DE1487392A1 - Signaluebertragungssystem - Google Patents

Description

Pat ent anme Idling

Anmelder: Radio Corporation of America New York, N. Y., V. St. A.

Signalübertragungssystem

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Signalverstärker und insbesondere auf B- und AB-Verstärker.

Es wurden bereits Leistungsendstufen mit B- oder AB-Schaltung vorgeschlagen, die zumindest zwei in Reihe geschaltete Transistorelemente enthalten. Zwei derartige B- oder AB-Stufen können an eine Belastung, z.B. an einen Lautsprecher, angeschlossen werden, um einen Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang zu bilden. Die zu verstärkenden Signale werden an einen der beiden Transistoren geliefert, der in üblicher Emitterschaltung betrieben wird und seinerseits als Treiber-Transistor an den zweiten Transistor des Paares angeschlossen ist, der in der Haupt-

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Sache als ein üblicher Basisverstärker arbeitet. Ferner wurde ein Netzwefk vorgesehen, das an die Transistoren geeignete Betriebsspannungen liefert. Ein einzelner Kondensator wurde hierbei parallel zu einem Teil des Betriebsspannungs-Netzwerkes geschaltet, um die Spannungsverteilung längs des Netzwerkes als eine Funktion der Signalspannung zu verteilen, derart, daß die Basis-Kollektor-Spannung des zweiten Transistors zu einer Durchlaßspannung werden kann, d.h., daß der zweite Transistor in den Sättigungszustand gehen kann. Das Betriebsspannungs-Netzwerk war derart eingestellt, daß der zweite Transistor im allgemeinen früher als der erste Transistor in den Sättigungszustand geht.

Der erste Transistor des Paares (in üblicher Emitterschaltung) erbringt einen größeren Einfluß auf den Frequenz-

der

gang und die Linearität der Schaltung als/zweite Transistor, (der hauptsächlich als üblicher Basisverstärker arbeitet). Hieraus ergibt sich, daß im allgemeinen für den ersten Transistor ein Leistungstransistor mit hohem Verstärkungsfaktor (Beta), z.B. ein Germanium-Drift-Transistor mit einem Frequenzgang für hohe Tonfrequenzen, verwendet werden muß. Andrerseits kann für den zweiten Transistor, da dieser weniger kritisch ist als der erste, unter beträchtlicher Kosteneinsparung ein billiger Leistungstransistor mit kleinerem Verstärkungsfaktor (Beta),

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z.B. ein Geraeoiium-Legierungs-Transistor, verwendet werden. Unglücklicherweise ist der Frequenzgang eines Legierungs-Leistungstransistors im allgemeinen wesentlich kleiner als der eines Drift-Transistors. Wenn ein Transistor, der einen beträchtlich kleineren Frequenzgang als der erste Transistor besitzt, bei der Schaltung als zweiter Transistor vorgesehen wird, dann wird dieser nicht bei hohen JPrequenzen in den Sättigungszustand getrieben, wobei sich eine Beschneidung bei hohen Frequenzen ergibt, durch welche die mögliche Ausgangsleistung des Verstärkers bei hohen Frequenzen beträchtlich verringert wird·

Dementsprechend liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen billigen und verbesserten Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang zu schaffen, der einerseits zumindest zwei Leistungstransistoren enthält, wobei der erste Leistungstransistor einen Frequenzgang besitzt, der beträchtlich größer als der des zweiten Leistungstransistors ist, und andrerseits für eine SättigungjB beider Transistoren bei hohen Frequenzen sorgt.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind zumindest zwei in Reihe liegende Transistoren als B- oder AB-Stufe in solcher Weise geschaltet, daß sie eine Belastung, z.B. einen Lautsprecher, bei einem Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang betreiben können. Das zu verstärkende Signal wird

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an einen der beiden Transistoren geliefert, der in üblicher Emitterschaltung vorliegt und die zweite Stufe steuert, welche in der Hauptsache als üblicher Basisverstärker arbeitet· Ein Betriebsspannungs-Netzwerk, das zwei Kondensatoren enthält, ist an den Transistor angeschlossen, Die Kondensatoren arbeiten in der Art zusammen, daß sich die Spannungsverteilung am Betriebsspannungs-Netzwerk mit der Signalspannung derart ändert, daß der zweite Transistor bei höheren Frequenzen in den Sättigungszustand gelangen kann, obwohl sein Stromverstärkungsfaktor bei hohen Frequenzen beträchtlich kleiner als der des ersten Transistors ist.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben, die ein Schaltbild eines transistorisierten Tonfrequenz-Signalverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Der dargestellte Tonfrequenz-Verstärker umfaßt (1) ein Paar von Eingangssignal-Verstärkerstufen, die als aktives Verstärkungselement ein Paar von Transistoren 5 und 6 besitzen, (2) eine Treiberstufe mit einem Transistor 7 als aktives Verstärkungselement und (3) einen Gegentakt-Leistungsverstärker mit Eintaktausgang, der ein Paar in Reihe geschalteter Transistoren 8 und 9 in der einen Hälfte und ein Paar von in Reihe geschalteten Transistoren 10

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und 11 in der anderen Hälfte aufweist. Die Betriebsströme imd -spannungen werden von einer negativen Versorgungsleitung 15t einer positiven Versorgungsleitung 16 und einer aweiten negativen Versorgungsleitung 17 geliefert. Beispielsweise können die Leitung 15 i* wesentlichen - 44 Volt, die Leitung 16 etwa +44 Volt und die Leitung 1? etwa -35 Volt führen, jeweils bezogön auf Erde 12 und die übliche Erdleitung 18. Die Leitungen 15, 16 und 18 erhalten ihre Betriebsspannungen von einem geeigneten. Netzanschlußteil 19· Wie nachfolgend noch beschrieben wird, ist die negative Versorgungsleitung 17 über ein geeignetes dynamisches Filternetzwerk 20 mit der negativen Versorgungsleitung 15 verbunden.

