DE10135500A1 - System und Verfahren zum Laden eines Kondensators unter Verwendung eines Strom-Signalverlaufs mit konstanter Frequenz - Google Patents
System und Verfahren zum Laden eines Kondensators unter Verwendung eines Strom-Signalverlaufs mit konstanter FrequenzInfo
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Abstract
Ein System und Verfahren zum Laden eines Hochspannungskondensators durch das Anlegen eines Stroms mit einer Größe, die einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist. Während einer Ladesequenz, in der der Strom an den Kondensator angelegt wird, wird das Tastverhältnis des Signalverlaufs mit fester Frequenz auf der Basis des Spannungszustands des Kondensators dynamisch gesteuert, um die Energieübertragung gemäß der Effizienz, mit der die Energie zu dem Kondensator übertragen werden kann, zu modifizieren. Dies optimiert die Kondensatorladesequenz, wodurch die Geschwindigkeit erhöht wird, mit der der Hochspannungskondensator geladen wird. Im allgemeinen wird Energie von einer Leistungsquelle über ein magnetisches Element, wie z. B. einen Rücklauftransformator, zu dem Kondensator übertragen. Eine gepulste Spannungsversorgung liefert Stromimpulse mit einer konstanten Frequenz und einem einstellbaren Taktverhältnis zu einer Primärwicklung des Transformators. Anfangs ist in dem Transformatorkern keine Energie gespeichert. Als Folge ist das Tastverhältnis des anfänglichen Spannungsimpulses von ausreichender Dauer, um gespeicherte Energie in dem Transformatorkern zu sammeln. Sobald eine vorbestimmte Menge an Energie in dem Transformator gespeichert ist, wird der Transformator gesteuert, um einen Strom zu erzeugen, um den Kondensator zu laden. Die Stärke des Stroms weist eine feste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis auf.
Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Lade
kondensatoren und insbesondere auf ein Verfahren und eine
Vorrichtung zum Laden von Hochspannungskondensatoren.
Jedes Jahr sind 350.000 Todesfälle in den USA auf plötzli
chen Herzstillstand zurückzuführen, was diesen zu einem der
größten medizinischen Notfälle des Landes macht. Weltweit
sind jedes Jahr eine noch viel größere Anzahl von Todesfäl
len auf plötzlichen Herzstillstand zurückzuführen. Eine der
häufigsten und lebensbedrohlichsten Konsequenzen eines
Herzinfarkts ist die Entwicklung einer Herzarrhythmie, im
allgemeinen als Herzkammerfibrillation bezeichnet. Während
einer Herzkammerfibrillation ist der Herzmuskel nicht in
der Lage, eine ausreichende Menge an Blut zu dem Körper und
dem Gehirn zu pumpen. Der Mangel an Blut und Sauerstoff im
Gehirn kann bei dem Betroffenen zu Gehirnschäden, Lähmungen
oder Tod führen.
Die Möglichkeit des Überlebens eines Herzinfarkts oder ei
ner anderen schweren Herzarrhythmie hängt davon ab, wie
schnell eine effektive medizinische Behandlung zur Verfü
gung steht. Falls innerhalb von 4 Minuten des Beginns der
Symptome eine direkte Herz-Lungen-Wiederbelebung durchge
führt wird, der eine Defibrillation folgt, kann die Überle
benswahrscheinlichkeit 50% oder mehr erreichen. Diese so
fortige Ausführung einer Defibrillation innerhalb der er
sten kritischen Minuten wird daher als eine der wichtigsten
Komponenten der medizinischen Notfallbehandlung zur Verhin
derung des Tods durch plötzlichen Herzstillstand angesehen.
Die Herzdefibrillation ist ein elektrischer Schock, der
verwendet wird, um die chaotischen Herzkontraktionen, die
während der Herzfibrillation auftreten, zu stoppen, und ei
nen normalen Herzrhythmus wiederherzustellen. Um einen sol
chen elektrischen Schock an dem Herz durchzuführen, werden
Defibrillatoranschlußflächen auf der Brust des Betroffenen
angebracht, und ein elektrischer Impuls mit der richtigen
Stärke und Form wird durch die Anschlußflächen zu dem Be
troffenen übertragen. Obwohl Defibrillatoren seit Jahren
bekannt sind, sind sie typischerweise kompliziert, wodurch
sie nur für die Verwendung durch geschultes Personal geeig
net sind.
In jüngster Zeit wurden tragbare und transportierbare auto
matische und halbautomatische externe Defibrillatoren (im
allgemeinen AEDs = automatic external defibrillator) für
die Verwendung durch Ersthelfer entwickelt. Ein tragbarer
Defibrillator ermöglicht es, daß einem Betroffenen die
richtige medizinische Versorgung früher zukommt als bei
vorhergehenden Defibrillatoren, was die Wahrscheinlichkeit
des Überlebens erhöht. Solche tragbaren Defibrillatoren
können an einem zugänglichen Ort in einer Firma, zu Hause,
einem Flugzeug oder dergleichen gelagert oder dorthin ge
bracht werden, wo sie für die Verwendung durch Ersthelfer
zur Verfügung stehen. Mit den jüngsten Fortschritten der
Technologie kann selbst eine nur minimal geschulte Einzel
person herkömmliche tragbare Defibrillatoren bedienen, um
einem Betroffenen in den kritischen ersten Minuten nach dem
Einsetzen eines plötzlichen Herzstillstands zu helfen.
Wie angemerkt, muß eine effektive medizinische Behandlung
sofort nach dem Einsetzen der Symptome ausgeführt werden.
Ein zeitraubender Defibrillatorvorgang ist das Laden eines
Hochspannungskondensators, der die Energie zum Erzeugen des
elektrischen Schocks liefert. Ungünstigerweise laden die
herkömmlichen AEDs den Hochspannungskondensator nicht aus
reichend, wodurch wertvolle Vorbereitungszeit verbraucht
wird, um die Therapie durchführen zu können. Dies begrenzt
die Anzahl von Mehrfachschocks, die einem Patienten in der
minimalen verfügbaren Zeit verabreicht werden können. Was
daher benötigt wird, ist ein Defibrillator, der einen Hoch
spannungskondensator schnell und effizient laden kann.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen ver
besserten Defibrillator zu schaffen, der einen Hochspan
nungskondensator schneller und effizienter laden kann.
Diese Aufgabe wird durch ein System gemäß Anspruch 1 und
ein Verfahren gemäß Anspruch 10 gelöst.
Die vorliegende Erfindung ist ein System und Verfahren zum
Laden eines Hochspannungskondensators durch das Anlegen ei
nes Stroms, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester
Frequenz aufweist. Während einer Ladesequenz, in der der
Strom wiederholt an den Kondensator angelegt wird, wird das
Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs mit fester Frequenz
auf der Basis der Kondensatorspannung dynamisch gesteuert.
Insbesondere ist die Rate, mit der die Energie zu dem Kon
densator übertragen wird, gemäß der Effizienz, mit der die
Energie zu dem Kondensator übertragen werden kann, modifi
ziert. Dies erhöht die Geschwindigkeit, mit der der Hoch
spannungskondensator geladen wird. Alternative oder zusätz
liche wesentliche Vorteile können abhängig von der ge
wünschten Anwendung realisiert werden. Beispielsweise kön
nen Systeme, die die vorliegende Erfindung implementieren,
Ladezeiten liefern, die mit herkömmlichen Systemen ver
gleichbar sind, die kleinere Komponenten, eine niedrigere
Energieleistungsquelle, eine höhere Impedanzleistungsquelle
oder jede sinnvolle Kombination derselben verwenden.
Allgemein wird Energie durch ein magnetisches Element, wie
z. B. einen Induktor oder einen Transformator von einer
Leistungsquelle zu dem Hochspannungskondensator übertragen.
Beispielsweise liefert eine gepulste Spannungsversorgung
Spannungsimpulse mit einer konstanten Frequenz und einem
einstellbaren Tastverhältnis zu einer Primärwicklung eines
Rücklauftransformators. Anfangs ist in dem Transformator
kern keine Energie gespeichert. Als Folge ist das Tastver
hältnis des ursprünglichen Spannungsimpulses von ausrei
chender Dauer, um gespeicherte Energie in dem Transforma
torkern zu sammeln. Während sich die Menge an Energie, die
in dem Transformatorkern gespeichert ist, erhöht, wird ber
Transformator gesteuert, um einen Strom zu erzeugen, um den
Kondensator zu laden. Die Stärke des Stroms weist eine fe
ste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastver
hältnis auf.
Genauer gesagt, ist das Tastverhältnis des Stromstärkensi
gnalverlaufs unmittelbar nach der ursprünglichen Ansammlung
von Energie in dem Transformatorkern wesentlich. Da die Se
kundärwicklung mit der Primärwicklung (einem Rücklauftrans
formator) phasenverschoben ist, weist der Spannungs-
Signalverlauf zum Bewirken der Erzeugung eines solchen
Stromstärkensignalverlaufs ein im wesentlichen kleines
Tastverhältnis auf. Das Treiben des Transformators auf eine
solche Weise erhält gespeicherte Energie in dem Transforma
torkern, während der Sekundärwicklung ausreichend Zeit ge
geben wird, um Energie zu dem Kondensator zu übertragen, da
die Sekundärwicklung aufgrund der minimalen Kondensator
spannung andernfalls dies nicht auf zeitsparende Weise tun
kann. Während sich die Kondensatorspannung erhöht, ist das
Tastverhältnis des Stromsignalverlaufs ansprechend auf eine
Erhöhung des Tastverhältnisses des Spannungs-Signalverlaufs
verringert. Dies optimiert die Energieübertragungsrate,
weil sich die Geschwindigkeit, mit der solche Übertragungen
auftreten können, mit einer Steigerung bei der Kondensator
spannung steigert. Während Energie von dem Transformator
kern zu dem Kondensator übertragen wird, tritt folglich ei
ne gleichzeitige Übertragung von Energie von der Leistungs
quelle zu dem Transformatorkern auf. Dieser Betriebsmodus
wird hierin als ein "fortlaufender Modus" bezeichnet, da
dieser Betriebsmodus sicherstellt, daß der Transformator
kern fortlaufend Energie speichert.
