DE4111495A1 - Gegentakt-endstufe - Google Patents
Gegentakt-endstufeInfo
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein
Verfahren zum Vermindern von Verzerrungen in der Endstufe
von Gegentaktverstärkern. Dazu führt die Bandbreiten-Ein
engung, wenn ein schneller Ausgangstransistor zu Gunsten der
Leitung in einem langsa
meren Ausgangstransistor abgeschaltet wird.
Darüber hinaus wird ermöglicht, daß die Aus
gangsimpedanz der Ausgangsstufe gleichförmiger als
in bisher bekannten Gegentaktverstärker-Ausgangs
stufen verläuft.
Gegentaktverstärkerstufen liefern üblicherweise
Verzerrungen, weil Transistoren als Teil der Be
triebsweise des Gegentaktverstärkers abschalten.
Des weiteren führt das Abschalten eines schnellen
Ausgangstransistors eines Gegentaktverstärkers zu
Gunsten einer ansteigenden Stromleitung in einem
langsameren Ausgangstransistor des Gegentaktver
stärkers im allgemeinen zu einer Einengung der
Bandbreite und zu einer Änderung der Ausgangsimpe
danz des Gegentaktverstärkers.
Der Ausgangs-Abschaltmechanismus einer Gegentakt-
Verstärkerstufe kann anhand des typischen Gegen
taktverstärkers 1 von Fig. 1 beschrieben werden.
In dieser sogenannten Komplementärschaltung schiebt
ein oberer npn-Transistor 2, der zusammen mit einem
Widerstand 4 als Emitterfolger geschaltet ist, ei
nen Ausgangsstrom i₀ in eine Leitung 5, und ein un
terer pnp-Transistor 7 zieht über einen Widerstand
6 einen Ausgangsstrom -i₀ durch die Leitung 5. Um
den Übergang vom Schieben des Ausgangsstroms durch
den oberen Transistor 2 zum Ziehen des Ausgangs
stroms durch den unteren Transistor 7 ist eine Ru
he-Vorspannung VB zwischen die Basen der Transi
storen 2 und 7 angelegt. Normalerweise fällt die
Vorspannung VB über Dioden 9 und 10 ab, die ihrer
seits durch die Stromquelle 3 vorgespannt sind.
Beim Betrieb der oben beschriebenen Schaltung wer
den wegen der Nichtlinearität der Transistoren 2
und 7 und wegen der Fehlanpassungen zwischen ihren
Betriebsparametern Signalverzerrungen produziert.
Die Nichtlinearität ergibt sich aus dem exponen
tiellen Strom-Spannungs-Verhältnis der Emitter-Ba
sis-Sperrschicht der Ausgangstransistoren 2 und 7.
Wenn einer dieser Transistoren einschaltet und der
andere abschaltet, erreicht die Verzerrung infolge
der Emitter-Basis-Antwort ihr Maximum; dies führt
zu Kreuzverzerrungen. Verzerrungen entstehen auch
durch Fehlanpassungen in den Kennwerten der Transi
storen 2 und 7. So führen beispielsweise unter
schiedliche Stromverstärkungen der Transistoren 2
und 7 zu Änderungen des Ausgangswiderstandswertes,
sobald der Ausgangsstrom i₀ seine Polarität um
kehrt.
Um diese Verzerrungen zu vermeiden, wurden Endstu
fen entwickelt, die eine gleichbleibende Vorspan
nung der Ausgangstransistoren sicherstellen. Derar
tige Endstufen sind von Natur aus Gegentaktstufen
mit festen Vorspannungsquellen. Deshalb gibt es
auch bei diesen nichtkomplementären Gegentakt-Aus
gangsstufen ein Transistor-Abschalten mitsamt sei
nen Verzerrungen.
Eine solche Stufe mit gleichförmiger Vorspannung
ist in der US-PS 45 73 021 (Widlar) beschrieben.
Dort wird der Strom des einen Ausgangstransistors
abgetastet und mit einem Bezugsstrom verglichen.
Der durch diesen Vergleich ermittelte Unterschieds
wert speist eine Rückkopplungsschleife, die die
Vorspannung steuert und den überprüften Transistor
ständig eingeschaltet hält. Diese Technik erhöht
jedoch die Komplexität der Ausgangsstufe stark. Die
Anwendung dieser Technik erfordert beispielsweise
einen zusätzlichen Differential-Verstärker, einen
Bezugsstrom, eine Referenzdiode und eine Abtastdio
de. Darüber hinaus umfaßt diese Schaltung eine Rück
koppelungsschleife mit mehreren Verstärkerstufen,
von denen jede Phasenverzögerungen und weitere
Bandbreiteneinengungen beisteuert.