Die Eingangsklemmen 25, 26 des Verstärkers sind an einen Signal-Vorverstärker 70 angeschlossen, der einen Teil eines Empfängers, eines Grammophons oder eines äderen Gerätes bildet, bei dem der Verstärker verwendet ist und der die üblichen Steuereinrichtungen einschließlich eines Lautstärkeregierβ 71 zur Steuerung des Eingangssignalpegels enthält· Der Vorverstärker ist mit einer abgeschirmten Eingangsklemme 72 versehen, die am Chassis geerdet ist und an eine abgeschirmte Zuführung 73 einer geeigneten Signalquelle angeschlossen werden kann.

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Die Signale werden von der Eingangsklemme 25 über eine Reihenschaltung aus Eingangswiderstand 23 und Eingangs-Einkopplungskondensator 24 an die Basis 22 des Transistors 5 der ersten Stufe geliefert, bei dem es sich um einen pnp-Grermanium-Transistor handelt. Die Basis 22 ist über eilte Leitung 27 und einen Basiswiderstand 28 bei geerdet·

Der Kollektor 30 des Transistors 5 der ersten Stufe ist unmittelbar über eine Leitung 32 an die Basis 31 des Verstärkers 6 der zweiten Stufe angeschlossen, und zwar parallel zur Impedanz eines Kollektorkopplungswiderstandes 33» der zwischen den Kollektor 30 und die negative Versorgungsleitung 17 geschaltet ist. Der Emitter 34· ist über eine Siliziumdiode 36 zur Spannungsstabilisierung an die Erde 12 angeschlossen und erhält darüber seine Betriebsspannung. Die Diode 36 liegt in Reihe mit dem Emitterstromkreis des Transistors 5 und ihr genauer Durchlaßspannungs-Arbeitspunkt wird durch den Widerstand 35 eingestellt, der zwischen die Kathode 36 und die negative Leitung 17 geschaltet ist.

Der Kollektor 38 des Transistors 6 der zweiten Stufe ist über einen Kollektorwiderstand 39 an die negative Leitung 17'angeschlossen, und zur Einstellung der richtigen Spannung am Kollektor ist ein Belastungswiderstand 40 parallel

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zu einem Filterkondensator 41 zwischen Kollektor und Erde geschaltet. Ih diesem Falle arbeitet der transistor 6 als ein Emitterverstärker, und der Signalausgang wird vom Emitter 42 über eine Kopplungsleitung, die einen zwischen den Emitter 42 und die Basis 45 des Transistors 7 der Treiberstufe geschalteten Kopplungskondensator 44 besitzt, abgenommen*

Ein zwischen dem Emitter 42 der zweiten Verstärkerstufe und der Basis 22 der ersten Verstärkerstufe vorgesehener Rückkopplungskreis enthält einen Widerstand 58, der zwischen dem emitterseitigen Ende des Widerstandes 43 am Schaltungspunkt 60 und einem Schaltungspunkt 61 auf der zur Basis 22 führenden Leitung 27 angeordnet ist. Man beachte, daß die Vorspannung an der Basis 22 des Transistors 5 durch die Spannung am Emitter 42 des Transistors 6 und durch die relativen Größen der Widerstände 26 und 58 bestimmt wird·' Ein Kondensator 148 liegt parallel zum Widerstand 58 und erbringt eine Phasenkorrektur der hohen Frequenzen für optimal hohen Frequenzgang. Der Arbeitspunkt sowohl der ersten als auch der zweiten Verstärkerstufe sind durch die Einführung der Diode 36 in den Emitterkreis des Transistors 5 der ersten Stufe äußeret stabil, so daß in einem großen Umfange eine Gleichstromrückkopplung über den Widerstand 58 erfolgen kann. Die Stabilität i3t wesentlich zur Aufrechterhaltung des optimalen

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Arbeitspunktes für die Transistoren 5 und 6, wodurch sichergestellt wird, daß die "Verzerrung durch die Vortreiber- oder Verstärkerstufen bei einem Leistungsverstärker der vorliegenden Art gering ist.

Die zweite Verstärkerstufe 6 ist mit dem Treiber-Transistor 7 über eine "Schnürsenkel" (bootstrap)-Anordnung verbunden, um die Wechselstrombelastung der zweiten Verstärkerstufe 6 und damit die von dieser erzeugte Verzerrung zu verringern. Tonfrequente Signale treten am Basiswiderstand 46 auf, der zwischen die B_asis 45 und Erde 12 geschaltet ist.

