DE10135500B4

DE10135500B4 - Kondensatorladeschaltung und Verfahren zum Laden eines Kondensators unter Verwendung eines Strom-Signalverlaufs mit konstanter Frequenz

Info

Publication number: DE10135500B4
Application number: DE10135500A
Authority: DE
Inventors: Gregory D. Port Townsend Brink
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2000-07-20
Filing date: 2001-07-20
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2021-07-21
Also published as: DE10135500A1; JP2002125328A; JP4890687B2; US6417649B1

Abstract

Kondensatorladeschaltung eines externen Defibrillators, mit
einem zu ladenden Kondensator (108);
einem Transformator (114) mit einer Primärseite (104) und einer Sekundärseite (106), wobei der zu ladende Kondensator (108) in Reihe mit einer Rücklaufdiode (107) an die Sekundärseite angeschlossen ist;
einer Versorgungsspannungsquelle (204);
einem Schaltelement (202) zum schaltenden Verbinden der Versorgungsspannungsquelle (204) mit der Primärseite des Transformators;
einem Stromsensor (110) zum Erfassen eines Primärstromes (124) durch die Primärseite (104) des Transformators; und
einer Steuerschaltung (116), die eingangsseitig an den Stromsensor und ausgangsseitig an das Schaltelement angeschlossen ist und die ausgebildet ist, um das Schaltelement zu Beginn eines jeden Taktzyklus mit fester Frequenz leitend zu schalten und um das Schaltelement (202) ausschließlich in Abhängigkeit von dem erfassten Primärstrom (104) sperrend zu schalten, sobald der erfasste Primärstrom einen Schwellenwert übersteigt, so dass sich die Ladezeit des Kondensators (108) bei zunehmendem Tastverhältnis des Primärstroms verkürzt.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Ladekondensatoren und insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Laden von Hochspannungskondensatoren.
Jedes Jahr sind 350.000 Todesfälle in den USA auf plötzlichen Herzstillstand zurückzuführen, was diesen zu einem der größten medizinischen Notfälle des Landes macht. Weltweit sind jedes Jahr eine noch viel größere Anzahl von Todesfällen auf plötzlichen Herzstillstand zurückzuführen. Eine der häufigsten und lebensbedrohlichsten Konsequenzen eines Herzinfarkts ist die Entwicklung einer Herzarrhythmie, im allgemeinen als Herzkammerfibrillation bezeichnet. Während einer Herzkammerfibrillation ist der Herzmuskel nicht in der Lage, eine ausreichende Menge an Blut zu dem Körper und dem Gehirn zu pumpen. Der Mangel an Blut und Sauerstoff im Gehirn kann bei dem Betroffenen zu Gehirnschäden, Lähmungen oder Tod führen.
Die Möglichkeit des Überlebens eines Herzinfarkts oder einer anderen schweren Herzarrhythmie hängt davon ab, wie schnell eine effektive medizinische Behandlung zur Verfügung steht. Falls innerhalb von 4 Minuten des Beginns der Symptome eine direkte Herz-Lungen-Wiederbelebung durchgeführt wird, der eine Defibrillation folgt, kann die Überlebenswahrscheinlichkeit 50% oder mehr erreichen. Diese sofortige Ausführung einer Defibrillation innerhalb der ersten kritischen Minuten wird daher als eine der wichtigsten Komponenten der medizinischen Notfallbehandlung zur Verhinderung des Tods durch plötzlichen Herzstillstand angesehen.
Die Herzdefibrillation ist ein elektrischer Schock, der verwendet wird, um die chaotischen Herzkontraktionen, die während der Herzfibrillation auftreten, zu stoppen, und einen normalen Herzrhythmus wiederherzustellen. Um einen solchen elektrischen Schock an dem Herz durchzuführen, werden Defibrillatoranschlußflächen auf der Brust des Betroffenen angebracht, und ein elektrischer Impuls mit der richtigen Stärke und Form wird durch die Anschlußflächen zu dem Betroffenen übertragen. Obwohl Defibrillatoren seit Jahren bekannt sind, sind sie typischerweise kompliziert, wodurch sie nur für die Verwendung durch geschultes Personal geeignet sind.
In jüngster Zeit wurden tragbare und transportierbare automatische und halbautomatische externe Defibrillatoren (im allgemeinen AEDs = automatic external defibrillator) für die Verwendung durch Ersthelfer entwickelt. Ein tragbarer Defibrillator ermöglicht es, daß einem Betroffenen die richtige medizinische Versorgung früher zukommt als bei vorhergehenden Defibrillatoren, was die Wahrscheinlichkeit des Überlebens erhöht. Solche tragbaren Defibrillatoren können an einem zugänglichen Ort in einer Firma, zu Hause, einem Flugzeug oder dergleichen gelagert oder dorthin gebracht werden, wo sie für die Verwendung durch Ersthelfer zur Verfügung stehen. Mit den jüngsten Fortschritten der Technologie kann selbst eine nur minimal geschulte Einzelperson herkömmliche tragbare Defibrillatoren bedienen, um einem Betroffenen in den kritischen ersten Minuten nach dem Einsetzen eines plötzlichen Herzstillstands zu helfen.
Wie angemerkt, muß eine effektive medizinische Behandlung sofort nach dem Einsetzen der Symptome ausgeführt werden. Ein zeitraubender Defibrillatorvorgang ist das Laden eines Hochspannungskondensators, der die Energie zum Erzeugen des elektrischen Schocks liefert. Ungünstigerweise laden die herkömmlichen AEDs den Hochspannungskondensator nicht ausreichend, wodurch wertvolle Vorbereitungszeit verbraucht wird, um die Therapie durchführen zu können. Dies begrenzt die Anzahl von Mehrfachschocks, die einem Patienten in der minimalen verfügbaren Zeit verabreicht werden können. Was daher benötigt wird, ist ein Defibrillator der einen Hochspannungskondensator schnell und effizient laden kann.
Die US 5 741 306 A betrifft ein Kondensatorladesystem mit einer Kondensatorladeeinrichtung zum Laden der Kondensatoren einer Kondensatorbank. Dieses bekannte Kondensatorladesystem bedient sich einer sogenannten "Boost"-Schaltung, die nicht mit dem Prinzip der Energiespeicherung in einem Transformator arbeitet. Die "Boost"-Schaltung bedient sich zweier Schalttransistoren, die der ausgangsseitig erzeugten Hochspannung ausgesetzt sind, so dass die Ausgangsspannung dieser bekannten Kondensatorladeschaltung auf die maximale Spannung begrenzt ist, der die genannten Transistoren ausgesetzt werden dürfen.
Die US 4 548 209 A zeigt eine Kondensatorladeschaltung, die zum Schutz einer Versorgungsbatterie eines implantierbaren Gerätes dient, dessen Batterie nicht ohne weiteres ausgetauscht werden kann (da dies mit einer Operation einher ginge). Um diesen Schutz der Versorgungsbatterie zu erreichen, nimmt die Schaltung eine Steuerung des Tastverhältnisses des "Boost"-Systemes in Abhängigkeit von der Versorgungsbatteriespannung vor.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Defibrillator zu schaffen, der einen Hochspannungskondensator schneller und effizienter laden kann.
Diese Aufgabe wird durch ein System gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 4 gelöst.
Die vorliegende Erfindung ist ein System und Verfahren zum Laden eines Hochspannungskondensators durch das Anlegen eines Stroms, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist. Während einer Ladesequenz, in der der Strom wiederholt an den Kondensator angelegt wird, wird das Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs mit fester Frequenz auf der Basis der Kondensatorspannung dynamisch gesteuert. Insbesondere ist die Rate, mit der die Energie zu dem Kondensator übertragen wird, gemäß der Effizienz, mit der die Energie zu dem Kondensator übertragen werden kann, modifiziert. Dies erhöht die Geschwindigkeit, mit der der Hochspannungskondensator geladen wird. Alternative oder zusätzliche wesentliche Vorteile können abhängig von der gewünschten Anwendung realisiert werden. Beispielsweise können Systeme, die die vorliegende Erfindung implementieren, Ladezeiten liefern, die mit herkömmlichen Systemen vergleichbar sind, die kleinere Komponenten, eine niedrigere Energieleistungsquelle, eine höhere Impedanzleistungsquelle oder jede sinnvolle Kombination derselben verwenden.