In bekannten nichtkomplementären Gegentaktverstär
kern ist der Kollektor des unteren Transistors nor
malerweise direkt an den Ausgangsanschluß ange
schlossen. Unter diesen Bedingungen hat der Aus
gangsstrom keine Auswirkung auf den Basisstrom des
oberen Transistors. Die Notwendigkeit, einen der
Transistoren 2 und 7 abzuschalten, um den jeweils
anderen anzuschalten, wird aus den beiden in Fig.
2 gezeigten Ausgangstransistor-Kollektorstrom-
Kurven 2A und 7A deutlich. Eine der Ausgangsstufen
2 oder 7 ist bei einem starken Ausschlag des Aus
gangsstroms i₀ immer ausgeschaltet, und das liefert
die oben angeführte Kreuzverzerrung. Es ist einzu
sehen, daß die klassische komplementäre Endstufe
von Fig. 1 als integrierte Endstufe schwierig aus
zuführen ist, denn es ist schwierig, integrierte
pnp-Transistoren mit guten Kennwerten bei hohen
Strömen herzustellen. Integrierte Gegentaktverstär
ker sind deshalb üblicherweise nichtkomplementäre
Schaltungen.
Der am nächsten kommende Stand der Technik erledigt
daher das Abschaltproblem mit dem Ausgangstrans
istor durch ein Ändern der festen Vorspannungsquelle
entweder in eine Konstantspannung für die Komple
mentärkreise oder in einen Konstantstrom für die
nichtkomplementären Schaltkreise.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, einen verbesser
ten Gegentaktverstärker mit geringeren Kreuzverzer
rungen vorzustellen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen
einfachen, wirtschaftlichen Gegentaktverstärker zu
schaffen, der gegenüber konventionellen Gegentakt
verstärkern die Kreuzverzerrungen reduziert und die
Bandbreite steigert.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung um
faßt eine Gegentakt-Endstufe einen oberen Trans
istor und einen unteren Transistor eines ersten
Leitfähigkeitstyps, wobei ein Emitter des oberen
Transistors an einen Kollektor des unteren Trans
istors angeschlossen ist. Ein erster Widerstand
liegt zwischen einem AusgangsanschIuß und dem Emit
ter des oberen Transistors, ein zweiter Widerstand
liegt zwischen einem Emitter des unteren Trans
istors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß.
Ein Kollektor des oberen Transistors ist mit einem
zweiten Versorgungsspannungsanschluß verbunden. Ein
Vorspannungskreis umfaßt einen Phasenteilertrans
istor mit einer ersten Stromelektrode, die an eine
Konstantstromquelle und eine Basis des oberen Tran
sistors angeschlossen ist, eine zweite Stromelek
trode, die an die Basis des unteren Transistors an
geschlossen ist, und eine Steuerelektrode, die mit
einem Eingangssignal in Verbindung steht. Ein drit
ter Widerstand liegt zwischen der Basis des oberen
Transistors und dem Ausgangsanschluß. Ein vierter
Widerstand liegt zwischen der Basis des unteren
Transistors und einem Ende des zweiten Widerstands,
der mit dem ersten Versorgungsspannungsanschluß
verbunden ist. Der Phasenteilertransistor lenkt ei
nen ersten Teil des Konstantstromes in eine erste
Leitung, die an die Basis des oberen Transistors
und den dritten Widerstand angeschlossen ist, und
einen übrigbleibenden zweiten Teil des Konstant
stroms in eine zweite Leitung, die an die Basis des
unteren Transistors und den vierten Widerstand an
geschlossen ist, und zwar nach Maßgabe des Ein
gangssignals, das der Steuerelektrode des Phasen
teilertransistors zugeführt wird. Eine Änderung des
Ausgangsstromes durch die Ausgangsleitung ändert
eine Basis-Emitter-Spannung des oberen Transistors
dadurch, daß er durch den ersten Widerstand fließt
und die Spannung über dem ersten Widerstand ändert.
Damit wird die Zumessung eines Teils des Stromes
der Konstantstromquelle aus der ersten Leitung kom
pensiert. Damit fließt ein Mindestwert an Vorstrom
in den oberen Transistor, selbst dann, wenn der un
tere Transistor voll eingeschaltet ist. Auf diese
Weise wird die Kreuzverzerrung reduziert, die Aus
gangsimpedanz klein gehaIten und die Bandbreite der
Gegentakt-Endstufe erhöht.
Fig. 1 ist ein schematischer Stromlaufplan zum Be
schreiben des Stands der Technik.
Fig. 2 ist eine Funktionsdarstellung zum Beschrei
ben der bekannten Schaltung von Fig. 1.
Fig. 3 ist ein schematischer Stromlaufplan eines
Ausführungsbeispieles der Erfindung.
