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Einspeiseeinheit mit hohem ausgangsseitigen Innenwider-
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stand.
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Die Erfindung betrifft eine spulenfreie Einspeiseeinheit mit hohem
ausgangsseitigen Innenwiderstand, die insbesondere für einen zumindest seinem Konzept
nach vollintegrierbaren Baustein der Fernsprech-Vermittlungstechnik entwickelt wurde,
nämlich für einen Schleifenstrom symmetrisch in eine Teilnehmerleitung einspeisenden,
in einer spulen-, insbesondere transformatorfreien Zweidraht- /Vierdraht-Gabels
chaltung angebrachten Einspeiseeinheit-Baustein, wobei dessen Transistoren gleichzeitig
als abgehender Verstärker der Zweidrahtseite bzw.
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ankommender Verstärker der Vierdrahtseite mitausnutzbar sind. Die
Erfindung ist darüberhinaus aber schlechthin für die symmetrische Einspeisung eines
Stromes, d.h. hier bei stabilisiertem Mittelpotential zwischen den Potentialen der
beiden Adern der Teilnehmerleitung in die beiden Adern der Teilnehmerleitung mit
hohem ausgangsseitigen Innenwiderstand geeignet.
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Die Erfindung geht nämlich aus von einer Einspeiseeinheit mit - hohem
ausgangsseitigen Innenwiderstand für die Frequenz(en) des eingespeisten Stromes,
um, symmetrisch zu einem stabilisiertem Mittelpotential zwischen den beiden Teilnehmerleitungsadernpotentialen,
den Strom über die Teilnehmerleitungsadern in eine Teilnehmerstation - insbesondere
eines Fernsprech-Vermittlungssystems - einzuspeisen, - zwei komplementären Transistoren,
deren Emitter bzw.
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Sourcen über Emitterwiderstände an Gleichstromversorgungsanschlüsse
und deren Kollektoren bzw. Drains an jeweils eine Teilnehmerleitungsader angeschlossen
sind, - einem zwischen den Gleichstromversorgungsanschlüssen angeschlossenen ersten,
vier in Reihe liegende Glieder enthaltenden Spannungsteiler, dessen beide äußeren
Glieder jeweils zumindest angenähert einen ersten Widerstandswert sowie dessen beide
inneren Glieder jeweils zumindest angenähert einen zweiten Widerstandswert aufweisen
und dessen beide Abgriffe zwischen den äußeren und inneren Gliedern jeweils an die
Basis bzw.
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an das Gate des benachbarten Transistors angeschlossen sind, und
- einem zweiten, zwei in Reihe liegende Glieder enthaltenden Spannungsteiler, dessen
Glieder jeweils zumindest angenähert einen dritten Widerstandswert aufweisen.
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Eine solche Einspeiseeinheit, Jedoch nur mit bipolaren Transistoren,
ist bereits durch die DE-OS 20 20 527, Fig. 3 und 4 bekannt. Dort ist der zweite
Spannungsteiler zwischen den beiden Teilnehmerleitungsadern angeschlossen, wobei
der Abgriff zwischen seinen beiden Gliedern mit den zusammengeschalteten Basen zweier
weiterer Transistoren verbunden ist, welche ihrerseits mit ihren
zusammengeschalteten
Emittern an den Abgriff zwischen den beiden inneren Gliedern des ersten Spannungstei
lers angeschlossen sind.
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Diese Einspeiseeinheit hat bereits, wie auch die Erfindung, die Vorteile,
ihre Ströme, insbesondere einen Gleichstrom und evtl.,durdidessen Modulation, überlagerte
lnformationssignalströme mit hohem Innenwiderstand einzuspeisen also als Konstantstrom
einzuspeisen, dessen Amplitude in einem breiten Toleranzbereich nur unwesentlich
von der Länge der Teilnehmerleitung abhangt. Man kann dieselbe Einspeiseeinheit
also für kurze und für lange Teilnehmerleitungen verwenden. Hierbei werden die Ströme
symmetrisch eingespeist, indem serbsttätig mit Hilfe der beiden weiteren Transistoren
das Mittelpotential stabilisiert wird. Weicht nämlich das Mittelpotential vom Sollwert
ab - der Sollwert liegt etwa in der Mitte zwischen den Potentialen der beiden Gleichstromversorgungsanschlüsse
-, dann werden die beiden eigentlichen, den Strom einspeisenden Transistoren von
den weiteren Transistoren über die zwischen den inneren und äußeren Gliedern des
ersten Spannungsteilers liegenden Abgriffe und daher über die damit verbundenen
Basen der eigentlichen den Strom einspeisenden Transistoren so gegenphasig gesteuert,
daß das Mittelpotential wieder zumindest angenähert dem Sollwert entspricht.
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Bei Speisung mit eingeprägter Spannung würde die Verlustleistung der
Einspeiseeinheit bei kurzen Teilnehmerleitungen oder bei Erdschluß einer Teilnehmerleitungsader
auf unzulässige hohe Werte, z.B. auf 7W ansteigen. Diese Verlustleistung läßt sich
mit Konstantstrom-Einspeisung, z.B. auf 1,5W, verringern.
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In der gleichen DE-OS 20 20 527, S. 1, letzter Abs.
