DE2819087A1 - Verstaerkerschaltung mit zwei transistoren - Google Patents
Verstaerkerschaltung mit zwei transistorenInfo
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Description
^819087
PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH, STEINDAIM 94, 2000 HAMBURG
"Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren"
Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, deren Basiselektroden das Eingangssignal im
Gegentakt zugeführt wird, an deren Kollektorelektroden das Ausgangssignal abgenommen wird und deren Emitterelektroden
mit einem symmetrischen Widerstandsnetzwerk verbunden sind.
Eine solche Schaltung ist bekannt (z.B. US-PS 3,413,492). Das Widerstandsnetzwerk wird in diesem Fall durch zwei Widerstände
gebildet, die über eine Konstantstromquelle mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden sind.
Wird ein derartiger Transistorverstärker niederohmig gespeist, PHD 78-045 - 4 -
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d.h. von einer Signalspannungsquelle, deren Innenwiderstand klein im Vergleich zum Eingangswiderstand des Verstärkers
ist, dann ergibt sich ein nichtlinearer Zusammenhang zwischen der den Basen der beiden Transistoren zugeführten Eingangsspannung und den an den Kollektoren abnehmbaren Ausgangssignalen,
weil der Kollektorstrom jedes der beiden Transistoren einem oberen Grenzwert zustrebt, der dem von der Stromquelle
gelieferten Strom entspricht. Diese Nichtlinearität bzw. die dadurch hervorgerufenen Signalverzerrungen sind
um so größer, je größer das Eingangssignal ist.
Es ist bekannt, daß man Verzerrungen durch Gegenkopplung verringern kann. Dadurch wird aber gleichzeitig auch die
Verstärkung verringert. Benutzt man eine solche Verstärkerschaltung beispielsweise als Empfängereingangsschaltung,
dann lassen sich infolge der Gegenkopplung größere Signale wegen der geringeren Verzerrungen zwar besser verarbeiten,
jedoch werden kleinere Signale infolge der Gegenkopplung schlechter verarbeitet, weil sich dann aufgrund der Verstärkungsabnahme
das Rauschen der Schaltung stärker bemerkbar macht.
Es ist weiterhin bekannt, daß Transistorverstärker einen weitgehend linearen Zusammenhang zwischen Eingangs- und
Ausgangsstrom haben, weil zwischen dem Kollektorstrom und dem Basisstrom ein linearer Zusammenhang besteht (nicht
aber zwischen der Basis-Emitter-Spannung und dem Kollektorstrom) . Wenn dieser lineare Zusammenhang ausgenutzt werden
soll, muß aber der Signalstrom hochohmig eingespeist werden, d.h. der Innenwiderstand der Signalspannungsquelle muß groß
sein im Vergleich zum Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung, so daß ein erheblicher Teil der Signalleistung
im Innenwiderstand der hochohmigen Signalquelle verlorengehen würde. Außerdem würde der große Innenwiderstand der
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Signalquelle in Verbindung mit den unvermeidlichen Eingangskapazitäten des Transistorverstärkers wie ein Tiefpaß wirken
und die höheren Signalfrequenzen bedampfen.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerschaltung
zu schaffen, die bei Steuerung durch eine niederohmige Signalquelle auch große Signale weitgehend verzerrungsfrei
verarbeitet, ohne daß die Signalverstärkung wesentlich herabgesetzt wird.
Ausgehend von einer Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß
das Widerstandsnetzwerk de Emitterelektroden mit einem Punkt konstanten Potentials verbindet und so bemessen ist, daß die
Steilheit jedes der beiden Transistoren um den Faktor a kleiner ist als der Wert I^n/Um, w°t>ei Im ^"er Kollektorruhestrom
eines jeden Transistors, IL1 die Temperaturspannung
und a ein Faktor zwischen 0,47 und 0,78, vorzugsweise zwischen 0,57 und 0,70, ist. Als Steilheit ist dabei der
Quotient aus dem Kollektorsignalstrom eines Transistors und
dem zwischen der Basis und dem Punkt konstanten Potentials anliegenden Eingangssignal dieses Transistors für kleine
Eingangssignalamplituden bezeichnet (gleichwohl kann die Schaltung auch mit sehr großen EingangsSignalamplituden
betrieben werden, wie später noch erläutert wird). Die Transistoren müssen dabei einen exponentiellen Zusammenhang
zwischen Kollektorstrom und Basis-Eraitterspannung aufweisen, was bei den bipolaren Transistoren in der Regel
der Fall ist. Als Kollektorruhestrom Ip0 istdabei der Gleichstrom
bezeichnet, der jeden der beiden Transistoren durchfließt, wenn kein Eingangssignal anliegt. Die Temperaturspannung
ergibt sich bekanntlich aus der Gleichung kT/q, wobei k die BoItzman-Konstante, T die absolute Temperatur
und q die Elementarladung ist. Die Temperatürspannung Um
beträgt bei Zimmertemperatur etwa 25,2 mV. Die Transistoren werden gleichstrommäßig symmetrisch betrieben.