Allgemein wird Energie durch ein magnetisches Element, wie z. B. einen Induktor oder einen Transformator von einer Leistungsquelle zu dem Hochspannungskondensator übertragen. Beispielsweise liefert eine gepulste Spannungsversorgung Spannungsimpulse mit einer konstanten Frequenz und einem einstellbaren Tastverhältnis zu einer Primärwicklung eines Rücklauftransformators. Anfangs ist in dem Transformatorkern keine Energie gespeichert. Als Folge ist das Tastverhältnis des ursprünglichen Spannungsimpulses von ausreichender Dauer, um gespeicherte Energie in dem Transformatorkern zu sammeln. Während sich die Menge an Energie, die in dem Transformatorkern gespeichert ist, erhöht, wird der Transformator gesteuert, um einen Strom zu erzeugen, um den Kondensator zu laden. Die Stärke des Stroms weist eine feste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis auf.
Genauer gesagt, ist das Tastverhältnis des Stromstärkensignalverlaufs unmittelbar nach der ursprünglichen Ansammlung von Energie in dem Transformatorkern wesentlich. Da die Sekundärwicklung mit der Primärwicklung (einem Rücklauftransformator) phasenverschoben ist, weist der Spannungs-Signalverlauf zum Bewirken der Erzeugung eines solchen Stromstärkensignalverlaufs ein im wesentlichen kleines Tastverhältnis auf. Das Treiben des Transformators auf eine solche Weise erhält gespeicherte Energie in dem Transformatorkern, während der Sekundärwicklung ausreichend Zeit gegeben wird, um Energie zu dem Kondensator zu übertragen, da die Sekundärwicklung aufgrund der minimalen Kondensatorspannung andernfalls dies nicht auf zeitsparende Weise tun kann. Während sich die Kondensatorspannung erhöht, ist das Tastverhältnis des Stromsignalverlaufs ansprechend auf eine Erhöhung des Tastverhältnisses des Spannungs-Signalverlaufs verringert. Dies optimiert die Energieübertragungsrate, weil sich die Geschwindigkeit, mit der solche Übertragungen auftreten können, mit einer Steigerung bei der Kondensatorspannung steigert. Während Energie von dem Transformatorkern zu dem Kondensator übertragen wird, tritt folglich eine gleichzeitige Übertragung von Energie von der Leistungsquelle zu dem Transformatorkern auf. Dieser Betriebsmodus wird hierin als ein "fortlaufender Modus" bezeichnet, da dieser Betriebsmodus sicherstellt, daß der Transformatorkern fortlaufend Energie speichert.
Eine Anzahl von Aspekten der Erfindung ist nachfolgend zusammengefaßt, zusammen mit unterschiedlichen Ausführungsbeispielen, die für jeden der zusammengefaßten Aspekte implementiert werden können. Es sollte offensichtlich sein, daß die zusammengefaßten Ausführungsbeispiele einander nicht unbedingt einschließen oder ausschließen, und in Verbindung mit dem gleichen oder unterschiedlichen Aspekten, die konfliktfrei und anders möglich sind, auf jede Weise kombiniert werden können. Diese offenbarten Aspekte der Erfindung, die sich hauptsächlich auf Hochleistungskondensatorladesysteme und -methodologien beziehen, sind nur beispielhafte Aspekte und sind ebenfalls als nicht beschränkend anzusehen.
Bei einem Aspekt der Erfindung ist ein System zum Laden eines Hochspannungskondensators durch das Anlegen eines Stroms, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist, offenbart.
Bei einem anderen Aspekt der Erfindung ist ein Hochspannungskondensatorladesystem offenbart. Das System erzeugt Stromimpulse mit einer festen Frequenzgröße. Bei diesem Aspekt der Erfindung wird während einer Ladesequenz, bei der die Stromimpulse wiederholt an einen Kondensator angelegt werden, das Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs mit fester Frequenz auf der Basis der Spannung des Hochspannungskondensators dynamisch gesteuert.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein System zum Laden eines Hochspannungskondensators offenbart. Bei diesem Aspekt der Erfindung umfaßt das System einen Rücklauftransformator und eine gepulste Spannungsversorgung. Der Transformator umfaßt einen Kern, eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung. Die gepulste Spannungsversorgung liefert eine Spannung mit einer konstanten Frequenz und einen Signalverlauf mit einstellbarem Tastverhältnis zu der Primärwicklung. Das anfängliche Tastverhältnis des Spannungs-Signalverlaufs ist von ausreichender Dauer, um eine Menge von gespeicherter Energie in dem Transformatorkern zu sammeln, wonach der Spannungs-Signalverlauf fortlaufend an die Primärspule angelegt wird. Das Tastverhältnis des Spannungs-Signalverlaufs erhöht sich während der Ladesequenz ansprechend auf eine Erhöhung der Augenblicksspannung des Hochspannungskondensators von einem im wesentlichen kleinen Wert zu einem im wesentlichen großen Wert.
Bei noch einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein System zum Laden eines Hochspannungskondensators offenbart. Bei diesem Aspekt der Erfindung umfaßt das System einen Transformator und eine gepulste Spannungsversorgung. Der Transformator umfaßt einen Kern, eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung. Ein Kondensator ist über die Sekundärwicklung elektrisch gekoppelt. Die gepulste Spannungsversorgung liefert eine Spannung mit einer konstanten Frequenz und einem Signalverlauf mit einstellbarem Tastverhältnis zu der Primärwicklung.
Das Tastverhältnis des Spannungs-Signalverlaufs wird dynamisch modifiziert, so daß Energie fortlaufend in dem Transformatorkern gespeichert wird, während der Kondensator geladen wird. Insbesondere während einzelner Zyklen einer Ladesequenz überträgt das System Energie von der gepulsten Spannungsversorgung zu dem Transformatorkern, um Energie zu ersetzen, die vorher von dem Transformatorkern zu dem Hochspannungskondensator übertragen wurde.
Bei noch einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Kondensatorladevorrichtung offenbart. Bei diesem Aspekt der Erfindung umfaßt das System eine Kondensatorladevorrichtung, die mit einem Kondensator verbunden ist, und eine Diode, die mit dem Kondensator elektrisch verbunden ist und zwischen dem Kondensator und der Kondensatorladevorrichtung angeordnet ist. Die Diode umfaßt eine Kathode, die mit dem Kondensator verbunden ist, und eine Anode, die mit der Kondensatorladevorrichtung verbunden ist. Die Kondensatorladevorrichtung lädt den Kondensator durch Erzeugen eines Stroms, dessen Stärke eine feste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis aufweist.
Bei einem Ausführungsbeispiel dieses Aspekts der Erfindung umfaßt das Kondensatorladesystem ein magnetisches Element, über das der Kondensator verbunden ist, und eine gepulste Spannungsversorgung, die mit einem Knoten des magnetischen Elements verbunden ist, wobei der andere Knoten des magnetischen Elements mit der Masse verbunden ist. Die gepulste Spannungsversorgung liefert der Primärwicklung eine Ladespannung, die zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung übergeht, die geringer ist als die erste Spannung, mit einer im wesentlichen konstanten Frequenz und mit einem variablen Tastverhältnis.
Das magnetische Element kann ein Rücklauftransformator sein. Bei solchen Implementierungen umfaßt der Transformator einen Kern, eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung, die zu der Primärwicklung phasenverschoben ist. Hier ist der Kondensator über die Sekundärwicklung verbunden. Bei einer speziellen Implementierung umfaßt die Kondensatorladevorrichtung einen Stromsensor, der zwischen dem anderen Primärwicklungsknoten und der Masse in Reihe geschaltet ist. Der Stromsensor erzeugt eine Spannung mit einer Stärke, die den Strom anzeigt, der durch die Primärwicklung fließt. Die Ladevorrichtung umfaßt außerdem eine Steuerschaltung, die operational mit der gepulsten Spannungsversorgung und dem Stromsensor gekoppelt ist. Die Steuerschaltung sendet ein Tastverhältniseinstellsignal zu der gepulsten Spannungsversorgung, um das Tastverhältnis des Ladespannungssignalverlaufs auf der Basis des aktuellen Stärkesignals einzustellen.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Kondensatorladevorrichtung zum Laden eines Hochspannungskondensators offenbart. Die Ladevorrichtung umfaßt einen Kondensatorladetransformator und eine Ladeschaltung. Der Transformator umfaßt einen Kern mit einer Primär- und einer Sekun därwicklung. Der Hochspannungskondensator ist über die Sekundärwicklung durch eine Diode elektrisch verbunden. Die Ladeschaltung ist mit der Primärwicklung verbunden und legt eine Spannung über die Primärwicklung an, um zu bewirken, daß ein Strom durch die Sekundärwicklung fließt, so daß der Transformator fortlaufend Energie in seinem Kern speichert. Der Sekundärwicklungsstrom überträgt Energie von dem Transformatorkern zu dem Hochspannungskondensator.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Laden eines Kondensators offenbart. Das Verfahren umfaßt das Liefern eines Stroms zu dem Kondensator, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das Tastverhältnis des Signalverlaufs mit fester Frequenz verschieden. Das Verfahren kann außerdem folgende Schritte umfassen: Treiben einer Primärwicklung eines Transformators mit einer festen Frequenz, einem Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis, Erfassen eines elektrischen Stroms, der durch die Primärwicklung fließt, und Einstellen des Tastverhältnisses des Spannungssignalverlaufs, wenn der elektrische Strom, der in die Primärwicklung fließt, einen vorbestimmten Wert erreicht.
Verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung liefern bestimmte Vorteile und beheben bestimmte Nachteile der herkömmlichen Techniken. Nicht alle Ausführungsbeispiele der Erfindung haben die gleichen Vorteile, und diejenigen, die dies tun, haben diese womöglich nicht unter allen Umständen. Trotzdem schafft die vorliegende Erfindung zahlreiche Vorteile, einschließlich des bereits angemerkten Vorteils der schnellen Übertragung von Energie zu einem Hochenergiekondensator. Das Einstellen des Tastverhältnisses eines festen Frequenzstrompulses, der an einen Kondensator angelegt ist, ermöglicht es, daß im Vergleich zu herkömmlichen Techniken Energie schnell zu dem Kondensator übertragen wird. Zusätzlich eliminiert die vorliegende Erfindung den Bedarf, zu erfassen, wenn die Sekundärwicklung des Kondensatorladungstransformators im wesentlichen alle ihre Energie zu dem Kondensator übertragen hat. Die vorliegende Erfindung eliminiert außerdem den Bedarf nach komplexen Rückkopplungsschaltungsanordnungen zum Einstellen des Stroms in der Primärwicklung des Transformators auf der Basis eines Sensoreingangssignals von der Sekundärwicklung des Transformators.
Diese Erfindung ist insbesondere in den angehängten Ansprüchen dargestellt. Die obigen und weitere Merkmale und Vorteile dieser Erfindung können besser verstanden werden durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen gelesen wird. In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen identische oder funktional ähnliche Elemente. Zusätzlich identifizieren die am weitesten links stehenden eine oder zwei Ziffern eines Bezugszeichens die Zeichnung, in der das Bezugszeichen zuerst erscheint.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1A ein grobes Blockdiagramm eines Kondensatorladesystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
1B ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Kondensatorladeschaltung der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
3 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
4 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
5 ein elektronisches Schaltbild von einem Aspekt der vorliegenden Erfindung;
6 ein schematisches Blockdiagramm eines Aspekts der vorliegenden Erfindung;
7 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Kondensatorladeschaltungssteuerlogik, die in 5 dargestellt ist;
8A bis 8C beispielhafte Signalverläufe bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
9 ein Flußdiagramm für einen Prozeß des Ausführens eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System und ein Verfahren zum Laden eines Hochspannungskondensators. 1A ist ein Hochpegelblockdiagramm eines Kondensatorladesystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Kondensatorladevorrichtung 100 erzeugt einen Strom 109, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist. Während einer Ladesequenz, in der der Strom 109 an den Hochspannungskondensator 108 angelegt wird, wird das Tastverhältnis des Signalverlaufs mit fester Frequenz dynamisch gesteuert, um die Energieübertragungscharakteristika gemäß der Rate, mit der Energie zu dem Kondensator 108 übertragen werden kann, zu modifizieren.
Wie nachfolgend näher beschrieben wird, kann die vorliegende Erfindung ein magnetisches Element verwenden, um Energie zu einem Hochspannungskondensator zu übertragen. 1B ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Kondensatorladesystems 100 der vorliegenden Erfindung, das ein magnetisches Element verwendet. Bei diesem beispielhaften Ausführungsbeispiel umfaßt das Kondensatorladesystem einen Transformator 114, wie z. B. ein magnetisches Element. Von der vorliegenden Offenbarung sollte jedoch offensichtlich sein, daß gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung andere magnetische Elemente und auch andere Stromgeneratoren verwendet werden können.
Der Kondensatorladetransformator 114 umfaßt einen Kern 105, eine Primärwicklung 104 und eine Sekundärwicklung 106. Bei dem speziellen in 1B dargestellten Ausführungsbeispiel bilden die Primärwicklung 104 und die Sekundärwicklung 106 einen Rücklauftransformator und sind daher phasenverschoben, wie es durch die polaritätsanzeigenden Indizien 118 und 120 gezeigt ist. Als solches legt die folgende Beschreibung verschiedene Ausführungsbeispiele und Komponenten des Systems 100 zum Treiben des Rücklauftransformators 114 dar, um die feste Frequenz und den Strom-Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis 109 zu erzeugen. Ein solcher Strom fließt durch die Sekundärwicklung 106, um Energie zu dem Kondensator 108 zu übertragen, der durch eine Rücklaufdiode 107 über der Sekundärwicklung 106 verbunden ist.
Während der Primärstrom 124 durch die Primärwicklung 104 fließt, und sich die Energie, die in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, erhöht, fließt kein Strom 109 von der Sekundärwicklung 106 zu dem Kondensator 108. Umgekehrt, wenn kein Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, fließt Strom 109 von der Sekundärwicklung 106 zu dem Kondensator 108, um den Kondensator 108 zu laden. Somit überträgt die Primärwicklung 104 Energie von einer Leistungsquelle zu dem Transformatorkern 105, wenn Strom durch die Primärwicklung 105 fließt, und umgekehrt leitet die Sekundärwicklung 106 Energie von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108, wenn Strom 109 durch die Sekundärwicklung 106 fließt.
Das Ladesystem 100 umfaßt eine gepulste Spannungsversorgung 102, die mit Primärwicklung 104 des Kondensatorladetrans formators 114 in Reihe geschaltet ist. Bei Ausführungsbeispielen, die einen Rücklauftransformator verwenden, wird der Strom-Signalverlauf 109 durch Steuern der Spannung über die Primärwicklung 104 erzeugt. Somit erzeugt bei diesem Ausführungsbeispiel die gepulste Spannungsversorgung 102 einen Ladespannungssignalverlauf 122 mit einer im wesentlichen konstanten Frequenz und einem einstellbaren Tastverhältnis. Anfangs ist jedoch keine Energie in dem Transformatorkern gespeichert. Folglich ist das Tastverhältnis des anfänglichen Spannungspulses von ausreichender Dauer, um gespeicherte Energie in dem Transformatorkern 105 zu sammeln. Sobald eine vorbestimmte Menge an Energie in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, wird der Transformator 114 gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung gesteuert, um Strom 109 zu erzeugen, um den Kondensator 108 zu laden. Gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Stärke des Stroms 109 eine feste Frequenz auf, und vorzugsweise einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis.
Genauer gesagt, ist das Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs 109 unmittelbar nachfolgend nach einer anfänglichen Ansammlung von Energie in dem Transformatorkern 105 wesentlich. Da die Sekundärwicklung 106 mit der Primärwicklung 104 phasenverschoben ist, weist dann der Ladespannungssignalverlauf 122 ein im wesentlichen kleines Tastverhältnis auf. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das Tastverhältnis beispielsweise etwa 0,5 bis 4%. Dies erhält die gespeicherte Energie in dem Transformatorkern 105, während der Sekundärwicklung 106 ausreichend Zeit gegeben wird, um Energie zu dem Kondensator 108 zu übertragen, da die Sekundärwicklung 106 dies aufgrund der minimalen Kondensatorspannung nicht auf zeiteffiziente Weise tun kann. Während sich die Kondensatorspannung erhöht, verringert sich das Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs 109, um die Energieübertragung zu optimieren, während sich die Rate, mit der solche Übertragungen auftreten können, bei einer Erniedrigung der Kondensatorspannung erhöht. Bei dem darstellenden Ausführungsbeispiel tritt dies ansprechend auf eine ent sprechende Erhöhung bei dem Tastverhältnis der Ladespannung 122 auf. Somit tritt, während Energie von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108 übertragen wird, eine gleichzeitige Übertragung von Energie von der Leistungsquelle zu dem Transformatorkern auf. Dieser Betriebsmodus wird hierin als ein "fortlaufender Modus" bezeichnet, da der Transformatorkern 105 während der Ladesequenz fortlaufend Energie speichert.
