DE1487392C - Leistungsverstarkerstufe mit unsymmet nschem Ausgang - Google Patents
Leistungsverstarkerstufe mit unsymmet nschem AusgangInfo
- Publication number
- DE1487392C DE1487392C DE1487392C DE 1487392 C DE1487392 C DE 1487392C DE 1487392 C DE1487392 C DE 1487392C
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- voltage
- circuit
- base
- power amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 39
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 claims description 9
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 claims description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 11
- 230000001808 coupling Effects 0.000 description 10
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 10
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 10
- 229910045601 alloy Inorganic materials 0.000 description 8
- 239000000956 alloy Substances 0.000 description 8
- REDXJYDRNCIFBQ-UHFFFAOYSA-N aluminium(3+) Chemical class [Al+3] REDXJYDRNCIFBQ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 8
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 7
- 230000000087 stabilizing Effects 0.000 description 5
- GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N germanium Chemical compound [Ge] GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 229910052732 germanium Inorganic materials 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 229910000927 Ge alloy Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking Effects 0.000 description 1
- 230000005587 bubbling Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired Effects 0.000 description 1
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
Description
Die Erfindung betrifft cine Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang, welche eine Reihenschaltung
aus einem durch ein Eingangssignal gesteuerten, in Emitterschaltung arbeitenden ersten
Transistor, mindestens einen durch diesen gesteuerten,
in Basisschaltung arbeitenden zweiten Transistor und einen gemeinsamen Arbeitskreis sowie einen
Widerstandsspannungsteiler zur Erzeugung von Basisvorspannungen für die in Reihe geschalteten
Transistoren enthält und bei welcher der die Basisspannung des ersten Transistors liefernde Abschnitt
des Spannungsteilers ,eine Spannungsstabilisierungsanordnung aufweist, welche eine durch ein spannungsstabilisierendes
Bauelement, wie einen Kondensator, überbrückte Reihenschaltung einer in Flußrichtung
gepolten Diode mit einem Widerstand enthält, zwischen deren Verbindungspunkt und die Basis
des ersten Transistors die Steuerspannung eingekoppelt wird, und bei welcher ferner das Potential am
Abgriff zwischen dem Spannungsstabilisierenden Bauelement mit dem anderen Abschnitt des Spannungsteilers
auf einen Wert festgelegt ist, bei dem die Summe aus der Spannung am Abgriff und der
Momentanspannung am Arbeitswiderstand ausreicht, um bei Steuerung des ersten Transistors in den leitenden
Zustand den zweiten Transistor bis in die Sättigung zu steuern.
Bei einer solchen Schaltung ist der Einfluß des ersten, in Emitterschaltung betriebenen Transistors
auf den Frequenzgang und die Linearität der Verstärkung von größerem Einfluß als der zweite Transistor.
Für den ersten Transistor sieht man daher einen Leistungstransistor mit hoher Stromverstärkung,
beispielsweise einen Germanium-Drifttransistor, mit großem Frequenzbereich vor. Der zweite Transistor
kann grundsätzlich ein billigerer Transistor mit kleinerem Stromverstärkungsfaktor sein, wie z. B. ein
Germanium-Legierungstransistor. Allerdings ist der Frequenzbereich eines solchen Transistors kleiner als
der eines Drifttransistors, so daß der zweite Transistor im oberen Frequenzbereich nicht in den Sättigungszustand
ausgesteuert werden kann, so daß die vom Verstärker abgegebene Leistung im oberen
Frequenzbereich stark beschnitten wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Verbesserung einer Leistungsverstärkerstufe der vorstehend
beschriebenen Art, indem auch bei Verwendung eines billigen Legierungstransisiors für den
zweiten Transistor ein dem Frequenzverhalten des ersten Transistors entsprechender Übertragungsbereich der Verstärkerstufe erreicht wird, so daß bei
praktisch gleichen Kosten der Frequenzgang wesentlich verbessert wird. ,,-,
Diese Aufgabe wird bei einer Leistungsverstärkerstufe der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäß
dadurch gelöst, daß. der zwischen dem Abgriff und dem Anschluß für die Basis des zweiten Transistors
liegende Abschnitt des Spannungsteilers mit einem weiteren Kondensator überbrückt ist. Hierdurch wird
erreicht, daß die Impedanz im Basisstromkreis zwischen der Basis des zweiten Transistors und dem
Spannungsstabilisierenden Bauelement im oberen Frequenzbereich herabgesetzt wird, so daß ein
höherer Basisstrom für den zweiten Transistor fließen kann und dieser trotz seiner geringeren Stromverstärkung
in diesem Bereich in die Sättigung gesteuert werden kann und ein höheres Ausgangssignal abgibt.
Eine besonders gute Anhebung des oberen Frequenzbereiches erhält man, wenn man dafür sorgt,
daß der zweite Transistor noch vor dem ersten Transistor in die Sättigung gesteuert wird. Dies läßt sich
in weiterer Ausgestaltung der Erfindung erreichen, indem man den Spannungsteiler so bemißt, daß das
Potential am Abgriff vor Erreichen des Sättigungszustandes des ersten Transistors um so viel über das
Kollektorpotential des zweiten Transistors hinausgeht, daß dieser in die Sättigung gelangen kann,
ίο Die erfindungsgemäße "■ Leistungsverstärkerstufe
läßt sich ferner so ausbauen, daß man eine zweite, gleich aufgebaute Leistungsverstärkerstufe vorzieht
und den Emitter des ersten Transistors der ersten Stufe mit dem Kollektor des zweiten Transistors der
zweiten Stufe verbindet und die Last zwischen diese Verbindung und eine Betriebsspannungsquelle
schaltet.
Die Erfindung ist im folgenden im Rahmen eines Niederfrequenz-Leistungsverstärkers an Hand der
Zeichnung erläutert.