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Bei einer derartigen Schaltung ergibt sich eine gute Linearität zwischen Eingangsspannung und der Differenz der Kollektorströme.
Venn diese Linearität ausgenutzt werden soll, muß das Eingangssignal so zugeführt werden, daß die Eingangsspannung, d.h. die Spannung zwischen den Basen der Elektroden
bzw. zwischen jeder der beiden Basen und dem Punkt konstanten Potentials, nicht verzerrt wird. Das Signal muß also niederohmig
eingespeist werden. Außerdem muß die Basisstromversorgung ebenfalls einen niedrigen Innenwiderstand aufweisen.
Die optimale Einstellung ergibt sich nach einer Weiterbildung der Erfindung ungefähr dann, wenn der Faktor a ungefähr 0,64
beträgt. Im einfachsten Fall kann das Widerstandsnetzwerk durch je einen Widerstand zwischen den Emittern der Transistoren
und dem Punkt konstanten Potentials realisiert werden. Bekanntlich errechnet sich die Steilheit S eines Transistors
mit einem Widerstand R in der Emitterzuleitung nach der Formel
S = S0/(1+S0R),
wobei Sq die Steilheit ist, die sich ergibt, wenn kein
Emitterwiderstand vorhanden ist. Bekanntlich gilt hierfür Sq = IpQ/Um. Erfindungsgemäß muß also gelten:
S = aS0 = S0AI+S0R).
Daraus folgt:
R = (1 - a)/aSQ bzw.
R = (1 - a)UT/aIC0.
R = (1 - a)UT/aIC0.
Bei der erfindungsgemäßen Bemessung von a ergibt sich dann,
daß der Emitterwiderstand R zwischen 0,28 UT/lC0 und 1,12 UT/I
liegen soll, vorzugsweise zwischen 0,42 UT/IC0 und 0,75 υ τ/ΐρ0,
wobei das Optimum bei ungefähr 0,56 UT/IC0 liegt, und daß
zwischen die Emitter der Transistoren und den Punkt konstanten Potentials je ein Widerstand geschaltet ist, dessen Größe
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wenigstens annähernd 0,56 Um/I^Q beträgt. Bei einem Kollektorruhestrom
von 1 mA pro Transistor ergeben sich also minimale Verzerrungen, wenn in den EmitterZuleitungen jeweils
Widerstände von etwa 14 Ohm eingeschaltet sind.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es
zeigen
Fig. 1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung,
Fig. 2 die Abhängigkeit der Differenz der Kollektorströme
von der Spannung zwischen den Basen der Transistoren, Fig. 3 bis 5 verschiedene Abwandlungen der Schaltung nach
Fig. 1.