Der Emitterwiderstand 43 liegt zwischen dem Emitter 42 des Transistors 6 und einem Schaltungspunkt 59» der mit dem Emitter 51 des Treiber-Transistors 7 und mit einem Paar, im Emitterkreis liegender Rückkopplungsreihenwiderstände 52 und 53 geringen Widerstandswertes verbunden ist. Der Widerstand 53 ist geerdet· Bei der "Schnürsenkel"-Anordnung ändert sich die Spannung an beiden Enden des Widerstandes 43 gleichsinnig, wodurch sich ein kleiner Signalstromfluß durch diesen ergibt. Der Grund hierfür besteht darin, daß sich die Spannung am Emitter 42 mit dem Signal ändern will und daß sich in gleicher Weise die Spannung am Emitter 51 des Transistors 7 ebenfalls mit dem Signal in gleicher Richtung und etwa mit demsel-

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ben Amplitudenniveau gegenüber Erde ändert, was durch die starke Gegenkopplung verursacht wird, die an den Emitter des Transistors 7 von den nachfolgenden Stufen geführt wird. Biese Schaltungsanordnung erbringt die Vorteile, daß ein verhältnismäßig großer Gleichstrom durch den Widerstand 43 fließen kann, ohne daß ein zusätzlicher Signal- oder Wechselstrom vom Transistor 6 verlangt wird· Insgesamt ergibt sich daraus, daß der Transistor 6 weniger Signalstrom aufnimmt und hierdurch eine größere Verstärkung und eine verbesserte Linearität ermöglicht.

Der Ausgangskreis der Treiberstufe 7 umfaßt einen Belastungswider st and 62, der zwischen den Kollektor 63 und die negative Versorgungsleitung 17 geschaltet ist. Parallel zur Impedanz des Widerstandes 62 liegt die Primärwicklung 64 eines Ausgangskopplungs- oder Treiber-Transformators 63» Bas auf hohem Signalpotential liegende Ende der Primärwicklung 64 ist über eine Leitung 66 mit dem Kollektor 63 verbunden, und das auf niedrigem Potential liegende Ende der Primärwicklung 64 ist über eine Leitung 67 und einen Signal-Ableitkondensator 48 geerdet. Infolgedessen fließt kein nennenswerter Gleichstrom durch die Primärwicklung 64, welcher durch teilweise Sättigung des Kerns des Transformators 65 eine Verzerrung verursachen könnte.

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Ber große Gleichstrom-Lastwiderstand 62 im Kollektorkreis des Transistors 7 erbringt über die Kollektor-Basis-Rückkopplungsvorspannung einen stabilen Arbeitspunkt, wodurch es sich erübrigt, einen großen, im Nebenschluß liegenden Emitterwiderstand und dessen zugehörige niederfrequente Phasenverschiebung vorzusehen· Die Gleichstrom-Rückkopplung erfolgt über einen Widerstand 47, der zwischen das auf niedrigem Signalpotential liegende Ende der Primärwicklung 64 und die Basis 45 geschaltet ist.

Da der Kollektorstrom des Transistors 7 über den Widerstand 62 fließt, spiegelt die Gleichspannung am Kollektor 65 alle Änderungen im Stromfluß wieder, die durch Temperaturänderung oder dgl. hervorgerufen sein könnten. Die Betriebsspannungsanschlüsse über die Widerstände 46 und 47 halten den ^etriebsstrom des Transistors konstant und erbringen dadurch eiine Gleichstromstabilisierung. Bei dieser Schaltung ist die Anzahl der für die Gleichstromstabilisierung erforderlichen Bauteile kleiner als bei den bekannten Schaltungen, die ein Paar von Reihenwiderständen und einen zwischengeschalteten Nebenschlußkondensator besitzen, welcher zwischen den Kollektor und die Basis eines Transistors zur Gleichstromstabilisierung geschaltet ist. D_er Kondensator erbringt natürlich eine Signalableitung zur Verhinderung einer Wechselstrom-Gegenkopplung. Bei der erliegenden Schaltung wird der Gleich-

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strom-Sperrkondensator durch den Kondensator 48 gebildet, der zwischen der auf niedrigem Signalpotential liegenden Seite des Ausgangstransformators und Erde geschaltet ist und der ebenfalls als ^öignalableitkondensator im Gleichstrom-Rückkopplungskreis arbeitet.

Die Verzerrung bei Niederfrequenz wird in der ^Treiberstufe weitgehend durch die RC-Kopplung der Primärwicklung 64 des Treiber-Transformators mit dem Kollektor 63 des Transistors 7 verringert, wodurch eine Unausgeglichenheit des Gleichstrom-Magnetflusses im Transformatorkern eliminiert wird. Infolgedessen bildet der Treiber-Transformator 65 keinen nennenswerten Begrenzungsfaktor hinsichtlich der niedrigen Frequenzen beim dargestellten Hochleistungsverstärker, da kein unausgeglichener Gleichstrom-Magnetfluß vorliegt, welcher die Niederfrequenzkurve und die Linearität begrenzen könnte. Eine Streuinduktivität im Transformator 65 kann durch eine "pentafilare" Wicklungsart auf ein Minimum herabgesetzt werden, wobei fünf Leiter gleichzeitig willkürlich auf einer Form gewickelt und drei dieser Leiter als Primärwicklung in Reihe geschaltet werden, während die beiden anderen die beiden Sekundärwicklungen bilden. Durch diese Konstruktion werden eine sehr feste Kopplung und eine sehr geringe Streuinduktivität zwischen der Primär- und den beiden Sekundärwicklungen erreicht.

