses im Transformatorkem eliminiert wird. Infolgedessen bildet der Treibertransformator 65 keinen nennenswerten Begrenzungsfaktor hinsichtlich der niedrigen Frequenzen beim dargestellten Hochleistungsverstärker, da kein unausgeglichener Gleich

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strom-Magnetfluß vorliegt, welcher die Nieder- Der zweite Transistor einer jeden Hälfte der frequenzkurve und die Linearität begrenzen könnte. Gegentaktschaltung, d. h. die Transistoren 8 und 10. Eine Streuinduktivität im Transformator 65 kann hat in jeder Hälfte der Schaltung einen Basisdurch eine »pentafilare« Wickliingsart auf ein Mini- anschluß an das Spannungsteilernetzwerk. So ist die mum herabgesetzt werden, wobei fünf Leiter gleich- 5 Basis 135 des Transistors 8 unmittelbar an den Schalzeitig willkürlich auf eine Form gewickelt und drei tungspunkt 117 angeschlossen, welcher eine Abgriffsdieser Leiter als Primärwicklung in Reihe geschaltet stelle zwischen den Widerständen 116 und 118 bildet, werden, während die beiden anderen die beiden Die durch die Erfindung erreichte Verbesserung beSekundärwicklungen bilden. Durch diese Konstruk- steht unter anderem darin, daß ein Kondensator 190 tion werden eine sehr feste Kopplung und eine sehr io parallel zum Widerstand 116 geschaltet ist. Der geringe Streuinduktivität zwischen der Primär- und Kondensator 190 arbeitet mit dem Kondensator 130 den beiden Sekundärwicklungen erreicht. zusammen, um für eine Sättigung des Transistors 8 Um eine äußerst kleine Verzerrung vor der Rück- zu sorgen, obwohl der-Frequenzgang (Verstärkungskopplung zu erreichen, ist die Treiberstufe derart faktor gegen Frequenz) des Transistors 8 wesentlich ausgelegt, daß sie ein Vielfaches der Leistung liefert, 15 kleiner als der des Transistors 9 ist, wie nachfolgend die normalerweise erforderlich ist, um die Endstufe noch erörtert wird.