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bis S. 2, Z. 2, ferner S. 2, letzter Abs. bis S. 3, erster Abs. und
S. 6, letzter Abs. sind weitere Vorteile dieser Einspeiseeinheit genannt, die auch
Vorteile der Erfindung sind. Durch Herstellungstoleranzen bedingte konstruktive
Unsymmetrien im Aufbau der Einspeiseeinheit, und damit zusammenhängende funktionelle
Unsymmetrien werden nämlich kompensiert, so daß trotz dieser Unsymmetrien das Mittelpotential
angenähert gleich dem Sollwert bleibt. Es werden also trotz konstruktiver Unsymmetrien
die Ströme selbsttätig symmetrisch in die Adern eingespeist, wodurch eine Sättigung
und damit Niederohmigkeit einer der beiden eigentlichen, Stromeinspeisenden Transistoren
bei geringem Raumbedarf und geringem Aufwand auch ohne erst im Betrieb durchgeführte
NachJustierungen, insbesondere ohne NachJustierung der an den Basen der eigentlichen
Transistoren liegenden Gleich-Vorspannung, ermöglicht wird.
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Darüberhinaus hat bereits diese bekannte Einspeiseeinheit, ebenso
wie die Erfindung, besondere Vorteile, die in der DE-OS 20 20 527 aber nicht offenbart
sind: Wegen dieser Stabilisierung des Mittelpotentials ist nämlich der ausgangsseitige
Innenwiderstand der bekannten Einspeiseeinheit für Gleichtaktstörspannungen, die
auf beide Teilnehmerleitungsadern mit gleicher Phase induziert werden und daher
die Spannung zwischen den beiden Teilnehmerleitungsadern nicht beeinflussen, sehr
niederohmig, obwohl der ausgangsseitige Innenwiderstand der Einspeiseeinheit für
die eingespeisten Ströme hochohmig ist. Solche Störspannungen werden also insbesondere
mittels der weiteren Transistoren weitgehend unterdrückt bzw. kompensiert, was gleichbedeutend
mit dem niedrigen Innenwiderstand für solche Störspannungen ist. Bei solchen Störspannungen
kann es sich ins-
besondere um mit 16 2/3 Hz, 50 Hz und 60 Hz induzierte
sinusähnliche Gleichtaktwellen handeln, die von Starkstromnetzen z.B. der Eisenbahnen
und der öffentlichen Starkstromversorgung in die oft sogar sehr langen Teilnehmerleitungen
mit hohen Amplituden induziert werden.
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Auch mit hohem Innenwiderstand unsymmetrisch in eine einzige Teilnehmerleitung
eingeleitete Störströme werden bis zur Erreichung eines konstanten Mittelpotentials
kompensiert, ebenso Auswirkungen von relativ energiearmen Entladungen elektrostatisch
aufgeladener Personen, die eine Teilnehmerleitungsader oder daran angeschlossene
Organe berührten und sich darüber entluden.
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Solche Störspannungen sowie andersartig aufgebaute Einspeiseeinheiten,
die solche Störspannungen ebenfalls selbsttätig weitgehend unterdrücken bzw. kompensieren,
sind bereits für sich in den nicht vorveröffentlichten DE-OS 28 35 627, 28 34 894,
28 31 105 beschrieben.
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Die Aufgabe der Erfindung ist, mit einem gegenüber der DE-OS 20 20
527 vereinfachten Aufbau die gleiche Stabilisierung, insbesondere mit bei Bedarf
auch noch höherem ausgangsseitigen Innenwiderstand, zu erreichen, wobei nicht nur
bipolare Transistoren, sondern auch FETs anwendbar sein sollen.
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Die durch die DE-OS 20 20 527 bekannte Einspeiseeinheit hat nämlich
einen relativ aufwendigen Aufbau. Insbesondere soll die Anbringung der nur zur Stabilisierung
des Mittelpotentials zwischen den beiden Spannungsteilern eingefügten beiden weiteren
Transistoren ganz vermieden werden können, ohne die selbsttätige Stabilisierung
des Mittelpotentials zu gefährden.
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Es zeigte sich, daß der ausgangsseitige Innenwiderstand der Erfindung
nicht nur für von ihr eingespeiste Gleichströme hoch ist, sondern auch für die ausgenutzten
Frequenzen von Informationssignalen hoch sein kann, die übrigens sogar in beiden
Richtungen über die Teilnehmerleitung gesendet sein können. Solche Informationssignale
sind inform von Modulationen dem Gleichstrom überlagert, wobei also erreichbar ist,
daß diese Informationssignale von der Einspeiseeinheit zumindest nicht zu sehr gedämpft
werden.
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Weitere, durch Nachjustierung von Basisvorspannungen das Mittelpotential
stabilisierende, aber anders aufgebaute Einspeiseeinheiten sind durch die DE-AS
1 199 827 bekannt. Diese Einspeiseeinheiten sind aber für Gleichtakt-Störspannungen
nicht genügend niederohmig, d.h. sie kompensieren bzw. dämpfen ungenügend solche
Störspannungen.
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Es ist ferner bekannt, daß trotz diverser Unterschiede gewisse Ähnlichkeiten
im Verhalten von FETs, insbesondere IG-FETs, einerseits und bipolaren Transistoren
andererseits bestehen, vgl. z.B. RCA Review 34 (März 1973) 80 bis 94. Die Erfindung
gestattet, vor allem folgende Ähnlichkeit auszunutzen: 1. Bei pnp-Transistoren wird
ein Löcherstrom wie bei p-Kanal-FETs mit hohem ausgangsseitigen Innen-
widerstand
gesteuert. Der Emitter entspricht der Source, und der Kollektor dem Drain auch insofern,
als ein ausreichend stark negatives Potential (Drainpotential) am Gate bzw. an der
Basis den Source-Drain-Strom bzw. den Emitter-Kollektor-Strom vergrößert und ein
vergleichsweise positives Potential (Sourcepotential, Emitterpotentialam Gate bzw.
an der Basis solche Ströme verringert bzw. verhindert.