Fig. 3A ist ein schematischer Stromlaufplan eines
anderen Ausführungsbeispiels der in Fig. 3 gezeig
ten Schaltung.
Fig. 4 ist eine Funktionsdarstellung zum Beschrei
ben der Arbeitsweise der Schaltungen von Fig. 3
und Fig. 3A.
Gleich zu Beginn soll bemerkt werden, daß sich die
erfindungsgemäßen Schaltungen, zum Beispiel die von
Fig. 3, vom Stand der Technik dadurch unterschei
den, daß der Kollektor des Ausgangstransistors 7 an
den Emitter des Transistors 2 statt an den Aus
gangsanschluß 5 gelegt ist (soweit möglich, sind in
den Fig. 1, 3 und 3A gleiche Bezugszeichen für
gleiche Bauelemente verwendet). Demzufolge hindert
der Kollektorstrom des Transistors 7 den oberen
Transistor 2 daran, abzuschalten, wenn der untere
Transistor 7 voll eingeschaltet ist. Dies ist wich
tig, weil bekannte Gegentakt-Endstufen eine Vor
spannung oder einen Vorstrom für den Endtransistor
haben, die Vorspannung oder den Vorstrom teilen
sich die beiden Endtransistoren. Die verfügbare
Vorspannung oder der verfügbare Vorstrom wird dem
einen oder dem anderen der Endtransistoren in einem
größeren Maß entsprechend dem Ausgangsstrom zuge
teilt. Der am nächsten kommende Stand der Technik
sieht eine Rückkopplung vom Ausgang der Gegentakt
stufe vor, um die Vorspannung oder den Vorstrom zu
ändern. Bei der Erfindung dagegen wird ein zur Ver
fügung stehender konstanter Vorstrom durch ein
Treiberstufensignal, das als ein Eingangssignal für
die Gegentakt-Endstufe dient, zu dem einen oder zu
dem anderen der Endtransistoren gelenkt; es wird
aber keine Rückkopplung eingesetzt, um die zur Ver
fügung gestellte Vorspannung oder den verfügbaren
Vorstrom zu ändern.
In Fig. 3 teilen sich die Endtransistoren 2 und 7
einen Einheits-Gegentakt-Vorspannungskreis 18. Der
Endtransistor 2 ist ein oberer npn-Transistor, des
sen Kollektor an V+ liegt. Die Basis des Trans
istors 2 ist über die Leitung 8 an eine Konstant
stromquelle 3, die den Vorstrom IB liefert, an den
Emitter eines pnp-Phasenteilertransistors 21 und an
ein erstes Ende eines Widerstandes 22 mit dem Wi
derstandswert R3 gelegt. Wie oben schon erwähnt ist
der Emitter des Transistors 2 direkt an den Kollek
tor des unteren npn-Transistors 7 angeschlossen.
Die Basis des Transistors 7 liegt über eine Leitung
23 am Kollektor des Phasenteilertransistors 21 und
an einem ersten Ende des Widerstands 24 mit dem Wi
derstandswert R4. Das Eingangssignal des Gegentakt
verstärkers 22 ist das Signal ei, es wird der Basis
des Transistors 21 über die Leitung 11 zugeführt.
Ein zweites Ende des Widerstandes 24 ist mit einem
Anschluß V- verbunden.
Der Emitter des oberen Transistors 2 ist außerdem
an ein Ende des Emitterfolgerwiderstands 4A mit dem
Widerstandswert R1 verbunden. Das andere Ende des
Widerstands 4A liegt am Ausgangsanschluß 5, in den
der Ausgangsstrom i₀ fließt. Ein zweites Ende des
Widerstands 22 ist ebenfalls mit dem Ausgangsan
schluß 5 verbunden. Der Emitter des unteren Transi
stors 7 liegt an einem Ende des Widerstands 6A mit
einem Widerstandswert R2. Das andere Ende des Wi
derstands 6A liegt an V-.
In der Schaltung nach Fig. 3 dient der Ausgangs
strom i₀ zum Kompensieren der Vorspannung für den
oberen Transistor 2. Die Verbindung des Emitters
des oberen Transistors 2 mit dem Anschluß 5 über
den Widerstand 4A und mit dem Kollektor des unteren
Transistors 7 steuert den oberen Transistor 2 stän
dig leitend. Der obere Transistor 2 ist es, der die
kritischen Ausgangskennwerte einschließlich der
Ausgangsimpedanz und der Bandbreite des Schaltkrei
ses 20 steuert. Der Transistor 7 stellt wegen sei
nes an Masse liegenden Emitters eine hohe Ausgangs
impedanz dar. Wird der Transistor 2 ständig einge
schaltet gehalten, bestimmt er dauernd die Aus
gangsimpedanz des Schaltkreises und hält ihn auf
dem typischen niederen Ausgangsimpedanzwert eines
Emitterfolgers.