auf volle Ausgangsleistung zu bringen. Der Leistungsausgang der Gegentakt-Verstärker-Der Leistungsverstärker oder die Endstufe liegt in schaltung wird an einen Lautsprecher 138 geführt, Form eines Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang der zwischen dem Leiter 75 und dem Verbindungsvor, wobei eine Hälfte der Verstärkerschaltung die ²° punkt 54 der Emitterwiderstände 52 und 53 des Tran-Transistoren 8 und 9 als Verstärkerelemente und die sistors 7 geschaltet ist. Eine Versorgungsleitung 139 andere Hälfte die Transistoren 10 und 11 als Ver- des Lautsprechers ist über die Ausgangsklemme 56 Stärkerelemente enthalten. Der Kollektor-Emitter- an den Verbindungspunkt der Emitterwiderstände 52 Stromkreis eines jeden Paares der Verstärkungs- und 53 des Treibertransistors 7 angeschlossen. Die transistoren und die Belastung, z. B. der Laut- ²5 andere Versorgungsleitung 140 ist mit der Ausgangssprecher, sind in Reihe geschaltet. Da beide Hälften klemme 141 verbunden, die ihrerseits über eine Leides Gegentakt-Leistungsverstärkers identisch sind, tung 142 und eine Schmelzsicherung 143 an einen wird im folgenden nur der obere Verstärkerteil be- Punkt der Leitung 75 angeschlossen ist. Die Klemme schrieben. 144 der Schmelzsicherung 143 ist ferner an die Für die Transistoren 8 und 9 kann der Kollektor- 3° Rückkopplungsleitung 145 und über den in Reihe Emitter-Reiheristromkreis von der negativen Ver- liegenden Rückkopplungs-Steuerwiderstand 146 an sorgungsleitung 15 am Schaltungspunkt 74 aus über den Schaltungspunkt 50 und über die Emitter-Widereine Leitung 76 zum Kollektor 77 des Transistors 8 stands-Schaltung 52-53 an Erde 12 angeschlossen, und von dessen Emitter 78 bis zum Kollektor 8Q des Der Rückkopplungswiderstand 146 ist durch einen Transistors 9 verfolgt werden.. Danach verläuft dieser 35 »Beschleunigungse-Kondensator 147 nebengeschlos-Stromkreis vom Emitter 81 des Transistors 9 über sen, der eine Phasenkorrektur bei hohen Frequenzen einen Begrenzungswiderstand 82 zur Leitung 75 und für optimalen hohen Frequenzgang erbringt, weiter über den Lautsprecher, den Emitterwiderstand Der Ausgangskreis über den Lautsprecher 138 53 der Treiberstufe 7 zur Erde und weiterhin über kann über den Widerstand 53 bis zur Erde 12 verden Netzanschlußteil zurück zum Kollektor 77 des 40 folgt werden. Dieser liefert eine Rückkopplungs-Transistors 8. spannung proportionaPzum Strom durch den Laut-Die Basis 95 des Transistors 9 ist über eine Signal- Sprecher an den Widerstand 53 im Emitterkreis der zuleitung 96 mit einer Sekundärwicklung 97 des Treiberstufe. Gleichzeitig ist eine Spannungsrück-Kopplungstransformators 65 verbunden, welche wie- kopplung, proportional zur Spannung am Lautderum über eine eine Vorspannung liefernde Leitung 45 Sprecher 138, von der Klemme 144 über den Rückmit einem Schaltungspunkt 99 verbunden ist, der kopplungswiderstand 146 an die Reihenwiderstände zwischen einer Diode 100 und einem hiermit in Reihe 52 und 53 im Emitterkreis der Treiberstufe vorliegenden Widerstand 101 liegt, wobei die Diode im gesehen. Dieses sind verhältnismäßig kleine WiderHinblick auf den Leiter 75 und den Widerstand 101 stände von — beim vorliegenden Ausführungsderart gepolt ist, daß sie eine Durchlaßspannung 5° beispiel — 4,7 Ohm für den Widerstand 52 und etwa erhält. 0,18 Ohm für den Widerstand 53. Die übrigen Schal-Die Diode 100 und der Widerstand 101 bilden tungsparameter sind 220 Ohm für jeden der Widereinen Teil von einer Reihe von Spannungsteiler- stände 118 und 126, 68 Ohm für jeden der Widerelementen oder -widerständen, die im wesentlichen stände 116 und 124 und 150 Ohm für jeden der parallel zu dem beschriebenen Kollektor-Emitter- 55 Widerstände 101 und 110. Die Widerstände 82 und Kreis der Transistoren 8 und 9 zwischen der nega- 91 können einen Wert von etwa 0,33 Ohm besitzen, tiven Versorgungsleitung 15 und dem Leiter 75 liegen. während die Kondensatoren 130 und 132 je Der Spannungsteilerkreis oder das Spannungsteiler- 100 Mikrofarad und die/'Kondensatoren 190 und netzwerk kann von dem Leiter 75 aus über die Diode je 0,2 Mikrofarad besitzen können. Die Parameter 100 und den Widerstand 101 bis zu einem Schal- ⁶° der anderen Schaltungsbauteile sind in der Zeichnung tungspunkt 115, weiter über einen Widerstand 116 eingetragen.

bis zu einem Schaltungspunkt 117 und von diesem Für den Netzanschluß des Systems kann jedes

über einen weiteren Reihenwiderstand 118 bis zum geeignete Gerät mit entsprechender Stabilisierung Schaltungspunkt 119 auf der Versorgungsleitung 15 verwendet werden. Das hier vorgesehene Netzgerät verfolgt werden. Ein Nebenschlußkondensator 130 65 19 besteht aus einem Zweiphasen-Brückengleichist zwischen den Leiter 75 und den Anschlußpunkt richter. Die Sekundärwicklung 152 des Netztransfor- 115 geschaltet, welch letzterer zwischen den Wider- mators ist vorzugsweise bifilar gewickelt, um jeg-

ständen 101 und 116 des Spannungsteilers liegt. liehe 60-Hz-Rechteckwelle zu eliminieren, die durch

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eine Nichtlinearität im Eisenkern hervorgerufen werden könnte.

Die Kopplung und Filterung des Netzanschlusses für die Treiberstufen 5, 6 und 7 wird durch das dynamische Filter 20 üblichen Aufbaus bewirkt. Bei der vorliegenden Schaltung kann angenommen werden, daß das Filter 20 eine effektive Zeitkonstante von etwa 2 Sekunden besitzt und eine Filterung besser als 66 Dezibel liefert. Da dies eine einfache Zeitkonstante ist, ist die Phasenverschiebung der niederfrequenten Signale, die über die Leitungen 15 und 17 durch das dynamische Filter 20 rückgekoppelt werden, auf 90° begrenzt, wodurch jegliche Tendenz zum Blubbern herabgesetzt ist. Die lange Zeitkonstante bewirkt, daß alle Stufen mit niedrigem Pegel langsam einschalten, wodurch schädliche Einschaltströme weitgehend eliminiert sind.