Die Schaltung enthält zwei Transistoren 1 und 2, deren Emitterelektroden über zwei gleich große Widerstände R
jeweils mit Masse verbunden sind, während die Kollektorelektroden über je einen Widerstand 3 (die beiden Kollektorwiderstände
sind ebenfalls gleich groß) mit dem positiven Pol einer nicht näher dargestellten Versorgungsspannungsquelle
verbunden sind. Die Signalspannung wird den Basen der Transistoren 1, 2 über einen Übertrager 4 zugeführt, dessen
Sekundärwicklung an ihren Enden mit den Basen der Transistoren verbunden ist und eine Mittenanzapfung aufweist, die über
einen Kondensator 5» der für Signalfrequenzen einen Kurzschluß darstellt, an Masse angeschlossen ist. Zwischen der
Basis eines jeden der beiden Transistoren und Masse liegt somit stets die halbe in der Sekundärwicklung des Übertragers
4 induzierte Signalspannung an. Der Basisgleichstrom der beiden Transistoren wird durch einen Spannungsteiler
erzeugt, der aus einem zwischen den positiven Pol der Speisespannungsquelle und die Mittenanzapfung der
Sekundärwicklung des Übertragers geschalteten Widerstand 8, einem an die Mittenanzapfung der Sekundärwicklung des Übertragers
angeschlossenen Abgleichwiderstand 6 und einem
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dazu in Serie geschalteten Widerstand 7 besteht, dessen anderes Ende an Masse angeschlossen ist. Die Arbeitspunkte
der möglichst denselben Kennlinienverlauf aufweisenden Transistoren 1, 2 sind durch den Spannungsteiler 6...8 so
eingestellt, daß sich der gewünschte Kollektorruh.estrom
ergibt.
In Verbindung mit den niederohmigen Spannungsteiler 6...8
bewirkt dies, daß die Spannung an den Basiselektroden der beiden Transistoren 1 und 2 ohne jede Verzerrung der Signalspannung
an der Primärwicklung des Übertragers k entspricht, während der Basisstrom durchaus Verzerrungen aufweisen kann.
Das Ausgangssignal UQ, das der Differenz der Kollektorströme
proportional ist, wird mittels zweier Kondensatoren 9 und 10, die an die Verbindungspunkte der Widerstände 3 einerseits
und der Kollektoren der Transistoren 1 und 2 andererseits angeschlossen sind, entnommen. Die Differenz der Kollektorströme
kann aber auch auf andere Weise verarbeitet werden. Beispielsweise können die beiden Kollektorströme direkt den beiden
Emitterverbindungspunkten zweier über Kreuz gekoppelter Differenzverstärkerpaare zugeführt werden. Wenn dann noch
an die Basiselektroden dieser Differenzverstärkerpaare eine weitere Signalspannung bzw. ein Oszillatorsignal angelegt
wird, ergibt sich eine Mischstufe.
Wenn davon ausgegangen wird, daß zwischen der Basis-Emitter-Spannung
jedes der beiden Transistoren 1 und 2 und dem Kollektorstrom ICQ dieses Transistors eine Beziehung der
Form Ic = I^xpCU/U^) besteht, wobei Ic der Kollektorstrom,
Iq der Kollektorreststrom, U die Spannung zwischen Basis und
Emitter und UT die Temperatürspannung (ungefähr 25 mV) ist,
dann ergibt sich für die Differenz Δ I der Kollektorströme der in Fig. 2 durch die Kurve a dargestellte Verlauf in
Abhängigkeit von der Spannung Δυ zwischen den Basen der
Transistoren 1 und 2, wenn die Emitterwiderstände R=O sind.
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Sind hingegen die Emitterwiderstände R so groß gewählt, daß
der an ihnen erzeugte Spannungsabfall groß im Vergleich zur Temperaturspannung ist, dann ergibt sich der Verlauf gemäß
Kurve c. Bei einem Wert R = 0,56 U^Zl03 hingegen ergibt
sich der in Fig. 2mit b bezeichnete geradlinige Verlauf bis zu einer EingangsSpannungsamplitude von ZlU = 200 mV. Dabei
ist Ico der Kollektorruhestrom, d.h. der Kollektorstrom
der jeden der Transistoren 1, 2 durchfließt, wenn die Spannung zwischen den Basen /\U = 0 ist. Bei dieser Bemessung ergibt
sich am Widerstand R ein vergleichsweise kleiner Gleichspannungsabfall (bei AU = O nur ungefähr 14 mV). Das bedeutet,
daß die Steilheit bzw. die Verstärkung ebenfalls nur geringfügig herabgesetzt wird, und zwar auf etwa 64 %
des Wertes, den sie ohne einen Emitterwiderstand haben würde.
In der Praxis bewirkt der unvermeidliche Basisbahnwiderstand eines Transistors, daß seine Steilheit etwas niedriger ist
als der theoretische Wert IC0/UT. Dieser Einfluß kann aber
durch Verkleinerung von R wenigstens teilweise wieder kompensiert werden; er ist um so kleiner, je kleiner der Basisstrom
des Transistors ist und je kleiner der Basisbahnwiderstand ist. Er kann vernachlässigt werden, wenn der an den
Basisbahnwiderstand erzeugte Spannungsabfall klein im Vergleich zu dem Spannungsabfall am Widerstand R, d.h. klein im Vergleich
zu 0,56 Um ist.