Eine Anzahl von Aspekten der Erfindung ist nachfolgend zu
sammengefaßt, zusammen mit unterschiedlichen Ausführungs
beispielen, die für jeden der zusammengefaßten Aspekte im
plementiert werden können. Es sollte offensichtlich sein,
daß die zusammengefaßten Ausführungsbeispiele einander
nicht unbedingt einschließen oder ausschließen, und in Ver
bindung mit dem gleichen oder unterschiedlichen Aspekten,
die konfliktfrei und anders möglich sind, auf jede Weise
kombiniert werden können. Diese offenbarten Aspekte der Er
findung, die sich hauptsächlich auf Hochleistungskondensa
torladesysteme und -methodologien beziehen, sind nur bei
spielhafte Aspekte und sind ebenfalls als nicht beschrän
kend anzusehen.
Bei einem Aspekt der Erfindung ist ein System zum Laden ei
nes Hochspannungskondensators durch das Anlegen eines
Stroms, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Fre
quenz aufweist, offenbart.
Bei einem anderen Aspekt der Erfindung ist ein Hochspan
nungskondensatorladesystem offenbart. Das System erzeugt
Stromimpulse mit einer festen Frequenzgröße. Bei diesem
Aspekt der Erfindung wird während einer Ladesequenz, bei
der die Stromimpulse wiederholt an einen Kondensator ange
legt werden, das Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs
mit fester Frequenz auf der Basis der Spannung des Hoch
spannungskondensators dynamisch gesteuert.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein System zum
Laden eines Hochspannungskondensators offenbart. Bei diesem
Aspekt der Erfindung umfaßt das System einen Rücklauftrans
formator und eine gepulste Spannungsversorgung. Der Trans
formator umfaßt einen Kern, eine Primärwicklung und eine
Sekundärwicklung. Die gepulste Spannungsversorgung liefert
eine Spannung mit einer konstanten Frequenz und einen Si
gnalverlauf mit einstellbarem Tastverhältnis zu der Primär
wicklung. Das anfängliche Tastverhältnis des Spannungs-
Signalverlaufs ist von ausreichender Dauer, um eine Menge
von gespeicherter Energie in dem Transformatorkern zu sam
meln, wonach der Spannungs-Signalverlauf fortlaufend an die
Primärspule angelegt wird. Das Tastverhältnis des Span
nungs-Signalverlaufs erhöht sich während der Ladesequenz
ansprechend auf eine Erhöhung der Augenblicksspannung des
Hochspannungskondensators von einem im wesentlichen kleinen
Wert zu einem im wesentlichen großen Wert.
Bei noch einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein System
zum Laden eines Hochspannungskondensators offenbart. Bei
diesem Aspekt der Erfindung umfaßt das System einen Trans
formator und eine gepulste Spannungsversorgung. Der Trans
formator umfaßt einen Kern, eine Primärwicklung und eine
Sekundärwicklung. Ein Kondensator ist über die Sekundär
wicklung elektrisch gekoppelt. Die gepulste Spannungsver
sorgung liefert eine Spannung mit einer konstanten Frequenz
und einem Signalverlauf mit einstellbarem Tastverhältnis zu
der Primärwicklung.
Das Tastverhältnis des Spannungs-Signalverlaufs wird dyna
misch modifiziert, so daß Energie fortlaufend in dem Trans
formatorkern gespeichert wird, während der Kondensator ge
laden wird. Insbesondere während einzelner Zyklen einer La
desequenz überträgt das System Energie von der gepulsten
Spannungsversorgung zu dem Transformatorkern, um Energie zu
ersetzen, die vorher von dem Transformatorkern zu dem Hoch
spannungskondensator übertragen wurde.
Bei noch einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Kon
densatorladevorrichtung offenbart. Bei diesem Aspekt der
Erfindung umfaßt das System eine Kondensatorladevorrich
tung, die mit einem Kondensator verbunden ist, und eine
Diode, die mit dem Kondensator elektrisch verbunden ist und
zwischen dem Kondensator und der Kondensatorladevorrichtung
angeordnet ist. Die Diode umfaßt eine Kathode, die mit dem
Kondensator verbunden ist, und eine Anode, die mit der Kon
densatorladevorrichtung verbunden ist. Die Kondensatorlade
vorrichtung lädt den Kondensator durch Erzeugen eines
Stroms, dessen Stärke eine feste Frequenz und einen Signal
verlauf mit variablem Tastverhältnis aufweist.
Bei einem Ausführungsbeispiel dieses Aspekts der Erfindung
umfaßt das Kondensatorladesystem ein magnetisches Element,
über das der Kondensator verbunden ist, und eine gepulste
Spannungsversorgung, die mit einem Knoten des magnetischen
Elements verbunden ist, wobei der andere Knoten des magne
tischen Elements mit der Masse verbunden ist. Die gepulste
Spannungsversorgung liefert der Primärwicklung eine La
despannung, die zwischen einer ersten Spannung und einer
zweiten Spannung übergeht, die geringer ist als die erste
Spannung, mit einer im wesentlichen konstanten Frequenz und
mit einem variablen Tastverhältnis.
Das magnetische Element kann ein Rücklauftransformator
sein. Bei solchen Implementierungen umfaßt der Transforma
tor einen Kern, eine Primärwicklung und eine Sekundärwick
lung, die zu der Primärwicklung phasenverschoben ist. Hier
ist der Kondensator über die Sekundärwicklung verbunden.
Bei einer speziellen Implementierung umfaßt die Kondensa
torladevorrichtung einen Stromsensor, der zwischen dem an
deren Primärwicklungsknoten und der Masse in Reihe geschal
tet ist. Der Stromsensor erzeugt eine Spannung mit einer
Stärke, die den Strom anzeigt, der durch die Primärwicklung
fließt. Die Ladevorrichtung umfaßt außerdem eine Steuer
schaltung, die operational mit der gepulsten Spannungsver
sorgung und dem Stromsensor gekoppelt ist. Die Steuerschal
tung sendet ein Tastverhältniseinstellsignal zu der gepul
sten Spannungsversorgung, um das Tastverhältnis des La
despannungssignalverlaufs auf der Basis des aktuellen Stär
kesignals einzustellen.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Kondensa
torladevorrichtung zum Laden eines Hochspannungskondensa
tors offenbart. Die Ladevorrichtung umfaßt einen Kondensa
torladetransformator und eine Ladeschaltung. Der Transfor
mator umfaßt einen Kern mit einer Primär- und einer Sekun
därwicklung. Der Hochspannungskondensator ist über die Se
kundärwicklung durch eine Diode elektrisch verbunden. Die
Ladeschaltung ist mit der Primärwicklung verbunden und legt
eine Spannung über die Primärwicklung an, um zu bewirken,
daß ein Strom durch die Sekundärwicklung fließt, so daß der
Transformator fortlaufend Energie in seinem Kern speichert.
Der Sekundärwicklungsstrom überträgt Energie von dem Trans
formatorkern zu dem Hochspannungskondensator.
Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren
zum Laden eines Kondensators offenbart. Das Verfahren um
faßt das Liefern eines Stroms zu dem Kondensator, dessen
Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist das Tastverhältnis des
Signalverlaufs mit fester Frequenz verschieden. Das Verfah
ren kann außerdem folgende Schritte umfassen: Treiben einer
Primärwicklung eines Transformators mit einer festen Fre
quenz, einem Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis,
Erfassen eines elektrischen Stroms, der durch die Primär
wicklung fließt, und Einstellen des Tastverhältnisses des
Spannungssignalverlaufs, wenn der elektrische Strom, der in
die Primärwicklung fließt, einen vorbestimmten Wert er
reicht.
Verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfin
dung liefern bestimmte Vorteile und beheben bestimmte Nach
teile der herkömmlichen Techniken. Nicht alle Ausführungs
beispiele der Erfindung haben die gleichen Vorteile, und
diejenigen, die dies tun, haben diese womöglich nicht unter
allen Umständen. Trotzdem schafft die vorliegende Erfindung
zahlreiche Vorteile, einschließlich des bereits angemerkten
Vorteils der schnellen Übertragung von Energie zu einem
Hochenergiekondensator. Das Einstellen des Tastverhältnis
ses eines festen Frequenzstrompulses, der an einen Konden
sator angelegt ist, ermöglicht es, daß im Vergleich zu her
kömmlichen Techniken Energie schnell zu dem Kondensator
übertragen wird. Zusätzlich eliminiert die vorliegende Er
findung den Bedarf, zu erfassen, wenn die Sekundärwicklung
des Kondensatorladungstransformators im wesentlichen alle
ihre Energie zu dem Kondensator übertragen hat. Die vorlie
gende Erfindung eliminiert außerdem den Bedarf nach komple
xen Rückkopplungsschaltungsanordnungen zum Einstellen des
Stroms in der Primärwicklung des Transformators auf der Ba
sis eines Sensoreingangssignals von der Sekundärwicklung
des Transformators.
Diese Erfindung ist insbesondere in den angehängten Ansprü
chen dargestellt. Die obigen und weitere Merkmale und Vor
teile dieser Erfindung können besser verstanden werden
durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung, wenn sie in
Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen gelesen wird.
In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen identi
sche oder funktional ähnliche Elemente. Zusätzlich identi
fizieren die am weitesten links stehenden eine oder zwei
Ziffern eines Bezugszeichens die Zeichnung, in der das Be
zugszeichen zuerst erscheint.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung
werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1A ein grobes Blockdiagramm eines Kondensatorladesy
stems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorlie
genden Erfindung;
Fig. 1B ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels der
Kondensatorladeschaltung der vorliegenden Erfin
dung;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbei
spiels der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbei
spiels der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbei
spiels der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ein elektronisches Schaltbild von einem Aspekt
der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 ein schematisches Blockdiagramm eines Aspekts der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der
Kondensatorladeschaltungssteuerlogik, die in Fig.