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2.Bei npn-Transistoren wird ein Elektronenstrom wie bei n-Kanal-FETs
mit hohem ausgangsseitigen Innenwiderstand gesteuert. Der Emitter entspricht auch
hier der Source, und der Kollektor dem Drain insofern, als ein ausreichend stark
positives Potential (Drainpotential, Kollektorpotential) am Gate bzw. an der Basis
den Source-Drain-Strom bzw. den Emitter-Kollektor-Strom vergrößert und ein vergleichsweise
negatives Potential (Sourcepotential, Emitterpotential) am Gate bzw. an der Basis
solche Ströme verringert bzw. verhindert.
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Das Verhalten von pnp-Transistoren entspricht also dem Verhalten
von p-Kanal-FETs, wobei der Emitter der Source und der Kollektor dem Drain entspricht.
Das Verhalten von npn-Transistoren entspricht also dem Verhalten von n-Kanal-FETs,
wobei auch hier der Emitter der Source und der Kollektor dem Drain entspricht. Da
man die Source-Drain-Strom/Gate-Source-Spannung-Kennlinien und damit die Einsatz-Gate-Source-Spannung,
bei der Strom zu fließen beginnt, nahezu beliebig verschieben kann, indem man den
Kanal von FETs verschieden gestaltet - z.B, als Anreicherungstyp, als Verarmungstyp,
oder auch als Sperrtyp, , d.h. durch Dotierung seiner n-Kanalbereichoberfläche mit
p, mit n+, oder mit p++ bzw,geiner p-Kanalbereichoberfläche mit n, mit p+ oder mit
n++ - hat man bei FETs mehr Freiheit für die Wahl der Gatevorspannung , insbesondere
um
dafür einen angenehmen Pegel zu wählen, als bei bipolaren Transistoren
für die entsprechende Wahl der Basisvorspannung. Dies gilt insbesondere für IG-FETs,
z.b. für MOS-FETs. Diese Freiheit der Wahl kann man auch bei der Erfindung nutzen,
weil das Prinzip der Erfindung sowohl mit komplementären bipolaren Transistoren,
also mit einem npn- und einem pnp-Transistor, als auch mit komplementären FETs,
also mit einem p-Kanal-FET und einem n-Kanal-FET, realisierbar ist.
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Die Erfindung geht also von dem oben und im Oberbegriff des Patententanspruchs
1 angegebenen, der DE-OS 20 20 527 entsprechenden Einspeiseeinheit aus, nämlich
von einer Einspeiseeinheit mit - hohem ausgangsseitigen Innenwiderstand für die
Frequenz-(en) des eingespeisten Stromes, um, symmetrisch zu einem stabilisierten
Mittelpotential zwischen den beiden Teilnehmerleitungsadernpotentialen, den Strom
über die Teilnehmerleitungsadern in eine Teilnehmerstation - insbesondere eines
Fernsprech-Vermittlungssystems -einzuspeisen, - zwei komplementären Transistoren,
deren Emitter bzw.
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Sourcen über Emitterwiderstände an Gleichstromversorgungsanschlüsse
und deren Kollektoren bzw. Drains an jeweils eine Teilnehmerleitungsader angeschlossen
sind, - einem zwischen den Gleichstromversorgungsanschlüssen angeschlossenen ersten,
vier in Reihe liegende Glieder enthaltenden Spannungsteiler, dessen beide äußeren
Glieder Jeweils zumindest angenähert einen ersten Widerstandswert sowie dessen beide
inneren Glieder åeweils zumindest angenähert einen zweiten Widerstandswert aufweisen
und dessen beide Abgriffe zwischen den äußeren und inneren Gliedern Jeweils an die
Basis bzw.
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an das Gate des benachbarten Transistors angeschlossen sind, und
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einem zweiten, zwei in Reihe liegende Glieder enthaltenden Spannungsteiler, dessen
Glieder jeweils zumindest angenähert einen dritten Viderstandswert aufweisen.IIDie
oben angegebene Aufgabe der Erfindung wird dadurch gelöst, daß - der Abgriff zwischen
den inneren Gliedern des ersten Spannungsteilers an eine der beiden Teilnehmerleitungsadern
angeschlossen ist, - der zweite Spannungsteiler zwischen den Basen bzw.
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Gates der beiden Transistoren angeschlossen ist, - der Abgriff zwischen
den beiden Gliedern des zweiten Spannungsteilers an die andere der beiden Teilnehmerleitungsadern
angeschlossen ist und - der zweite Widerstandswert'für Gleichstrom und für Frequenzen
unterhalb der ausgenutzten Frequenzen von über die Teilnehmerleitung zusätzlich
übertragenen Informationssignalen, also z.3.für 16 2/3 Hz, 50 Hz und 60 Hz, gleich
dem dritten Widerstandswert ist.
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Man kann für den ausgangsseitigen Innenwiderstand der Einspeiseeinheit,
hinsichtlich der ausgenutzten Frequenzen von Informationssignalen, einen anderen
Widerstandswert wählen als für vergleichsweise niedrigere Frequenzen, vor allem
als für Gleichstrom. Dazu können gemäß Patentanspruch 2 zumindest Jeweils eines
derjenigen für Gleichstrom den zweiten Widerstandswert aufweisenden Glieder der
beiden Spannungsteiler, die an die Teilnehmerleitungsadern angeschlossen sind, für
sich frequenzabhängige Filter darstellen, welche für die ausgenutzten Frequenzen
von Informationssignalen Widerstandswert-Beträge aufweisen, welche anders als die
Beträge des zweiten Widerstandswertes sind. Dadurch werden insbesondere die beiden
Transistoren als. Verstärker für Informationssignale, die von der Teilnehmerstation
über die Teilnehmerleitung und über die Einspeiseeinheit zu
einem
jenseits der Einspeiseeinheit angeschlossenen Empfänger gesendet werden, ausnutzbar.