Die erfindungsgemäß bemessene Schaltung gewährleistet also eine lineare Verstärkung auch großer Eingangsspannungen, ohne
daß die Verstärkung und damit das Signalrauschverhältnis bei kleinen Amplituden wesentlich verschlechtert wird.
Die Ergebnisse dieser Berechnung konnten durch Messungen der Amplitude der dritten Oberwelle des am Eingang zugeführten
Signals bestätigt werden. Geradzahlige Oberwellen sind bei einer Schaltung nach Fig. 1 bei symmetrischem Aufbau
nicht vorhanden, weil sie sich bei dieser Gegentaktanordnung
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kompensieren. Die höheren ungeradzahligen Oberwellen haben auf die Verzerrungen praktisch kaum noch einen Einfluß,
so daß es im wesentlichen auf die dritte Oberwelle ankommt. Bei einem Transistorruhestroin ICQ von 0,5 mA wurde bei
fehlenden Smitterwiderständen R und bei einem Effektivwert der Kollektorwechselstromdifferenz von 0,76 mA eine
Dämpfung a, der Oberwellen dritter Ordnung von - 20 db gemessen.
Bei Verwendung von Emitterwiderständen von 14 Ohm (= 0,28 Um/I/O wurde eine Oberwellendämpfung a^ von - 33 db
IO D
gemessen (bei derselben Kollektorstromdifferenz). Die gleiche Oberwellendämpfung ergab sich bei Verwendung von Emitterwiderständen
von 56 0hm (= 1,12 UT/ICO). Bei Verwendung
von 27 Ohm-Emitterwiderständen (= 0,54 UT/IC0) vergrößerte
sich die Oberwellendämpfung auf - 47 db. Das bedeutet, daß bei einer Kollektorstromdifferenz, deren Amplitude (1, 07 mA) größer
ist als die Summe der Ruheströme beider Transistoren, der Effektivwert der Oberwellen dritter Ordnung nicht einmal ein
halbes Prozent des Effektivwertes der Grundwelle betrug. Bei Verwendung der Emitterwiderstände von 27 Ohm bei einem Kollektorruhestrom
von 0,5 mA betrug die Oberwellendämpfung selbst bei einer Amplitude der Kollektorstromdifferenz von 5,4 mA
noch immer 35 db. Bei diesen Amplituden der Kollektorströme,
die die Kollektorruheströme um ein Vielfaches übersteigen, arbeitete der Verstärker bereits im B-Betrieb.
Bei einer sehr großen Aussteuerung des Verstärkers nach Fig. nimmt ΔI auch bei der erfindungsgemäßen Bemessung stärker
als linear zu (entsprechend Kennlinie a). Dies liegt daran, daß dann der eine der beiden Transistoren vollständig gesperrt
wird, so daß sich dann die Exponentialkennlinie des anderen Transistors bemerkbar macht. Dieser Effekt, der
sich sowohl auf die dritte als auch hauptsächlich auf die fünfte Harmonische auswirkt, kann dadurch etwas gemildert
werden, daß - wie in Fig. 3 dargestellt - die beiden erfindungsgemäß bemessenen Emitterwiderstände R miteinander verbunden
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werden und daß der gemeinsame Verbindungspunkt über einen
sehr kleinen Widerstand R^, der ungefähr 1/14 R beträgt,
mit Masse verbunden wird. Diese Bemessung führt dazu, daß bei kleinen Kollektorruheströmen der Widerstand Rn, sehr
kleine Werte annehmen muß. Um dem aus dem Wege zu gehen, kann die aus Fig. 3 erkennbare, aus den Widerständen R
und Rg bestehende Widerstands-T-Schaltung durch eine
äquivalente Pi-Schaltung ersetzt werden (Fig. 4). Die Emitterelektroden der beiden Transistoren sind dann über
Widerstände R1 direkt mit Masse verbunden und über einen
Widerstand Rg1 miteinander. Die Widerstände R1 tetragen dabei
jeweils etwa 0,64 ü*T/lC0, während Rg1 ungefähr 9 u<p/lco
betragen muß.