5 dargestellt ist;
Fig. 8A bis 8C beispielhafte Signalverläufe bei einem Aus
führungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 9 ein Flußdiagramm für einen Prozeß des Ausführens
eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Er
findung.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System und
ein Verfahren zum Laden eines Hochspannungskondensators.
Fig. 1A ist ein Hochpegelblockdiagramm eines Kondensatorla
desystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung. Die Kondensatorladevorrichtung 100 erzeugt einen
Strom 109, dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester
Frequenz aufweist. Während einer Ladesequenz, in der der
Strom 109 an den Hochspannungskondensator 108 angelegt
wird, wird das Tastverhältnis des Signalverlaufs mit fester
Frequenz dynamisch gesteuert, um die Energieübertragungscha
rakteristika gemäß der Rate, mit der Energie zu dem
Kondensator 108 übertragen werden kann, zu modifizieren.
Wie nachfolgend näher beschrieben wird, kann die vorliegen
de Erfindung ein magnetisches Element verwenden, um Energie
zu einem Hochspannungskondensator zu übertragen. Fig. 1B
ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Kon
densatorladesystems 100 der vorliegenden Erfindung, das ein
magnetisches Element verwendet. Bei diesem beispielhaften
Ausführungsbeispiel umfaßt das Kondensatorladesystem einen
Transformator 114, wie z. B. ein magnetisches Element. Von
der vorliegenden Offenbarung sollte jedoch offensichtlich
sein, daß gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung ande
re magnetische Elemente und auch andere Stromgeneratoren
verwendet werden können.
Der Kondensatorladetransformator 114 umfaßt einen Kern 105,
eine Primärwicklung 104 und eine Sekundärwicklung 106. Bei
dem speziellen in Fig. 1B dargestellten Ausführungsbeispiel
bilden die Primärwicklung 104 und die Sekundärwicklung 106
einen Rücklauftransformator und sind daher phasenverscho
ben, wie es durch die polaritätsanzeigenden Indizien 118
und 120 gezeigt ist. Als solches legt die folgende Be
schreibung verschiedene Ausführungsbeispiele und Komponen
ten des Systems 100 zum Treiben des Rücklauftransformators
114 dar, um die feste Frequenz und den Strom-Signalverlauf
mit variablem Tastverhältnis 109 zu erzeugen. Ein solcher
Strom fließt durch die Sekundärwicklung 106, um Energie zu
dem Kondensator 108 zu übertragen, der durch eine Rücklauf
diode 107 über der Sekundärwicklung 106 verbunden ist.
Während der Primärstrom 124 durch die Primärwicklung 104
fließt, und sich die Energie, die in dem Transformatorkern
105 gespeichert ist, erhöht, fließt kein Strom 109 von der
Sekundärwicklung 106 zu dem Kondensator 108. Umgekehrt,
wenn kein Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, fließt
Strom 109 von der Sekundärwicklung 106 zu dem Kondensator
108, um den Kondensator 108 zu laden. Somit überträgt die
Primärwicklung 104 Energie von einer Leistungsquelle zu dem
Transformatorkern 105, wenn Strom durch die Primärwicklung
105 fließt, und umgekehrt leitet die Sekundärwicklung 106
Energie von dem Transformatorkern 105 zu dem Kondensator
108, wenn Strom 109 durch die Sekundärwicklung 106 fließt.
Das Ladesystem 100 umfaßt eine gepulste Spannungsversorgung
102, die mit Primärwicklung 104 des Kondensatorladetrans
formators 114 in Reihe geschaltet ist. Bei Ausführungsbei
spielen, die einen Rücklauftransformator verwenden, wird
der Strom-Signalverlauf 109 durch Steuern der Spannung über
die Primärwicklung 104 erzeugt. Somit erzeugt bei diesem
Ausführungsbeispiel die gepulste Spannungsversorgung 102
einen Ladespannungssignalverlauf 122 mit einer im wesentli
chen konstanten Frequenz und einem einstellbaren Tastver
hältnis. Anfangs ist jedoch keine Energie in dem Transfor
matorkern gespeichert. Folglich ist das Tastverhältnis des
anfänglichen Spannungspulses von ausreichender Dauer, um
gespeicherte Energie in dem Transformatorkern 105 zu sam
meln. Sobald eine vorbestimmte Menge an Energie in dem
Transformatorkern 105 gespeichert ist, wird der Transforma
tor 114 gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung gesteu
ert, um Strom 109 zu erzeugen, um den Kondensator 108 zu
laden. Gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Stärke
des Stroms 109 eine feste Frequenz auf, und vorzugsweise
einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis.
Genauer gesagt, ist das Tastverhältnis des Strom-
Signalverlaufs 109 unmittelbar nachfolgend nach einer an
fänglichen Ansammlung von Energie in dem Transformatorkern
105 wesentlich. Da die Sekundärwicklung 106 mit der Primär
wicklung 104 phasenverschoben ist, weist dann der Ladespan
nungssignalverlauf 122 ein im wesentlichen kleines Tastver
hältnis auf. Bei einem Ausführungsbeispiel ist das Tastver
hältnis beispielsweise etwa 0,5 bis 4%. Dies erhält die ge
speicherte Energie in dem Transformatorkern 105, während
der Sekundärwicklung 106 ausreichend Zeit gegeben wird, um
Energie zu dem Kondensator 108 zu übertragen, da die Sekun
därwicklung 106 dies aufgrund der minimalen Kondensator
spannung nicht auf zeiteffiziente Weise tun kann. Während
sich die Kondensatorspannung erhöht, verringert sich das
Tastverhältnis des Strom-Signalverlaufs 109, um die Ener
gieübertragung zu optimieren, während sich die Rate, mit
der solche Übertragungen auftreten können, bei einer Erhö
hung der Kondensatorspannung erhöht. Bei dem darstellenden
Ausführungsbeispiel tritt dies ansprechend auf eine ent
sprechende Erhöhung bei dem Tastverhältnis der Ladespannung
122 auf. Somit tritt, während Energie von dem Transforma
torkern 105 zu dem Kondensator 108 übertragen wird, eine
gleichzeitige Übertragung von Energie von der Leistungs
quelle zu dem Transformatorkern auf. Dieser Betriebsmodus
wird hierin als ein "fortlaufender Modus" bezeichnet, da
der Transformatorkern 105 während der Ladesequenz fortlau
fend Energie speichert.
Das Ladesystem 100 umfaßt ferner einen Stromsensor 110, der
zwischen der Primärwicklung 104 und einer Masse 112 in Rei
he geschaltet ist. Der Stromsensor 110 erzeugt ein Strom
stärkesignal 125, das den Strom 124 anzeigt, der in der
Primärwicklung 104 zu einer Steuerschaltung 116 fließt. Wie
nachfolgend näher beschrieben wird, stellt die Steuerschal
tung 116 das Tastverhältnis der Ladespannung 122 durch das
Senden eines Tastverhältniseinstellungssignals 115 zu einer
gepulsten Spannungsversorgung 102 ein. Ansprechend auf das
Signal 115 stellt die gepulste Spannungsversorgung 102 das
Tastverhältnis des Ladespannungssignalverlaufs 122 ein. Wie
nachfolgend näher beschrieben wird, ist bei dem darstellen
den Ausführungsbeispiel das Tastverhältnis gesteuert durch
die gepulste Spannungsversorgung 102, als eine Funktion, ob
der Primärstrom 124 oberhalb oder unterhalb eines vorbe
stimmten Pegels liegt. Zusätzliche oder alternative Steuer
bedingungen können bei alternativen Ausführungsbeispielen
ebenfalls bedacht werden.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbei
spiels eines Kondensatorladesystems 200 der vorliegenden
Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt die gepul
ste Spannungsversorgung 102 eine Konstantspannungsquelle
204 und ein Schaltungselement 202, das seriell zwischen die
Spannungsquelle 204 und die Primärwicklung 104 geschaltet
ist. Die Konstantspannungsquelle 204 kann jede Leistungs
quelle sein, wie z. B. eine Batterie, eine direkte Strom
leistungsversorgung, usw. Bei einem bevorzugten Ausfüh
rungsbeispiel ist die Spannungsquelle 204 eine Lithiumbat
terie.
Das Schaltelement 202 unterbricht die elektrische Verbin
dung zwischen der Spannungsquelle 204 und der Primärwick
lung 104, ansprechend auf ein Tastverhältniseinstellsignal
115, um eine gewünschte Änderung bei dem Tastverhältnis des
Spannungssignals 122 und folglich bei dem Sekundärstrom 109
zu bewirken. Das Schaltelement 202 umfaßt vorzugsweise ei
nen Schalter, der einen kleinen Reihenwiderstand an den er
warteten Primärstrom 124 liefert, so daß es einen minimalen
Spannungsabfall über dem Schaltelement 202 gibt. Dies er
möglicht es, daß im wesentlichen die gesamte Spannung, die
durch die Spannungsquelle 204 erzeugt wird, an eine Primär
wicklung 104 angelegt wird.