Die Schmelzsicherung 143 ist wegen des hohen Leistungsvermögens des Verstärkers bei sehr kleinen Frequenzen zum Schutz des Lautsprechers vorgesehen. Jedoch könnte der Lautsprecher auch unmittelbar an die Leitung 75 angeschlossen werden, wie durch die gestrichelte Leitung 180 angedeutet ist.

Etwa 35 Dezibel Rückkopplung werden bei den Endstufen verwendet. Eine kombinierte Strom- und Spannungsrückkopplung von der Gegentaktendstufe über die Leitungen 55 und 145 zu den Emitterwiderständen 52-53 wird verwendet, um einen einheitlichen Dämpfungsfaktor auf der Leitung zu erhalten, der durch Änderung der Widerstände 52, 53 und 146 und des Kondensators 147 von 0,2 bis 5 geändert werden kann. Die Gesamtleistungsverstärkung der Leistungsendstufen auf der Treiberendseite ist im wesentlichen 40 Dezibel beim vorliegenden Beispiel. Es kann festgestellt werden, daß die Vortreiberstufen, die durch die Transistoren 5 und 6 dargestellt werden, etwa 30 Dezibel Spannungsrückkopplung über den Widerstand 58 und den Kondensator 148 zur ersten Basis 22 und eine Netto-Signalgesamtverstärkung von etwa 30 Dezibel besitzen. Der Rückkopplungskreis für die Vortreiberstufen 5 ^; und 6 ist im wesentlichen unabhängig von den Rückkopplungskreisen der Leistungsverstärkerstufe zum Transistor 7 der Treiberstufe.

Bei der Betrachtung der Wirkungsweise des Verstärkers wird zunächst von der Schaltung für die Betriebsspannungen ausgegangen, welche es ermöglicht, daß beide Transistoren 8 und 9 in den Sättigungszustand gelangen. An der Germaniumdiode 100 wird eine Vorwärtsvorspannung von etwa 0,25 Volt für die Basis 95 und den Emitter 81 des Transistors 9 aufgebaut. Eine Spannung von etwa —15 Volt erscheint am Schaltungspunkt 117 und .wird an die Basis 135 des Transistors 8 geliefert, während eine Spannung von etwa — 9 Volt am Schaltungspunkt 115 erscheint. Diese Spannungen sind auf, E,r<le bezogen und für den Fall angegeben, daß keiri Signal vorliegt. Wenn kein Signal vorliegt, b'eWidet sich die Leitung 75 im wesentlichen auf Erdpotential, so daß die — 9 Volt des Schaltungspunktes 115 unmittelbar am Kondensator 130 und die 6 Volt unmittelbar am Kondensator 190 liegen.

Wenn eine an den Transistor 9 gelieferte Signalspannung in der Richtung schwingt, daß sie diesen Transistor leitend macht, dann fließt der sich ergebende Kollektorstrom über den Transistor 8 und den Lautsprecher 138. Um eine beträchtliche Ausgangsleistung abgeben zu können, müssen die Transistoren 8 und 9 in den Sättigungszustand gehen. Um den Transistor 8 in Sättigung zu bringen, müssen Mittel vorgesehen werden, um einen großen Emitter-78-Basis-135-Strom herzustellen, wenn die Kollektor-77-Basis-135-Spannung im wesentlichen Null ist. Wenn beide Transistoren 8 und 9 vom gleichen Typ sind, wenn z. B. beide Drifttransistoren mit hohem Verstärkungsfaktor sind, ist die Differenz im Frequenzgang bei diesen nicht groß, wobei der Köndensator 130 den erforderlichen Strom liefern kann, urri'¹'¹ den Transistor 8 in den Sättigungszustand zu treiben. Wie bereits erwähnt, fließt der durch die Transistoren 8 und 9 gehende Strom ebenfalls durch den Laut-' Sprecher 138. Hierdurch wird die Leitung 75 gegenüber Erde negativ. Die Spannung am Schaltungspunkt 115 ist gleich der Summe der negativen Spannung auf der Leitung 75 und am Kondensator 130. An einem bestimmten Punkt während eines Signalwellenzyklus übersteigt die negative Spannung am Schaltungspunkt 115 die negative Spannung am Schaltungspunkt 119, welcher fest auf — 44 Volt liegt. Die Ströme im Spannungsteiler werden dann erneut verteilt, so daß ein zusätzlicher Basis-135-Strom für die Sättigung über den Widerstand 116 zum Schaltungspunkt 115 fließt, und liegen folglich nicht in einer Richtung vor, daß sie die umgekehrte Kollektor-77-Basis-135-Spannung erhöhen oder aufrechterhalten. Unter diesen Bedingungen kann der Schaltungspunkt 117 etwas stärker negativ werden als die — 44 Volt am Schaltungspunkt 119, so daß die Basis-135-Kollektor-77-Grenzschicht eine Durchlaßspannung erhält, so daß der Kollektor 8 in den Sättigungszustand gehen kann.