Das Ladesystem 100 umfaßt ferner einen Stromsensor 110, der zwischen der Primärwicklung 104 und einer Masse 112 in Reihe geschaltet ist. Der Stromsensor 110 erzeugt ein Stromstärkesignal 125, das den Strom 124 anzeigt, der in der Primärwicklung 104 zu einer Steuerschaltung 116 fließt. Wie nachfolgend näher beschrieben wird, stellt die Steuerschaltung 116 das Tastverhältnis der Ladespannung 122 durch das Senden eines Tastverhältniseinstellungssignals 115 zu einer gepulsten Spannungsversorgung 102 ein. Ansprechend auf das Signal 115 stellt die gepulste Spannungsversorgung 102 das Tastverhältnis des Ladespannungssignalverlaufs 122 ein. Wie nachfolgend näher beschrieben wird, ist bei dem darstellenden Ausführungsbeispiel das Tastverhältnis gesteuert durch die gepulste Spannungsversorgung 102, als eine Funktion, ob der Primärstrom 124 oberhalb oder unterhalb eines vorbestimmten Pegels liegt. Zusätzliche oder alternative Steuerbedingungen können bei alternativen Ausführungsbeispielen ebenfalls bedacht werden.
2 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels eines Kondensatorladesystems 200 der vorliegenden Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt die gepulste Spannungsversorgung 102 eine Konstantspannungsquelle 204 und ein Schaltungselement 202, das seriell zwischen die Spannungsquelle 204 und die Primärwicklung 104 geschaltet ist. Die Konstantspannungsquelle 204 kann jede Leistungsquelle sein, wie z. B. eine Batterie, eine direkte Stromleistungsversorgung, usw. Bei einem bevorzugten Ausfüh rungsbeispiel ist die Spannungsquelle 204 eine Lithiumbatterie.
Das Schaltelement 202 unterbricht die elektrische Verbindung zwischen der Spannungsquelle 204 und der Primärwicklung 104, ansprechend auf ein Tastverhältniseinstellsignal 115, um eine gewünschte Änderung bei dem Tastverhältnis des Spannungssignals 122 und folglich bei dem Sekundärstrom 109 zu bewirken. Das Schaltelement 202 umfaßt vorzugsweise einen Schalter, der einen kleinen Reihenwiderstand an den erwarteten Primärstrom 124 liefert, so daß es einen minimalen Spannungsabfall über dem Schaltelement 202 gibt. Dies ermöglicht es, daß im wesentlichen die gesamte Spannung, die durch die Spannungsquelle 204 erzeugt wird, an eine Primärwicklung 104 angelegt wird.
Außerdem liefert das Schaltelement 202 vorzugsweise einen Schaltsignalverlauf, der ausreichend glatte Anstiegsflanken und Abfallflanken aufweist, um zu verhindern, daß bezüglich des geschalteten Ladespannungssignalverlaufs 122 ein Überschwingen und ein Klingen auftreten. Ferner ist das Schaltelement 202 vorzugsweise durch eine Ausschaltzeit (ansprechend auf Signal 115) charakterisiert, die ausreichend schnell ist, um die Überladung und Sättigung des Kerns 115 des Kondensatorladetransformators 114 überwiegend zu vermeiden. Wie es für den Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet offensichtlich ist, können andere Implementierungen des Schaltelements 202, die jetzt oder später entwickelt werden, gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
3 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel des Kondensatorladesystems 100 (1) der vorliegenden Erfindung darstellt, das allgemein als Kondensatorladesystem 300 bezeichnet wird. Das System 300 umfaßt ein spezielles Ausführungsbeispiel der gepulsten Spannungsversorgung 102. Hier umfaßt die gepulste Spannungsversorgung 102 einen Taktgeber 304 und ein Schaltelement 302 mit einem Eingang von dem Taktgeber 304 und einem Eingang von der Steuerschaltung 116. Der Taktgeber 304 liefert ein Taktsignal 310 mit einer im wesentlichen konstanten Frequenz zu dem Schaltelement 302. Vorzugsweise kann die Frequenz des Taktsignals 310 aus einer Mehrzahl von unterschiedlichen Frequenzen ausgewählt sein, wie es durch die Frequenzauswahlleitung 309 gezeigt ist. Die Frequenz des Taktsignals 310 kann dann eingestellt werden, um die Übertragung von Energie wie hierin beschrieben zu optimieren.
Die Strommenge, die von der Konstantspannungsversorgung 204 gezogen wird, ist proportional zu der Frequenz der Ladespannung 122, die an die Primärwicklung 104 angelegt wird. Bei einer Implementierung der vorliegenden Erfindung ist die Spannungsquelle 209 ein Batteriesatz. Batterien weisen spezielle chemische Zusammensetzungen auf und werden durch bestimmte Hersteller hergestellt. Bestimmte Batterien erfordern Ladeströme, die niedriger sind als bei anderen Batterien. Beispielsweise schließen einige Hersteller eine innere Temperatursicherung in den Batteriesatz ein. Das zu schnelle Entladen eines Stroms von solchen Batterien kann zu einer schnellen Erhöhung der Batteriesatztemperatur führen. Dies bewirkt, daß sich die Wärmesicherung öffnet, und der Batteriesatz deaktiviert wird. Außerdem ermöglichen bestimmte chemische Zusammensetzungen von Batterien tiefere und schnellere Entladungen als andere. Beispielsweise ermöglichen Nickel-Cadmium-Batterien schnellere und tiefere Entladungen im Vergleich mit Lithiumbatterien. Falls daher Lithiumbatterien verwendet werden, um den Kondensator 108 zu laden, wird eine niedrigere Taktfrequenz verwendet, um zu verhindern, daß die Lithiumbatterie während der Verwendung ausfällt. Daher erzeugt der Taktgeber 304 bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung Frequenzen, die in Übereinstimmung mit den Strombeschränkungen des installierten Batteriesatzes entwickelt sind.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Frequenz des Taktsignals 310 durch den Taktgeber 304 bestimmt, auf der Basis des Typs des Batteriesatzes, der aktuell verwen det wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel empfängt der Taktgeber 304 vorzugsweise ein Batterie-Chemiesignal 306 und ein Batterie-Identifikationssignal 308 als ein Eingangssignal. Das Batterie-Chemiesignal 306 zeigt die chemische Zusammensetzung des installierten Batteriesatzes an, während das Batterie-Identifikationssignal 308 den Hersteller des installierten Batteriesatzes identifiziert. Auf der Basis dieser Informationen stellt der Taktgeber 304 die Frequenz des Taktsignals 310 ein.
4 ist ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels einer Kondensatorladeschaltung der vorliegenden Erfindung, die allgemein als Kondensatorladeschaltung 400 bezeichnet wird. Die Kondensatorladeschaltung 400 umfaßt ein Schaltelement 302, das eine Steuerlogikschaltung 402 und ein Ein/Ausschaltungselement 404 umfaßt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Schaltelement 302 zwischen der Primärwicklung 104 und dem Stromsensor 110 elektrisch angeordnet, und nicht zwischen der Primärwicklung 104 und der Spannungsquelle 204. Die Steuerlogik 402 empfängt ein Taktsignal 310, das durch den Taktgeber 304 erzeugt wurde, und ein Tastverhältniseinstellsignal 115, das durch die Steuerschaltung 116 erzeugt wurde. Die Steuerlogik 402 liefert auf der Basis dieser Eingangssignale ein variables Tastverhältnissteuersignal 406 an das Ein/Auselement 404. Die Steuerlogik 402 liefert ein "Ein"-Signal zu dem Ein/Aus-Element 404, das es Strom 124 erlaubt, durch die Primärwicklung 104 zu fließen, bis entweder eine Änderung bei dem Zustand des Taktsignals 310 oder eine Änderung bei dem Zustand des Tastverhältniseinstellsignals 115 auftritt. Bei dem darstellenden Ausführungsbeispiel ist das "Ein"-Signal eine positive Spannung oder eine logische 1. Das "Aus"-Signal ist dann die Umkehrung des "Ein"-Signals, d. h. es ist eine Spannung von nahezu Null oder eine logische 0.