Bleibt der obere Transistor 2 ständig eingeschaltet,
verbessert dies auch die Bandbreite des Gegen
takt-Endverstärkers 20 erheblich, weil die Band
breite des Emitterfolgers 2, 4A viel größer als die
des Transistors 7 mit seinem an Masse liegenden
Emitter ist. Der obere Transistor 2 behält seine
große Bandbreite durch den Pfad vom Eingangssignal
ei zum Ausgangssignal eo und überbrückt dabei die
Phasenverzögerung des langsameren Pfads durch den
unteren Transistor 7.
Während des Betriebes liefert die Stromquelle 3 ei
nen festen Vorstrom IB, der in wechselndem Maß von
den beiden Endtransistoren 2 und 7 entsprechend dem
Bedarf für den Ausgangsstrom i₀ absorbiert wird.
Der Gegentaktbetrieb wird durch die Stromlenkung
durch den Phasenteilertransistor 21 entsprechend
dem Signal ei erreicht. Der Phasenteilertransistor
21 liefert Treibersignale entgegengesetzter Polari
tät an den Emitterfolgertransistor 2 und an den mit
seinem Ende an Masse liegenden Transistor 7. Die
Ströme i1 und i2 bilden die Augenblicksspannungen
über dem Emitterfolger 2, 4A und dem mit seinem
Emitter an Masse liegenden Transistor 7.
Wenn i₀=0 ist, schließt der Strom im oberen Trans
istor 2 auch im unteren Transistor 7. In diesem Fall
wird der Vorstrom IB annähernd gleich zwischen i1
und i2 aufgeteilt. Dann fallen annähernd gleiche
Spannungen an den Widerständen 22 und 24 ab, sie
steuern die Transistoren 2 und 7 mit etwa den glei
chen Stromwerten.
Zum Erhöhen der positiven Werte von i₀ wird der
Strom im oberen Transistor 2 durch ein Erhöhen der
Spannung über dem Widerstand 22 erhöht. Dies er
fordert, daß dem Strom i1 mehr vom Strom IB zuge
teilt wird. Dann steht weniger Strom für i2 zur
Verfügung, und die Spannung über dem Widerstand 24
fällt von ihrem Ruhewert. Der Strom im unteren
Transistor 7 fällt dann so, wie der Strom im oberen
Transistor 2 ansteigt. Ein weiteres Ansteigen des
Stromes im Emitterfolgertransistor 2 bewirkt
schließlich ein Abschalten des unteren Transistors
7, wie es im Abschnitt 7C der Kurve 7A in Fig. 4
gezeigt ist.
Die Gegentaktstufe 20 schaltet jedoch den oberen
Transistor 2 nicht ab, wenn sich die Polarität des
Ausgangsstroms umkehrt. Bei negativen Werten von i₀
wird der Strom e2 angehoben; dies erhöht den Strom
im unteren Transistor 7. Das Ansteigen des Stromes
im Transistor 7 erfordert eine Verminderung von i1
und eine entsprechende Verminderung der Spannung
über dem Widerstand 22. Normalerweise würde diese
Spannungsverminderung den Strom im Transistor 2
vermindern. Der Ausgangsstrom i₀ im Schaltkreis 20
liefert aber einen dem entgegenwirkenden Vorspan
nungsanstieg, weil der Kollektor des unteren Trans
istors 7 mit dem Emitter des oberen Transistors 2
verbunden ist statt mit dem Ausgangsanschluß 5 wie
bei bekannten Schaltkreisen. Der Strom aus dem un
teren Transistor 7 fließt dann durch den Emitterwi
derstand 4A des Emitterfolgers 2. Die resultierende
Spannung über dem Widerstand 4A vermindert die
Spannung am Emitter des oberen Transistors 2 und
spannt daher außerdem den oberen Transistor 2 vor,
um der durch die oben geschilderte Verminderung von
i2 verursachten Verminderung der Vorspannung entge
gen zu wirken.
Eine quantitative Überprüfung der letztgenannten
Betriebsbedingungen konzentriert sich auf die Emit
ter-Basis-Spannung des oberen Transistors 2.