Der dargestellte Tonfrequenzverstärker umfaßt (1) ein Paar von Eingangssignal-Verstärkerstufen, die
als aktives Verstärkungselement ein Paar von Transistoren 5 und 6 besitzen, (2) eine Treiberstufe mit
einem Transistor 7 als aktives Verstärkungselement und (3) einen Gegentakt-Leistungsverstärker mit
Eintaktausgang, der ein Paar in Reihe geschalteter Transistoren 8 und 9 in der einen Hälfte und ein
Paar von in Reihe geschalteten Transistoren 10 und 11 in der anderen Hälfte aufweist. Die Betriebsströme
und -Spannungen werden von einer negativen Versorgungsleitung 15, einer positiven Versorgungsleitung
16 und einer zweiten negativen Versorgungsleitung 17 geliefert. Beispielsweise kann die Leitung
15 im wesentlichen — 44 Volt, die Leitung 16 etwa + 44 Volt und die Leitung 17 etwa —35 Volt führen,
jeweils bezogen auf Erde 12 und die übliche Erdleitung 18. Die Leitungen 15, 16 und 18 erhalten
ihre Betriebsspannungen von einem geeigneten Netzanschlußteil 19. Wie nachfolgend noch beschrieben
wird, ist die negative Versorgungsleitung 17 über ein geeignetes dynamisches Filternetzwerk 20 mit der
negativen Versorgungsleitung 15 verbunden.
Die Eingangsklemmen 25, 26 des Verstärkers sind an einen Signal-Vorverstärker 70 angeschlossen, der
einen Teil eines Empfängers, eines Grammophons oder eines anderen Gerätes bildet, bei dem der Verstärker
verwendet ist und der die üblichen Steuereinrichtungen einschließlich eines Lautstärkereglers
71 zur Steuerung des Eingangssignalpegels enthält. Der Vorverstärker ist mit einer abgeschirmten Eingangsklemme
72 versehen, die am Chassis geerdet ist und an eine abgeschirmte Zuführung 73 einer geeigneten
Signalquelle angeschlossen werden kann. Die Signale werden von der Eingangsklemme 25 über
eine Reihenschaltung aus Eingangswiderstand 23 und Eingangs-Einkopplungskondensator24 an die Basis
22 des Transistors 5 der ersten Stufe geliefert, bei dem es sich um einen pnp-Germanium-Transistor
handelt. Die Basis 22 ist über eine Leitung 27 und einen Basiswiderstand 28 bei 12 geerdet.
Der Kollektor 30 des Transistors 5 der ersten Stufe ist unmittelbar über eine Leitung 32 an die Basis
des Verstärkers 6 der zweiten Stufe angeschlossen, und zwar parallel zur Impedanz eines Kollektorkopplungswiderstandes
33, der zwischen den Kollektor 30 und die negative Versorgungsleitung 17 geschaltet
ist. Der Emitter 34 ist über eine Silizium-
diode 36 zur Spannungsstabilisierimg an die Erde 12
angeschlossen und erhält darüber seine Betriebsspannung. Die Diode 36 liegt in Reihe mit dem
Emitterstromkreis des Transistors 5, und ihr genauer Durchlaßspaniiungs-Arbeitspunkt wird durch den
Widerstand 35 eingestellt, der zwischen die Kathode 36 und die negative Leitung 17 geschaltet ist.
Der Kollektor 38 des Transistors 6 der zweiten Stufe ist über einen Kollektorwiderstand 39 an die
negative Leitung 17 angeschlossen, und zur Einstellung der richtigen Spannung am Kollektor ist ein
Belastungswiderstand 40 parallel zu einem Filterkondensator 41 zwischen Kollektor und Erde geschaltet.
In diesem Falle arbeitet der Transistor 6 als ein Emitterverstärker, und der Signalausgang wird
vom Emitter 42 über eine Kopplungsleitung, die einen zwischen den Emitter 42 und die Basis 45 des
Transistors 7 der Treiberstufe geschalteten Kopplungskondensator 44 besitzt, abgenommen.
Ein zwischen dem Emitter 42 der zweiten Verstärkerstufe und der Basis 22 der ersten Verstärkerstufe
vorgesehener Rückkopplungskreis enthält einen Widerstand 58, der zwischen dem emitterseitigen
• Ende des Widerstandes 43 am Schaltungspunkt 60 und einem Schaltungspunkt 61 auf der zur Basis 22
führenden Leitung 27 angeordnet ist. Man beachte, daß die Vorspannung an der Basis 22 des Transistors
5 durch die Spannung am Emitter 42 des Transistors 6 und durch die relativen Größen der Widerstände
28 und 58 bestimmt wird. Ein Kondensator 148 liegt parallel zum Widerstand 58 und erbringt
eine Phasenkorrektur der hohen Frequenzen für optimal hohen Frequenzgang. Der Arbeitspunkt sowohl
der ersten als auch der zweiten Verstärkerstufe ist durch die Einführung der Diode 36 in den Emitterkreis
des Transistors 5 der ersten Stufe äußerst stabil, so daß in einem großen Umfange eine Gleichstromrückkopplung
über den Widerstand 58 erfolgen kann. Die Stabilität ist wesentlich zur Aufrechterhaltung
des optimalen Arbeitspunktes für die Transistoren 5 und 6, wodurch sichergestellt wird, daß die
Verzerrung durch die Vortreiber- oder Verstärkerstufen bei einem Leistungsverstärker der vorliegenden
Art gering ist.
Die zweite Verstärkerstufe 6 ist mit dem Treibertransistor 7 über eine »Schnürsenkek-(bootstrap)-Anordnung
verbunden, um die Wechselstrombelastung der zweiten Verstärkerstufe 6 und damit die von dieser
erzeugte Verzerrung zu verringern. Tonfrequente Signale treten am Basiswiderstand 46 auf, der zwischen
die Basis 45 und Erde 12 geschaltet ist.