Wie angemerkt, kann die Steuerschaltung 116 jede Anzahl von Faktoren bedenken, um das Tastverhältniseinstellsignal 115 gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung zu steuern. Bei diesem Ausführungsbeispiel ändert die Steuerschaltung 116 den Zustand des Tastverhältniseinstellsignals 115, wenn das Stromstärkesignal 125 anzeigt, daß der Primärstrom 124 einen vorbestimmten Wert erreicht hat. Diese Änderung des Zustands durch die Steuerschaltung 116 bewirkt, daß die Steuerlogik 402 das Ein/Aus-Element 404 in dem "Ein"-Taktzyklus des Taktsignals 310 früher "aus"-schaltet Wenn ein Signal 125 von dem Stromsensor 110 einen Strompegel anzeigt, der niedriger ist als der maximale Strompegel, ändert die Steuerschaltung 116 den Zustand des Signals 115, und kehrt zu dem anfänglichen Zustand zurück. Dies bewirkt, daß die Steuerlogik 402 das Ein/Auselement 404 ansprechend auf die nächste "Ein"-Periode des Taktsignals 310 einschaltet. Für einen Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet wäre es offensichtlich, diesen Aspekt der vorliegenden Erfindung zu modifizieren, um ein negatives Logiksystem zu schaffen, bei dem ein "Ein"-Zustand eine logische 0 ist und ein "Aus"-Zustand eine logische 1 ist.
5 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltungsdiagramm eines in 4 dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt das Ein/Aus-Element 404 einen Schalttransistor 502 und ein Stromsensor 110 umfaßt einen Erfassungswiderstand 504. Bei dieser Implementierung ist das Taktsignal 310 mit einem Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 tormäßig gesteuert, um sicherzustellen, daß das variable Tastverhältnissteuersignal 404 während jedem Ladezyklus einen einzigen Impuls und ein Tastverhältnis umfaßt, das durch das Tastverhältnis des Taktsignals 310 bestimmt ist.
Die Steuerschaltung 116 umfaßt einen Spannungskomparator 508 mit einem Eingang, der mit einer Spannungsreferenz 506 gekoppelt ist. Die Spannung von dem Erfassungswiderstand 504 ist mit einem anderen Eingang des Spannungskomparators 508 gekoppelt, vorzugsweise durch ein Filter 516. Die Steuerlogik 402 umfaßt ein Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 und ein UND-Gatter 514. Der Schalttransistor 502 ist zwischen der Primärwicklung 104 und dem Erfassungswiderstand 504 in Reihe geschaltet, wobei der Erfassungswiderstand mit der elektrischen Masse 112 verbunden ist. Der Ausgang des Spannungskomparators 508 ist mit einem Rücksetzeingang des Flip-Flop 510 verbunden. Das Taktsignal 310 ist mit einem Setz-Eingang des Flip-Flop 510 und außerdem mit einem Eingang des UND-Gatters 514 verbunden. Der Q-Ausgang des Flip-Flop 510 ist mit einem zweiten Eingang des UND-Gatters 514 gekoppelt. Der Ausgang des UND-Gatters 514, das variable Tastverhältnissteuersignal 406, treibt einen Steuereingang des Schalttransistors 502.
Das UND-Gatter 514 steuert das Signal 406, das zu dem Schalttransistor 502 geleitet wird. Wenn der Q-Ausgang von dem Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 eine logische Eins ist, sendet das Gatter 514 das Taktsignal 310 zu dem Gatter des Schalttransistors 502. Somit wird der Schalttransistor 502 bedient, um Spannungsimpulse gleichphasig mit dem Taktsignal 310 zu erzeugen. Falls das Q-Ausgangssignal von dem Flip-Flop 510 eine logische 0 ist, dann gibt das Gatter 514 eine logische 0 aus und schaltet den Schalttransistor 502 aus, und verhindert damit, daß Strom 124 fließt. Die logische 0 tritt auf, wenn das Komparatorausgangssignal des Spannungskomparators 508 den Zustand ändert, wodurch bewirkt wird, daß das Q-Ausgangssignal des Flip-Flop 510 neu auf logische 0 eingestellt wird. Dies tritt auf, wenn Strom 124, der durch die Primärwicklung 104 verläuft, sich zu dem Punkt erhöht hat, an dem die Spannung über dem Erfassungswiderstand 504 die Spannungsreferenz 506 überschreitet.
Bezug nehmend auf die Steuerschaltung 116 koppelt das Filter 516 die Spannung, die über dem Erfassungswiderstand 504 erzeugt ist, zu dem ersten Eingang des Spannungskomparators 508. Wenn die Primärwicklung 104 des Kondensatorladetransformators 114 eingeschaltet ist, erzeugt die Streuinduktivität in der Wicklung eine Stromspitze in dem Moment, in dem sich die Spannung erhöht. Das Filter 516 ist entwikkelt, um diese Spitze auszufiltern, ohne den Rest des Si gnals wesentlich zu beeinträchtigen. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist das Filter 516 ein einpoliges RC-Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz, die zumindest gleich ist wie die Frequenz des Taktsignals 310. Für einen Fachmann auf diesem Gebiet ist es offensichtlich, daß andere Filter ebenfalls verwendet werden können. Beispielsweise könnten aktive analoge Tiefpaßfilter, geschaltete Kondensatorfilter oder digitale Filter verwendet werden. Bei einem Ausführungsbeispiel wird ein digitales Austastfilter verwendet. Das digitale Austastfilter würde der Signalverlauf an dem Erfassungswiderstand abtasten, und würde ein niedriges Ausgangssignal an den Komparator liefern, bis das digitale Filter bestimmt hat, daß die Stromspitze vorbei ist. Das digitale Filter würde dann das Spannungssignal ohne Dämpfung oder Phasenverzerrung weiterleiten. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel würde das digitale Austastfilter die Größe des Signalverlaufs für einen vorbestimmten Zeitraum ignorieren. Nachdem der vorbestimmte Zeitraum verstrichen ist, würde das Austastfilter dann das Spannungssignal ohne Abschwächung weiterleiten.
Der Spannungskomparator 508 bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung kann auf der Basis der Geschwindigkeit ausgewählt werden, mit der er den Zustand ändert und der Menge an Überschwingen, die während dem Schaltprozeß auftritt. Es ist wichtig für den Komparator 508, daß er eine schnellere Ansprechzeit hat als die Geschwindigkeit, mit der sich der Strom 124 verstärkt. Falls der Komparator 508 langsamer ist als der ansteigende Strom, steigt der Strom weiterhin an, nachdem er den ausgewählten Maximalwert erreicht hat. Bei dem nächsten Zyklus der Spannung, die an die Primärwicklung angelegt wird, erhöht sich der Primärstrom 124 von einem Anfangswert, der die Spannungsreferenz 506 übersteigen kann. Dies bewirkt, daß der Komparator 508 den Zustand ändert; die Energie, die in der Primärwicklung 104 gespeichert ist, hat sich jedoch aufgrund dem fortlaufenden Anlegen von Primärstrom, der durch die Primärwicklung 104 fließt, erhöht. Somit erhöht sich die gespeicherte Energie weiterhin bei jedem nachfolgenden Zyklus, bis der Transformator gesättigt ist, der MOSFET-Schalttransistor 502 aufgrund des starken Stroms ausfällt, oder andere Komponenten, die durch den Strom, der höher ist als erwartet, übermäßig strapaziert werden, ausfallen. Eine weitere Komponente, ein MOSFET-Schalttransistor 502 umfaßt vorzugsweise ausreichend Stromkapazität, um den ausgewählten maximalen Primärstrom 124 durch die Primärwicklung 104 zu schalten, und sollte in der Lage sein, Übergangsströme auszuhalten, die durch die Induktivität bewirkt werden, wenn die Spannung, die an die Primärwicklung 104 angelegt wird, übergeht. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der MOSFET-Schalttransistor 502 ein IRF2807-Transistor, der durch International Recifier, Inc. hergestellt wird.
6 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel des Kondensatorladesystems der vorliegenden Erfindung, das allgemein als Kondensatorladesystem 600 bezeichnet wird. Bei dem Ladesystem 600 ist ein Taktsignal 310 mit einem ersten Eingang eines UND-Gatters 610 der Steuerlogik 601 gekoppelt. Eine Batterieunterspannungs- und eine Kondensatorüberspannungsschutzschaltung 602 liefert ein zweites Eingangssignal zu dem UND-Gatter 610. Das Batteriespannungssignal 604 kann unter Verwendung jeder bekannten Technik bestimmt werden. Das Kondensatorspannungssignal 606 wird durch eine Kondensatorspannungsmeßschaltung 608 erzeugt, die Eingänge empfängt, die über einen Kondensator 108 verbunden sind. Die Kondensatorspannungsmeßschaltung 608 kann auf jede gut bekannte Weise implementiert werden.