Außerdem liefert das Schaltelement 202 vorzugsweise einen
Schaltsignalverlauf, der ausreichend glatte Anstiegsflanken
und Abfallflanken aufweist, um zu verhindern, daß bezüglich
des geschalteten Ladespannungssignalverlaufs 122 ein Über
schwingen und ein Klingen auftreten. Ferner ist das Schal
telement 202 vorzugsweise durch eine Ausschaltzeit (anspre
chend auf Signal 115) charakterisiert, die ausreichend
schnell ist, um die Überladung und Sättigung des Kerns 115
des Kondensatorladetransformators 114 überwiegend zu ver
meiden. Wie es für den Durchschnittsfachmann auf diesem Ge
biet offensichtlich ist, können andere Implementierungen
des Schaltelements 202, die jetzt oder später entwickelt
werden, gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungs
beispiel des Kondensatorladesystems 100 (Fig. 1) der vor
liegenden Erfindung darstellt, das allgemein als Kondensa
torladesystem 300 bezeichnet wird. Das System 300 umfaßt
ein spezielles Ausführungsbeispiel der gepulsten Spannungs
versorgung 102. Hier umfaßt die gepulste Spannungsversor
gung 102 einen Taktgeber 304 und ein Schaltelement 302 mit
einem Eingang von dem Taktgeber 304 und einem Eingang von
der Steuerschaltung 116. Der Taktgeber 304 liefert ein
Taktsignal 310 mit einer im wesentlichen konstanten Fre
quenz zu dem Schaltelement 302. Vorzugsweise kann die Fre
quenz des Taktsignals 310 aus einer Mehrzahl von unter
schiedlichen Frequenzen ausgewählt sein, wie es durch die
Frequenzauswahlleitung 309 gezeigt ist. Die Frequenz des
Taktsignals 310 kann dann eingestellt werden, um die Über
tragung von Energie wie hierin beschrieben zu optimieren.
Die Strommenge, die von der Konstantspannungsversorgung 204
gezogen wird, ist proportional zu der Frequenz der La
despannung 122, die an die Primärwicklung 104 angelegt
wird. Bei einer Implementierung der vorliegenden Erfindung
ist die Spannungsquelle 204 ein Batteriesatz. Batterien
weisen spezielle chemische Zusammensetzungen auf und werden
durch bestimmte Hersteller hergestellt. Bestimmte Batterien
erfordern Ladeströme, die niedriger sind als bei anderen
Batterien. Beispielsweise schließen einige Hersteller eine
innere Temperatursicherung in den Batteriesatz ein. Das zu
schnelle Entladen eines Stroms von solchen Batterien kann
zu einer schnellen Erhöhung der Batteriesatztemperatur füh
ren. Dies bewirkt, daß sich die Wärmesicherung öffnet, und
der Batteriesatz deaktiviert wird. Außerdem ermöglichen be
stimmte chemische Zusammensetzungen von Batterien tiefere
und schnellere Entladungen als andere. Beispielsweise er
möglichen Nickel-Cadmium-Batterien schnellere und tiefere
Entladungen im Vergleich mit Lithiumbatterien. Falls daher
Lithiumbatterien verwendet werden, um den Kondensator 108
zu laden, wird eine niedrigere Taktfrequenz verwendet, um
zu verhindern, daß die Lithiumbatterie während der Verwen
dung ausfällt. Daher erzeugt der Taktgeber 304 bei einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
Frequenzen, die in Übereinstimmung mit den Strombeschrän
kungen des installierten Batteriesatzes entwickelt sind.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Frequenz
des Taktsignals 310 durch den Taktgeber 304 bestimmt, auf
der Basis des Typs des Batteriesatzes, der aktuell verwen
det wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel empfängt der Takt
geber 304 vorzugsweise ein Batterie-Chemiesignal 306 und
ein Batterie-Identifikationssignal 308 als ein Eingangs
signal. Das Batterie-Chemiesignal 306 zeigt die chemische
Zusammensetzung des installierten Batteriesatzes an, wäh
rend das Batterie-Identifikationssignal 308 den Hersteller
des installierten Batteriesatzes identifiziert. Auf der Ba
sis dieser Informationen stellt der Taktgeber 304 die Fre
quenz des Taktsignals 310 ein.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines alternativen Ausfüh
rungsbeispiels einer Kondensatorladeschaltung der vorlie
genden Erfindung, die allgemein als Kondensatorladeschal
tung 400 bezeichnet wird. Die Kondensatorladeschaltung 400
umfaßt ein Schaltelement 302, das eine Steuerlogikschaltung
402 und ein Ein/Ausschaltungselement 404 umfaßt. Bei diesem
Ausführungsbeispiel ist das Schaltelement 302 zwischen der
Primärwicklung 104 und dem Stromsensor 110 elektrisch ange
ordnet, und nicht zwischen der Primärwicklung 104 und der
Spannungsquelle 204. Die Steuerlogik 402 empfängt ein Takt
signal 310, das durch den Taktgeber 304 erzeugt wurde, und
ein Tastverhältniseinstellsignal 115, das durch die Steuer
schaltung 116 erzeugt wurde. Die Steuerlogik 402 liefert
auf der Basis dieser Eingangssignale ein variables Tastver
hältnissteuersignal 406 an das Ein/Auselement 404. Die
Steuerlogik 402 liefert ein "Ein"-Signal zu dem Ein/Aus-
Element 404, das es Strom 124 erlaubt, durch die Primär
wicklung 104 zu fließen, bis entweder eine Änderung bei dem
Zustand des Taktsignals 310 oder eine Änderung bei dem Zu
stand des Tastverhältniseinstellsignals 115 auftritt. Bei
dem darstellenden Ausführungsbeispiel ist das "Ein"-Signal
eine positive Spannung oder eine logische 1. Das "Aus"-Signal
ist dann die Umkehrung des "Ein"-Signals, d. h. es
ist eine Spannung von nahezu Null oder eine logische 0.
Wie angemerkt, kann die Steuerschaltung 116 jede Anzahl von
Faktoren bedenken, um das Tastverhältniseinstellsignal 115
gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung zu
steuern. Bei diesem Ausführungsbeispiel ändert die Steuer
schaltung 116 den Zustand des Tastverhältniseinstellsignals
115, wenn das Stromstärkesignal 125 anzeigt, daß der Pri
märstrom 124 einen vorbestimmten Wert erreicht hat. Diese
Änderung des Zustands durch die Steuerschaltung 116 be
wirkt, daß die Steuerlogik 402 das Ein/Aus-Element 404 in
dem "Ein"-Taktzyklus des Taktsignals 310 früher
"aus"-schaltet. Wenn ein Signal 125 von dem Stromsensor 110 einen
Strompegel anzeigt, der niedriger ist als der maximale
Strompegel, ändert die Steuerschaltung 116 den Zustand des
Signals 115, und kehrt zu dem anfänglichen Zustand zurück.
Dies bewirkt, daß die Steuerlogik 402 das Ein/Auselement
404 ansprechend auf die nächste "Ein"-Periode des Taktsi
gnals 310 einschaltet. Für einen Durchschnittsfachmann auf
diesem Gebiet wäre es offensichtlich, diesen Aspekt der
vorliegenden Erfindung zu modifizieren, um ein negatives
Logiksystem zu schaffen, bei dem ein "Ein"-Zustand eine lo
gische 0 ist und ein "Aus"-Zustand eine logische 1 ist.
Fig. 5 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltungsdia
gramm eines in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels
der Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel umfaßt das
Ein/Aus-Element 404 einen Schalttransistor 502 und ein
Stromsensor 110 umfaßt einen Erfassungswiderstand 504. Bei
dieser Implementierung ist das Taktsignal 310 mit einem
Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 tormäßig gesteuert, um sicher
zustellen, daß das variable Tastverhältnissteuersignal 404
während jedem Ladezyklus einen einzigen Impuls und ein
Tastverhältnis umfaßt, das durch das Tastverhältnis des
Taktsignals 310 bestimmt ist.
Die Steuerschaltung 116 umfaßt einen Spannungskomparator
508 mit einem Eingang, der mit einer Spannungsreferenz 506
gekoppelt ist. Die Spannung von dem Erfassungswiderstand
504 ist mit einem anderen Eingang des Spannungskomparators
508 gekoppelt, vorzugsweise durch ein Filter 516. Die Steu
erlogik 402 umfaßt ein Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 und ein
UND-Gatter 514. Der Schalttransistor 502 ist zwischen der
Primärwicklung 104 und dem Erfassungswiderstand 504 in Rei
he geschaltet, wobei der Erfassungswiderstand mit der elek
trischen Masse 112 verbunden ist. Der Ausgang des Span
nungskomparators 508 ist mit einem Rücksetzeingang des
Flip-Flop 510 verbunden. Das Taktsignal 310 ist mit einem
Setz-Eingang des Flip-Flop 510 und außerdem mit einem Ein
gang des UND-Gatters 514 verbunden. Der Q-Ausgang des
Flip-Flop 510 ist mit einem zweiten Eingang des UND-Gatters 514
gekoppelt. Der Ausgang des UND-Gatters 514, das variable
Tastverhältnissteuersignal 406, treibt einen Steuereingang
des Schalttransistors 502.
Das UND-Gatter 514 steuert das Signal 406, das zu dem
Schalttransistor 502 geleitet wird. Wenn der Q-Ausgang von
dem Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 eine logische Eins ist,
sendet das Gatter 514 das Taktsignal 310 zu dem Gatter des
Schalttransistors 502. Somit wird der Schalttransistor 502
bedient, um Spannungsimpulse gleichphasig mit dem Taktsi
gnal 310 zu erzeugen. Falls das Q-Ausgangssignal von dem
Flip-Flop 510 eine logische 0 ist, dann gibt das Gatter 514
eine logische 0 aus und schaltet den Schalttransistor 502
aus, und verhindert damit, daß Strom 124 fließt. Die logi
sche 0 tritt auf, wenn das Komparatorausgangssignal des
Spannungskomparators 508 den Zustand ändert, wodurch be
wirkt wird, daß das Q-Ausgangssignal des Flip-Flop 510 neu
auf logische 0 eingestellt wird. Dies tritt auf, wenn Strom
124, der durch die Primärwicklung 104 verläuft, sich zu dem
Punkt erhöht hat, an dem die Spannung über dem Erfassungs
widerstand 504 die Spannungsreferenz 506 überschreitet.