Zu beachten ist, daß bei diesen Schaltungen bei großen Aussteuerungen
neben dem gewünschten Differenzstrom durch den sich ändernden Summenstrom eine Gleichtaktwelle mit der
doppelten Frequenz entsteht. Diesekann aber durch einen Transformator oder einen Differenzverstärker, der die Kollektorsignale
verstärkt, unschädlich gemacht werden.
Wie bereits erwähnt, erzeugt die Schaltung nach Fig. 1 bei symmetrischem Aufbau keine geradzahligen Oberwellen. Das
setzt also voraus, daß die Transistoren 1 und 2 identische Kennlinien haben (was bei Aufbau in integrierter Schaltungstechnik auch erreichbar ist) und daß die beiden Emitterwiderstände
R identisch sind. Wenn sich diese Voraussetzungen nicht erfüllen lassen, kann eine Schaltung nach Fig. 5 benutzt
werden. Dabei ist die Emitterelektrode des Transistors 1 bzw. über die Serienschaltung zweier Widerstände 10 und 11 bzw.
12 und 13 mit Masse verbunden. Die direkt an Masse angeschlossenen Widerstände 11 und 13 sind klein im Vergleich
zu den Widerständen 10 und 12, die mit den Emitterelektroden
verbunden sind. Zwischen die Verbindungspunkte der Widerstände 10 und 11 einerseits und 12 und 13 andererseits ist
ein Potentiometer 14 angeschlossen, dessen Abgriff mit Masse verbunden ist. Durch Verstellen des Abgriffs lassen sich Unsymmetrien
wenigstens teilweise kompensieren. PHD 78-045 909845/0325
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Claims (6)
- PHILIPS PATSNTVERWALTUNG GMBH, STEINDAMM 94, 2000 HAMBURG 1 PATENTANSPRÜCHE:/1/ Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren, deren Basiselektroden das Eingangssignal im Gegentakt zugeführt wird, an deren Kollektorelektroden das Ausgangssignal abgenommen wird und deren Emitterelektroden mit einem symmetrisehen Widerstandsnetzwerk verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk die Emitterelektroden mit einem Punkt konstanten Potentials verbindet und so bemessen ist, daß die Steilheit jedes der beiden Transistoren um den Faktor a kleiner ist als der Wert I^g/Um, wobei Ip0 der Kollektorruhestrom eines jeden Transistors, Um die Temperaturspannung und a ein Faktor zwischen 3,47 und 0,78, vorzugsweise zwischen 0,57 und 0,70, ist.
- 2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor a ungefähr 0,64 beträgt.
- 3. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Emitter der Transistoren und den Punkt konstanten Potentials je ein Widerstand (R) geschaltet ist, dessen Größe wenigstens annähernd 0,56 UT/ICO beträgt.
- 4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren über zwei in Serie geschaltete Widerstände (R) miteinander verbunden sind, deren Größe ungefähr 0,56 Ut/ICq beträgt, und daß ihr gemeinsamer Verbindungspunkt mit dem Punkt konstanten Potentials über einen Widerstand (R£) verbunden ist, dessen Wert ungefähr 0,4 Um/Ico beträgt.
- 5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Emitterelektroden über einen Widerstand (Rg1)» dessen Größe ungefähr 9 Um/Ic beträgt, miteinander und über je einen Widerstand (R1), dessenPHD 78-045 - 2 -Ha/es 909845/0325Größe näherungsweise 0,64 Ut/ICq beträgt, mit dem Punkt konstanten Potentials verbunden ist.
- 6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Emitter über je zwei in Serie geschaltete Widerstände (10, 11 bzw. 12, 13), deren Summe etwa 0,56 U^/I^ entspricht, mit dem Punkt konstanten Potentials verbunden sind, wobei der jeweils mit dem Punkt konstanten Potentials verbundene Widerstand (11 bzw. 13) wesentlich kleiner ist als der andere Widerstand (10 bzw. 12), und wobei die beiden Verbindungspunkte der beiden Widerstände über ein Potentiometer (14) miteinander verbunden sind, dessen Abgriff an den Punkt konstanten Potentials angeschlossen ist.PHD 78-045 - 3 -90984 5/0325
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