Der Emitterwiderstand 43 liegt zwischen dem Emitter 42 des Transistors 6 und einem Schaltungspunkt 50, der mit dem Emitter 51 des Treibertransistors
7 und mit einem Paar im Emitterkreis liegender Rückkopplungsreihenwiderstände 52 und 53 geringen
Widerstandswertes verbunden ist. Der Widerstand 53 ist geerdet. Bei der »Schnürsenkel«-Anordnung
ändert sich die Spannung an beiden Enden des Widerstandes 43 gleichsinnig, wodurch sich ein kleiner
Signalstromfluß durch diesen ergibt. Der Grund hierfür besteht darin, daß sich die Spannung am
Emitter 42 mit dem Signal ändern will und daß sich in gleicher Weise die Spannung am Emitter 51 des
Transistors 7 ebenfalls mit dem Signal in gleicher Richtung und etwa mit demselben Amplitudenniveau
gegenüber Erde ändert, was durch die starke Gegenkopplung verursacht wird, die an den Emitter des
Transistors 7 von den nachfolgenden Stufen geführt wird. Diese Schaltungsanordnung erbringt die Vorteile,
daß ein verhältnismäßig großer Gleichstrom durch den Widerstand 43 fließen kann, ohne daß ein
zusätzlicher Signal- oder Wechselstrom vom Transistor 6 verlangt wird. Insgesamt ergibt sich daraus,
daß der Transistor 6 weniger Signalstrom aufnimmt und hierdurch eine größere Verstärkung und eine
verbesserte Linearität ermöglicht.
ίο Der Ausgangskreis der Treibersture 7 umfaßt einen
Belastungswiderstand 62, der zwischen den Kollektor 63 und die negative Versorgungsleitung 17-ges'chaltet
ist. Parallel zur Impedanz des Widerstandes 62 liegt die Primärwicklung 64 eines Ausgangskopplungs-
oder Treibertransformators 65. Das auf hohem Signalpotential liegende Ende der Primärwicklung 64
ist über eine Leitung 66 mit dem Kollektor 63 verbunden, und das auf niedrigem Potential liegende
Ende der Primärwicklung 64 ist über eine Leitung 67 und einen Signal-Ableitkondensator 48 geerdet. Infolgedessen
fließt kein nennenswerter Gleichstrom durch die Primärwicklung 64, welcher durch teilweise
Sättigung des Kerns des Transformators 65 eine Verzerrung verursachen könnte.
Der große Gleichstrom-Lastwiderstand 62 im Kollektorkreis des Transistors 7 erbringt über die KoI-lektor-Basis-Rückkopplungsvorspännung
einen stabilen Arbeitspunkt, wodurch es sich erübrigt, einen großen, im Nebenschluß liegenden Emitterwiderstand
und dessen zugehörige niederfrequente Phasenverschiebung vorzusehen. Die Gleichstrom-Rückkopplung
erfolgt über einen Widerstand 47, der zwischen das auf niedrigem Signalpotential liegende
Ende der Primärwicklung 64 und die Basis 45 geschaltet ist.
Da der Kollektorstrom des Transistors 7 über den Widerstand 62 fließt, spiegelt die Gleichspannung am
Kollektor 63 alle Änderungen im Stromfluß wider, die durch Temperaturänderung od. dgl. hervorgerufen
sein könnten. Die Betriebsspannungsanschlüsse über die Widerstände 46 und 47 halten'den Betriebsstrom
des Transistors konstant und erbringen dadurch eine Gleichstromstabilisierung. Bei dieser Schaltung ist
die Anzahl der für die Gleichstromstabilisierung erforderlichen Bauteile kleiner als bei den bekannten
Schaltungen, die ein Paar von Reihenwiderständen und einen zwischengeschalteten Nebenschlußkondensator
besitzen, welcher zwischen den Kollektor und die Basis eines Transistors zur Gleichstromstabilisierung
geschaltet ist. Der Kondensator erbringt natürlich eine Signalableitung zur Verhinderung einer
Wechselstromgegenkopplung. Bei der vorliegenden Schaltung wird der Gleichstrom-Sperrkondensator
durch den Kondensator 48 gebildet, der zwischen der auf niedrigem Signalpotential liegenden Seite des
Ausgangstransformators und Erde geschaltet ist und der ebenfalls als Signalableitkondensator im Gleichstrom-Rückkopplungskreis
arbeite!!; ?3
Die Verzerrung bei Niederfrequenz wird in der Treiberstufe weitgehend durch die /?C-Kopplung der
Primärwicklung 64 des Treibertransformators mit dem Kollektor 63 des Transistors 7 verringert, wodurch
eine Unausgeglichenheit des Gleichstrom-Magnetflusses im Transformatorkern eliminiert wird.
Infolgedessen bildet der Treibertransformator 65 keinen nennenswerten Begrenzungsfaktor hinsichtlich
der niedrigen Frequenzen beim dargestellten Hochleistungsverstärker, da kein unausgeglichener Gleich-
strom-Magnetfhiß vorliegt, welcher die Niederfrequenzkurve
und die Linearität begrenzen könnte. Eine Streuinduktivität im Transformator 65 kann
durch eine »pentafilare« Wicklungsart auf ein Minimum
herabgesetzt werden, wobei fünf Leiter gleichzeitig willkürlich auf eine Form gewickelt und drei
dieser Leiter als Primärwicklung in Reihe geschaltet werden, während die beiden anderen die beiden
Sekundärwicklungen bilden. Durch diese Konstruk-
d i h
Der zweite Transistor einer jeden Hiüftc der
Gegentaktschaltung, d. h. die Transistoren 8 und 10.