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Um eine äußerst kleine Verzerrung vor der Rückkopplung zu erreichen, ist die Treiberstufe derart ausgelegt, daß sie ein Vielfaches der Leistung liefert, die normalerweise erforderlich ist, um die Endstufe auf volle Ausgangsleistung zu bringen.

Der Leistungsverstärker oder die Endstufe liegt in Form eines Gegentaktverstärker mit Eintaktausgang vor, wobei eine Hälfte der Verstärkerschaltung die Transistoren 8 und 9 als Verstärkerelemente und die andere Hälfte die Transistoren 10 und 11 als Verstärkerelemente enthalten. Der Kollektor-Emitterstromkreis eines jeden Paares der Verstärkungstransistoren und die Belastung, z.B. der ·_£·. Lautsprecher, sind in Reihe geschaltet. Da "beide Hälften des Gegentakt-Leistungsverstärkers identisch sind, wird im folgenden nur der obere Verstärkerteil beschrieben.

3Pür die Transistoren 8 und 9 kann der Kollektor-Emitter-Reihenstromkreis von der negativen Versorgungsleitung am Schaltungspunkt 74 aus über eine Leitung 76 zum Kollektor 77 des Transistors 8 und von dessen Emitter 78 bis zum Kollektor 80 des Transistors 9 verfolgt werden· Danach verläuft dieser Stromkreis voniEmitter 81 des Transistors 9 über einen Begrenzungswiderstand 82 zur Leitung 75 und weiter über den Lautsprecher, den Emitterwiderstand 53 der Treiberstufe 7 zur Erde und weiterhin über

Netzanschlußteil zurück zum Kollektor 77 des Transistors _8# 909808/U90A

Die Basis 95 des Transistors 9 ist über eine Signalzuleitung 96 mit einer Sekundärwicklung 97 des Kopplungstransformators 65 verbunden, welche wiederum über eine eine Vorspannung liefernde Leitung mit einem Schaltungspunkt 99 verbunden ist, der zwischen einer Diode 100 und einem hiermit in Reihe liegenden Widerstand 101 liegt, wobei die Diode im Hinblick auf den Leiter 75 und den Widerstand 101 derart gepolt ist, daß sie eine Durchlaßspannung erhält·

Die Diode 100 und der Widerstand 101 bilden einen Teil von einer Reihe von Spannungsteilerelementen oder-Widerständen, die im wesentlichen parallel zu dem beschriebenen Kollektor-Emitterkreis der Transistoren 8 und 9 zwischen der negativen Versorgungsleitung 15 und dem Leiter 75 liegen. Der Spannungsteilerkreis oder das Spannungsteilernetzwerk kann von dem Leiter 75 aus über die Diode 100 und den Widerstand 101 bis zu einem Schaltungspunkt 115» weiter üljter einen Widerstand 116 bis zu einem Schaltungspunkt 117 und von diesem über einen weiteren Reihenwiderstand 118 bis zum Schaltungspunkt 119 auf der Versorgungsleitung 15 verfolgt werden· Ein Nebenschlußkondensator 130 ist zwischen den Leiter 75 und den Anschlußpunkt 115 geschaltet, welch letzterer zwischen den Widerständen 101 und 116 des Spannungsteilers liegt·

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Der zweite Transistor einer jeden Hälfte der Gegentakt-Schaltung, d.h. die Transistoren 8 und 10, haben in jeder Hälfte der Schaltung einen Basisanschluß an das Spannungsteilernetzwerk. So ist die Basis 135 des Transistors 8 unmittelbar an den Schaltungspunkt 117 angeschlossen, welcher eine Abgriffsstelle zwischen den Widerständen 116 und 118 bildet. Die durch die Erfindung erreichte "Verbesserung besteht unter anderem darin, daß ein Kondensator 190 parallel zum Widerstand 116 geschaltet ist. Der Kondensator 190 arbeitet mit dem Kondensator 130 zusammen, um für eine Sättigung des Transistors 8 zu sorgen, obwohl der Frequenzgang (Verstärkungsfaktor gegen Frequenz) des Transistors 8 wesentlich kleiner als der des Transistors 9 ist, wie nachfolgend noch erörtert wird.

Der ^eistujttgsausgang der Gegentakt-Verstärkerschaltung wird an einen Lautsprecher 138 geführt, der zwischen dem Leiter 75 und dem Verbindungspunkt 5^ der Emitterwiderstände 52 und 53 des Transistors 7 geschaltet ist. Eine Versorgungsleitung 139 des Lautsprechers ist über die Ausgangsklemme 56 an den Verbindungspunkt der Emitterwiderstände 52 und 53 des Treiber-Transistors 7 angeschlossen. Die andere Versorgungsleitung 140 ist mit der Ausgangsklemme 141 verbunden, die ihrerseits über eine Leitung 142 und eine Schmelzsicherung 143 an einen

der Leitung
Punkt/75 angeschlossen ist· Die Klemme 144 der Schmelz-

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sicherung 143 ist ferner an die Rückkopplungsleitung und über den in Reihe liegenden Rückkopplungs-Steuerwiderstand 146 an den Schaltungspunkt 50 und über die Emitter-Widerstandsschaltung 52-53 an Erde 12 angeschlossen. Der Rückkopplungewiderstand 146 ist durch einen "Beschleunigungs-Kondensator 147 nefcengeschlossen, der eine Phasenkorrektur bei hohen Frequenzen für optimalen hohen Frequenzgang erbringt.