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Wenn man gemäß Patentanspruch 3 die Basen bzw.
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Gates der beiden Transistoren Jeweils an eigene Signalanschlüsse anschließt,
sind diese Transistoren zusätzlich als Verstärker für Informationssignale, die über
diese Signalanschlüsse, über die Einspeiseeinheit und über die Teilnehmerleitung
zur Teilnehmerstation gesendet werden, ausnutzbar. Diese Informationssignale können
z.B. von weiteren Teilnehmerstationen gesendet sein oder auch Signaltöne, z.B. Besetztsignal
und Freisignal, darstellen.
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Man kann die Transistoren der Einspeiseeinheit zusätzlich als Verstärker
für beide Signalflußrichtungen in einer Zweidraht-/Vierdraht-Gabelschaltung mitausnutzen,
indem gemäß Patentanspruch 4 die zusätzlich als ankommende Anschlüsse einer Gabelschaltung-Vierdrahtseite
ausgenutzten Signalanschlüsse der Basen bzw. Gates beider Transistoren an die Steuereingänge
eines Differenzverstärkers angeschlossen sind, dessen Ausgänge an die als abgehende
Anschlüsse der Gabelschaltung-Vierdrahtseite ausgenutzen Emitter bzw. Sourcen der
Transistoren angeschlossen sind, wobei die Teilnehmerleitung zusätzlich die Gabelschaltung-Zweidrahtseite
darstellt.
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Wenn gemäß Patentanspruch 5 die beiden Transistoren bipolar sind,
ist mit besonders geringem Flächenaufwand auf Chips, bzw. mit leicht anbringbaren
einzelnen konzentrierten Transistor-Bauelementen, ein hoher Betrag des eingespeisten
Stromes zu erreichen.
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Wenn gemäß Patentanspruch 6 hingegen die Transistoren IG-FETs, insbesondere
MOS-FETs sind, kann man, wie bereits erwähnt, durch entsprechende Wahl der Dotierung
der Substratoberfläche im Kanalbereich zwischen Source und Drain den Einsatzpunkt
für den Source-Drain-Strom und damit nahezu beliebig den Betrag der Gleichvorspannung
an den Gates dieser beiden Transistoren wählen.
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Diese Weiterbildung gestattet also, einen jeweils je nach Bedarf besonders
angenehmen Pegel für diese Gleichvorspannung anzuwenden.
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Die Erfindung und deren Weiterbildungen werden mit Hilfe der in den
beiden Figuren gezeigten Beispiele weiter erläutert, wobei Fig. 1 ein nahe einer
Gabelschaltung angeschlossenes bipolares Ausführungsbeispiel der Erfindung, das
stabilisiert nur Gleichstrom einspeist, und Fig. 2 ein in einer rein elektronischen,
nämlich transformatorfreien Gabelschaltung angebrachtes Ausführungsbeispiel der
Erfindung zeigt, das nicht nur stabilisiert jenen Gleichstrom einspeist, sondern
bei dem zusätzlich die Transistoren der Einspeiseeinheit als in beiden Signalflußrichtungen
verstärkende Verstärker wirken. Hier speist die Einspeiseeinheit nicht nur Jenen
Gleichstrom, sondern zusätzlich Wechsel ströme ein, deren Modulation den übertragenen
Informationssignalen entspricht.
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Die in Fig. 1 gezeigte Einspeiseeinheit weist aufgrund ihres Aufbaus
und ihrer Betriebsweise einen hohen ausgangsseitigen Innenwiderstand für die Frequenz(en)
des eingespeisten Stromes auf, insbesondere für als Gleichstrom eingespeiste Ströme,
um, symme-
trisch zu einem gegen Gleichtakt-Störspannungen stabilisiertem
Mittelpotential zwischen den beiden Teilnehmerleitungsadernptentialen, den Strom
über die Teilnehmeradern in eine Teilnehmerstation - insbesondere eines Fernsprech-Vermittlungssystems
- einzuspeisen. Mit der gleichen Einspeiseeinheit werden, wie bereits angegeben,
durch Herstellungstoleranzen bewirkte Unsymmetrien im Aufbau und in der Funktion
der an sich symmetrisch aufgebauten Einspeiseeinheit selbsttätig weitgehend kompensiert,
wie unten noch näher erläutert wird.
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Die zwei komplementären, hier bipolaren Transistoren T1, T2 sind über
deren Emitter und über die Emitterwiderstände RE1, RE2 an die Gleichstromversorgungsanschlüsse
OV,-60 V, sowie über deren Kollektoren jeweils an eine der Teilnehmerleitungsadern
a bzw. b angeschlossen.
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Die Einspeiseeinheit enthalt noch einen zwischen den Gleichstromversorgungsanschlüssen
OV, - 60 V angeschlossenen ersten, die vier in Reihe liegendenGlieder RB1, RV1b,
RV2b, RB2 enthaltenden Spannungsteiler. Dessen beide äußeren Glieder RB1, RB2 weisen
jeweils zumindest angenähert einen ersten Widerstandswert auf. Die beiden inneren
Glieder weisen jeweils zumindest angenähert einen zweiten, im allgemeinen vom ersten
Widerstandswert verschiedenen Widerstandswert auf. Die beiden Abgriffe zwischen
den äußeren und inneren Gliedern sind Jeweils an die Basis des benachbarten, d.h.
nahe bei dem jeweiligen benachbarten Gleichstromversorgungsanschluß - 60 V bzw.