hat in jeder Hälfte der Schaltung einen Basisanschluß
an das Spannungsteilernetzwerk. So ist die Basis 135 des Transistors 8 unmittelbar an den Schaltungspunkt 117 angeschlossen, welcher eine Abgriffsstelle
zwischen den Widerständen 116 und 118 bildet. Die durch die Erfindung erreichte Verbesserung besteht
unter anderem darin, daß ein Kondensator 190
tion werden eine sehr feste Kopplung und eine sehr io parallel zum Widerstand 116 geschaltet ist. Der
geringe Streuinduktivität zwischen der Primär- und Kondensator 190 arbeitet mit dem Kondensator 130
den beiden Sekundärwicklungen erreicht. zusammen, um für eine Sättigung des Transistors 8
Um eine äußerst kleine Verzerrung vor der Rück- zu sorgen, obwohl der Frequenzgang (Verstärkungskopplung zu erreichen, ist die Treiberstufe derart faktor gegen Frequenz) des Transistors 8 wesentlich
ausgelegt, daß sie ein Vielfaches der Leistung liefert, 15 kleiner als der des Transistors 9 ist, wie nachfolgend
die normalerweise erforderlich ist, um die Endstufe noch erörtert wird.
auf volle Ausgangsleistung zu bringen. Der Leistungsausgang der Gegentakt-Verstärker-
Der Leistungsverstärker oder die Endstufe liegt in schaltung wird an einen Lautsprecher 138 geführt,
Form eines Gegentaktverstärkers mit Eintaktausgang der zwischen dem Leiter 75 und dem Verbindungsvor,
wobei eine Hälfte der Verstärkerschaltung die 2° punkt 54 der Emitterwiderstände 52 und 53 des Transistors
7 geschaltet ist. Eine Versorgungsleitung 139 des Lautsprechers ist über die Ausgangsklemme 56
an den Verbindungspunkt der Emitterwiderstände 52 g und 53 des Treibertransistors 7 angeschlossen. Die
transistoren und die Belastung, z. B. der Laut- 25 andere Versorgungsleitung 140 ist mit der Ausgangssprecher,
sind in Reihe geschaltet. Da beide Hälften klemme 141 verbunden, die ihrerseits über eine Leides
Gegentakt-Leistungsverstärkers identisch sind, tung 142 und eine Schmelzsicherung 143 an einen
wird im folgenden nur der obere Verstärkerteil be- Punkt der Leitung 75 angeschlossen ist. Die Klemme
schrieben. 144 der Schmelzsicherung 143 ist ferner an die
Für die Transistoren 8 und 9 kann der Kollektor- 3° Rückkopplungsleitung 145 und über den in Reihe
Emitter-Reihenstromkreis von der negativen Ver- liegenden Rückkopplungs-Steuerwiderstand 146 an
sorgungsleitung 15 am Schaltungspunkt 74 aus über
eine Leitung 76 zum Kollektor 77 des Transistors 8
und von dessen Emitter 78 bis zum Kollektor 80 des
eine Leitung 76 zum Kollektor 77 des Transistors 8
und von dessen Emitter 78 bis zum Kollektor 80 des
, g
Transistoren 8 und 9 als Verstärkerelemente und die andere Hälfte die Transistoren 10 und 11 als Ver-Stärkerelemente
enthalten. Der Kollektor-Emitter-Stromkreis eines jeden Paares der Verstärkungs-
den Schaltungspunkt 50 und über die Emitter-Widerstands-Schaltung
52-53 an Erde 12 angeschlossen. Der Rückkopplungswiderstand 146 ist durch einen
Transistors 9 verfolgt werden. Danach verläuft dieser 35 »BeschleunigungSK-Kondensator 147 nebengeschlos-
Stromkreis vom Emitter 81 des Transistors 9 über sen, der eine Phasenkorrektur bei hohen Frequenzen
einen Begrenzungswiderstand 82 zur Leitung 75 und für optimalen hohen Frequenzgang erbringt,
weiter über den Lautsprecher, den Emitterwiderstand D 53 der Treiberstufe 7 zur Erde und weiterhin über
zum Kollektor 77 des
Der Ausgangskreis über den Lautsprecher 138 kann über den Widerstand 53 bis zur Erde 12 verfolgt
werden. Dieser liefert eine Rückkopplungsspannung proportional zum Strom durch den Laut-Sprecher
an den Widerstand 53 im Emitterkreis der Treiberstufe. Gleichzeitig ist eine Spannungsrückkopplung,
proportional zur Spannung am Laut-
den Netzanschlußteil zurück
Transistors 8.
Transistors 8.
Die Basis 95 des Transistors 9 ist über eine Signalzuleitung 96 mit einer Sekundärwicklung 97 des
Kopplungstransformators 65 verbunden, welche wie- g
derum über eine eine Vorspannung liefernde Leitung 45 Sprecher 138, von der Klemme 144 über den Rückmit
einem Schaltungspunkt 99 verbunden ist, der kopplungswiderstand 146 an die Reihenwiderstände
zwischen einer Diode 100 und einem hiermit in Reihe 52 und 53 im Emitterkreis der Treiberstufe vorliegenden
Widerstand 101 liegt, wobei die Diode im gesehen. Dieses sind verhältnismäßig kleine WiderHinblick auf den Leiter 75 und den Widerstand 101 stände von — beim vorliegenden Ausführungsderart
gepolt ist, daß sie eine Durchlaßspannung 5<> beispiel — 4,7 Ohm für den Widerstand 52 und etwa
018 O i i i
erhält.