Der Ausgangskreis über den Lautsprecher 138 kann über den Widerstand 53 bis zur Erde 12 verfolgt werden. Dieser liefert eine Rückkopplungsspannung proportional zum Strom durch den Lautsprecher an den Widerstand 53 im Emitterkreis der Treiberstufe. Gleichzeitig ist eine Spannungsrückkopplung*, proportional zur Spannung am Lautsprecher 138, von der Klemme 144 über den Rückkopplungswiderstand 146 an die Reihenwiderstände 52 und 53 im Emitterkreis der Treiberstufe vorgesehen· Dieses sind verhältnismäßig kleine Widerstände von — beim vorliegenden Ausführungsbeispiel - 4,7 Ohm für den Widerstand 52 und etwa 0,18 Ohm für den Widerstand 53. Die übrigen Schaltungsparameter sind 220 Ohm für jeden der Widerstände 118 und 126, 68 Ohm für jeden der Widerstände 116 und 124 und 150 Ohm für jeden der Widerstände 101 und 110· Die Widerstände 82 und 91 können einen Wert von etwa 0,33 Ohm besitzen, während die Kondensatoren 130 und 132 je 100 Mikrofarad und die

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Kondensatoren 190 und 191 Je 0,2 Mikrofarad besitzen können. Die Parameter der anderen Schaltungsbauteile sind in der Zeichnung eingetragen.

I¹Ur den Netzanschluß des Systems kann jedes geeignete Gerät mit entsprechender Stabilisierung verwendet werden. Das hier vorgesehene Netzgerät 19 besteht aus einem Zweiphasen-Brückegleichrichter. _Λ Di^ Sekundärwicklung 152 des Netztransformators ist vorzugsweise bililar gewickelt, um jegliche 60-Hz-Rechteckwelle zu eliminieren, die durch eine Nichtlinearität im Eisenkern hervorgerufen werden könnte.

Die Kopplung und Filterung des Netzanschlusses für die Treiberstufen 5, 6 und 7 wird durch das dynamische Filter 20 üblichen Aufbaus bewirkt. Bei der vorliegenden Schaltung kann angenommen werden, daß das filter 20 eine effektive ^eitkonstante von etwa zwei Sekunden besitzt und eine Filterung besser als 66 Dezibel liefert· Da dies eine einfache ^zeitkonstante ist, ist die Phasenverschiebung der niederfrequenten Signale, die über die Leitungen 15 und 17 durch das dynamische Filter 20 rückgekoppelt werden, auf 90° begrenzt, wodurch gegliche Tendenz zum Blubbern herabgesetzt ist. Die lange Zeitkonstante bewirkt, daß alle Stufen mit niedrigem Pegel langsam einschalten, wodurch schädliche Einschaltströme weitgehend eliminiert sind.

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Die Schmelzsicherung 143 ist wegen des hohen Leistungsvermögens des Verstärkers bei sehr kleinen Frequenzen zum Schutz des Lautsprechers vorgesehen. Jedoch könnte der Lautsprecher auch unmittelbar an die Leitung 75 angeschlossen werden, wie durch die gestrichelte Leitung angedeutet ist.

Etwa 35 Dezibel Rückkopplung werden bei den Endstufen verwendet· Eine kombinierte Strom- und ^annungsrückkopplung von der Gegentakt-Endstufe über die leitungen 55 und 145 zu den Emitterwiderständen 52-53 wird verwendet, um einen einheitlichen Dämpfungsfaktor auf der leitung zu erhalten, der durch Änderung der Widerstände 531» 53 und 146 und des Kondensators 147 von 0,2 bis 5 geändert werden kann. Die Gesamtleistungsverstärkung der Leistungsendstufen auf der Treiberendseite ist im wesentlichen 40 Dezibel beim vorliegenden Beispiel. Es kann festgestellt werden, daß die Vortreiber-Stufen, die durch die Transistoren 5 und 6 dargestellt werden, etwa 30 Dezibel Spannungsrückkopplung über den Widerstand 58 und den Kondensator 148 zur ersten Basis 22 und eine Netto-Signalgesamtverstärkung von etwa 30 Dezibel besitzen. Der Rückkopplungskreis für die Vortreiber-Stufen 5 und 6 ist im wesentlichen unabhängig von den Rückkopplungskreisen der Leistungsverstärkerstufe zum Transistor 7 der Treiberstufe.

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Bei der Betrachtung der Wirkungsweise des Verstärkers wird zunächst von der Schaltung für die Betriebsspannungen ausgegangen, welche es ermöglicht, daß "beide Transistoren 8 und 9 in den Sättigungszustand gelangen. An der Germanium-Diode 100 eine Vorwärtsvorspannung von etwa 0,25 Volt für die Basis 95 und den Emitter 81 des Transistors 9 aufgebaut. Eine Spannung von etwa -15 Volt erscheint am Schaltungspunkt 117 und wird an die Basis 155 des Transistors 8 geliefert, während eine Spannung von etwa -9 Volt am Schaltungspunkt 115 erscheint. Diese Spannungen sind auf Erde bezogen und für den Fall angegeben, daß kein Signal vorliegt. Wenn kein Signal vorliegt, befindet sich die leitung 75 im wesentlichen auf Erdpotential, so daß die -9 Volt des Schaltungspunktes 115 unmittelbar am Kondensator 130 und die -6VoIt unmittelbar am Kondensator 190 liegen.