OV angebrachten Transistors T1 bzw. T2 angeschlossen. Der Abgriff zwischen den inneren
Gliedern RV1b, RV2b dieses ersten Spannungsteilers RB, RV1b, RV2b, RB2 ist an die
eine Ader, hier an die b-Ader, der Teilnehmerleitung a, b angeschlossen.
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Ein zweiter, zwei Glieder RV1a, RV2a enthaltender Spannungsteiler
ist zwischen den Basen der beiden Transistoren T1, T2 angeschlossen,wobei der Abgriff
zwischen den beiden Gliedern RV1a, RV2a dieses zweiten Spannungsteilers an die andere
Ader, hier an die a-AderX der Teilnehmerleitung a, b angeschlossen ist. Der Widerstandswert
dieser Glieder RV1a, RV2a ist für Gleichstrom und für Frequenzen unterhalb der ausgenutzten
Frequenzen von über die Teilnehmerleitung a, b zusätzlich übertragenen Informationssignalen,
also z.B. für niederfrequente Störspannungen von 16 2/3 Hz, 50 Hz und 60 Hz, gleich'dem
zweiten Widerstandswert. Diese Glieder RV1a, RV2a des zweiten Spannungsteilers bilden
also zusammen mit den inneren Gliedern RV1b, RV2b des ersten Spannungsteilers eine
Brücke aus vier - für Gleichstrom und für niederfrequente Störspannungen - angenahert
gleich großen Widerständen, deren Diagonale einerseits zwischen den Adern a, b der
Teilnehmerleitung und damit zwischen den Kollektoren der beiden Transistoren T1,
T2, sowie andererseits zwischen den Basen der beiden Transistoren T1, T2 angeschlossen
sind.
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Die Einspeiseeinheit verbindet den Vorteil der Konstantstromeinspeisung,
also insbesondere geringe Verlustleistung, mit einem niedrigen Innenwiderstand für
Gleichtaktspannungen auf den Teilnehmerleitungen a, b.
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Die beiden Transistoren T1 und T2 arbeiten als Konstantstrom-Quellen
mit eingeprägtem Strom, der sich aus der an der Basis anliegenden Spannung und dem
jeweiligen Emitterwiderstand REl bzw. RE2 ergibt.
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Verständlich wird die Funkton der beiden Spannungsteiler, wenn man
zunächst rein theoretisch von einem Kurzschluß zwischen den Anschlüssen a, b der
für sich unendlich gut leitenden a- und b-Adern ausgeht. Bei gleicher Di-
mensionierung
des Aufbaus und der Steuerung der beiden Transistoren T1, T2 liegt dann im Idealfall
an den Sprechadern genau die halbe Gleichstromversorgungs spannung, hier - 30 V.
Die Widerstände RV1a und RV1b, bzw. RV2a und RV2b bilden mit den äußeren Gliedern
d.h. Basisableitwiderständen R31 bzw. RB2,jeweils einen Basisspannungserzeuger aus
je drei Gliedern, der Jeweils die Basisgleichvorspannung an den Transistoren T1,
T2 und damit, abhängig von den Emitterwiderständen REl und RE2, die Beträge der
in die Adern a, b eingespeisten Ströme festlegt.
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Ersetzt man nun den Kurzschluß zwischen den Anschlüssen der Adern
a, b durch einen endlichen Widerstand, gebildet durch den Widerstand der Teilnehmerleitungsadern
und der Teilnehmerstation, dann steigt die Spannung an dem Anschluß a der a-Ader
um den halben Spannungsabfall an diesem endlichen Widerstand an, und die Spannung
an dem Anschluß b der b-Ader sinkt um den gleichen Betrag. Da die Widerstandswerte
der Glieder RV1a, RV1b, RV2a, RV2b alle untereinander gleich sind, fließt in diesem
Fall durch RV1 a und RV2b weniger Strom als im Kurzschlußfall durch die Widerstände
RV2a und RVlb fließt aber um den gleichen Differenzbetrag mehr Strom als im Kurzschlußfall.
Dadurch bleibt aber der Gesamtstrom, der durch die äußeren Glieder RBI, R32 fließt,
und damit auch der in die Adern a, b gespeiste Strom gleich hoch, d.h.
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unverändert, weil auch die Basisgleichvorspannung beider Transistoren
T1, T2 in beiden Fällen gleich hoch bleibt.
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Der über die Teilnehmerleitung zur Teilnehmerstation eingespeiste
Strom wird dort oft moduliert, indem dort der Widerstandswert der Teilnehmerstation
mit ausgenutzten Frequenzen moduliert wird. Daher wird auch der Widerstandswert
an den in der Fig. 1 gezeigten Anschlüssen a, b der Teilnehmerleitung in gleicher
Weise moduliert.
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Die dadurch als Gegentaktwelle an diesen Anschlüssen a, b erzeugten,
Informationen entsprechenden Wechselspannungen haben bei dem in Fig. 1 gezeigten
Beispiel, falls alle vier Glieder der Brücke auch für diese ausgenutzten Frequenzen
den gleichen zweiten Widerstandswert wie für Gleichstrom aufweisen, also keinen
Einfluß auf die Basisgleichvorspannung der beiden Transistoren TI, T2,die also weiterhin
konstant,1.h.unmoduliert bleibt.