Falls die Spannungen der Batterie und des Kondensators 604, 606 innerhalb der richtigen Grenzen liegen, wird das Spannungszustandssignal 615 durch die Schutzschaltung 602 erzeugt. Das Spannungszustandssignal 615 wird zu dem UND- Gatter 610 gesendet. Dies bewirkt, daß das UND-Gatter 610 eine logische 0 ausgibt. Dieses Signal wird durch das UND-Gatter 614 ausgebreitet, und schaltet den MOSFET-Treiber 604 aus. Der MOSFET-Treiber 604 wiederum wird aufhören, Strom zu dem MOSFET-Schalttransistor 502 zu liefern, und schaltet denselben aus, um die Primärwicklungsschaltung zu öffnen.
Falls die Batterie- und Kondensatorspannungen innerhalb der notwendigen Grenzen liegen, wird das Taktsignal 310 zu dem UND-Gatter 614, und dem S-Eingang des Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 geleitet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein drittes Eingangssignal von dem Ladungsfreigabesignal 613 zu dem UND-Gatter 614 geliefert. Eine logische 0 auf dem Ladungsfreigabesignal 613 liefert eine logische 0 zu dem UND-Gatter 614, und schaltet den MOSFET-Treiber 604 aus. Falls sowohl das Q-Ausgangssignal und das Ladungsfreigabesignal 613 eine logische 0 zu dem UND-Gatter 614 liefern, wird das Taktsignal 310 zu dem Eingang des MOSFET-Treibers 604 geliefert. Somit schaltet der MOSFET-Treiber 604 den MOSFET-Schalttransistor 502 gleichphasig mit dem Taktsignal 310 ein. Wenn das Flip-Flop 510 wie oben beschrieben neu eingestellt wird, d. h. das Q-Ausgangssignal sich zu einer logischen 0 ändert, gibt das UND-Gatter 614 eine logische 0 zum dem Eingang des MOSFET-Treibers 604 aus. Dies schaltet den MOSFET-Schalttransistor 502 aus, und unterbricht den Stromimpuls, der zu dem MOSFET-Schalttransistor 502 geliefert wird.
Der MOSFET-Schalttransistor 502 umfaßt eine Spannungsbegrenzerdiode 607, die über die Drain und Source desselben verbunden ist, um einen Stromweg zum Entladen der Streuinduktivität der Primärwicklung 104 zu schaffen, wenn der Transistor ausgeschaltet ist. Dies soll eine Streuinduktivität der Primärwicklung 104 daran hindern, eine Spannung zu erzeugen, die hoch genug ist, um den MOSFET-Schalttransistor 502 zu zerstören.
Es wird darauf hingewiesen, daß die Schutzschaltung 602 und die Kondensatorspannungsschaltung 608, die oben beschrieben sind, auf jede bekannte Weise, die jetzt oder später entwickelt wird, implementiert werden können. Solche Implementierungen sind dem Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet bekannt, und werden daher hier nicht mehr beschrieben.
7 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Steuerlogik 601, die hierin als Steuerlogik 702 bezeichnet wird. Wie bei dem Ausführungsbeispiel, das in 6 dargestellt ist, ist das Taktsignal 310 mit dem Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 tormäßig gesteuert, um sicherzustellen, daß das Signal 406 ein einziger Impuls während jedem Ladezyklus ist, und umfaßt ein maximales Tastverhältnis, das durch das Tastverhältnis des Taktsignals 310 bestimmt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Setz-Rücksetz-Flip-Flop 716 mit NOR-Gattern (NICHT-ODER-Gattern) 710, 708 implementiert. Der Setz-(S) und der Rücksetz-(R) Eingang empfangen Signale von den NAND-Gattern (NICHT-UND-Gatter) 712 bzw. 706. Das Q-Ausgangssignal des Setz-Rücksetz-Flip-Flop 716 und des NAND-Gatters 712 werden zu einem NOR-Gatter 704 geliefert, um einen FET-Treiber 714 zu treiben, der wiederum das variable Tastverhältnissteuersignal 406 erzeugt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der FET-Treiber 714 durch positive Logik gesteuert. Das heißt, wenn das Signal 705 logisch "hoch" ist, schaltet sich der Treiber 714 ein, wenn das Signal 715 logisch "tief" ist, schaltet sich der Treiber 714 aus.
Während eines Ladezyklussses, während sich der Primärstrom 124 zu dem Schwellenwert hin erhöht, bleibt der Zustand des Flip-Flop 716 unverändert. Wenn der Primärstrom 124 den Schwellenwert übersteigt, ändert sich das Tastverhältniseinstellsignal 115 von einem hohen zu einem tiefen Zustand. Dies wird durch das NAND-Gatter 706 invertiert, um einen "hohen" Zustandswert an das NOR-Gatter 708 anzulegen. Dies zwingt das Flip-Flop 716, den Zustand zu ändern, wodurch bewirkt wird, daß ein "hohes" Zustandssignal an das NOR- Gatter 704 angelegt wird. Dies wiederum zwingt das NOR-Gatter 704 zu einem "tiefen" Zustandausgangssignal, was das Treibersignal an dem FET-Treiber 714 beendet. Dies bewirkt, daß der FET-Schalter 502 ausschaltet, wodurch verhindert wird, daß Strom durch die Primärwicklung 104 des Transformators 114 fließt. Dies ermöglicht es der Sekundärwicklung 106 des Transformators 114, wie angemerkt, damit zu beginnen, den Kondensator 108 zu laden. Wenn das Taktsignal 310 gesperrt ist, wird das Latch 716 eingestellt. Das Latch 716 wird rückgesetzt, wenn der Überstromschwellenwert erreicht ist, wodurch der Steuersignalimpuls beendet wird.
Der Transformator 114 wird gemäß mehrerer Entwicklungsabwägungen ausgewählt. Eine gewünschte Charakteristik des Transformators 114 ist es, daß er ein hohes Windungsverhältnis aufweist. Ein solcher Transformator erzeugt eine hohe Ausgangsspannung für eine viel niedrigere angelegte Spannung bzw. Eingangsspannung. Außerdem sind bei den offenbarten Aspekten des Kondensatorladesystems 100 die Wicklungen des Transformators 114 von entgegengesetzter Polarität. Dies führt dazu, daß wenig oder kein Strom in der Sekundärwicklung 106 des Transformators fließt, während die Primärwicklung 104 Energie sammelt. Wenn die Primärwicklung 104 ihren Ladezyklus beendet hat und ausgeschaltet wird, wird die Sekundärwicklung 106 wie oben beschrieben Energie in den Kondensator 108 übertragen. Beim Auswählen der Größe des Transformators 114 und der optimalen Frequenz zum Laden des Taktsignals 210 sollten mehrere Faktoren bedacht werden. Beispielsweise ist die Energiespeicherung innerhalb des Kerns 105 des Transformators 114 eine Funktion sowohl von der Induktivität der Primärwicklung 104 und der Spannung, die an dieselbe angelegt ist. Im allgemeinen, je größer der Kern 105 des Transformators 114, um so mehr Energie kann in dem Magnetfeld gespeichert werden, das denselben umgibt. Außerdem gibt es einen Strom, bei dem der Magnetkern 105 des Transformators gesättigt ist, und das Anlegen eines Stroms oberhalb dieses Werts wird die Leistungsfähigkeit der Schaltung nicht erhöhen. Allgemein gesagt, je grö ßer der Transformatorkern, um so höher der Sättigungsstrom. Daher wird die Auswahl des Transformators 114 oft das Abwägen physikalischer und elektrischer Anforderungen des Systems umfassen. Ein größerer Transformator ermöglicht es, daß niedrigere Frequenzen verwendet werden können, weil der größere Transformator in der Lage ist, größere Ströme zu verwenden und daher Energie mit einer größeren Rate pro Zyklus zu übertragen als ein kleinerer Transformator. Dies reduziert die Belastung auf den tragenden Komponenten, sie können beispielsweise mit einer geringeren Geschwindigkeit betrieben werden. Ein größerer Transformator besetzt jedoch einen großen Rauminhalt, wiegt mehr, und kann mehr Hitze erzeugen und kann elektrisch störendes Rauschen erzeugen, falls große Ströme durch denselben verlaufen. Ein kleinerer Transformator erfordert dagegen höhere Frequenzen, um eine äquivalente Menge an Energie zu übertragen. Dies liegt daran, daß ein kleinerer Transformator geringere Ströme verwendet und folglich Energie mit einer geringeren Rate pro Zyklus überträgt. Die Verwendung einer höheren Frequenz, um eine äquivalente Rate von Energieübertragung zu erreichen, erfordert jedoch aufgrund von störenden Charakteristika, Rauschempfindlichkeit, usw. größere Komplexität. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist der Transformator 114 ein Lp von etwa 8 μH und ein Windungsverhältnis von 1:38 (primär:sekundär) auf.