Bezug nehmend auf die Steuerschaltung 116 koppelt das Fil
ter 516 die Spannung, die über dem Erfassungswiderstand 504
erzeugt ist, zu dem ersten Eingang des Spannungskomparators
508. Wenn die Primärwicklung 104 des Kondensatorladetrans
formators 114 eingeschaltet ist, erzeugt die Streuindukti
vität in der Wicklung eine Stromspitze in dem Moment, in
dem sich die Spannung erhöht. Das Filter 516 ist entwickelt,
um diese Spitze auszufiltern, ohne den Rest des Si
gnals wesentlich zu beeinträchtigen. Bei einem Ausführungs
beispiel der vorliegenden Erfindung ist das Filter 516 ein
einpoliges RC-Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz, die zu
mindest gleich ist wie die Frequenz des Taktsignals 310.
Für einen Fachmann auf diesem Gebiet ist es offensichtlich,
daß andere Filter ebenfalls verwendet werden können. Bei
spielsweise könnten aktive analoge Tiefpaßfilter, geschal
tete Kondensatorfilter oder digitale Filter verwendet wer
den. Bei einem Ausführungsbeispiel wird ein digitales Aus
tastfilter verwendet. Das digitale Austastfilter würde der
Signalverlauf an dem Erfassungswiderstand abtasten, und
würde ein niedriges Ausgangssignal an den Komparator lie
fern, bis das digitale Filter bestimmt hat, daß die Strom
spitze vorbei ist. Das digitale Filter würde dann das Span
nungssignal ohne Dämpfung oder Phasenverzerrung weiterlei
ten. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel würde das digi
tale Austastfilter die Größe des Signalverlaufs für einen
vorbestimmten Zeitraum ignorieren. Nachdem der vorbestimmte
Zeitraum verstrichen ist, würde das Austastfilter dann das
Spannungssignal ohne Abschwächung weiterleiten.
Der Spannungskomparator 508 bei einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann auf der Basis der Geschwin
digkeit ausgewählt werden, mit der er den Zustand ändert
und der Menge an Überschwingen, die während dem Schaltpro
zeß auftritt. Es ist wichtig für den Komparator 508, daß er
eine schnellere Ansprechzeit hat als die Geschwindigkeit,
mit der sich der Strom 124 verstärkt. Falls der Komparator
508 langsamer ist als der ansteigende Strom, steigt der
Strom weiterhin an, nachdem er den ausgewählten Maximalwert
erreicht hat. Bei dem nächsten Zyklus der Spannung, die an
die Primärwicklung angelegt wird, erhöht sich der Primär
strom 124 von einem Anfangswert, der die Spannungsreferenz
506 übersteigen kann. Dies bewirkt, daß der Komparator 508
den Zustand ändert; die Energie, die in der Primärwicklung
104 gespeichert ist, hat sich jedoch aufgrund dem fortlau
fenden Anlegen von Primärstrom, der durch die Primärwick
lung 104 fließt, erhöht. Somit erhöht sich die gespeicherte
Energie weiterhin bei jedem nachfolgenden Zyklus, bis der
Transformator gesättigt ist, der MOSFET-Schalttransistor
502 aufgrund des starken Stroms ausfällt, oder andere Kom
ponenten, die durch den Strom, der höher ist als erwartet,
übermäßig strapaziert werden, ausfallen. Bei einem bevor
zugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist
der Spannungskomparator 408 ein Max998-Komparator, der
durch Maxim, Inc. hergestellt wird. Eine weitere Komponen
te, ein MOSFET-Schalttransistor 502 umfaßt vorzugsweise
ausreichend Stromkapazität, um den ausgewählten maximalen
Primärstrom 124 durch die Primärwicklung 104 zu schalten,
und sollte in der Lage sein, Übergangsströme auszuhalten,
die durch die Induktivität bewirkt werden, wenn die Span
nung, die an die Primärwicklung 104 angelegt wird, über
geht. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin
dung ist der MOSFET-Schalttransistor 502 ein IRF2807-Transistor,
der durch International Recifier, Inc. herge
stellt wird.
Fig. 6 ist ein alternatives Ausführungsbeispiel des Konden
satorladesystems der vorliegenden Erfindung, das allgemein
als Kondensatorladesystem 600 bezeichnet wird. Bei dem La
desystem 600 ist ein Taktsignal 310 mit einem ersten Ein
gang eines UND-Gatters 610 der Steuerlogik 601 gekoppelt.
Eine Batterieunterspannungs- und eine Kondensatorüberspan
nungsschutzschaltung 602 liefert ein zweites Eingangssignal
zu dem UND-Gatter 610. Das Batteriespannungssignal 604 kann
unter Verwendung jeder bekannten Technik bestimmt werden.
Das Kondensatorspannungssignal 606 wird durch eine Konden
satorspannungsmeßschaltung 608 erzeugt, die Eingänge emp
fängt, die über einen Kondensator 108 verbunden sind. Die
Kondensatorspannungsmeßschaltung 608 kann auf jede gut be
kannte Weise implementiert werden.
Falls die Spannungen der Batterie und des Kondensators 604,
606 innerhalb der richtigen Grenzen liegen, wird das Span
nungszustandssignal 615 durch die Schutzschaltung 602 er
zeugt. Das Spannungszustandssignal 615 wird zu dem
UND-Gatter 610 gesendet. Dies bewirkt, daß das UND-Gatter 610
eine logische 0 ausgibt. Dieses Signal wird durch das
UND-Gatter 614 ausgebreitet, und schaltet den MOSFET-Treiber
604 aus. Der MOSFET-Treiber 604 wiederum wird aufhören,
Strom zu dem MOSFET-Schalttransistor 502 zu liefern, und
schaltet denselben aus, um die Primärwicklungsschaltung zu
öffnen.
Falls die Batterie- und Kondensatorspannungen innerhalb der
notwendigen Grenzen liegen, wird das Taktsignal 310 zu dem
UND-Gatter 614, und dem S-Eingang des Setz-Rücksetz-Flip-Flop
510 geleitet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein
drittes Eingangssignal von dem Ladungsfreigabesignal 613 zu
dem UND-Gatter 614 geliefert. Eine logische 0 auf dem La
dungsfreigabesignal 613 liefert eine logische 0 zu dem
UND-Gatter 614, und schaltet den MOSFET-Treiber 604 aus. Falls
sowohl das Q-Ausgangssignal und das Ladungsfreigabesignal
613 eine logische 0 zu dem UND-Gatter 614 liefern, wird das
Taktsignal 310 zu dem Eingang des MOSFET-Treibers 604 ge
liefert. Somit schaltet der MOSFET-Treiber 604 den
MOSFET-Schalttransistor 502 gleichphasig mit dem Taktsignal 310
ein. Wenn das Flip-Flop 510 wie oben beschrieben neu einge
stellt wird, d. h. das Q-Ausgangssignal sich zu einer logi
schen 0 ändert, gibt das UND-Gatter 614 eine logische 0 zum
dem Eingang des MOSFET-Treibers 604 aus. Dies schaltet den
MOSFET-Schalttransistor 502 aus, und unterbricht den Stro
mimpuls, der zu dem MOSFET-Schalttransistor 502 geliefert
wird.
Der MOSFET-Schalttransistor 502 umfaßt eine Spannungsbe
grenzerdiode 607, die über die Drain und Source desselben
verbunden ist, um einen Stromweg zum Entladen der Streuin
duktivität der Primärwicklung 104 zu schaffen, wenn der
Transistor ausgeschaltet ist. Dies soll eine Streuindukti
vität der Primärwicklung 104 daran hindern, eine Spannung
zu erzeugen, die hoch genug ist, um den MOSFET-
Schalttransistor 502 zu zerstören.
Es wird darauf hingewiesen, daß die Schutzschaltung 602 und
die Kondensatorspannungsschaltung 608, die oben beschrieben
sind, auf jede bekannte Weise, die jetzt oder später ent
wickelt wird, implementiert werden können. Solche Implemen
tierungen sind dem Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet
bekannt, und werden daher hier nicht mehr beschrieben.
Fig. 7 ist ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbei
spiels der Steuerlogik 601, die hierin als Steuerlogik 702
bezeichnet wird. Wie bei dem Ausführungsbeispiel, das in
Fig. 6 dargestellt ist, ist das Taktsignal 310 mit dem
Setz-Rücksetz-Flip-Flop 510 tormäßig gesteuert, um sicher
zustellen, daß das Signal 406 ein einziger Impuls während
jedem Ladezyklus ist, und umfaßt ein maximales Tastverhält
nis, das durch das Tastverhältnis des Taktsignals 310 be
stimmt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Setz-
Rücksetz-Flip-Flop 716 mit NOR-Gattern (NICHT-ODER-Gattern)
710, 708 implementiert. Der Setz-(S) und der Rücksetz-(R)
Eingang empfangen Signale von den NAND-Gattern (NICHT-UND-Gatter)
712 bzw. 706. Das Q-Ausgangssignal des Setz-
Rücksetz-Flip-Flop 716 und des NAND-Gatters 712 werden zu
einem NOR-Gatter 704 geliefert, um einen FET-Treiber 714 zu
treiben, der wiederum das variable Tastverhältnissteuersi
gnal 406 erzeugt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der
FET-Treiber 714 durch positive Logik gesteuert. Das heißt,
wenn das Signal 705 logisch "hoch" ist, schaltet sich der
Treiber 714 ein, wenn das Signal 715 logisch "tief" ist,
schaltet sich der Treiber 714 aus.
Während eines Ladezyklussses, während sich der Primärstrom
124 zu dem Schwellenwert hin erhöht, bleibt der Zustand des
Flip-Flop 716 unverändert. Wenn der Primärstrom 124 den
Schwellenwert übersteigt, ändert sich das Tastverhältnis
einstellsignal 115 von einem hohen zu einem tiefen Zustand.