VBE2 = i₁R₃-(i₀-i₁)R₁ (1)
VBE2 = i₁(R₃+R₁)-i₀R₁ (2)
In der Praxis ist R₃ groß gegen R₁, und die Gleichung
in Klammer 2 vereinfacht sich zu
VBE2 = i₁R₃-i₀R₁ (3)
Damit hebt ein negativer Ausgangsstrom die Spannung
VBE2 zur selben Zeit an, zu der der absinkende
Strom i1 diese Spannung vermindert. Wenn diese zwei
Effekte im Ergebnis zu Null gemacht werden, wird
VBE2 konstant gehalten, wenn i₀ ins Negative
schwingt, und der Strom im oberen Transistor 2
bleibt gleichermaßen konstant. Um einen negativen
Ausgangsstrom zu liefern, wird der Kollektorstrom
im unteren Transistor 7 um einen Wert minus i₀ an
gehoben. Dies hebt die Spannung über R2 um minus
i₀R₂ an und erfordert die gleiche Anhebung der
Spannung über R4. Die letztgenannte Anhebung er
fordert die Anhebung von i2 um einen Wert
i₂ = -i₀R₂/R₄ (4)
die Anhebung von i2 ergibt eine entsprechende Ab
senkung von i1, aber i₀ stellt wieder die Vorspan
nung des oberen Transistors 2 her. Wegen des abge
senkten i1 fällt die Vorspannung über R3 um
i₁R₃ = i₀R₂R₃/R₄ (5)
gleichzeitig hebt der fließende Strom i₀ die Span
nung über R1 um einen Wert i₀R1 an. Es ergibt sich
VBE2 = i₁R₃-i₀R₁ (6)
VBE2 = i₀R₂R₃/R₄-i₀R₁ (7)
wenn diese zwei Spannungsänderungen von gleicher
Höhe sind, bleibt die Emitter-Basis-Spannung des
oberen Transistors 2 unverhindert. Für VBE2 = 0
sind die Schaltungswiderstände zu bemessen zu
R₁/R₃ = R₂/R₄ (8)
in anderen Worten heißt dies: Wird das Verhältnis
der Emitter- und Vorspannungs-Widerstände für die
beiden Transistoren 2 und 7 gleichgemacht, stellt
dies einen konstanten Strom im oberen Transistor 2
für alle negativen Werte von i₀ sicher. Diese Be
dingung kann leicht verwirklicht werden, weil eine
symmetrische Dimensionierung R1=R2 und R3=R4
macht.
In der Endstufe 20 ist das Signal am Emitter des
Phasenteilertransistors 21 in Phase mit ei, und das
Signal auf der Leitung 23 am Kollektor des Phasen
teilertransistors 21 ist nicht in Phase mit ei.
Dies ist wichtig, weil der obere Transistor 2 be
züglich des Ausgangssignals eo keine Phasenumkehr,
der Kollektor des unteren Transistors 7 aber bezüg
lich des Ausgangssignals eo eine Phasenumkehr lie
fert.
Deshalb bewirkt der Phasenteilerwiderstand 21 eine
Stromaufteilung zwischen den Endstufentransistoren
2 und 7, und der feste Vorstrom IB, der eine Vor
spannung über dem Widerstand 22 oder über dem Wi
derstand 24 liefert, ist entsprechend auf die Wi
derstände aufgeteilt. Anders ausgedrückt teilt der
Phasenteilertransistor 21 den Strom IB zwischen den
Widerständen 21 und 24 auf, um die Stromleitung im
oberen Transistor 2 oder im unteren Transistor 7
anzuheben.
Eine Miller-Rückkopplung im Kollektor des Transi
stors 7 und der Verstärkungsfaktor des Transistors
7 beschränkt die Bandbreite des Pfads mit dem unte
ren Transistor 7 erheblich im Vergleich zu dem Pfad
mit dem oberen Transistor 2, und zwar etwa um den
Faktor drei.
Der Gegentaktverstärker 20A von Fig. 3A weist zwei
Abwandlungen gegenüber der Schaltung 20 von Fig. 3
auf.
Die Schaltung von Fig. 3 liefert keine Rückkopp
lung an die Konstantstromquelle 3 und ändert diesen
Strom nicht. In der Schaltung 3 liefert der Aus
gangsstrom i₀ die Einstellung der Vorspannung der
Emitterfolger-Endstufe 2 dadurch, daß der Ausgangs
strom i₀ durch den Emitterfolger-Widerstand 4A
fließt und das dadurch der Transistor 2 leitend
bleibt. Wenn beispielsweise i₀ positiv ist und an
steigt, liefert der obere Transistor 2 den Stroman
stieg, und dann muß ein größerer Teil von IB durch
den Widerstand 22 fließen. Unter diesen Umständen
wird weniger Strom i2 an den Widerstand 24 gelie
fert, und der untere Transistor 7 schaltet ab, wie
es in Fig. 4 mit dem Abschnitt 7C der Kollektor
stromkurve 7A des unteren Transistors gezeigt ist.
Aber dies hat keinen Einfluß auf die Bandbreite
oder die Ausgangsimpedanz der Schaltung 20, diese
Werte werden ständig durch den oberen Transistor 2
gesteuert.