Die 8A bis 8C stellen beispielhafte Signalverläufe dar, die gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erzeugt werden. Die beispielhaften Signalverläufe umfassen den Primärstrom 124, der in der Primärwicklung 104 fließt (8A), den Sekundärstrom 126, der in der Sekundärwicklung 106 fließt (8B) und die Ladespannung 122, die an die Primärwicklung 104 angelegt ist (8C). Zwei Zyklen jedes Signalverlaufs sind dargestellt, jeder Satz von Zyklen tritt zu unterschiedlichen Zeiten während einer Ladesequenz auf, wie es durch die Reihen von Punkten angezeigt ist, die zwischen getrennten Zeitintervallen angeordnet sind.
Wie angemerkt, weist der Transformatorkern 105 anfangs nur wenig oder keine Energie auf, die in demselben gespeichert ist. Um eine gewünschte Menge an Energie in dem Transformatorkern 105 zu speichern, wird der Primärstrom 124 unmittelbar bei der Anforderung einer Ladesequenz rampenmäßig von Null auf einen vorbestimmten Maximalwert I_max erhöht. Die Signalverläufe, die in den 8A–8C dargestellt sind, treten nachfolgend zu der anfänglichen Speicherung von Energie in dem Transformatorkern 105 auf. Die Signalverläufe stellen das ändernde Tastverhältnis des Signalverlaufs mit fester Frequenz und variablem Tastverhältnis 109 der vorliegenden Erfindung dar. Es wird angemerkt, daß in diesen Figuren der Strom-Signalverlauf 109 gleich ist wie der Sekundärstrom 126, da der Kondensator 108 über die Sekundärwicklung 106 verbunden ist.
Wie nachfolgend beschrieben wird, ist das Tastverhältnis des Primärstrom-Signalverlaufs 124 so gesteuert, daß der Sekundärstrom 109 für größere Zeitspannen an den Kondensator 108 angelegt ist, wenn die Spannung über den Kondensator und folglich die Rate der Energieübertragung zu dem Kondensator niedrig ist, und für kürzere Zeitdauer, wenn sich die Kondensatorspannung erhöht. Die Energie, die zu dem Kondensator 108 übertragen wird, wird in dem Transformatorkern 105 gespeichert. Wie in 8A gezeigt ist, ist die Rate, mit der die Energie in den Transformatorkern 105 übertragen wird, im Verlauf der Ladesequenz im wesentlichen konstant, wie es durch die konstante Neigung der Primärstrom-Signalverläufe gezeigt ist. Andererseits erhöht sich die Rate der Energieübertragung von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108, während sich die Kondensatorspannung erhöht. Dies ist durch die ansteigende negative Neigung des Sekundärstrom-Signalverlaufs, der in 8B dargestellt ist, gezeigt.
Das Tastverhältnis der Primär- und Sekundärstrom-Signalverläufe ist eingestellt, um ein Energieübertragungs gleichgewicht zu erreichen, und dadurch den Transformator während der Ladesequenz in einem fortlaufenden Leitungs-Betriebsmodus zu halten. Der Strom, der während einem Ladungszyklus durch jede Wicklung verläuft, ist eine Funktion des Windungsverhältnisses, n, des Transformators 114. Im allgemeinen beginnt der Primärstrom 124 bei einem Wert, der im allgemeinen äquivalent ist zu dem Produkt des Windungsverhältnisses und dem Sekundärstrom 126 am Ende des unmittelbar vorhergehenden Zyklus. Der Primärstrom 124 steigt von diesem Wert während dem ersten Abschnitt des Ladezyklus rampenmäßig auf I_max. Gleichartig dazu ist der Sekundärstrom 126 für jeden Ladezyklus äquivalent zu dem unmittelbar auftretenden Primärstrom 124 geteilt durch das Windungsverhältnis. Der Sekundärstrom 126 fällt rampenmäßig über den verbleibenden Abschnitt des Ladezyklus von diesem Wert auf einen niedrigeren Wert.
Bezug nehmend auf die Figuren wird die Ladungsspannung 122, für die Zeitdauer t₄, die zu dem Zeitpunkt t₁ beginnt und an dem Zeitpunkt t₂ endet, an die Primärwicklung 104 angelegt. Zu dem Zeitpunkt t₂ hat der Primärstrom 124 den vorbestimmten Maximalwert I_max erreicht. Ansprechend darauf wird die gepulste Spannungsversorgung 102 an dem Zeitpunkt t₂ ausgeschaltet, wie es durch die Abfallflanke des Ladungsspannungssignalverlaufs 122 gezeigt ist. Zu diesem Zeitpunkt fällt der Primärwicklungsstrom 124 auf Null, und der Sekundärstrom 126 in der Sekundärwicklung 106 steigt auf einen Pegel von I_max/n, wobei n das Windungsverhältnis des Transformators 114 ist. Der Sekundärstrom 126 beginnt sich zu verringern, während die Energie, die in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, zu dem Kondensator 108 übertragen wird. Dies tritt während der Zeitdauer t₅ auf. Wie angemerkt ist die Sekundärwicklung 106 bei diesem Ausführungsbeispiel mit der Primärwicklung 104 phasenverschoben, und überträgt daher Energie, wenn die Primärwicklung 104 nicht geladen wird, d. h. die Zeitperiode t₄ und die Zeitperiode t₅ treten während einem Ladezyklus auf, der durch eine Periode der Ladespannung 122 definiert ist.
Wie angemerkt, ist die Energieübertragungsrate proportional zu der Rate, mit der sich der Sekundärstrom 126 verringert, d. h. die Größe der Neigung des Sekundärstrom-Signalverlaufs 126 während der Zeitperiode t₅. Während dieser Zeitperiode verringert sich der Sekundärstrom 126 von I_max/n auf I_s1. Die Zeitperiode t₅ wird durch die Auswahl der Frequenz des konstanten Frequenztaktsignals 310 bestimmt. Zu dem Zeitpunkt t₃ ändert das konstante Frequenztaktsignal 310 (nicht gezeigt) den Zustand, und legt die Hauptladespannung 122 an die Primärwicklung 104 an, wie es in 8C gezeigt ist. Dies wiederum bewirkt, daß Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, und beendet das Entladen der Sekundärwicklung 106. Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der Primärstrom-Signalverlauf 124 linear erhöht, nicht von einem Nullstromwert, sondern von einem Anfangszustand n·I_s1, wobei n das Windungsverhältnis des Transformators 114 ist.
Die 8A–8C zeigen jede die jeweiligen Signalverläufe zu einem späteren Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung höher ist als während den Zeitintervallen t₄ und t₅. Zu diesem späteren Zeitpunkt t₆ ändert das konstante Frequenztaktsignal 310 den Zustand, legt die Hauptladespannung 122 (8C) während der Zeitdauer t₉ an die Primärwicklung 104 an, die zu dem Zeitpunkt t₆ beginnt und zu dem Zeitpunkt t₇ endet. Zu dem Zeitpunkt t₇ hat der Primärstrom 124 den vorbestimmten Maximalwert I_max erreicht. Ansprechend darauf wird die gepulste Spannungsversorgung 102 zu einem Zeitpunkt t₇ ausgeschaltet, wie es durch die Abfallflanke des Ladespannungssignalverlaufs 122 gezeigt ist. Zu diesem Zeitpunkt fällt der Primärwicklungsstrom 124 auf 0, und der Sekundärstrom 126 in der Sekundärwicklung 106 steigt auf einen Pegel von I_max/n. Der Sekundärstrom 126 beginnt, sich zu verringern, während die Energie, die in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, zu dem Kondensator 108 übertragen wird. Dies tritt während der Zeitdauer t₁₀ auf, während der sich der Sekundärstrom 126 von I_max/n auf I_s2 verringert. Der Vergleich mit dem Sekundär-Signalverlauf, die zu dem Zeitintervall t₅ auftritt, stellt eine Änderung der Neigung des Sekundärstroms 126 dar. Diese Änderung der Neigung reflektiert die erhöhte Energieübertragungsrate, die nun aufgrund der erhöhten Kondensatorspannung möglich ist. Als Folge verringert sich der Sekundärstrom 126 von I_max auf I_s2, der geringer ist als I_s1 während einem Zeitintervall t₁₀, das geringer ist als das Zeitintervall t₅.