Wenn eine an den Transistor 9 gelieferte Signalspannung in der Richtung schwpingt, daß sie diesen Transistor leitend macht, dann fließt der sich ergebende Kollektorstrom über den Transistor 8 und den Lautsprecher 138. TJm eine beträchtliche Ausgangsleistung abgeben zu können, müssen die Transistoren 8 und 9 in den Sättigungszustand gehen. Um den Transistor 9 in Sättigung zu bringen, müssen Mittel vorgesehen werden, um einen großen Emitter 78-Basis 135-Strom herzustellen, wenn die Kollektor 77-Basis-135-

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Spannung im wesentlichen Null ist· Wenn beide Transistoren 8 und 9 vom gleichen Typ sind, wenn z.B. beide Drift-Transistoren mit hohem Verstärkungsfaktor sind, ist die Differenz im Frequenzgang bei diesen nicht groß, wobei der Kondensator 130 den erforderlichen Strom liefern kann, um den Transistor 8 in den Sättigungszustand zu treiben. Wie bereits erwähnt, fließt der durch die Transistoren 8 und 9 gehende Strom ebenfalls durch den Lautsprecher 138. Hierdurch wird die Leitung 75 gegenüber Erde negativ. Die Spannung am Schaltungspunkt 115 ist gleich der Sumr.3 der negativen Spannung auf der Leitung 75 und am Kondensator 130. An einem bestimmten Punkt während eines ^ignalwellenzyklusses übersteigt die negative Spannung am Schaltungspunkt 115 die negative Spannung am Schaltungspunkt 119» welcher fest auf -44 Volt liegt. Die Ströme im Spannungsteiler werden dann erneut verteilt, so daß ein zusätzlicher Basis 135-Strom für die Sättigung über den Widerstand

116 zum Schaltungspunkt 115 fließt, und liegen folglich nicht in einer -dichtung vor, daß sie die umgekehrte Kollektor 77-Basis 135-^spannung erhöhen oder aufrechterhalten. Unter diesen Bedingungen kann der Schaltungspunkt

117 etwas stärker negativ werden als die -44 Volt am Schaltungspunkt 119, so daß die Basis 135-^Kollektor 77-Grensschicht eine Durchlaßspannung erhält, so daß der Kollektor 8 in den Sättigungszustand gehen kann.

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Eine Kosteneinsparung kann erreicht werden, indem man "billige Germanium-Leistungstransistoren vom Legierungstyp für die in der Hauptsache in üblicher Basisschaltung vorliegenden Transistoren 8 und 10 verwendet und die Kondensatoren 190 und 191 hinzunimmt, ohne daß hierdurch der !frequenzgang des Verstärkers beeinträchtigt wird. Beispielsweise kann ein billiger Legierungs-Leistungstransistor mit niedrigem Frequenzgang oder niedriger Grenzffequenz (f^^), z.B. der Transistortyp RCA 40051, anstelle des kostspieligeren 2N214-7 Drift₌Transistors verwendet werden. Der Legierungs-Leistungstransistor kann nicht für die in üblicher Emitterschaltung vorliegenden Transistoren 9 und 11 verwendet werden, da seine Grenzfrequenz oder sein Frequenzgang zu niedrig ist bei einer Anordnung in üblicher Emitterschaltung, um den erforderlichen Frequenzgang für einen Hi-Fi-Verstärker zu liefern. Der Drift-Transistor, der eine höhere Grenzfrequenz oder einen höheren Frequenzgang aufweist, ist für die Transistoren 9 und 11 besser verwendbar.

Der ßtromverstärkungsfaktor eines Legierungs-Transistors ist merklich kleiner bei hohen Frequenzen als der eines Drift-Transistors, insbesondere bei Frequenzen über 5OOO Hz. Ohne den Kondensator 190 und bei Verwendung eines Legierungs-Transistors mit kleinerem Frequenzgang für den Transistor 8 kann dieser bei hohen Tonfrequenzen nicht

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in den Sättigungszustand getrieben werden. Der Betrag des Basis-Steuerstromes, der bei Tonfrequenzen erforderlich ist, um einen Legierungs-Transistor in den Sättigungszustand zu bringen, ist größer als der, der vom Kondensator 130 über den Widerstand 116 geliefert werden kann.

Der Kondensator 190 ist wirkungsmäßig durch den Widerstand 116 bei hohen Tonfrequenzen nebengeschlossen, wodurch ein Basisstromkreis niedriger Impedanz zwischen der Basis des Transistors 8 und dem Kondensator 130 gegeben ist. Infolgedessen steht ein größerer Betrag des Basissteuerstromes für die Sättigung des Transistors 8 zur Verfügung, um die verringerte Verstärkung des Transistors bei hohen Tonfrequenzen zu kompensieren· Beispielsweise konnte der Verstärker, ohne die Kondensatoren 190 und 191 und bei Verwendung eines Legierungs-Transistors (ROA 40051) für die Transistoren 8 und 10 und eines Drift-Transistors (2N214-7) für die Transistoren 9 und 11, nur 15 Watt Ausgang bei 20 000 Hz liefern. Dagegen lieferte der Verstärker bei Verwendung der Kondensatoren 190 und 191 35 Watt Ausgang bei 20 000 Hz· Darüberhinaus wird ein optimaler Betrieb erreicht, wenn der Transistor 8 vor dem Transistor 9 in Sättigungszustand geht. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man das Spannungsteilernetzwerk so ausgelegt, daß die Spannung am Schaltungspunkt 115 zur Zeit der Sättigung ausreichend stärker negativ ist als

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die Spannung am Schaltungspunkt 119, um den Basis 135-Strom vom Transistor 8 über den Widerstand 116 und den Kondensator 190, der für die Sättigung erforderlich ist, aufzunehmen.