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Gegentaktwechselspannungen, d.h. symmetrisch zum Mittelpotential auftretende
Potentiale an den Anschlüssen a, btbeeinträchtigen daher nicht die Konstanz und
die Symmetrie der in die Adern a, b eingespeisten Ströme, weil das Mittelpotential
stets seinem Sollwert entspricht.
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Gleichtakt-Wechselspannungen an den Anschlüssen a, b, also Veränderungen
des Mittelpotentials, das in der Mitte zwischen den Potentialen der Anschlüsse a,
b liegt, haben aber eine völlig andere Wirkung auf die Einspeiseeinheit, Versucht
man nämlich das Potential in unsymmetrischer Weise nur am Anschluß a,z.B. um 2 Vzu
erhöhen, ohne das Potential am Anschluß b zu ändern, dann ändern sich auch die Ströme
durch die äußeren Glieder RB1, RB2. Durch RB1 fließt dann nämlich} im allgemeinen
vorübergehend, zu zu weniger Strom als durch RB2-wodurch der Transistor T1 dann
weniger Strom in die a-Ader einspeist, als zur gleichen Zeit der Transistor T2 in
die b-Ader eingespeist, solange bis das Mittelpotential wieder dem Sollwert entspricht.
Versucht man also das Potential nur an einem der Anschlüsse a, b zu verändern, ohne
das Potential am anderen Anschluß zu ändern, dann erhöht sich der Strom in einer
der beiden Stromquellen und vermindert sich etwa um den gleichen Betrag in der anderen.
Das heißt, die Wirkung der beiden Spannungsteiler bei solchen Gleichtaktstöspannungen
ent-
spricht der von zwei reellen Widerständen, die sich aus den
Elementen der Schaltung nach folgender Formel berechnen lassen:
In dieser Formel sind RE und RB die Widerstandswerte des Emitter- und Basisableitwiderstandes
und W der Widerstandswert der Parallelschaltung der beiden zum selben Basisvorspannungserzeuger
gehörenden Glieder der Brücke, z,B. W 1as W 1b. Dabei ist angenommen, daß der Basistrom
gegenüber dem Strom in RB vernachlässigt werden kann, daß also der betreffende Transistor
eine hohe Stromverstärkung hat.
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Andererseits ergibt sich der Betrag des eingeprägten Gleichstroms
bzw. Konstantstroms, falls man die Basis-Emitter-Vorspannung vernachlässigt, zu:
In dieser Formel ist UB der Betrag der Spannung der Gleichstromversorgung, vgl.
60 V in Fig. 1. Diese Formel zeigt, daß die Schaltung auf Gleichtaktstörspannungen
wirkt wie zwei Widerstände, die bei Kurzschluß auf der Leitung gerade den eingeprägten
Strom I ergeben würden. Bei einem Betrag der Gleichstromversorgungsspannung von
z.B. 48 V und einem Speisestrombetrag von z.B. 24mA wären das zwei Widerstände von
je 1000 Ohm, auf deren Parallelschaltung, also effektiv 500 Ohm, die Gleichtaktstörspannung
wirkt.
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Als Innenwiderstand für die in die Teilnehmerleitung eingekoppelte
Gleichtaktstörspannung wirkt in erster Näherung die halbe Erdkapazität der Leitung;
bei einem
C-Belag von etwa 100 nF/km und einer 10 km langen Teilnehmerleitung
mit ca. 1200 Ohm bei 0,6 mm Durchmesser also etwa 0,5 /u F. Das ergibt bei 50 Hz-Gleichtaktstörspannung
einen kapazitiven Innenwiderstand der Störquelle von ca. 6300 Ohm und bei 16 2/3
Hz-Gleich-.
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taktstörspannung von ca. 1900 Ohm.
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Läßt man z.B. einen Störstrom von 1OmA Spitzenwert über die Einspeiseeinheit
fließen, was einer Störspitzenspannung von 5 V an 500 Ohm entspricht, dann erhält
man eine zulässige Stör-Längsspannung auf der Leitung von 63 V bei 50 Hz bzw. von
190 V bei 16 2/3 Hz.
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Je mehr Strom die Transistoren T1, T2 liefern können, umso stärkere
Unsymmetrien der Potentiale an den Anschlüssen a, b können sie kompensieren. Falls
selbst mit relativ niedrigem Quellen-Innenwiderstand unsymmetrische Störspannungen
in eine Teilnehmerleitungsader eingekoppelt werden, sind auch solche Störspannungen
teilweise - kompensierbar, wenn die Verstärkung der Transistoren T1, T2 entsprechend
groß gewählt wird.iiZur Vergrößerung der Verstärkung kann man auch dem Transistor
T1 und T2 jeweils einen eigenen Vorverstärker vorschalten, z.B. indem diese in Fig.
1 gezeigten Transistoren jeweils die Ausgangsstufe eines Darlington-Verstärkers
bilden, wobei die Basis bzw. das Gate der Eingangsstufe dieses Verstärkers vom Potential
des Abgriffs des jeweiligen Basisspannungserzeugers RV1a/RV1b/RB1 bzw.
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RV2a/RV2b/RB2 gesteuert wird. In diesem Falle wird also die Basis
bzw. das Gate der Transistoren T1, T2 nicht direkt mit jenem Abgriff des Basisspannungserzeugers
verbunden, sondern über einen Vorverstärker.