Dies wird durch das NAND-Gatter 706 invertiert, um einen
"hohen" Zustandswert an das NOR-Gatter 708 anzulegen. Dies
zwingt das Flip-Flop 716, den Zustand zu ändern, wodurch
bewirkt wird, daß ein "hohes" Zustandssignal an das
NOR-Gatter 704 angelegt wird. Dies wiederum zwingt das
NOR-Gatter 704 zu einem "tiefen" Zustandausgangssignal, was das
Treibersignal an dem FET-Treiber 714 beendet. Dies bewirkt,
daß der FET-Schalter 502 ausschaltet, wodurch verhindert
wird, daß Strom durch die Primärwicklung 104 des Transfor
mators 114 fließt. Dies ermöglicht es der Sekundärwicklung
106 des Transformators 114, wie angemerkt, damit zu begin
nen, den Kondensator 108 zu laden. Wenn das Taktsignal 310
gesperrt ist, wird das Latch 716 eingestellt. Das Latch 716
wird rückgesetzt, wenn der Überstromschwellenwert erreicht
ist, wodurch der Steuersignalimpuls beendet wird.
Der Transformator 114 wird gemäß mehrerer Entwicklungsabwä
gungen ausgewählt. Eine gewünschte Charakteristik des
Transformators 114 ist es, daß er ein hohes Windungsver
hältnis aufweist. Ein solcher Transformator erzeugt eine
hohe Ausgangsspannung für eine viel niedrigere angelegte
Spannung bzw. Eingangsspannung. Außerdem sind bei den of
fenbarten Aspekten des Kondensatorladesystems 100 die Wick
lungen des Transformators 114 von entgegengesetzter Polari
tät. Dies führt dazu, daß wenig oder kein Strom in der Se
kundärwicklung 106 des Transformators fließt, während die
Primärwicklung 104 Energie sammelt. Wenn die Primärwicklung
104 ihren Ladezyklus beendet hat und ausgeschaltet wird,
wird die Sekundärwicklung 106 wie oben beschrieben Energie
in den Kondensator 108 übertragen. Beim Auswählen der Größe
des Transformators 114 und der optimalen Frequenz zum Laden
des Taktsignals 210 sollten mehrere Faktoren bedacht wer
den. Beispielsweise ist die Energiespeicherung innerhalb
des Kerns 105 des Transformators 114 eine Funktion sowohl
von der Induktivität der Primärwicklung 104 und der Span
nung, die an dieselbe angelegt ist. Im allgemeinen, je grö
ßer der Kern 105 des Transformators 114, um so mehr Energie
kann in dem Magnetfeld gespeichert werden, das denselben
umgibt. Außerdem gibt es einen Strom, bei dem der Magnet
kern 105 des Transformators gesättigt ist, und das Anlegen
eines Stroms oberhalb dieses Werts wird die Leistungsfähig
keit der Schaltung nicht erhöhen. Allgemein gesagt, je größer
der Transformatorkern, um so höher der Sättigungsstrom.
Daher wird die Auswahl des Transformators 114 oft das Abwä
gen physikalischer und elektrischer Anforderungen des Sy
stems umfassen. Ein größerer Transformator ermöglicht es,
daß niedrigere Frequenzen verwendet werden können, weil der
größere Transformator in der Lage ist, größere Ströme zu
verwenden und daher Energie mit einer größeren Rate pro Zy
klus zu übertragen als ein kleinerer Transformator. Dies
reduziert die Belastung auf den tragenden Komponenten, sie
können beispielsweise mit einer geringeren Geschwindigkeit
betrieben werden. Ein größerer Transformator besetzt jedoch
einen großen Rauminhalt, wiegt mehr, und kann mehr Hitze
erzeugen und kann elektrisch störendes Rauschen erzeugen,
falls große Ströme durch denselben verlaufen. Ein kleinerer
Transformator erfordert dagegen höhere Frequenzen, um eine
äquivalente Menge an Energie zu übertragen. Dies liegt dar
an, daß ein kleinerer Transformator geringere Ströme ver
wendet und folglich Energie mit einer geringeren Rate pro
Zyklus überträgt. Die Verwendung einer höheren Frequenz, um
eine äquivalente Rate von Energieübertragung zu erreichen,
erfordert jedoch aufgrund von störenden Charakteristika,
Rauschempfindlichkeit, usw. größere Komplexität. Bei einem
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist der
Transformator 114 ein Lp von etwa 8 µH und ein Windungsver
hältnis von 1 : 38 (primär : sekundär) auf.
Die Fig. 8A bis 8C stellen beispielhafte Signalverläufe
dar, die gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung erzeugt werden. Die beispielhaften Signalverläufe
umfassen den Primärstrom 124, der in der Primärwicklung 104
fließt (Fig. 8A), den Sekundärstrom 126, der in der Sekun
därwicklung 106 fließt (Fig. 8B) und die Ladespannung 122,
die an die Primärwicklung 104 angelegt ist (Fig. 8C). Zwei
Zyklen jedes Signalverlaufs sind dargestellt, jeder Satz
von Zyklen tritt zu unterschiedlichen Zeiten während einer
Ladesequenz auf, wie es durch die Reihen von Punkten ange
zeigt ist, die zwischen getrennten Zeitintervallen angeord
net sind.
Wie angemerkt, weist der Transformatorkern 105 anfangs nur
wenig oder keine Energie auf, die in demselben gespeichert
ist. Um eine gewünschte Menge an Energie in dem Transforma
torkern 105 zu speichern, wird der Primärstrom 124 unmit
telbar bei der Anforderung einer Ladesequenz rampenmäßig
von Null auf einen vorbestimmten Maximalwert Imax erhöht.
Die Signalverläufe, die in den Fig. 8A-8C dargestellt sind,
treten nachfolgend zu der anfänglichen Speicherung von
Energie in dem Transformatorkern 105 auf. Die Signalverläu
fe stellen das ändernde Tastverhältnis des Signalverlaufs
mit fester Frequenz und variablem Tastverhältnis 109 der
vorliegenden Erfindung dar. Es wird angemerkt, daß in die
sen Figuren der Strom-Signalverlauf 109 gleich ist wie der
Sekundärstrom 109, da der Kondensator 108 über die Sekun
därwicklung 106 verbunden ist.
Wie nachfolgend beschrieben wird, ist das Tastverhältnis
des Primärstrom-Signalverlaufs 124 so gesteuert, daß der
Sekundärstrom 109 für größere Zeitspannen an den Kondensa
tor 108 angelegt ist, wenn die Spannung über den Kondensa
tor und folglich die Rate der Energieübertragung zu dem
Kondensator niedrig ist, und für kürzere Zeitdauer, wenn
sich die Kondensatorspannung erhöht. Die Energie, die zu
dem Kondensator 108 übertragen wird, wird in dem Transfor
matorkern 105 gespeichert. Wie in Fig. 8A gezeigt ist, ist
die Rate, mit der die Energie in den Transformatorkern 105
übertragen wird, im Verlauf der Ladesequenz im wesentlichen
konstant, wie es durch die konstante Neigung der Primär
strom-Signalverläufe gezeigt ist. Andererseits erhöht sich
die Rate der Energieübertragung von dem Transformatorkern
105 zu dem Kondensator 108, während sich die Kondensator
spannung erhöht. Dies ist durch die ansteigende negative
Neigung des Sekundärstrom-Signalverlaufs, der in Fig. 8B
dargestellt ist, gezeigt.
Das Tastverhältnis der Primär- und Sekundärstrom-Signalverläufe
ist eingestellt, um ein Energieübertragungsgleichgewicht
zu erreichen, und dadurch den Transformator
während der Ladesequenz in einem fortlaufenden Leitungs-
Betriebsmodus zu halten. Der Strom, der während einem La
dungszyklus durch jede Wicklung verläuft, ist eine Funktion
des Windungsverhältnisses, n, des Transformators 114. Im
allgemeinen beginnt der Primärstrom 124 bei einem Wert, der
im allgemeinen äquivalent ist zu dem Produkt des Windungs
verhältnisses und dem Sekundärstrom 126 am Ende des unmit
telbar vorhergehenden Zyklus. Der Primärstrom 124 steigt
von diesem Wert während dem ersten Abschnitt des Ladezyklus
rampenmäßig auf Imax. Gleichartig dazu ist der Sekundärstrom
126 für jeden Ladezyklus äquivalent zu dem unmittelbar auf
tretenden Primärstrom 124 geteilt durch das Windungsver
hältnis. Der Sekundärstrom 126 fällt rampenmäßig über den
verbleibenden Abschnitt des Ladezyklus von diesem Wert auf
einen niedrigeren Wert.
Bezug nehmend auf die Figuren wird die Ladungsspannung 122,
für die Zeitdauer t4, die zu dem Zeitpunkt t1 beginnt und
an dem Zeitpunkt t2 endet, an die Primärwicklung 104 ange
legt. Zu dem Zeitpunkt t2 hat der Primärstrom 124 den vor
bestimmten Maximalwert Imax erreicht. Ansprechend darauf
wird die gepulste Spannungsversorgung 102 an dem Zeitpunkt
t2 ausgeschaltet, wie es durch die Abfallflanke des La
dungsspannungssignalverlaufs 122 gezeigt ist. Zu diesem
Zeitpunkt fällt der Primärwicklungsstrom 124 auf Null, und
der Sekundärstrom 126 in der Sekundärwicklung 106 steigt
auf einen Pegel von Imax/n, wobei n das Windungsverhältnis
des Transformators 114 ist. Der Sekundärstrom 126 beginnt
sich zu verringern, während die Energie, die in dem Trans
formatorkern 105 gespeichert ist, zu dem Kondensator 108
übertragen wird. Dies tritt während der Zeitdauer t5 auf.
Wie angemerkt ist die Sekundärwicklung 106 bei diesem Aus
führungsbeispiel mit der Primärwicklung 104 phasenverscho
ben, und überträgt daher Energie, wenn die Primärwicklung
104 nicht geladen wird, d. h. die Zeitperiode t4 und die
Zeitperiode t5 treten während einem Ladezyklus auf, der
durch eine Periode der Ladespannung 122 definiert ist.