Für ansteigende negative Werte von i₀ muß die
Stromleitung im unteren Transistor 7 ansteigen. In
früheren Gegentaktschaltungen wäre der Kollektor
eines unteren Transistors 7 direkt an den Anschluß
5 angeschlossen, und der Ausgangsstrom hätte keinen
Einfluß auf den Vorstrom in einem oberen Transistor
2. In der erfindungsgemäßen Schaltung 20 jedoch
wird der Ausgangsstrom i₀ durch den Widerstand 4A
zum oberen Transistor 2 geleitet und dabei die Net
to-Emitter-Basis-Vorspannung am Transistor 2 gebil
det.
Für einen ansteigenden negativen Ausgangsstrom i₀
steigt der Strom i2 an und liefert die erforderli
che Spannung über dem Widerstand 6A, sie hat den
Wert i₀R2. Die Spannung über dem Widerstand 24
steigt daher an. Es gibt einen entsprechenden Net
toanstieg des Stroms i2. Um den entsprechenden An
stieg von i2 zu liefern, muß es einen gleichen
Rückgang des Stroms i1 geben, weil die Summe von i1
und i2 der konstante Wert IB ist. Da i1 zurückgeht,
geht die Spannung über dem Widerstand 22 in einer
Richtung zurück, die die Emitter-Basis-Vorspannung
des Transistors 2 reduziert. Gleichzeitig erscheint
der Ausgangsstrom i₀, der durch den Widerstand 4A
fließt, in einer Richtung, die die Emitter-Basis-
Vorspannung des Transistors 2 anhebt.
Durch eine geeignete Dimensionierung der Widerstän
de R1, R2, R3 und R4 wirkt der auf den Ausgangs
strom bezogene Spannungsabfall über den Widerstand
4A der Vorstromreduzierung und der Vorspannungsre
duzierung im richtigen Sinn entgegen; die Vorspan
nung wird durch i1 über dem Widerstand 22 erzeugt.
Es soll der typische Fall betrachtet werden, wenn
R3=R4 ist. Ein negativer Ausgangsstrom liefert
einen Spannungsabfall über dem Widerstand 6A, der
durch einen Anstieg der Spannung über dem Wider
stand 24 unterstützt wird. Um diesen Anstieg zu
liefern, wird Strom vom Widerstand 22 zum Wider
stand 24 umgeleitet. Wenn diese beiden Widerstände
gleich sind, ergibt der Spannungsanstieg über dem
Widerstand 24 einen gleichen Spannungsrückgang über
dem Widerstand 22. Die Spannungsänderung, die über
dem Widerstand 6A begann, wird so - mit entgegenge
setzter Polarität - zum Widerstand 22 gespiegelt.
Um diesen Rückgang zu kompensieren, wird der glei
che Ausgangsstrom, der alle diese oben genannten
Spannungsänderungen veranlaßte, ein gleicher Span
nungsanstieg über dem Widerstand 4A erzeugt. Der
gleiche, kompensierende Spannungsanstieg über dem
Widerstand 4A ergibt sich, wenn R1 R2 ist, wobei R3
gleich groß R4 ist.
Andere Anforderumgen an die Schaltung können ver
langen, daß der Widerstand 4A und der Widerstand 6A
unterschiedliche Widerstandswerte aufweisen. Diese
Widerstände dienen üblicherweise zum Abtasten des
Stroms, um den Ausgangsstrom zu begrenzen. Unter
schiedliche Strombegrenzer für positive und negati
ve Ausgangsströme können unterschiedliche Wider
standswerte für diese beiden Widerstände erfordern.
In diesem Fall stehen die Widerstände 22 und 24 im
gleichen Verhältnis zueinander wie die Widerstände
4A und 6A. Wenn der Widerstand 4A um einen be
stimmten Prozentsatz größer als der Widerstand 6A
ist, dann wird der Widerstand 22 im gleichen Pro
zentsatz größer gemacht als der Widerstand 24. Wenn
dann der Ausgangsstrom einen Spannungsabfall über
dem Widerstand 6A liefert, wird dieser Spannungsab
fall zum Widerstand 22 mit der Spannungsamplitude
multipliziert mit einem Faktor R3/R4 gespiegelt.
Die entsprechende Kompensationsspannung über dem
Widerstand 4A wird um den gleichen Faktor angeho
ben, wenn R1/R2=R3/R4 ist.
In Fig. 3A wurde der Leitfähigkeitstyp des Phasen
teilertransistors von pnp in npn geändert, wie es
mit dem Transistor 21A angegeben ist. Ein Wider
stand 30 wurde zwischen den Anschluß V- und die un
teren Enden der Widerstände 24 und 6A gelegt, um
nicht ideale Transistorkennwerte zu kompensieren.