Zu dem Zeitpunkt t₈ ändert das konstante Frequenztaktsignal 310 den Zustand, und legt Hauptladespannung 122 an die Primärwicklung 104 an, wie es in 8C gezeigt ist. Dies wiederum bewirkt, daß Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, und beendet das Entladen der Sekundärwicklung 106. Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der Primärstrom-Signalverlauf 124 von dem Anfangszustand n·I_s2 linear erhöht, wobei n das Windungsverhältnis des Transformators 114 ist.
Die 8A–8C zeigen jeweils die jeweiligen Signalverläufe zu einem noch späteren Zeitpunkt, an dem die Kondensatorspannung höher ist als während den Zeitintervallen t₄, t₅ und t₉, t₁₀. Zu diesem späteren Zeitpunkt t₁₁ wird die Hauptladungsspannung 122 während einer Zeitdauer t₁₄, die zu einem Zeitpunkt t₁₁ beginnt und zu einem Zeitpunkt t₁₂ endet, an die Primärwicklung 104 angelegt. Zu dem Zeitpunkt t₁₂ hat der Primärstrom 124 den vorbestimmten Maximalwert I_max erreicht. Ansprechend darauf wird die gepulste Spannungsversorgung 102 zu einem Zeitpunkt t₁₂ ausgeschaltet und der Primärwicklungsstrom 124 fällt auf 0. Der Sekundärstrom 126 steigt zu dem Zeitpunkt t₁₂ auf einen Pegel von I_max/n. Der Sekundärstrom 126 verringert sich während der Zeitdauer t₁₅ von I_max/n auf I_s3,, während die Energie, die in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, zu dem Kondensator 108 übertragen wird. Der Vergleich mit dem Sekundär-Signalverlauf 126, der an den Zeitintervallen t₅ und t₁₀ auftritt, stellt eine fortlaufende Änderung bei der Neigung des Sekundärstroms 126 dar, die die fortlaufende Erhöhung der Energieübertragungsrate aufgrund einer weiteren Erhö hung der Kondensatorspannung reflektiert. Als eine Folge verringert sich der Sekundärstrom 126 von I_max auf I_s3, die geringer ist als I_s2 während einem Zeitintervall t₁₅, das geringer ist als ein Zeitintervall t₁₀. Zu einem Zeitpunkt t₁₃ erhöht sich die Hauptladespannung 122, wodurch bewirkt wird, daß Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, und bewirkt, daß kein Strom mehr durch die Sekundärwicklung 106 fließt. Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der Primärstrom-Signalverlauf 124 von der Anfangsbedingung n·I_s3 linear erhöht.
Die Zeiten zum Laden der Primärwicklung 104 auf I_max, d. h. die Zeitdauern t₄, t₉, und t₁₄ sind nachfolgend längere Zeitperioden. Umgekehrt sind die Zeiten zum Entladen der Sekundärwicklung 106 von I_max/n auf I_s2, die Zeitdauern t₅, t₁₀ und t₁₅ nachfolgend kürzere Zeitdauern. Dies stellt sicher, daß der Transformatorkern 105 während der Ladesequenz im wesentlichen die gleiche Menge an gespeicherter Energie beibehält, während sich die Energieübertragungsrate von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108 erhöht, während Energie schnell von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108 übertragen wird. Dies ist charakteristisch für einen Transformator, der gemäß der vorliegenden Erfindung wirksam ist; das heißt in dem fortlaufenden Betriebsmodus, in dem nur die Energie, die von dem Transformator 114 entfernt wurde, ersetzt wird, und der Transformator 114 so gehalten wird, um fortlaufend Energie zu speichern.
9 ist ein Flußdiagramm zum Ausführen eines Prozesses, der ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. In den Schritten 902 und 904 wird ein Taktsignal an ein Schaltelement angelegt, um einen gepulste Spannungssignalverlauf zu erzeugen. Dieser gepulste Spannungssignalverlauf wird dann an die Primärwicklung des Kondensatorladetransformators angelegt, und der Strom in der Primärwicklung wird erfaßt, Schritt 909, bis er einem vorbestimmten Schwellenwert gleicht, Schritt 908. Wenn der Schwellenwert erreicht wird, wird die Spannung unterbrochen, Schritt 910, und der Beginn des nächsten Frequenzzyklus wird bestimmt, Schritt 912, und es wird wieder Spannung an die Primärwicklung des Transformators geliefert, Schritt 904.
Es wird darauf hingewiesen, daß das Kondensatorladesystem 100 wie angemerkt alle anderen Konfigurationen und Implementierungen annehmen kann. Beispielsweise können, zusätzlich zu oder statt den oben angemerkten Konfigurationen und Komponenten andere Schaltungskonfigurationen und Komponenten verwendet werden. Beispielsweise können andere magnetische Elemente, wie z. B. ein einzelner Induktor, verwendet werden. Bei anderen Ausführungsbeispielen wird ein Stromregler verwendet. Es wird außerdem darauf hingewiesen, daß die Tastverhältnis-Ein-Zeit unter bestimmten Betriebsbedingungen zwischen langen und kurzen Ein-Zeiten schwanken kann. Diese Betriebsbedingungen können aufgrund der ausgewählten Werte, beispielsweise der Taktfrequenz, Transformatorinduktivität, Stromspitze, Kondensatorspannung, usw. auftreten. Die offenbarten Ausführungsbeispiele der Kondensatorladevorrichtung der vorliegenden Erfindung liefern eine wesentliche Energieübertragung zu dem Kondensator 108 in einem minimalen Zeitraum. Bei einem Ausführungsbeispiel beispielsweise ermöglicht es die Kondensatorladevorrichtung dem Kondensator, bis zu 240 Joule in weniger als 3 Sekunden zu speichern.

Claims

Kondensatorladeschaltung eines externen Defibrillators, mit einem zu ladenden Kondensator (108); einem Transformator (114) mit einer Primärseite (104) und einer Sekundärseite (106), wobei der zu ladende Kondensator (108) in Reihe mit einer Rücklaufdiode (107) an die Sekundärseite angeschlossen ist; einer Versorgungsspannungsquelle (204); einem Schaltelement (202) zum schaltenden Verbinden der Versorgungsspannungsquelle (204) mit der Primärseite des Transformators; einem Stromsensor (110) zum Erfassen eines Primärstromes (124) durch die Primärseite (104) des Transformators; und einer Steuerschaltung (116), die eingangsseitig an den Stromsensor und ausgangsseitig an das Schaltelement angeschlossen ist und die ausgebildet ist, um das Schaltelement zu Beginn eines jeden Taktzyklus mit fester Frequenz leitend zu schalten und um das Schaltelement (202) ausschließlich in Abhängigkeit von dem erfassten Primärstrom (104) sperrend zu schalten, sobald der erfasste Primärstrom einen Schwellenwert übersteigt, so dass sich die Ladezeit des Kondensators (108) bei zunehmendem Tastverhältnis des Primärstroms verkürzt.
Kondensatorladeschaltung nach Anspruch 1, bei der die Steuerschaltung (116) einen mit dem Stromsensor (110) verbundenen Komparator (508) aufweist.
Kondensatorladeschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Steuerschaltung (116) ferner folgende Merkmale aufweist: ein Filter (516), das zwischen dem ersten Eingang des Komparators (508) und dem Stromsensor (110) angeordnet ist, wobei das Filter (516) einen Eingang von dem Stromsensor (110) umfasst, an dem das Filter (516) das Stromstärkesignal (125) empfängt, und einen Ausgang, der mit dem ersten Eingang des Komparators (508) gekoppelt ist, wobei das Filter (516) zumindest eine Frequenz des Stromstärkesignals (125) dämpft.
Verfahren zum Laden eines Kondensators eines externen Defibrillators durch Steuern eines Schaltelementes zum Anlegen einer Ladespannung an eine Primärseite eines Transformators, an dessen Sekundärseite der zu ladende Kondensator in Reihe mit einer Rücklaufdiode angeschlossen ist, mit folgenden Verfahrensschritten: a) Leitend Schalten des Schaltelementes zu Beginn eines jeden Taktzyklus mit fester Frequenz; b) Erfassen eines Primärstroms durch die Primärwicklung; und c) Sperrend Schalten des Schaltelements ausschließlich aufgrund des erfassten Primärstroms, sobald der erfasste Primärstrom einen Schwellenwert übersteigt.