Eine Kosteneinsparung kann erreicht werden, indem man billige Germanium-Leistungstransistoren vom Legierungstyp für die in der Hauptsache in üblicher Basisschaltung vorliegenden Transistoren 8 und 10 verwendet und die Kondensatoren 190 und 191 hinzunimmt, ohne daß hierdurch der Frequenzgang des Verstärkers beeinträchtigt wird. Beispielsweise kann ein billiger Legierungs-Leistungstransistor mit niedrigem Frequenzgang oder niedriger Grenzfrequenz (f„,_b), z. B. der Transistortyp RCA 40051, an Stelle des kostspieligeren 2 N 2147-Drifttransistors verwendet werden. Der Legierungs-Leistungstransistor kann nicht für die in üblicher Emitterschaltung vorliegenden Transistoren 9 und 11 verwendet werden, da seine Grenzfrequenz oder sein Frequenzgang zu niedrig ist bei einer Anordnung in üblicher Emitterschaltung, um den erforderlichen Frequenzgang für einen Hi-Fi-Verstärker zu liefern. Der Drifttransistor, der eine höhere Grenzfrequenz oder einen höheren Frequenzgang aufweist, ist für die Transistoren 9 und 11 besser verwendbar.

Der Stromverstärkungsfaktor eines Legierungstransistors ist merklich kleiner bei hohen Frequenzen als der eines Drifttransistors, insbesondere bei Frequenzen über 5000 Hz. Ohne den Kondensator 190·''. und bei Verwendung eines Legierungstransistors mit kleinerem Frequenzgang für den Transistor 8 kann dieser bei hohen Tonfrequenzen nicht in den Sättigungszustand getrieben werden. Der Betrag des Basis-Steuerstromes, der bei Tonfrequenzen erforderlich ist, um einen Legierungstransistor in den Sättigungszustand zu bringen, ist größer als der, der vom Kondensator 130 über den Widerstand 116 geliefert werden kann.

Der Kondensator 190 ist wirkungsmäßig durch den

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Widerstand 116 bei hohen Tonfrequenzen ncbcngeschlossen, wodurch ein Basisstromkreis niedriger Impedanz zwischen der Basis des Transistors 8 und dem Kondensator 130 gegeben ist. Infolgedessen steht ein größerer Betrag des Basissteuerstromes für die Sättigung des Transistors 8 zur Verfügung, um die verringerte Verstärkung des Transistors bei hohen Tonfrequenzen zu kompensieren. Beispielsweise konnte der Verstärker, ohne die Kondensatoren 190 und 191 und bei Verwendung, eines Legierungstransistors (RCA 40051) für die Transistoren 8 und 10 und eines Drifttransistors (2 N 2147).. für ; die Transistoren 9 und 11, nur 15 Watt Ausgang bei 20 000 Hz liefern. Dagegen lieferte der Verstärker bei Verwendung der Kondensatoren 190 und 191 35 Watt Ausgang bei 20 000 Hz. Darüber hinaus wird ein optimaler Betrieb erreicht, wenn der Transistor 8 vor dem Transistor 9 in Sättigungszustand geht. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man das Spannungsteilernetzwerk so auslegt, daß die Spannung am Schaltungspunkt 115 zur Zeit der Sättigung ausreichend stärker negativ ist als die Spannung am Schaltungspunkt 119, um den Basis-135-Strom vom Transistor 8 über den Widerstand 116 und den Kondensator 190, der für die Sättigung erforderlich ist, aufzunehmen.

Die andere Hälfte des Gegentakt-Leistungsverstärkers, welcher die Transistoren 10 und 11 enthält, arbeitet in der gleichen vorbeschriebenen Weise. Die Signale werden an die beiden Hälften der Endstufen im Gegentakt geliefert, so daß die eine Hälfte mit den Transistoren 8 und 9 leitet, wenn die andere Hälfte mit den Transistoren 10 und 11 gesperrt ist, und umgekehrt.