Die Änderung des Leitfähigkeitstyps des Phasentei
lertransistors 21A erlaubt es, die Basis des unte
ren Transistors 7 statt der des oberen Transistors
2 mit einem Emitterfolger zu betreiben. Der Wider
stand 30, der einen Widerstandswert R5 hat, kompen
siert nichtideale Kennwerte des Transistors 7. Wenn
ein negativer Ausgangsstrom durch den Widerstand 6A
fließt, gibt es einen Spannungsanstieg über dem Wi
derstand 6A. Damit gibt es einen Spannungsanstieg
über der Emitter-Basis-Sperrschicht des unteren
Transistors 7, dessen dynamischer Widerstandswert
in Reihe mit dem Widerstand 6A liegt und mit ihm
zusammen den effektiven Emitterwiderstandswert er
gibt. Aus diesem Grund ist der Spannungsanstieg,
der über dem Widerstand 24 erforderlich ist, um den
angehobenen Emitterwiderstand-Spannungsabfall zu
liefern, größer als oben für die Schaltung nach Fig. 3
erläutert. Der Strom i2 muß mehr als bezüg
lich der Schaltung nach Fig. 3 geschildert angeho
ben werden, und der Strom i1 muß mehr als oben an
gegeben gemindert werden. Eine weitere Korrektur
ist nötig für den Stromfluß durch den Widerstand
R1. Der Wert des Widerstands 6A muß modifiziert
werdem, damit er den dynamischen Emitterwiderstand
im Emitter von Transistor 7 kompensieren kann.
Durch das Verminderm des Widerstandswerts des Wi
derstands 6A geht eine gewisse Symmetrie im
Schaltkreis verloren. Normalerweise hätte man gern
einen gleichen Spannungsabfall in den Emitterkrei
sen der beiden Transistoren 2 und 7, weil diese Wi
derstände auch zum Stromabtasten bei der Strombe
grenzungsfunktion dienen. Für die beiden Endtransi
storen werden im allgemeinen gleiche Strombegren
zerschaltungen verwendet; Widerstände mit gleichen
Werten liefern dann gleiche Begrenzungswerte für
die positiven und negativen Ausgangsströme. Durch
das Hinzufügen des Widerstands 30 weist der Wider
standswert des Widerstands 6A plus der Widerstands
wert des Widerstands 30 den gleichen Wert auf wie
der Widerstandswert des Widerstandes 4A, damit er
hält man die gewünschte Symmetrie.
Die unten angegebene Tabelle 1 zeigt als Beispiel
Werte der Widerstände in Fig. 3A.
Widerstand | |
Widerstandswert | |
R₁|30 Ohm | |
R₂ | 25 Ohm |
R₃ | 3 Kiloohm |
R₄ | 3 Kiloohm |
R₅ | 5 Ohm |
Gegentakt-Endstufen enthalten eine Einheits-Vor
strom-Schaltung, die sich zwei Endtransistoren tei
len. Das Ausmaß der Teilung der Vorstromquelle un
ter die zwei Endtransistoren wird durch das Ein
gangssignal ei gesteuert, das die Endstufe steuert.
Ein Hauptunterschied zwischen der Erfindung und dem
Stand der Technik ist, daß die erfindungsgemäße
Schaltung nicht die konstante Vorspannung oder den
konstanten Vorstrom ändert, aber trotzdem die Än
derung der Emitter-Basis-Vorspannung am Transistor
2 kompensiert, indem der Ausgangsstrom selbst durch
den Emitterkreis des Transistors 2 fließt.
Claims (6)
1. Gegentaktendstufe mit
- a) einem oberen Transistor (2) und einem unteren Transistor (7) eines ersten Leitfähigkeitstyps, wobei ein Emitter des oberen Transistors an einen Kollektor des unteren Transistors angeschlossen ist;
- b) einem ersten Widerstand (4A), der zwischen einer ersten Ausgangsleitung und dem Emit ter des oberen Transistors liegt, und einem zweiten Widerstand (6A), der zwischen einem Emitter des unteren Transistors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß (V-) liegt, wobei ein Kollektor des oberen Tran sistors an einen zweiten Versorgungsspan nungsanschluß (V+) angeschlossen ist;
- c) einem Vorspannungskreis mit
I. einem Phasenteilertransistor (21) mit einer ersten stromführenden Elektrode, die an eine Konstantstromquelle und eine Basis des oberen Transistors angeschlos sen ist, einer zweiten stromführenden Elektrode, die an eine Basis des unteren Transistors angeschlossen ist, und einer Steuerelektrode (11), der ein Eingangs signal zuführbar ist,
II. einem dritten Widerstand (22), der zwi schen der Basis des oberen Transistors und dem Ausgangsanschluß liegt;
III. einen vierten Widerstand (24), der zwi schen der Basis des unteren Transistors und einem Ende des zweiten Widerstands, der mit dem ersten Versorgungsspannungs anschluß verbunden ist, liegt.
2. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasenteilertransistor
einen ersten Teil (i1) des Konstantstroms in
eine erste Leitung (8), die mit der Basis des
oberen Transistors und dem dritten Widerstand
(22) verbunden ist, und einen übrigen zweiten
Teil (i2) des Konstantstroms in eine zweite
Leitung (23), die mit der Basis des unteren
Transistors und dem vierten Widerstand (24)
verbunden ist, nach Maßgabe eines Eingangsig
nals, das der Steuerelektrode des Phasentei
lertransistors zugeführt ist, lenkt.
3. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Wider
standswerte des ersten Widerstands zum dritten
Widerstand gleich dem Verhältnis der Widerstands
werte des zweiten Widerstands zum vierten Widerstand
ist.
4. Gegentakt-Endstufe nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß eine Änderung in einem
Ausgangsstrom, der durch den Ausgangsanschluß
fließt, eine Basis-Emitter-Spannung des oberen
Transistors dadurch ändert, daß er durch den
ersten Widerstand fließt und die Spannung über
dem ersten Widerstand ändert, womit die Len
kung des Teils des Stroms der Konstantstrom
quelle aus der ersten Leitung kompensiert wird
und ein Mindestwert eines Vorstromflusses in
dem oberen Transistor erreicht wird, auch wenn
der untere Transistor voll eingeschaltet ist,
wobei die Kreuzverzerrung reduziert, die Aus
gangsimpedanz niedrig gehalten und die Band
breite der Gegentakt-Endstufe angehoben wird.
5. Gegentakt-Endstufe mit
- a) einem oberen Transistor und einem unteren Transistor, wobei ein Emitter des oberen Transistors mit einem Kollektor des unteren Transistors verbunden ist;
- b) einem ersten Widerstand (4A), der zwischen einem Ausgangsanschluß und dem Emitter des oberen Transistors liegt, und einem zweiten Widerstand (6A), der zwischen einem Emitter des unteren Transistors und einem ersten Versorgungsspannungsanschluß (V-) liegt, wobei ein Kollektor des oberen Transistors an einen zweiten Versorgungsspannungsan schluß (V+) angeschlossen ist;
- c) einer Einheits-Vorspannungs-Schaltung mit einem ersten Vorspannungskreis, der zwi schen der Basis und dem Emitter des oberen Transistors liegt und dort eine erste Emit ter-Basis-Spannung zuführt, und einem zwei ten Kreis, der zwischen der Basis und dem Emitter des unteren Transistors liegt und dort eine zweite Emitter-Basis-Spannung zu führt, und mit Schaltmitteln, die an einer Konstantstromquelle liegen, um erste und zweite Teile des gelieferten Konstantstroms in den ersten Kreis und in den zweiten Kreis nach Maßgabe eines Eingangssignals und im wesemtlichen unabhängig von einem Ausgangssignal, das durch die Gegentakt- Endstufe produziert wird, zu lenken, um si cherzustellen, daß wenigstens ein Mindest stromfluß im oberen Transistor immer erhal ten bleibt, und dadurch die Kreuzverzerrun gen reduziert, die Ausgangsimpedanz niedrig hält und die Bandbreite der Gegentakt-End stufe ausdehnt.
6. Gegentakt-Verstärker-Stufe mit niedriger Ver
zerrung niedriger Ausgangsimpedanz und hoher
Bandbreite,
- a) mit einem ersten Ausgangstransistor (2) und einem zweiten Ausgangstransistor (7) ;
- b) mit Schaltmitteln (44), die einen Kollektor strom des ersten Endtransistors in einen Emitter des zweiten Endtransistors leiten;
- c) mit Schaltmitteln, die einen ersten Teil ei nes Ausgangsstroms der Gegentakt-Verstär kerstufe durch einen ersten Widerstand, der am Emitter des ersten Endtransistors liegt, und einen zweiten Teil des Ausgangsstroms durch einen zweiten Widerstand, der an der Basis des ersten Endtransistors liegt, lei ten;
- d) mit Schaltmitteln, die einen ersten und ei nen zweiten Teil eines Vorstroms in eine erste (8) und eine zweite (23) Leitung len ken, wobei die erste und die zweite Leitung an den Basen des ersten Endtransistors und des zweiten Endtransistors liegen und wobei der Vorstromteil, der jedem Transistor zuge führt wird, abhängig von einem den Lenkmit teln zugeführten Steuersignal anhebbar ist.
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