Die Diode 100 und der Widerstand 101 bilden einen Teil von einer Reihe von Spannungsteilerelementen
oder -widerständen, die im wesentlichen
0,18 Ohm für den Widerstand 53. Die übrigen Schaltungsparameter
sind 220 Ohm für jeden der Widerstände 118 und 126, 68 Ohm für jeden der Widerstände
116 und 124 und 150 Ohm für jeden der
parallel zu dem beschriebenen Kollektor-Emitter- 55 Widerstände 101 und 110. Die Widerstände 82 und
Kreis der Transistoren 8 und 9 zwischen der nega- 91 können einen Wert von etwa 0,33 Ohm besitzen,
ähd die Kondensatoren 130 und 132 je
tiven Versorgungsleitung 15 und dem Leiter 75 liegen. Der Spannungsteilerkreis oder das Spannungsteiler- ■
netzwerk kann von dem Leiter 75 aus über die Diode
während die Kondensatoren 130 und 132 j 100 Mikrofarad und die Kondensatoren 190 und 191
je 0,2 Mikrofarad besitzen können. Die Parameter
100 und den Widerstand 101 bis zu einem Schal- 6° der anderen Schaltungsbauteile sind in der Zeichnung
tungspunkt 115, weiter über einen Widerstand 116 eingetragen,
i
bis zu einem Schaltungspunkt 117 und von diesem über einen weiteren Reihenwiderstand 118 bis zum
Schaltungspunkt 119 auf der Versorgungsleitung 15 verfolgt werden. Ein Nebenschlußkondensator 130
ist zwischen den Leiter 75 und den Anschlußpunkt 115 geschaltet, welch letzterer zwischen den Widerständen
101 und 116 des Spannungsteilers liegt.
Für den Netzanschluß des Systems kann jedes geeignete Gerät mit entsprechender Stabilisierung
verwendet werden. Das hier vorgesehene Netzgerät 19 besteht aus einem Zweiphasen-Brückengleichrichter.
Die Sekundärwicklung 152 des Netztransformators ist vorzugsweise bifilar gewickelt, um jegliehe
60-Hz-Rechteckwelle zu eliminieren, die durch
i 487 392
eine Nichtlinearität im Eisenkern hervorgerufen
werden könnte.
Die Kopplung und Filterung des Netzanschlusses für die Treiberstufen 5, 6 und 7 wird durch das dynamische
Filter 20 üblichen Aufbaus bewirkt. Bei der vorliegenden Schaltung kann angenommen werden,
daß das Filter 20 eine effektive Zeitkonstante von etwa 2 Sekunden besitzt und eine Filterung besser
als 66 Dezibel liefert. Da dies eine einfache Zeitkonstante! ist, ist die Phasenverschiebung der niederfrequenten
Signale, die über die Leitungen 15 und 17 durch das dynamische' Filter 20 rückgekoppelt werden,
auf 90° begrenzt, wodurch jegliche Tendenz zum Blubbern herabgesetzt ist. Die lange Zeitkonstante
bewirkt, daß alle Stufen mit niedrigem Pegel langsam einschalten, wodurch schädliche Einschaltströme
weitgehend eliminiert sind.
Die Schmelzsicherung 143 ist wegen des hohen Leistungsvermögens des Verstärkers bei sehr kleinen
Frequenzen zum Schutz des Lautsprechers vorgesehen. Jedoch könnte der Lautsprecher auch unmittelbar
an die Leitung 75 angeschlossen werden, wie durch die gestrichelte Leitung 180 angedeutet ist.
Etwa 35 Dezibel Rückkopplung werden bei den Endstufen verwendet. Eine kombinierte Strom- und
Spannungsrückkopplung von der Gegentaktendstufe über die Leitungen 55 und 145 zu den Emitterwiderständen
52-53 wird verwendet, um einen einheitlichen Dämpfungsfaktor auf der Leitung zu erhalten, der
durch Änderung der Widerstände 52, 53 und 146 und des Kondensators 147 von 0,2 bis 5 geändert
werden kann. Die Gesamtleistungsverstärkung der Leistungsendstufen auf der Treiberendseite ist im
wesentlichen 40 Dezibel beim vorliegenden Beispiel. Es kann festgestellt werden, daß die Vortreiberstufen,
die durch die Transistoren 5 und 6 dargestellt werden, etwa 30 Dezibel Spannungsrückkopplung über
den Widerstand 58 und den Kondensator 148 zur ersten Basis 22 und eine Netto-Signalgesamtverstärkung
von etwa 30 Dezibel besitzen. Der Rückkopplungskreis' für die Vortreiberstufen 5 und 6 ist im
wesentlichen unabhängig von den Rückkopplungskreiseri der Leistungsverstärkerstufe zum Transistor 7
der Treiberstufe.
Bei der Betrachtung der Wirkungsweise des Verstärkers wird zunächst von der Schaltung für die
Betriebsspannungen ausgegangen, weiche es ermöglicht, daß beide Transistoren 8 und 9 in den Sättigungszustand
gelangen. An der Germaniumdiode 100 wird eine Vorwärtsvorspannung von etwa 0,25 Volt
für die Basis 95 und den Emitter 81 des Transistors 9 aufgebaut. Eine Spannung von etwa —15 Volt erscheint
am Schaltungspunkt1 117 und wird an die
Basis 135 des Transistors 8 geliefert, während eine Spannung von etwa — 9 Volt am Schaltungspunkt
115 erscheint. JSiese Spannungen sind auf Erde bezogen und fürten Fall angegeben, daß kein Signal
vorliegtfWfinn kein Signal vorliegt, befindet sich die
Leitung 75 im wesentlichen auf Erdpotential, so daß die — 9 Volt des Schaltungspunktes 115 unmittelbar
am Kondensator 130 und die 6 Volt unmittelbar am Kondensator 190 liegen.