Der Transistor 9 wird gegen ein thermisches Durchgehen dadurch stabilisiert, daß man sicherstellt, daß der Widerstand im Netzwerk für die Basisvorspannung, welches den dynamischen Widerstand der Diode 100 enthält, der Gleichstromwiderstand der Sekundärwicklung 97 und der Basiswiderstand des Transistors klein gegenüber dem Beta der Transistoren mal dem Emitterwiderstand 82 sind. Darüber hinaus ist eine thermische Stabilisierung durch die Diode 100 vorgesehen, an welcher eine Durchflußspannung anh'egt. Der Transistor 11 ist in der gleichen Art stabilisiert.

Außer der Temperaturstabilisierung bewirkt die Diode 100 eine Spannungsstabilisierung für den Transistor 9. Dies ist erforderlich, weil die Spannung am Schaltungspunkt 115 bei einem starken Signal abnimmt und sich bei den durch niederfrequente Signale ergebenden Bedingungen ändert. Jede der vorerwähnten Änderungen würde eine Überschneidungsverzerrung bewirken, falls diese nicht, wie hier durch die Diode 100, stark unterdrückt wird. Dies trifft ebenfalls für die Diode 109 und den Transistor 11 zu.

Da die Transistoren 8 und 10 von einer Emitterstromquelle hoher Impedanz gesteuert werden (den Transistoren 9 und 11), ist deren thermische Stabilität nicht kritisch. Von den vier Transistoren in der Leistungsendstufe müssen nur zwei gegen ein thermisches Durchgehen stabilisiert werden.

Bei dem Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung kann eine höhere Versorgungsspannung als bei anderen bekannten Arten von B- oder AB-Sc\\z\- tungen verwendet werden, da hier die zwei Transistoren 8-9 und 10-11 in Reihe geschaltet sind. Darüber hinaus ist die Kollektor^-Emitter^S-Durchlaßspannung des Transistors 8, der in üblicher Basisschaltung betrieben wird, höher als die einer üblichen Emitterstufe, z. B. die des Transistors 9. Die höhere Versorgungsspannung hat den Vorteil, daß bei einer gegebenen Leistung weniger Strom aufgenommen wird, wodurch weniger teure elektrolytische Kondensatoren mit geringerer Kapazität verwendet werden können. Darüber hinaus ist die Verzerrung herabgesetzt, da bei einer gegebenen Leistung die Strompendelung geringer ist, wodurch die Schwierigkeiten vermieden werden, die beim Treiben der Transistoren in nichtlineare Arbeitsbereiche auftreten.

Dies führt zu einem weiteren wesentlichen Vorteil der Erfindung. Die höhere Durchlaßspannung zwisehen Emitter 78 und Kollektor 77 des Transistors 8 ermöglicht in Verbindung mit der größeren thermischen Stabilität des Transistors 8 gegenüber dem Transistor 9, eine größere Ausgangsleistung vom Transistor 8 an den Lautsprecher 138 zu liefern, als dies bei dem Transistor 9 der Fall ist. Bei der in der Zeichnung dargestellten Verstärkerschaltung, die über 50 Watt mit einer Verzerrung von weniger als 0,1% abzugeben vermag, können die Transistoren 8 und 10 beispielsweise etwa 35 Watt abgeben, während die Transistoren 9 und 11 ungefähr 15 Watt liefern. Der Vorteil dieses letzten Merkmals wird besonders deutlich, wenn man bedenkt, daß bei den bekannten Schaltungen der Leistungsausgang jedes Transistors gleich und durch die erforderlichen Einrichtungen für die thermische Stabilisierung und für die Kollektor-Emitter-Durchlaßspannung begrenzt ist.

Bei den üblichen Schaltungen mit Gegentakt-

endstufe muß der Versorgungsstrom sehr gut gefiltert sein, um Brummströme in dem Versorgungsgleichstrom herabzusetzen, da die Brummströme in der Ausgangsschaltung nur unvollkommen ausgemerzt werden. Bei der vorliegenden Erfindung sind die Schwierigkeiten durch die Brummströme in der Gleichstromversorgung so stark herabgesetzt, daß die Filterung des Versorgungsstromes weniger kritisch ist und eine einfache Einheit, z. B. das Netzanschlußgerät 19, wirkungsvoll verwendet werden kann. Es ist ersichtlich, daß die hohe Ausgangsimpedanz der üblichen Basisschaltung der zweiten Transistoren 8 und 10 in der Endstufe den durch diese Transistoren gebildeten Signalkreis durchfließenden Brummstrom auf einen sehr kleinen Wert begrenzt. Es werden keine Brummspannungen an die Basiselektroden geliefert, die mit dem Signal verstärkt werden können.