Wie angemerkt, ist die Energieübertragungsrate proportional
zu der Rate, mit der sich der Sekundärstrom 126 verringert,
d. h. die Größe der Neigung des Sekundärstrom-Signalverlaufs
126 während der Zeitperiode t5. Während die
ser Zeitperiode verringert sich der Sekundärstrom 126 von
Imax/n auf Is1. Die Zeitperiode t5 wird durch die Auswahl der
Frequenz des konstanten Frequenztaktsignals 310 bestimmt.
Zu dem Zeitpunkt t3 ändert das konstante Frequenztaktsignal
310 (nicht gezeigt) den Zustand, und legt die Hauptla
despannung 122 an die Primärwicklung 104 an, wie es in Fig.
8C gezeigt ist. Dies wiederum bewirkt, daß Strom durch die
Primärwicklung 104 fließt, und beendet das Entladen der Se
kundärwicklung 106. Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der
Primärstrom-Signalverlauf 124 linear erhöht, nicht von ei
nem Nullstromwert, sondern von einem Anfangszustand n.Is1,
wobei n das Windungsverhältnis des Transformators 114 ist.
Die Fig. 8A-8C zeigen jede die jeweiligen Signalverläufe zu
einem späteren Zeitpunkt, zu dem die Kondensatorspannung
höher ist als während den Zeitintervallen t4 und t5. Zu
diesem späteren Zeitpunkt t6 ändert das konstante Frequenz
taktsignal 310 den Zustand, legt die Hauptladespannung 122
(Fig. 8C) während der Zeitdauer t9 an die Primärwicklung
104 an, die zu dem Zeitpunkt t6 beginnt und zu dem Zeit
punkt t7 endet. Zu dem Zeitpunkt t7 hat der Primärstrom 124
den vorbestimmten Maximalwert Imax erreicht. Ansprechend
darauf wird die gepulste Spannungsversorgung 102 zu einem
Zeitpunkt t7 ausgeschaltet, wie es durch die Abfallflanke
des Ladespannungssignalverlaufs 122 gezeigt ist. Zu diesem
Zeitpunkt fällt der Primärwicklungsstrom 124 auf 0, und der
Sekundärstrom 126 in der Sekundärwicklung 106 steigt auf
einen Pegel von Imax/n. Der Sekundärstrom 126 beginnt, sich
zu verringern, während die Energie, die in dem Transforma
torkern 105 gespeichert ist, zu dem Kondensator 108 über
tragen wird. Dies tritt während der Zeitdauer t10 auf, wäh
rend der sich der Sekundärstrom 126 von Imax/n auf Is2 ver
ringert. Der Vergleich mit dem Sekundär-Signalverlauf, die
zu dem Zeitintervall t5 auftritt, stellt eine Änderung der
Neigung des Sekundärstroms 126 dar. Diese Änderung der Nei
gung reflektiert die erhöhte Energieübertragungsrate, die
nun aufgrund der erhöhten Kondensatorspannung möglich ist.
Als Folge verringert sich der Sekundärstrom 126 von Imax auf
Is2, der geringer ist als Is1 während einem Zeitintervall
t10, das geringer ist als das Zeitintervall t5.
Zu dem Zeitpunkt t8 ändert das konstante Frequenztaktsignal
310 den Zustand, und legt Hauptladespannung 122 an die Pri
märwicklung 104 an, wie es in Fig. 8C gezeigt ist. Dies
wiederum bewirkt, daß Strom durch die Primärwicklung 104
fließt, und beendet das Entladen der Sekundärwicklung 106.
Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der Primärstrom-Signalverlauf
124 von dem Anfangszustand n.Is2 linear er
höht, wobei n das Windungsverhältnis des Transformators 114
ist.
Die Fig. 8A-8C zeigen jeweils die jeweiligen Signalverläufe
zu einem noch späteren Zeitpunkt, an dem die Kondensator
spannung höher ist als während den Zeitintervallen t4, t5
und t9, t10. Zu diesem späteren Zeitpunkt t11 wird die
Hauptladungsspannung 122 während einer Zeitdauer t14, die
zu einem Zeitpunkt t11 beginnt und zu einem Zeitpunkt t12
endet, an die Primärwicklung 104 angelegt. Zu dem Zeitpunkt
t12 hat der Primärstrom 124 den vorbestimmten Maximalwert
Imax erreicht. Ansprechend darauf wird die gepulste Span
nungsversorgung 102 zu einem Zeitpunkt t12 ausgeschaltet
und der Primärwicklungsstrom 124 fällt auf 0. Der Sekundär
strom 126 steigt zu dem Zeitpunkt t12 auf einen Pegel von
Imax/n. Der Sekundärstrom 126 verringert sich während der
Zeitdauer t15 von Imax/n auf Is3, während die Energie, die
in dem Transformatorkern 105 gespeichert ist, zu dem Kon
densator 108 übertragen wird. Der Vergleich mit dem Sekun
där-Signalverlauf 126, der an den Zeitintervallen t5 und t10
auftritt, stellt eine fortlaufende Änderung bei der Neigung
des Sekundärstroms 126 dar, die die fortlaufende Erhöhung
der Energieübertragungsrate aufgrund einer weiteren Erhö
hung der Kondensatorspannung reflektiert. Als eine Folge
verringert sich der Sekundärstrom 126 von Imax auf Is3, die
geringer ist als Is2 während einem Zeitintervall t15, das
geringer ist als ein Zeitintervall t10. Zu einem Zeitpunkt
t13 erhöht sich die Hauptladespannung 122, wodurch bewirkt
wird, daß Strom durch die Primärwicklung 104 fließt, und
bewirkt, daß kein Strom mehr durch die Sekundärwicklung 106
fließt. Dies ist dadurch gezeigt, daß sich der
Primärstrom-Signalverlauf 124 von der Anfangsbedingung n.Is3
linear erhöht.
Die Zeiten zum Laden der Primärwicklung 104 auf Imax, d. h.
die Zeitdauern t4, t9 und t14, sind nachfolgend längere
Zeitperioden. Umgekehrt sind die Zeiten zum Entladen der
Sekundärwicklung 106 von Imax/n auf Is2, die Zeitdauern t5,
t10 und t15 nachfolgend kürzere Zeitdauern. Dies stellt si
cher, daß der Transformatorkern 105 während der Ladesequenz
im wesentlichen die gleiche Menge an gespeicherter Energie
beibehält, während sich die Energieübertragungsrate von dem
Transformatorkern 105 zu dem Kondensator 108 erhöht, wäh
rend Energie schnell von dem Transformatorkern 105 zu dem
Kondensator 108 übertragen wird. Dies ist charakteristisch
für einen Transformator, der gemäß der vorliegenden Erfin
dung wirksam ist; das heißt in dem fortlaufenden Betriebs
modus, in dem nur die Energie, die von dem Transformator
114 entfernt wurde, ersetzt wird, und der Transformator 114
so gehalten wird, um fortlaufend Energie zu speichern.
Fig. 9 ist ein Flußdiagramm zum Ausführen eines Prozesses,
der ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar
stellt. In den Schritten 902 und 904 wird ein Taktsignal an
ein Schaltelement angelegt, um einen gepulste Spannungs
signalverlauf zu erzeugen. Dieser gepulste Spannungssignal
verlauf wird dann an die Primärwicklung des Kondensatorla
detransformators angelegt, und der Strom in der Primärwick
lung wird erfaßt, Schritt 909, bis er einem vorbestimmten
Schwellenwert gleicht, Schritt 908. Wenn der Schwellenwert
erreicht wird, wird die Spannung unterbrochen, Schritt 910,
und der Beginn des nächsten Frequenzzyklus wird bestimmt,
Schritt 912, und es wird wieder Spannung an die Primärwick
lung des Transformators geliefert, Schritt 904.
Es wird darauf hingewiesen, daß das Kondensatorladesystem
100 wie angemerkt alle anderen Konfigurationen und Imple
mentierungen annehmen kann. Beispielsweise können, zusätz
lich zu oder statt den oben angemerkten Konfigurationen und
Komponenten andere Schaltungskonfigurationen und Komponen
ten verwendet werden. Beispielsweise können andere magneti
sche Elemente, wie z. B. ein einzelner Induktor, verwendet
werden. Bei anderen Ausführungsbeispielen wird ein Strom
regler verwendet. Es wird außerdem darauf hingewiesen, daß
die Tastverhältnis-Ein-Zeit unter bestimmten Betriebsbedin
gungen zwischen langen und kurzen Ein-Zeiten schwanken
kann. Diese Betriebsbedingungen können aufgrund der ausge
wählten Werte, beispielsweise der Taktfrequenz, Transforma
torinduktivität, Stromspitze, Kondensatorspannung, usw.
auftreten. Die offenbarten Ausführungsbeispiele der Konden
satorladevorrichtung der vorliegenden Erfindung liefern ei
ne wesentliche Energieübertragung zu dem Kondensator 108 in
einem minimalen Zeitraum. Bei einem Ausführungsbeispiel
beispielsweise ermöglicht es die Kondensatorladevorrichtung
dem Kondensator, bis zu 240 Joule in weniger als 3 Sekunden
zu speichern.
Claims (10)
1. Kondensatorladesystem, das folgende Merkmale aufweist:
eine Kondensatorladeeinrichtung (100), die mit einem Kondensator (108) verbunden ist, wobei die Kondensa torladeeinrichtung (100) aufgebaut und angeordnet ist, um den Kondensator (108) durch Erzeugen eines Stroms (109) mit einer Stärke, die eine feste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis auf weist, zu laden; und
eine Diode (107), die mit dem Kondensator (108) und der Kondensatorladeeinrichtung (100) elektrisch ver bunden ist und zwischen denselben angeordnet ist, wo bei die Diode (107) eine Kathode, die mit dem Konden sator (108) verbunden ist, und eine Anode, die mit der Kondensatorladeeinrichtung (100) verbunden ist, um faßt.
eine Kondensatorladeeinrichtung (100), die mit einem Kondensator (108) verbunden ist, wobei die Kondensa torladeeinrichtung (100) aufgebaut und angeordnet ist, um den Kondensator (108) durch Erzeugen eines Stroms (109) mit einer Stärke, die eine feste Frequenz und einen Signalverlauf mit variablem Tastverhältnis auf weist, zu laden; und
eine Diode (107), die mit dem Kondensator (108) und der Kondensatorladeeinrichtung (100) elektrisch ver bunden ist und zwischen denselben angeordnet ist, wo bei die Diode (107) eine Kathode, die mit dem Konden sator (108) verbunden ist, und eine Anode, die mit der Kondensatorladeeinrichtung (100) verbunden ist, um faßt.
2. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 1, bei dem die
Kondensatorladeeinrichtung (100) folgende Merkmale
aufweist:
ein magnetisches Element (114), über das der Kondensa tor (108) verschaltet ist;
und eine gepulste Spannungsversorgung (102), die mit einem Knoten des magnetischen Elements (114) verbunden ist, wobei die gepulste Spannungsversorgung (102) auf gebaut und angeordnet ist, um dem magnetischen Element (114) eine Ladespannung (122) zu liefern, die bei ei ner im wesentlichen konstanten Frequenz und mit einem variablen Tastverhältnis zwischen einer ersten Span nung und einer zweiten Spannung, die geringer ist als die erste Spannung, übergeht.
ein magnetisches Element (114), über das der Kondensa tor (108) verschaltet ist;
und eine gepulste Spannungsversorgung (102), die mit einem Knoten des magnetischen Elements (114) verbunden ist, wobei die gepulste Spannungsversorgung (102) auf gebaut und angeordnet ist, um dem magnetischen Element (114) eine Ladespannung (122) zu liefern, die bei ei ner im wesentlichen konstanten Frequenz und mit einem variablen Tastverhältnis zwischen einer ersten Span nung und einer zweiten Spannung, die geringer ist als die erste Spannung, übergeht.
3. Kondensatorladeeinrichtung gemäß Anspruch 2, bei der
das magnetische Element (114) ein Rücklauftransforma
tor (114) mit einer Primärwicklung (104) und einer Se
kundärwicklung (106), die zu der Primärwicklung (104)
phasenverschoben ist, ist, und bei dem der Kondensator
(108) über die Sekundärwicklung (106) verschaltet ist.
4. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 3, bei dem die
Kondensatorladeeinrichtung (100) ferner folgende Merk
male aufweist:
einen Stromsensor (110), der mit einem zweiten Knoten der Primärwicklung (104) verbunden ist und aufgebaut und angeordnet ist, um ein Stromstärkesignal (124) zu erzeugen, das einen Strom (124) anzeigt, der durch die Primärwicklung (104) fließt; und
eine Steuerschaltung (116), die wirksam mit der gepul sten Spannungsversorgung (102) und dem Stromsensor (110) gekoppelt ist, und die aufgebaut und angeordnet ist, um ein Tastverhältniseinstellsignal (115) an die gepulste Spannungsversorgung (102) zu liefern, um ein Tastverhältnis des Ladungsspannungssignalverlaufs (112) auf der Basis des Stromstärkesignals (125) einzustel len.
einen Stromsensor (110), der mit einem zweiten Knoten der Primärwicklung (104) verbunden ist und aufgebaut und angeordnet ist, um ein Stromstärkesignal (124) zu erzeugen, das einen Strom (124) anzeigt, der durch die Primärwicklung (104) fließt; und
eine Steuerschaltung (116), die wirksam mit der gepul sten Spannungsversorgung (102) und dem Stromsensor (110) gekoppelt ist, und die aufgebaut und angeordnet ist, um ein Tastverhältniseinstellsignal (115) an die gepulste Spannungsversorgung (102) zu liefern, um ein Tastverhältnis des Ladungsspannungssignalverlaufs (112) auf der Basis des Stromstärkesignals (125) einzustel len.
5. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 3, bei dem die
gepulste Spannungsversorgung (102) folgende Merkmale
aufweist:
eine Spannungsquelle (204) zum Liefern einer Spannung; und
ein Schaltelement (202), das mit der Spannungsquelle (204) und der Primärwicklung (104) in Reihe geschaltet ist,
wobei das Schaltelement (202) die Spannung (204) steu ert, die an die Primärwicklung (104) angelegt wird.
eine Spannungsquelle (204) zum Liefern einer Spannung; und
ein Schaltelement (202), das mit der Spannungsquelle (204) und der Primärwicklung (104) in Reihe geschaltet ist,
wobei das Schaltelement (202) die Spannung (204) steu ert, die an die Primärwicklung (104) angelegt wird.
6. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 5, bei dem die
gepulste Spannungsversorgung (102) ferner folgendes
Merkmal aufweist:
einen Taktgenerator (304), der ein Taktsignal (310) mit der im wesentlichen konstanten Frequenz an das Schaltelement (302) liefert, wobei das Schaltelement (302) ansprechend auf das Taktsignal (310) die Span nungsimpulse (122) an die Primärwicklung (104) lie fert.
einen Taktgenerator (304), der ein Taktsignal (310) mit der im wesentlichen konstanten Frequenz an das Schaltelement (302) liefert, wobei das Schaltelement (302) ansprechend auf das Taktsignal (310) die Span nungsimpulse (122) an die Primärwicklung (104) lie fert.
7. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 6, bei dem die
Steuerschaltung (116) folgendes Merkmal aufweist:
einen Komparator (508), der mit dem Stromsensor (110) verbunden ist, um das Stromstärkesignal (125) an einem ersten Eingang zu empfangen, und der einen zweiten Eingang aufweist, der mit einer Spannungsreferenz (506) verbunden ist, wobei der Komparator (508) aufge baut und angeordnet ist, um die Zustände des Tastver hältniseinstellsignals (115) zu ändern, wenn der Stromsensor (110) anzeigt, daß der Strom (124) in der Primärwicklung (104) etwa gleich einer vorbestimmten Menge ist.
einen Komparator (508), der mit dem Stromsensor (110) verbunden ist, um das Stromstärkesignal (125) an einem ersten Eingang zu empfangen, und der einen zweiten Eingang aufweist, der mit einer Spannungsreferenz (506) verbunden ist, wobei der Komparator (508) aufge baut und angeordnet ist, um die Zustände des Tastver hältniseinstellsignals (115) zu ändern, wenn der Stromsensor (110) anzeigt, daß der Strom (124) in der Primärwicklung (104) etwa gleich einer vorbestimmten Menge ist.
8. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 7, bei dem die
Steuerschaltung (116) ferner folgende Merkmale auf
weist:
ein Filter (516), das zwischen dem ersten Eingang des Komparators (508) und dem Stromsensor (110) angeordnet ist, wobei das Filter (516) einen Eingang von dem Stromsensor (110) umfaßt, an dem das Filter (516) das Stromstärkesignal (125) empfängt, und einen Ausgang, der mit dem ersten Eingang des Komparators (508) ge koppelt ist,
wobei das Filter (516) zumindest eine Frequenz des Stromstärkesignals (125) dämpft.
ein Filter (516), das zwischen dem ersten Eingang des Komparators (508) und dem Stromsensor (110) angeordnet ist, wobei das Filter (516) einen Eingang von dem Stromsensor (110) umfaßt, an dem das Filter (516) das Stromstärkesignal (125) empfängt, und einen Ausgang, der mit dem ersten Eingang des Komparators (508) ge koppelt ist,
wobei das Filter (516) zumindest eine Frequenz des Stromstärkesignals (125) dämpft.
9. Kondensatorladesystem gemäß Anspruch 8, bei dem die
Steuerschaltung (116) ferner folgendes Merkmal auf
weist:
eine Steuerlogik (402) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators (508) gekoppelt ist, an dem die Steuerlogik (402) das Tastverhältnisein stellsignal (115) empfängt, einem zweiten Eingang, der mit dem Taktgenerator (304) gekoppelt ist, an dem die Steuerlogik (402) das Taktsignal (310) empfängt, und einem Ausgang, der mit dem Schaltelement gekoppelt ist, zum Steuern des Tastverhältnisses der Spannungs pulse (122).
eine Steuerlogik (402) mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators (508) gekoppelt ist, an dem die Steuerlogik (402) das Tastverhältnisein stellsignal (115) empfängt, einem zweiten Eingang, der mit dem Taktgenerator (304) gekoppelt ist, an dem die Steuerlogik (402) das Taktsignal (310) empfängt, und einem Ausgang, der mit dem Schaltelement gekoppelt ist, zum Steuern des Tastverhältnisses der Spannungs pulse (122).
10. Verfahren zum Laden eines Kondensators (108), das fol
gende Schritte umfaßt:
Liefern eines Stroms (119) zu dem Kondensator (108), dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist;
Variieren des Tastverhältnisses des Stroms (109) mit fester Frequenz;
Treiben einer Primärwicklung eines Transformators (114) mit einem Spannungssignalverlauf mit variablem Tastverhältnis und fester Frequenz (122);
Erfassen eines elektrischen Stroms (124), der durch die Primärwicklung (104) fließt; und
Einstellen des Tastverhältnisses des Spannungssignal verlaufs (122), wenn der elektrische Strom (124), der in der Primärwicklung (104) fließt, einen vorbestimm ten Wert erreicht.
Liefern eines Stroms (119) zu dem Kondensator (108), dessen Stärke einen Signalverlauf mit fester Frequenz aufweist;
Variieren des Tastverhältnisses des Stroms (109) mit fester Frequenz;
Treiben einer Primärwicklung eines Transformators (114) mit einem Spannungssignalverlauf mit variablem Tastverhältnis und fester Frequenz (122);
Erfassen eines elektrischen Stroms (124), der durch die Primärwicklung (104) fließt; und
Einstellen des Tastverhältnisses des Spannungssignal verlaufs (122), wenn der elektrische Strom (124), der in der Primärwicklung (104) fließt, einen vorbestimm ten Wert erreicht.
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