Wenn eine an den Transistor 9 gelieferte Signalspannung in der Richtung schwingt, daß sie diesen
Transistor leitend macht, dann fließt der sich ergebende Kollektorstrom über den Transistor 8 und
den Lautsprecher 138. Um eine beträchtliche Ausgangsleistung abgeben zu können, müssen die Transistoren
8 und 9 in den Sättigungszustand gehen. Um den Transistor 8 in Sättigung zu bringen, müssen
Mittel vorgesehen werden, um einen großen Emitter-78-Basis-135-Strom
herzustellen, wenn die Kollektor-77-Basis-135-Spannung im wesentlichen Null ist.
Wenn beide Transistoren 8 und 9 vom gleichen Typ sind, wenn z. B. beide Drifttransistoren mit hohem
Verstärkungsfaktor sind, ist die Differenz im Frequenzgang bei diesen nicht groß, wobei der Kondensator
130 den erforderlichen Strom liefern kann, um den Transistor 8 in den Sättigungszustand zu treiben.
Wie bereits erwähnt, fließt der1;durch die Transistoren
8 und 9 gehende Strom ebenfalls durch den Lautsprecher 138. Hierdurch wird die Leitung 75 gegenüber
Erde negativ. Die Spannung am Schaltungspunkt 115 ist gleich der Summe der negativen Spannung
auf der Leitung 75 und am Kondensator 130. An einem bestimmten Punkt während eines Signalwellenzyklus
übersteigt die negative Spannung am Schaltungspunkt 115 die negative Spannung am Schaltungspunkt
119, welcher fest auf —44 Volt liegt. Die Ströme im Spannungsteiler werden dann erneut verteilt,
so daß ein zusätzlicher Basis-135-Strom für die Sättigung über den Widerstand 116 zum Schaltungspunkt
115 fließt, und liegen folglich nicht in einer Richtung vor, daß sie die umgekehrte Kollektor-77-Basis-135-Spannung
erhöhen oder aufrechterhalten. Unter diesen Bedingungen kann der Schaltungspunkt
117 etwas stärker negativ werden als die — 44 Volt am Schaltungspunkt 119, so daß die Basis-135-Kol-Iektor-77-Grenzschicht
eine Durchlaßspannung erhält, so daß der Kollektor 8 in den Sättigungszustand gehen kann.
Eine Kosteneinsparung kann erreicht werden, indem man billige Germanium-Leistungstransistoren
vom Legierungstyp für die in der Hauptsache in üblicher Basisschaltung vorliegenden Transistoren 8
und 10 verwendet und die Kondensatoren 190 und 191 hinzunimmt, ohne daß hierdurch der Frequenzgang
des Verstärkers beeinträchtigt wird. Beispielsweise kann ein billiger Legierungs-Leistungstransistor
mit niedrigem Frequenzgang oder niedriger Grenzfrequenz (//,,„), z. B. der Transistortyp RCA 40051,
an Stelle des kostspieligeren 2N2147-Drifttransistors verwendet werden. Der Legierungs-Leistungstransistor
kann nicht für die in üblicher Emitterschaltung vorliegenden Transistoren 9 und 11 verwendet werden,
da seine Grenzfrequenz oder sein Frequenzgang zu niedrig ist bei einer Anordnung in üblicher Emitterschaltung,
um den erforderlichen Frequenzgang für einen Hi-Fi-Verstärker zu liefern. Der Drifttransistor,
der eine höhere Grenzfrequenz oder einen höheren Frequenzgang aufweist, ist für die Transistoren 9
und 11 besser verwendbar.
Der Stromverstärkungsfaktor eines Legierungstransistors ist merklich kleinerbei hohen Frequenzen
als der eines Drifttransistors/'msbesondere bei Frequenzen über 5000 Hz.:";öh1ne den Kondensator 190
und bei Verwendung eines Legierungstransistors mit kleinerem Frequenzgang für den Transistor 8 kann
dieser bei hohen Tonfrequenzen nicht in den Sättigungszustand getrieben werden. Der Betrag des Basis-Steuerstromes,
der bei Tonfrequenzen erforderlich ist, um einen Legierungstransistor in den Sättigungszustand
zu bringen, ist größer als der, der vom Kondensator 130 über den Widerstand 116 geliefert werden
kann.
Der Kondensator 190 ist wirkungsmäßig durch den
009 537/237
Widerstand 116 bei hohen Tonfrequenzen ncbcngeschlossen,
wodurch ein Basisstromkreis niedriger Impedanz zwischen der Basis des Transistors 8 und
dem Kondensator 130 gegeben ist. Infolgedessen sieht ein größerer Betrag des Basissteuerstromes für
die Sättigung des Transistors 8 zur Verfügung, um die verringerte Verstärkung des Transistors bei hohen
Tonfrequenzen zu kompensieren. Beispielsweise konnte der Verstärker, ohne die Kondensatoren 190
und 191 und bei Verwendung eines Legierungstransistors (RCA 40051) für die Transistoren 8 und
10 und eines Drifttransistors (2 N 2147) für die Transistoren 9 und 11, nur 15 Watt Ausgang bei
20 000 Hz liefern. Dagegen lieferte der Verstärker bei Verwendung der Kondensatoren 190 und 191
35 Watt Ausgang bei 20 000 Hz. Darüber hinaus wird ein optimaler Betrieb erreicht, wenn der Transistor 8
vor dem Transistor 9 in Sättigungszustand geht. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man das Spannungsteilernetzwerk
so auslegt, daß die Spannung am Schaltungspunkt 115 zur Zeit der Sättigung ausreichend
stärker negativ ist als die Spannung am Schaltungspunkt 119, um den Basis-135-Strom vom
Transistor 8 über den Widerstand 116 und den Kondensator 190, der für die Sättigung erforderlich ist,
aufzunehmen.
Die andere Hälfte des Gegentakt-Leistungsverstärkers, welcher die Transistoren 10 und 11 enthält,
arbeitet in der gleichen vorbeschriebenen Weise. Die Signale werden an die beiden Hälften der Endstufen
im Gegentakt geliefert, so daß die eine Hälfte mit den Transistoren 8 und 9 leitet, wenn die andere
Hälfte mit den Transistoren 10 und 11 gesperrt ist, und umgekehrt.
Der Transistor 9 wird gegen ein thermisches Durchgehen dadurch stabilisiert, daß man sicherstellt,
daß der Widerstand im Netzwerk für die Basisvorspannung, welches den dynamischen Widerstand
der Diode 100 enthält, der Gleichstromwiderstand der Sekundärwicklung 97 und der Basiswiderstand
des Transistors klein gegenüber dem Beta der Transistoren mal dem Emitterwiderstand 82 sind. Darüber
hinaus ist eine thermische Stabilisierung durch die Diode 100 vorgesehen, an welcher eine Durchflußspannung
anliegt. Der Transistor 11 ist in der gleichen Art stabilisiert.
Außer der Temperaturstabilisierung bewirkt die Diode 100 eine Spannungsstabilisierung für den Transistor
9. Dies ist erforderlich, weil die Spannung am Schaltungspunkt 115 bei einem starken Signal abnimmt
und sich bei den durch niederfrequente Signale ergebenden Bedingungen ändert. Jede der vorerwähnten
Änderungen würde eine Überschneidungsverzerrung bewirken, falls diese nicht, wie hier durch die
Diode 100, stark unterdrückt wird. Dies trifft ebenfalls für die Diode 109 und den Transistor 11 zu.
Da die Transistoren 8 und 10 von einer Emitterstromquelle hoher Impedanz gesteuert werden (den
Transistoren 9 und 11), ist deren thermische Stabilität nicht kritisch. Von den vier Transistoren in der
Leistungsendstufe müssen nur zwei gegen ein thermisches Durchgehen stabilisiert werden.
Bei dem Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung kann eine höhere Versorgungsspannung als
bei anderen bekannten Arten von B- oder AB-Schaltungen
verwendet werden, da hier die zwei Transistoren 8-9 und 10-11 in Reihe geschaltet sind. Darüber
hinaus ist die Kollektor-77-Emitter-78-Durchlaßspannung des Transistors 8, der in üblicher Basisschaltung
betrieben wird, höher als die einer üblichen Emitterstufe, z. B. die des Transistors 9. Die höhere
Versorgungsspannung hat den Vorteil, daß bei einer gegebenen Leistung weniger Strom aufgenommen
wird, wodurch weniger teure elektrolytische Kondensatoren mit geringerer Kapazität verwendet werden
können. Darüber hinaus ist die Verzerrung herabgesetzt, da bei einer gegebenen Leistung die Strompendelung
geringer ist, wodurch die Schwierigkeiten vermieden werden, die beim Treiben der Transistoren
in nichtlineare Arbeitsbereiche auftreten.
Dies führt zu einem weiteren wesentlichen Vorteil der Erfindung. Die höhere Durchlaßspannung zwisehen
Emitter 78 und Kollektor 77 des Transistors 8 ermöglicht in Verbindung mit der größeren thermischen
Stabilität des Transistors 8 gegenüber dem Transistor 9, eine größere Ausgangsleistung vom
Transistor 8 an den Lautsprecher 138 zu liefern, als dies bei dem Transistor 9 der Fall ist. Bei der in der
Zeichnung dargestellten Verstärkerschaltung, die über 50 Watt mit einer Verzerrung von weniger als
0,1% abzugeben vermag, können die Transistoren 8 und 10 beispielsweise etwa 35 Watt abgeben, während
die Transistoren 9 und 11 ungefähr 15 Watt liefern. Der Vorteil dieses letzten Merkmals wird
besonders deutlich, wenn man bedenkt, daß bei den bekannten Schaltungen der Leistungsausgang jedes
Transistors gleich und durch die erforderlichen Einrichtungen für die thermische Stabilisierung und für
die Kollektor-Emitter-Durchlaßspannung begrenzt ist.
Bei den üblichen Schaltungen mit Gegentakt-
endstufe muß der Versorgungsstrom sehr gut gefiltert sein, um Brummströme in dem Versorgungsgleichstrom
herabzusetzen, da die Brummströme in der Ausgangsschaltung nur unvollkommen ausgemerzt
werden. Bei der vorliegenden Erfindung sind die Schwierigkeiten durch die Brummströme in der
Gleichstromversorgung so stark herabgesetzt, daß die Filterung des Versorgungsstromes weniger kritisch
ist und eine einfache-Einheit, z. B. das Netzanschlußgerät
19, wirkungsvoll verwendet werden kann. Es ist ersichtlich, daß die hohe Ausgangsimpedanz der
üblichen Basisschaltung der zweiten Transistoren 8 und 10 in der Endstufe den durch diese Transistoren
gebildeten Signalkreis durchfließenden Brummstrom auf einen sehr kleinen Wert begrenzt. Es werden
keine Brummspannungen an die Basiselektroden geliefert, die mit dem Signal verstärkt werden können.
In anderen Worten ausgedrückt, hindert die hohe Impedanz beim Emitter der zweiten Transistoren 8
und 10, welche die Ausgangsimpedanz der Treibertransistoren 9 und 11 ist, jede an der Basis der Transistoren
8 und 10 erscheinende Brummkomponente daran, verstärkt zu werden. An der Basis der Treibertransistoren
9 und 11 treten keine Brummkomponenten auf, was durch die* Nebenschlußwirkung der
Kondensatoren 130 und J32 bedingt ist. Die einzigen Brummströme, die irfTLautsprecher 138 fließen, sind
dessen unausgeglichene Teile, die durch die Spannungsteilernetzwerke und durch die Spannungsstabilisierungskondensatoren
130 und 132 fließen. Der Widerstand der Spannungsteilernetzwerke ist
groß gegenüber dem des Lautsprechers 138, weshalb eine nicht ausgeglichene Brummkomponente, die bereits
anfänglich klein ist, noch weiter gedämpft wird. Darüber hinaus ergibt sich eine weitere Brummunterdrückung
auf Grund der Strom- und Spannungs-
rückkopplung zum Treibertransistor 7. Bei dem dargestellten Verstärker ist der Brummausgang 100 Dezibel
unter dem 50-Watt-Ausgangspegel.