Die andere Hälfte des Gegentakt-Leistungsverstärkers, welcher die Transistoren 10 und 11 enthält, arbeitet in der gleichen vorbeschriebenen Weise« Die Signale, werden an die beiden Hälften der Endstufen im Gegeriakt geliefert, so daß die eine Hälfte mit den Transistoren 8 und 9 leitet, wenn die andere Hälfte mit den Transistoren 10 und 11 gesperrt ist und umgekehrt.

Der Transistor 9 wird gegen ein thermisches Durchgehen dadurch stabilisiert, daß man sichergestellt, daß der

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Widerstand in/für die Basisvorspannung, welches den dynamischen Widerstand der Diode 100 enthält, der Gleichstromwiderstand der Sekundärwicklung 97 und der Baä.s-Widerstand des Transistors klein gegenüber dem Beta der Transistoren mal dem Emitterwiderstand 82 sind. Darüberhinaus ist eine thermische Stabilisierung durch die Diode 100 vorgesehen, an welcher eine DurchSloßspannung anliegt. Der Transistor 11 ist in der gleichen Art stabilisiert.

Außer der Temperaturstabilisierung bewirkt die Diode eine Spannungsstabilisierung für den Transistor 9· Dies

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ist erforderlich, weil die Spannung am Schaltungspunkt 115 bei einem starken Signal abnimmt und sich bei den durch niederfrequente Signale ergebenden Bedingungen ändert. Jede der vorerwähnten Änderungen würde eine Überschneidungs-Verzerrung bewirken, falls diese nicht, wie hier durch die Diode 100, stark unterdrückt wird· Dies trifft ebenfalls für die ^iode 109 und den Transistor zu·

Da die Transistoren 8 und 10 von einer Emitterstromquelle hoher Impedanz gesteuert werden (den Transistoren 9 und 11), ist deren thermische Stabilität nicht kritisch. Von den vier Transistoren in der Leistungsendstufe müssen nur zwei gegen ein thermisches Durchgehen stabilisiert werden.

Bei dem Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung kann eine höhere Versorgungsspannung als bei anderen bekannten Arten von B- oder AB-Schaltungen verwendet werden, da hier die zwei Transistoren 8-9 und 10-11 in Reihe geschaltet sind. Darüberhinaus ist die Kollektor 77-Emitter 78-Durchlaßspannung des Transistors 8, der in üblicher Basisschaltung betrieben wird, höher als die einer üblichen Emitterstufe, z.B. die des Transistors 9· Die höhere Versorgungsspannung hat den Vorteil, daß bei einer gegebenen Leistung weniger Strom aufgenommen wird, wodurch

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weniger teuere elektrolytische Kondensatoren mit geringerer Kapazität verwendet werden können, -^arüberhinaus ist die Verzerrung herabgesetzt, da bei einer gegebenen Leistung die Strompendelung geringer ist, wodurch die Schwierigkeitaivermieden werden, die beim Treiben der Transistoren in nichtlineare Arbeitsbereiche auftreten.

Dies führt zu einem weiteren wesentlichen Vorteil der Erfindung. Die höhere Durchlaßspannung zwischen Emitter 78 und Kollektor 77 des Transistors 8 ermöglicht in Verbindung mit der größeren thermischen Stabilität des Transistors 8 gegenüber dem Transistor 9ι eine größere Ausgangsleistung vom Transistor 8 an den Lautsprecher 138 zu ; liefern, als dies bei dem Transistor 9 der Fall ist« Bei der in der Zeichnung dargestellten Verstärkerschaltung, die über 50 Watt mit einer Verzerrung von weniger als ₍ 0,1 % abzugeben vermag, können die Transistoren 8 und 10 beispielsweise etwa 35 Watt abgeben, während die Transistoren 9 und 11 ungefähr 15 Watt liefern. Der Vorteil dieses letzten Merkmales wird besonders deutlich, wenn £ man bedenkt, daß bei den bekannten Schaltungen der Leistungsausgang jedes Transistors gleich und durch die erforderlichen Einrichtungen für die thermische Stabilisierung und für die Kollektor-Emitter-Durchlaßspannung begrenzt ist.