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Die durch die Erfindung erreichte Stabilisierung des Mittelpotentials
wird auch möglich, wenn die Kennlinien beider Transistoren T1, T2 - abgesehen von
ihrer Komple-
mentarität - voneinander ziemlich stark abweichen,
wenn sie also z.B. recht verschiedene Stromverstärkungsfaktoren aufweisen. Wegen
der erfindungsgemäßen Dimensionierung insbesondere der Glieder RV1a, RV2a, RV1b,
RV2b der Brücke, die ja wegen der Gleichheit der Widerstandswerte aller vier Glieder
dieser Brücke eine abgestimmte Brücke darstellt, werden auch die durch solche Herstellungstoleranzen
bewirkten Unsymmetrien weitgehend kompensiert.
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Bei dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel speist die Einspeiseeinheit nur
ihren stabilisierten Gleichstrom mit hohem ausgangsseitigen Innenwiderstand ein,
aber keinen überlagerten Wechselstrom, welcher ausgenutzte Frequenzen von Informationssignalen
entspricht. Die vorübergehend eingespeisten Wechselstromkomponenten der Ströme der
Transistoren T1, T2 dienen nur Sur Kompensation von Gleichtaktstörspannungen, um
das Mittelpotential zu stabilisieren. Wechselströme, die über die Teilnehmerleitung
a, b übertragenen Informationssignalen entsprechen, werden also von der an die Teilnehmerleitung
angeschlossenen Teilnehmerstation über die Teilnehmerleitung und über den mit einer
Nachbildung N verbundenen Differentialtransformator Tr, der als Symbol für eine
für sich bekannte Zweidraht-/Vierdraht-Gabelschaltung in die Fig. 1 eingezeichnet
ist, zu den abgehenden Vierdrahtseitenausgang Ab dieser Gabelschaltung weitergeleitet.
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Solche Wechselströme werden außerdem von dem Vierdrahtseiteeingang
Aa der Gabelschaltung Tr/N über die Teilnehmerleitung a, b zur Teilnehmerstation
weitergeleitet. Dabei überlagern sich diese Wechselströme dem von der Einspeiseeinheit
eingespeisten stabilisierten Gleichstrom.
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An den Anschlüssen Sa, Sb kann man Signale erhalten, die Kriterien
für den Zustand der Teilnehmerleitung und der
Teilnehmerstation
darstellen. Hängt der Teilnehmer ein, kann kein Strom mehr durch die Transistoren
T1, T2 eingespeist werden. In diesem Fall erhält man an Sa und Sb angenähert -60
V bzw. OV, also angenähert die Spannungen der Gleichstromversorgung, abgesehen von
den relativ kleinen Wirkungen der Basisströme der Transistoren T1, T2. Impulsweise
erhält man solche Signale auch an Sa und Sb, während der Teilnehmer wählt. Legt
hingegen der Teilnehmer ein niederohmig zugeführtes äußeres Potential, z.B. Erdpotential,
an zumindest eine der beiden Teilnehmerleitungsadern a, b'indem er z.B. die Erdtaste
drückt, dann ist die Stromverstärkung der Transistoren T1, T2 zu schwach, um weiterhin
das Mittelpotential zu stabilisieren, wodurch hierfür typische Potentiale als Signale
an Sa und Sb erhalten werden. Sind Jedoch Gleichtaktstörspannungen auf der Teilnehmerleitung
a, b, die von der Einspeiseeinheit kompensiert werden, dann wird an Sa, Sb ein entsprechendes,
relativ schwaches Brummen erhalten, das das einwandfreie, bestimmungsgemäß stabilisierende
Funktionieren der Einspeiseeinheit anzeigt.
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Man kann jedoch an die Basen bzw. Gates der Transistoren T1, T2 jeweils
in Fig. 1 nicht mehr gezeigte Signalanschlüsse anschließen, vgl. Ana und Anb in
Fig. 2, um über diese Anschlüsse Signalinformationen, z.B. Tonsignale wie Freisignal
und Beseztsignal, über die Teilnehmerleitung a, b zum Teilnehmer weiterzuleiten.
In diesem Falle speist die Einspeiseeinheit nicht nur den stabilisierten Gleichstrom,
sondern auch die betreffenden zum Teilnehmer gesendeten Informationssignale mit
ausgangsseitig hohem Innenw-derstand ein.
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Durch eine geschickte Weiterbildung kann aber an den Anschlüssen Sa
und Sb auch ein Wechselstrom erhalten werden, der den ausgenutzten Frequenzen von
vom Teil-
nehmer gesendeten Informationssignalen entspricht, wobei
dann diese Anschlüsse hier nicht mehr Sa, Sb sondern Aba, Abb genannt werden, vgl.
Fig. 2. Dazu verstimmt man die Brücke der Glieder RV1a, RV2a, RV1b, RV2b mittels
weiterer frequenzabhängiger Komponenten, z.B.
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mittels der in Fig. 2 gezeigten, den Gliedern RV1a, RV2b parallel
geschalteten Komponenten C1/RG1 und C2/RG2. Diese Brücke ist dann zwar für Gleichstrom
und für niederfrequenten Wechselstrom, dessen Frequenzen kleiner als die ausgenutzten
Frequenzen der Informations-Signale sind,nicht verstimst -wodurch die Einspeiseeinheit
Gleichtaktstörspannungen, deren Frequenzen (z.B. 50 Hz) kleiner als jene ausgenutzten
Frequenzen sind, weiterhin in das Mittelpotential stabilisierender Weise kompensiert
werden. Für die ausgenutzten Frequenzen der vom Teilnehmer gesendeten Informationssignale,
z.B. zwischen 300 bis 3000 Hz, ist diese Brücke aber verstimmt, weil zumindest zwei
einander-gegenüber liegende Glieder dieser Brücke jeweils frequenzabhängige Filter
darstellen, vgl.