Claims (5)
1. Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang, welche eine Reihenschaltung
aus einem durch ein Eingangssignal gesteuerten, in Emitterschaltung arbeitenden ersten Transistor,
mindestens einen durch diesen gesteuerten, in Basisschaltung arbeitenden zweiten Transistor
und einen gemeinsamen Arbeitskreis sowie einen Widerstandsspannungsteiler zur Erzeugung von
Basisvorspannungen für die in Reihe geschalteten Transistoren enthält und bei welcher der die
Basisspannung des ersten Transistors liefernde Abschnitt des Spannungsteilers eine Spannungsstabilisierungsanordnung
aufweist, welche eine durch ein Spannungsstabilisierendes Bauelement, wie einen Kondensator, überbrückte Reihenschaltung
einer in Flußrichtung gepolten Diode mit einem Widerstand enthält, zwischen deren Verbindungspunkt
und die Basis des ersten Transistors die Steuerspannung eingekoppelt wird, und bei
welcher ferner das Potential am Abgriff zwischen dem Spannungsstabilisierenden Bauelement mit
dem anderen Abschnitt des Spannungsteilers auf einen Wert festgelegt ist, bei dem die Summe aus
der Spannung am Abgriff und der Momentanspannung am Arbeitswiderstand ausreicht, um
bei Steuerung des ersten Transistors in den leitenden Zustand den zweiten Transistor bis in die
Sättigung zu steuern, dadurch gekennzeichnet,
daß der zwischen dem Abgriff (115) und dem Anschluß (117) für die Basis des zweiten
Transistors (8) liegende Abschnitt (116) des Spannungsteilers (100, 101, 130, 116, 118) mit
einem weiteren Kondensator (190) überbrückt ist.
2. Leistungsverstärkerstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler
(100, 101, 130, 116, 118, 190) so bemessen ist, daß das Potential am Abgriff (115) vor Erreichen
des Sättigungszustäiides des ersten Transistors (9) um so viel über das Kollektorpotential
des zweiten Transistors (8) hinausgeht, daß dieser in die Sättigung gelangen kann. . \il
3. Leistungsverstärkerstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vom ersten
Transistor (9) an den Arbeitskreis abgegebene Ausgangsleistung bei Sättigungssteuerung des
zweiten Transistors (8) mehr als doppelt so groß wie die vom zweiten Transistor (8) abgegebene
Leistung ist.
4. Leistungsverstärkerstufe nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß
der erste Transistor (9) im oberen Frequenzbereich eine höhere Stromverstärkung hat als der
zweite Transistor (8).
5. Leistungsverstärkerstufe nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß
sie mit einer zweiten, gleich aufgebauten Leistungsverstärkerstufe über eine Verbindung (85)
vom Emitter (81) des ersten Transistors (9) zum Kollektor (86) des dem zweiten Transistor (8)
entsprechenden Transistors (10) verbunden ist und daß der Arbeitskreis (138) zwischen diese
Verbindung (85) und eine Betriebsspannungsquelle geschaltet ist.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Family
ID=
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2236709C2 (de) | Einstellbares Bandpaßfilter | |
DE3017521C2 (de) | Zweikanal-Tonleistungsverstärker | |
DE69423488T2 (de) | Spannungsregler | |
DE69127340T2 (de) | Pulsbreitenmodulierter linearer Leistungsverstärker | |
DE3123735A1 (de) | Stromgesteuerter batteriespeisekreis | |
DE2146418B2 (de) | Gegentaktverstärker mit verbesserter Stromverstärkung bei hohen Frequenzen | |
DE3323277A1 (de) | Stromverstaerker | |
DE1958620B2 (de) | Differentialverstaerker | |
DE1915005B2 (de) | B transistorleistungsverstaerker | |
DE2311379C3 (de) | Transistorverstärker für breitbandige Informationssignale | |
DE3248552C2 (de) | ||
DE1562064A1 (de) | Gleichspannungsgekoppelter Gegentaktverstaerker fuer Tonfrequenzen | |
DE4111495A1 (de) | Gegentakt-endstufe | |
DE1180000B (de) | Transistor-Leistungsverstaerkerstufe | |
DE1537656B2 (de) | ||
DE3108514C2 (de) | "Verstärkerschaltung" | |
DE3125200C2 (de) | Rückführungsstabilisierter Zwischenfrequenzverstärker für Fernsehzwecke | |
DE1487392C (de) | Leistungsverstarkerstufe mit unsymmet nschem Ausgang | |
DE3026551C2 (de) | ||
DE69522092T2 (de) | Klasse-D Verstärker mit einpoliger negativer Rückkopplung | |
DE1487392B2 (de) | Leistungsverstärkerstufe mit unsymmetrischem Ausgang | |
DE3624391C2 (de) | ||
DE3113824C2 (de) | Verstärker mit Mitteln zum Unterdrücken von Gleichspannungssprüngen am Verstärkerausgang | |
DE2405757A1 (de) | Schaltungsanordnung zur automatischen verstaerkungsregelung im audiofrequenzbereich | |
EP0676099B1 (de) | Schaltungsanordnung für einen integrierten ausgangsverstärker |