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Bei den üblichen Schaltungen mit Gegentakt-Endstufe muß der Versorgungsstrom sehr gut gefiltert sein, um Brumm ströme in dem Versorgungsgleichstrom herabzusetzen, da die Brummströme in der Ausgangsschaltung nur unvollkommen ausgemenb werden· Bei der vorliegenden Erfindung sind die Schwierigkeiten durch die Brummströme in der Gleichstromversorgung so stark herabgesetzt, daß die Filterung des Versorgungsströmes weniger kritisch ist und eine einfache Einheit, z.B, das Netzanschlußgerät 19> wirkungsvoll verwendet werden kann· Es ist ersichtlich, daß die hohe Ausgangsimpedanz der üblichen Basisschaltung der zweiten Transistoren 8 und 10 in der Endstufe den durch diese Transistoren gebildeten Signalkreis durchfließenden Brummstrom auf einen sehr kleinen Wert begrenzt« Es werden keine Brummspannungen an die Basiselektroden geliefert, die mit dem Signal verstärkt werden können· In anderen Worten ausgedrückt, hindert die hohe Impedanz beim Emitter der zweiten Transistoren 8 und 10, welche die Ausgangsimpedanz der Treiber-Transistoren

9 und 1f ist, jede an der Basis der Transistoren 8 und

10 erscheinende Brummkomponente daran, verstärkt zu werden· An der Basis der Treiber-Transistoren 9 und 11 treten keine Brummkomponenten auf, was durch die Nebenschlußwirkung der Kondensatoren 130 und 132 bedingt ist. Die einzigen Brummströme, die im Lautsprecher 138 fließen· sind dessen unausgeglichenen Teile, die durch die Span-

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nungsteilernetzwerke und durch die Spannungsstabilisierungs-Kondensatoren 130 und 132 fließen. Der Widerstand der Spannungsteilernetzwerke ist groß gegenüber dem des Lautsprechers 138, weshalb eine nichtausgeglichene Brummkomponente, die bereits anfänglich klein ist, noch weiter gedämpft wird, Barüberhinaus ergibt sich eine weitere Brummunterdrückung aufgrund der Strom— und Spannungbrückkopplung zum Treiber-Transistor 7· Bei dem dargestellten Verstärker ist der Brummausgang 100 Dezibel unter dem 50 Watt Ausgangspegel·

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Claims (4)

1. Patentansprüche

   1·) Leistungsverstärkerstufe mit Eintaktausgang, welche in Reihe einen ersten Transistor in üblicher Emitterschaltung, zumindest einen zweiten Transistor in üblicher Basisechaltung und gesteuert vom ersten Transistor, einen gemeinsamen Belastungskreis für das Ausgangssignal und einen aus Widerständen aufgebauten Spannungsteiler umfaßt, welcher die Betriebsspannungen für die in Reihe geschalteten Transistoren liefert, wobei der Spannungsteiler für den ersten Transistor mit einer Spannungsstabilisierung ausgerüstet ist, die eine Diode enthält, an der eine Durchlaßspannung anliegt* dadurch gekennzeichnet, daß zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren (130, 190) jeweils im Nebenschluß zu besonderen Widerständen (101 und 116) des Spannungsteilers liegen, welche die Spannungsverteilung längs des Spannungsteilers bestimmten, und daß die beiden Kondensatoren derart zusammenarbeiten, daß sie den zweiten (6) und ersten Transistor (9)$ sur Erzielung einer maximalen Ausgangsleistung für die Belastung (138) in Abhängigkeit von eingegebenen Signalen hoher Amplitude, nacheinander in den Sättigungszustand treiben.

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2. 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Transistoren bei hohen Tonfrequenzen eine Stromverstärkung erbringt, die wesentlich größer ist als die des anderen Transistors, und daß eine Einrichtung zur Eingabe eines Eingangssignales an die Basis des ersten Transistors (9) vorgesehen ist.
3. J. Verstärker nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gelmnzeichnet, daß der zweite Transistor (8) bei hohen Tonfrequenzen einen niedrigeren Stromverstärkungsfaktor besitzt, und daß die beiden Transistoren (8, 9) in Reihe mit der Ausgangsbelastung (158) geschaltet sind,
4. 4. Verstärker nach irgendeinem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler derart ausgelegt ist, daß er den zweiten Transistor

   (8) mit einer Voreilung vor dem ersten Transistor

   (9) in den Sättigungszustand gelangen läßt, derart, daß der erste Transistor eine bestimmte Leistung an den Ausgangskreis abgibt und daß der zweite Transistor wesentlich mehr als das Zweifache gegenüber dem ersten Transistor als Ausgangsleistung an die Belastung liefert.

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   U87392

   Verstärker nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4-, dadurch gekennzeichnet, daß dieser einen dritten und vierten, in Reihe geschalteten Transistor (10, 11) enthält, die in gleicher Weise angeordnet und miteinander verbunden sind, und in gleicher Weise arbeiten wie der erste und zweite Transistor (8,9)» daß ferner ein Spannungsteiler zur'Versorgung des dritten und vierten Transistors mit den Betriebsspannungen vorgesehen ist, daß ein dritter und ein vierter in Reihe geschalteter Kondensator (132, 191) im Nebenschluß zu einzelnen Teilen des ^pannungs-■fceLlers zur Steuerung der Spannungsverteilung an diesem vorgesehen sind, und daß eine Verbindung vom Emitter (81) des ersten Transistors, der in üblicher Emitterschaltung vorliegt, zur Kollektorelektrode (86) des vierten Transistors vorgesehen ist, die in üblicher Basisschaltung vorliegt, und daß die Ausgangsbelastung (138) zwischen die Verbindung des ersten und vierten Transistors und einer Betriebspotentialquelle geschaltet ist.

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