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die Filter RV1a/C1/RG1 und RV2b/C2/RG2, welche hier für die ausgenutzten
Frequenzen, z.B. für mehr als 300 Hz, einen kleineren Betrag des Widerstandswertes
als den Betrag des zweiten Widerstandswertes aufweisen.
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Wegen der für diese ausgenutzten Frequenzen auftretenden Verstimmung
der Brücke ist das Potential an den Basen bzw. Gates der Transistoren T1, T2 nicht
mehr unabhängig, sondern abhängig von den vom Teilnehmer gesendeten Wechselströmen.
Das Potential der Basen bzw. Gates weist nämlich die gleiche Modulation wie diese
vom Teilnehmer gesendeten Wechselströme auf, weswegen auch der Strom durch die Transistoren
T1, T2 und der Strom durch die Emitterwiderstände RE1, RE2 die gleiche Modulation
aufweisen. An den Anschlüssen Aba, Abb erhält man also Signale, deren Modulation
den ausgenutzten Frequenzen der
vom Teilnehmer gesendeten Informationssignale
entspricht. Der Teilnehmer sendet hier also seine Informationssignale über die Teilnehmerleitung
und über die Einspeiseeinheit zu den Anschlüssen Aba, Abb.
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Die in Fig. 2 gezeigte Weiterbildung der Erfindung stellt also eine
stabilisierte Gleichstrom-Einspeiseeinheit dar, die gleichzeitig als abgehender
Verstärker und überdies sogar noch als ankommender Verstärker einer rein elektronischen,
transformatorfreien Zweldraht/ Vierdraht-Gabelschaltung wirkt. Hierbei bilden die
Anschlüsse a, b die Zweidrahtseite und die Anschlüsse Ana, Anb den Vierdrahtseiteeingang
sowie die Anschlüsse Aba, Abb den Vierdrahtseiteausgang dieser Gabelschaltung. Transformatorfreie
Zweidraht-/Vierdraht-Gabelschaltung mit getrennten ankommenden Verstärkern sind
für sich bereits z.B. durch die US-PS 3 530 260, sowie 2 511 948 /insbesondere Fig.
1 und 3 849 609, sowie durch die nicht vorveröffentlichten DE-OS 28 33 722, 28 35
526, 28 35 627 beschrieben. Wie auch schon aus diesen Schriften erkennbar ist, kann
man die bei Differentialübertragern übliche Nachbildung, vgl. N in Fig. 1, ersetzen
durch einen Verstärker, vgl.
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RV in Fig. 2, zur gegenphasigen Einkopplung bzw.
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Uberlagerung des Vierdrahtseite-Eingangssignales der Anschlüsse Ana,
Anb auf das Vierdrahtseiteausgangssignals der Anschlüsse Aba, Abb,wodurch die Echodämpfung
bzw. Mithördämpfung der Gabelschaltung sehr groß wird.
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Diese zusätzliche Ausnutzung der Einspeiseeinheit gleichzeitig als
ankommender und abgehender Verstärker einer Gabelschaltung, bei gleichzeitiger,
das Mittelpotential der Zweidrahtseite stabilisierender, hochohmiger Einspeisung
von Gleichstrom bzw. Schleifenstrom, wird also durch Filter in der Brücke RV1a,
RV1b, RV2a, RV2b ermöglicht, welche für die ausgenutzten Frequenzen der
vom
Teilnehmer gesendeten Informationssignale einen anderen Betrag des Widerstandswerts,
z.B. einen kleineren, als den Betrag des zweiten Widerstandswertes aufweisen.
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Durch eine dadurch bewirkte, die Brücke verstimmende zusätzliche Wechselstromgegenkopplung
zwischen Kollektor und Basis der beiden Transistoren T1, T2 kann der Innenwiderstand
der Einspeiseeinheit insbesondere im Sprachfrequenzbereich unabhängig vom Betrag
des eingespeisten Gleichstromes eingestellt werden.
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Um bei dem in Fig. 2 gezeigten Beispiel kleine Kapazitäten Cl, C2
verwenden zu können, kann man auch Darlington-Verstärker mit hoher Stromverstärkung
an Stelle der einstufigen Transistorverstärker T1, T2 verwenden.
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Der Innenwiderstand R. der Einspeiseeinheit beträgt in diesem besonderen
Fall angenähert für die ausgenutzten Frequenzen
In dieser Formel ist RG der Widerstandswert des hier ohmschen Widerstandes RG1 bzw.
RG2. Läßt man R gegen Null gehen, wodurch man eine reine Kondensatorgegenkopplung
erreichen kann, dann erhält man den besonders niedrigen Widerstandswert der Serienschaltung
der beiden Emitterwiderstände RE1, RE2 als Wechselstrom-Innenwiderstand Ri. Diese
Schaltung ist oft dann zu empfehlen, wenn statt der in Fig. 1 gezeigten Differentialübertragergabelschaltung
vierdrahtseitig eine elektronische Ein- und Auskopplung der übertragenen Informationssignale
an den Anschlüssen Ana, Anb, Aba, Abb vorgesehen ist.
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Auch bei der in Fig. 2 gezeigten Weiterbildung können die Schleifenkriterien
an den Anschlüssen Aba, Abb erhalten werden, und zwar aufgrund der gleichen Vorgänge,
die schon in Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert wurden.
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Auf die Möglichkeit, die bipolaren Transistoren T1, T2 durch IG-FETs
zu ersetzen, wurde schon oben hingewiesen.
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Dort wurde auch schon auf die Vorteile eingegangen, die bei Verwendung
des einen und des anderen Transistortyps möglich sind.
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6 Patentansprüche 2 Figuren