In anderen Worten ausgedrückt, hindert die hohe Impedanz beim Emitter der zweiten Transistoren 8 und 10, welche die Ausgangsimpedanz der Treiber- _: transistoren 9 und 11 ist, jede an der Basis der Transistoren 8 und 10 erscheinende Brummkomponente daran, verstärkt zu werden. An der Basis der Treibertransistoren 9 und 11 treten keine Brummkomponenten auf, was durch die Nebenschlußwirkung der Kondensatoren 130 und 132 bedingt ist. Die einzige«! Brummströme, die im Lautsprecher 138 fließen, sind dessen unausgeglichene Teile, die durch die Spannungsteilernetzwerke und durch die Spannungsstabilisierungskondensatoren 130 und 132 fließen. Der Widerstand der Spannungsteilernetzwerke ist groß gegenüber dem des Lautsprechers 138, weshalb eine nicht ausgeglichene Brummkomponente, die bereits anfänglich klein ist, noch weiter gedämpft wird. Darüber hinaus ergibt sich eine weitere Brummunterdrückung auf Grund der Strom- und Spannungs-

rückkopplung zum Treibertransistor 7. Bei dem dargestellten Verstärker ist der Brummausgang 100 Dezibel unter dem 50-Watt-Ausgangspegel.

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang, welche eine Reihenschaltung aus einem durch ein Eingangssignal gesteuerten, in Emitterschaltung arbeitenden ersten, Transistor, mindestens einen durch diesen gesteuerten, in Basisschaltung arbeitenden zweiten Transistor und ,einen gemeinsamen Arbeitskreis sowie einen Widerstandsspannungsteiler zur Erzeugung von Basisvorspannungen für die in Reihe geschalteten Transistoren enthält und bei welcher der die Basisspannung des ersten Transistors liefernde Abschnitt des Spannungsteilers eine Spannungsstabilisierungsanordnung aufweist, welche eine durch ein Spannungsstabilisierendes Bauelement, wie einen Kondensator, überbrückte Reihenschaltung einer in Flußrichtung gepolten Diode mit einem Widerstand enthält, zwischen deren Verbindungspunkt und die Basis des ersten Transistors * die Steuerspannung eingekoppelt wird, und bei welcher ferner das Potential am Abgriff zwischen dem Spannungsstabilisierenden Bauelement mit dem anderen Abschnitt des Spannungsteilers auf einen Wert festgelegt ist, bei dem die Summe aus der Spannung am Abgriff und der Momentanspannung am Arbeitswiderstand ausreicht, um bei Steuerung des ersten Transistors in den leitenden Zustand den zweiten Transistor bis in die Sättigung zu steuern, dadurch gekennzeichnet, daß. der zwischen dem Abgriff (115) und dem Anschluß (117) für die Basis des zweiten Transistors (8) liegende Abschnitt (116) des Spannungsteilers (100, 101, 130, 116, 118) mit einem weiteren Kondensator (190) überbrückt ist.

2. Leistungsverstärkerstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (100, 101, 130, 116, 118, 190) so bemessen ist, daß das Potential am Abgriff (115) vor Erreichen des Sättigungszustandes des ersten Transistors (9) um so viel über das Kollektorpotential des zweiten Transistors (8) hinausgeht, daß dieser in die Sättigung gelangen kann..

3. Leistungsverstärkerstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vom ersten Transistor (9) an den Arbeitskreis abgegebene Ausgangsleistung bei Sättigungssteuerung des zweiten Transistors (8) mehr als doppelt so groß wie die vom zweiten Transistor (8) abgegebene Leistung ist.

4. Leistungsverstärkerstufe nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (9) im oberen Frequenzbereich eine höhere Stromverstärkung hat als der zweite Transistor (8).

5. Leistungsverstärkerstufe nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit einer zweiten, gleich aufgebauten Leistungsverstärkerstufe über eine Verbindung (85) vom Emitter (81) des ersten Transistors (9) zum Kollektor (86) des dem zweiten Transistor (8) entsprechenden Transistors (10) verbunden ist und daß der Arbeitskreis (138) zwischen diese Verbindung (85) und eine Betriebsspannungsquelle geschaltet ist. «*.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen