CN109417378B - 多路调制器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

多路调制器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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Abstract

具备与共用端子(110)连接的多个滤波器的多路调制器(1)具备：低频侧滤波器(11L)，由配置在共用端子(110)与输入输出端子(120)之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有第一通带；高频侧滤波器(12H)，与共用端子(110)以及输入输出端子(130)连接，且具有频率高于第一通带的第二通带；以及电容器(CB1)，串联配置在共用端子(110)和低频侧滤波器(11L)的连接路径上，电容器(CB1)的第二通带中的Q值高于将低频侧滤波器(11L)的弹性表面波谐振器视为电容的情况下的第二通带中的电容的Q值。

Description

多路调制器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及具备弹性表面波滤波器的多路调制器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
近年来的手机要求在一个终端应对多个频带以及多个无线方式、所谓的多频段化以及多模式化。为了与此对应，在一个天线的正下方配置对具有多个无线载波频率的高频信号进行分波的多路调制器。作为构成多路调制器的多个频带通过滤波器，使用以通带内的低损失性以及通带周边中的通过特性的陡峭性为特征的弹性表面波滤波器。
在专利文献1中公开了具有连接多个弹性表面波滤波器的结构的弹性表面波滤波器装置。
图10是专利文献1所记载的弹性表面波滤波器装置501的电路结构图。具体而言，由弹性表面波谐振器构成的发送滤波器520和接收滤波器513与天线端子510共同连接，在天线端子510连接有阻抗匹配用的并联电感器L。发送滤波器520例如是UMTS－Band3的发送用滤波器(发送频带：1710－1785MHz)，接收滤波器513例如是UMTS－Band3的接收用滤波器(接收频带：1805－1880MHz)。
专利文献1:日本特开2012－175315号公报
然而，如专利文献1所公开的弹性表面波滤波器装置501那样，在使发送滤波器520和接收滤波器513与天线端子510共同连接的情况下，进而，为了应对多频段，使多个发送滤波器以及多个接收滤波器与天线端子共同连接的情况下，一个滤波器的滤波器特性较大地受到其它滤波器的滤波器特性的影响。例如，从其它滤波器的天线端子侧观察到的反射损失在一个滤波器的通带中增加的情况下，该一个滤波器的通带中的***损失因其它滤波器的反射特性而增加。作为其对策，若在每个滤波器的前段配置分波/合波器、相位调整电路等，则多路调制器大型化以及高成本化。
发明内容
因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于提供即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也减小高频信号的传递损失的小型化以及低成本的多路调制器、高频前端电路以及通信装置。
为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的多路调制器是具有共用端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，并具备与上述共用端子连接的多个滤波器的多路调制器，该多路调制器具备：第一滤波器，由配置在上述共用端子与上述第一输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有第一通带；第二滤波器，与上述共用端子以及上述第二输入输出端子连接，且具有频率高于上述第一通带的第二通带；以及电容器，串联配置在上述共用端子和上述第一滤波器的连接路径上，上述电容器的上述第二通带中的Q值高于在将上述一个以上的弹性表面波谐振器视为电容的情况下的上述第二通带中的上述电容的Q值。
已知在利用使用LiTaO3基板的漏波、使用LiNbO 3基板的勒夫波的弹性表面波谐振器中，在反谐振点的高频侧产生由体波引起的损失。换句话说，在由该弹性表面波谐振器构成的高频滤波器中，在中心频率的高频侧的衰减频带中产生由上述体波引起的损失。由该体波引起的损失几乎不影响该高频滤波器的衰减量，但使反射系数(|Γ|)降低。另一方面，由于由弹性表面波谐振器构成的上述高频滤波器作为在衰减频带中具有电容性的特性的电容器发挥作用，所以在产生上述体波的频带中，作为Q值低的电容器发挥作用。因此，在具有与共用端子连接的多个滤波器的多路调制器的情况下，由于通带(第一通带)低的第一滤波器的体波损失，将产生该体波损失的频率作为通带(第二通带)的第二滤波器的通带内的***损失变大。
与此相对，根据上述结构，在第一滤波器与共用端子之间***具有比构成第一滤波器的一个以上的弹性表面波谐振器的第二通带中的电容Q值高的Q值的电容器。因此，在第一滤波器的共用端子侧中，能够提高第二通带中的电容Q值。由此，由于能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以能够改善与第一滤波器一起连接于共用端子的第二滤波器的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，本发明的一个方式所涉及的多路调制器是具有共用端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，并具备与上述共用端子连接的多个滤波器的多路调制器，该多路调制器具备：第一滤波器，由配置在上述共用端子与上述第一输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，具有第一通带；第二滤波器，与上述共用端子以及上述第二输入输出端子连接，具有频率高于上述第一通带的第二通带；以及电容器，串联配置在上述共用端子和上述第一滤波器的连接路径上，用于对上述一个以上的弹性表面波谐振器的上述第二通带中的体波辐射损失进行补偿。
根据上述结构，在第一滤波器与共用端子之间***用于对构成第一滤波器的一个以上的弹性表面波谐振器的第二通带中的体波辐射进行补偿的电容器。由此，能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善第二滤波器的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，也可以是上述第一滤波器具有形成有构成上述一个以上的弹性表面波谐振器的IDT电极的、至少一部分具有压电性的基板，上述电容器由相互对置的梳状电极形成在上述基板上，构成上述电容器的上述梳状电极的多个电极指的间距小于构成上述IDT的多个电极指的间距。
由此，由于由电容器产生的体波辐射的频率与由上述IDT电极产生的体波辐射的频率相比向高频侧位移，所以能够比上述一个以上的弹性表面波谐振器的第二通带中的电容Q值高地设定第二通带中的电容器的Q值。因此，能够在第一滤波器的共用端子侧提高第二通带中的电容Q值。由此，能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善第二滤波器的第二通带中的***损失。
另外，也可以是上述电容器在安装上述第一滤波器以及上述第二滤波器并且构成将上述第一滤波器和上述第二滤波器连接的布线的多层基板内的多层形成。
由此，由于将上述一个以上的弹性表面波谐振器的IDT电极形成在上述基板的一个表面上，而电容器具有多层构造，所以能够比上述一个以上的弹性表面波谐振器的第二通带中的电容Q值高地设定第二通带中的电容器的Q值。因此，能够在第一滤波器的共用端子侧提高第二通带中的电容Q值。由此，能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善第二滤波器的第二通带中的***损失。
另外，也可以在上述第一滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiTaO3构成的压电性的基板中传播的漏波被用作弹性表面波。
在利用使用了由LiTaO3构成的压电性的基板的漏波的弹性表面波谐振器中，在反谐振点的高频侧产生由体波引起的损失。
根据上述结构，能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善第二滤波器的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，也可以在上述第一滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiNbO3构成的压电性的基板中传播的勒夫波被用作弹性表面波。
在利用使用了由LiNbO3构成的压电性的基板的勒夫波的弹性表面波谐振器中，在反谐振点的高频侧产生由体波引起的损失。
根据上述结构，能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善第二滤波器的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，也可以是还具备第三输入输出端子，上述多路调制器还具备第三滤波器，该第三滤波器由配置在上述共用端子与上述第三输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有频率低于上述第二通带的第三通带，在上述第三滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiNbO3构成的压电性的基板中传播的瑞利波被用作弹性表面波，在上述共用端子和上述第三滤波器的连接路径上没有串联配置电容器。
在利用使用了由LiNbO3构成的压电性的基板的瑞利波的弹性表面波谐振器中，反谐振点的高频侧中的体波辐射的产生频率为反谐振点的2倍以上的频率带，比手机用的多路调制器中所使用的滤波器的通带足够高，几乎没有影响其它滤波器。
由此，第三滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)未因上述体波辐射而降低。因而，即使在第三滤波器的前段没有配置电容器也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，也可以是还具备电感器，上述电感器连接在上述共用端子与接地端子之间。
由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备上述所述的多路调制器、和与上述多路调制器连接的放大电路。
由此，能够提供即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化的高频前端电路。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备对由天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路、和在上述天线元件与上述RF信号处理电路之间传递上述高频信号的上述记载的高频前端电路。
由此，能够提供即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化的通信装置。
根据本发明所涉及的多路调制器、高频前端电路或者通信装置，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
附图说明
图1A是实施方式1所涉及的多路调制器的电路结构图。
图1B是实施方式1的变形例1所涉及的多路调制器的电路结构图。
图2是比较例所涉及的多路调制器的电路结构图。
图3A是表示低频侧滤波器的宽带通过特性的图表。
图3B是表示低频侧滤波器的宽带反射特性的图表。
图3C是表示低频侧滤波器的反射特性的极坐标图。
图4A是表示实施方式1所涉及的高频侧滤波器的宽带通过特性的图表。
图4B是表示比较例所涉及的高频侧滤波器的宽带通过特性的图表。
图5A是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值、低频侧滤波器的反射系数以及高频侧滤波器的***损失的关系的图。
图5B是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值和高频侧滤波器的***损失的关系的图表。
图5C是表示低频侧滤波器的反射系数和高频侧滤波器的***损失的关系的图表。
图5D是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值和低频侧滤波器的反射系数的关系的图表。
图6A表示实施方式1所涉及的低频侧滤波器以及电容器的电极布局的第一例的俯视图。
图6B是实施方式1所涉及的多路调制器的外观立体图的一个例子。
图6C是表示实施方式1所涉及的低频侧滤波器以及电容器的电极布局的第二例的剖视图。
图7A是实施方式1的变形例2所涉及的多路调制器的电路结构图。
图7B是实施方式1的变形例3所涉及的多路调制器的电路结构图。
图8A是实施方式2所涉及的多路调制器的电路框图。
图8B是实施方式2所涉及的多路调制器的电路结构图。
图8C是实施方式2的变形例1所涉及的多路调制器的电路结构图。
图8D是实施方式2的变形例2所涉及的多路调制器的电路结构图。
图8E是实施方式2的变形例3所涉及的多路调制器的电路框图。
图8F是实施方式2的变形例3所涉及的多路调制器的电路结构图。
图9是实施方式3所涉及的高频前端电路以及通信装置的电路结构图。
图10是专利文献1所记载的弹性表面波滤波器装置的电路结构图。
具体实施方式
以下，使用附图，详细地对本发明的实施方式进行说明。另外，以下说明的实施方式均是表示总体或具体的例子的方式。在以下的实施方式所示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置位置以及连接方式等仅为一例，并非意在限定本发明。另外，在以下实施方式的构成要素中，对于独立权利要求没有记载的构成要素，作为任意的构成要素进行说明。另外，附图所示的构成要素的大小或者大小之比不一定严格。
(实施方式1)
[1.1多路调制器的电路构成]
图1A是实施方式1所涉及的多路调制器1的电路结构图。如该图所示，多路调制器1具备低频侧滤波器11L、高频侧滤波器12H、电容器CB1、电感器LP1、共用端子110、输入输出端子120以及130。多路调制器1是具备与共用端子110连接的低频侧滤波器11L以及高频侧滤波器12H的复合弹性波滤波器装置。
共用端子110例如能够与天线元件连接，输入输出端子120以及130能够经由放大电路与高频信号处理电路连接。
低频侧滤波器11L是被配置在共用端子110与输入输出端子120(第一输入输出端子)之间，且具有第一通带(中心频率f011L)的第一滤波器。对于低频侧滤波器11L而言，由同将共用端子110和输入输出端子120连结的串联臂连接的串联臂谐振器101、102、103、104以及105、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器151、152、153以及154构成梯形的带通滤波器。串联臂谐振器101～105以及并联臂谐振器151～154是弹性表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器。低频侧滤波器11L的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
在本实施方式中，示出低频侧滤波器11L被应用于LTE(Long Term Evolution：长期演进)标准Band11的接收用滤波器(接收通带：1475.9－1495.9MHz)的例子。
高频侧滤波器12H是被配置在共用端子110与输入输出端子130(第二输入输出端子)之间，且具有频率高于第一通带的第二通带(中心频率f012H(＞f011L))的第二滤波器。对于高频侧滤波器12H而沿，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器201、202、203、204以及205、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器251、252、253以及254构成梯形的带通滤波器。另外，串联臂谐振器201～205以及并联臂谐振器251～254中最靠近共用端子110连接的是串联臂谐振器201。
在本实施方式中，串联臂谐振器201～205以及并联臂谐振器251～254全部为SAW谐振器，但这些谐振器也可以是使用了弹性边界波、BAW(Bulk Acoustic Wave：体声波)的弹性波谐振器。另外，高频侧滤波器12H可以不是梯形构造，还可以是如LC谐振电路那样的不具有弹性波谐振器的结构。
在本实施方式中，示出高频侧滤波器12H被应用于LTE标准Band1的接收用滤波器(接收通带：2110－2170MHz)的例子。
电容器CB1串联配置在将共用端子110和串联臂谐振器101连结的路径(串联臂)上。此处，电容器CB1的第二通带中的Q值高于低频侧滤波器11L的SAW谐振器的电容成分的第二通带中的电容Q值。换言之，电容器CB1具有对低频侧滤波器11L的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。由于电容器CB1为实施方式1所涉及的多路调制器1的主要部分特征，所以对于电容器CB1，在图2以后详细地进行说明。
电感器LP1连接在共用端子110与接地端子之间。由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
图1B是实施方式1的变形例1所涉及的多路调制器1A的电路结构图。本变形例所涉及的多路调制器1A与实施方式1所涉及的多路调制器1相比较，仅低频侧滤波器的电路结构作为结构而不同。以下，对于本变形例所涉及的多路调制器1A，省略关于与实施方式1所涉及的多路调制器1相同的结构的说明，以不同的结构为中心进行说明。
如图1B所示，多路调制器1A具备低频侧滤波器13L、高频侧滤波器12H、电容器CB2、电感器LP2、共用端子110、输入输出端子120以及130。多路调制器1A是具备与共用端子110连接的低频侧滤波器13L以及高频侧滤波器12H的复合弹性波滤波器装置。
低频侧滤波器13L是被配置在共用端子110与输入输出端子120(第一输入输出端子)之间，且具有第一通带(中心频率f013L)的第一滤波器。对于低频侧滤波器13L而言，由同将共用端子110和输入输出端子120连结的串联臂连接的串联臂谐振器111、112、113以及114、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器161、162、163以及164构成梯形的带通滤波器。串联臂谐振器111～114以及并联臂谐振器161～164是SAW谐振器。低频侧滤波器13L的各SAW谐振器，利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。低频侧滤波器13L与实施方式1所涉及的低频侧滤波器11L相比较，并联臂谐振器161最靠近共用端子110配置的点、以及串联臂谐振器的数量为四个的点不同。
电容器CB2串联配置在将共用端子110和并联臂谐振器161连结的路径(串联臂)上。此处，电容器CB2的第二通带中的Q值高于低频侧滤波器13L的SAW谐振器的电容成分的第二通带中的电容Q值。换言之，电容器CB2具有对低频侧滤波器13L的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。
电感器LP2连接在共用端子110与接地端子之间。由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
换句话说，在本发明所涉及的多路调制器中，与配置在电容器CB1以及CB2的后段的低频侧滤波器的共用端子最接近的谐振器可以是串联臂谐振器以及并联臂谐振器的任一。
接下来，对比较例所涉及的多路调制器的结构进行说明，对该比较例所涉及的多路调制器的问题点进行说明。
[1.2比较例所涉及的多路调制器]
图2是比较例所涉及的多路调制器600的电路结构图。如该图所示，比较例所涉及的多路调制器600具备低频侧滤波器611L、高频侧滤波器612H、电感器LP3、共用端子110、输入输出端子120以及130。多路调制器600是具备与共用端子110连接的低频侧滤波器611L以及高频侧滤波器612H的复合弹性波滤波器装置。本比较例所涉及的多路调制器600与实施方式1所涉及的多路调制器1相比较，没有配置电容器CB1的点作为电路结构而不同。
低频侧滤波器611L是被配置在共用端子110与输入输出端子120之间，且具有第一通带(中心频率f0611L)的滤波器。低频侧滤波器611L的谐振器结构与低频侧滤波器11L相同。
高频侧滤波器612H是被配置在共用端子110与输入输出端子130之间，且具备频率高于第一通带的第二通带(中心频率f0612H(＞f0611L))的滤波器。高频侧滤波器12H的谐振器结构与高频侧滤波器12H相同。
在利用使用了LiTaO3基板的漏波、使用了LiNbO3基板的勒夫波的SAW谐振器中，在反谐振点的高频侧产生由体波引起的损失。
图3A是表示低频侧滤波器611L的宽带通过特性的图表。另外，图3B是表示低频侧滤波器611L的宽带反射特性的图表。另外，图3C是表示低频侧滤波器611L的反射特性的极坐标图。在由上述SAW谐振器构成的低频侧滤波器611L中，在中心频率f0611L的高频侧的衰减频带中产生上述体波辐射，如图3B所示，在该衰减频带(图3B的标志5以上的频率)中从共用端子110侧观察低频侧滤波器611L的情况下的回波损失增加。由该体波引起的损失如图3A所示，对低频侧滤波器611L的衰减量几乎没有影响。然而，如图3C所示，在上述衰减频带(图3C的标志5以上的频率)中使反射系数(|Γ|)降低(|Γ|＝0.84)。
由于由SAW谐振器构成的低频侧滤波器611L在上述衰减频带中作为具有电容性的特性的电容器发挥作用，所以在产生上述体波的频带(图3B的标志5以上的频率)中，作为Q值低的电容器发挥作用。因此，在具有低频侧滤波器611L以及高频侧滤波器612H与共用端子110连接的结构的多路调制器600的情况下，由于通带低的低频侧滤波器611L的体波损失，将产生该体波损失的频率作为通带的高频侧滤波器612H的滤波器特性受到影响。在图2的右侧示出此时的高频侧滤波器612H的等效电路。在该等效电路中，在共用端子110与高频侧滤波器612H的串联臂谐振器201之间存在由低频侧滤波器611L的体波辐射引起的Q值低的等效电容分量CLow－Q。由此，高频侧滤波器612H的通带内的***损失变大。换句话说，在具有利用共用端子捆束多个滤波器的结构的多路调制器中，产生由于低频侧滤波器的体波损失而高频侧滤波器的通带内损失变大这样的问题。
[1.3实施方式以及比较例的多路调制器的特性比较]
为了解决比较例所涉及的多路调制器600的问题，在本实施方式的多路调制器1中，如前述那样，在将共用端子110和串联臂谐振器101连结的路径(串联臂)上串联配置有电容器CB1。电容器CB1具有对低频侧滤波器11L的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。更具体而言，电容器CB1的第二通带中的Q值高于低频侧滤波器11L的SAW谐振器的电容成分的第二通带中的电容Q值。
图4A是表示实施方式1所涉及的高频侧滤波器12H的宽带通过特性的图表。另外，图4B是表示比较例所涉及的高频侧滤波器612H的宽带通过特性的图表。
如图4B所示，在比较例所涉及的多路调制器600的情况下，由于构成低频侧滤波器611L的各SAW谐振器的体波辐射，在高频侧滤波器612H的共用端子110－输入输出端子130间的通过特性中，通带内(2110－2170MHz)的最大***损失为2.638dB(2170MHz)。
与此相对，如图4A所示，在实施方式1所涉及的多路调制器1的情况下，通过对构成低频侧滤波器11L的各SAW谐振器的体波辐射附加电容器CB1，在高频侧滤波器12H的共用端子110－输入输出端子130间的通过特性中，通带内(2110－2170MHz)的最大***损失为2.119dB(2170MHz)，约改善0.5dB。
换句话说，根据实施方式1所涉及的多路调制器1，即使在低频侧滤波器11L以及高频侧滤波器12H的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等，也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
此处，使用图5A～图5D，对如图2的右侧所示的等效电路那样在高频侧滤波器的前段等效地附加由低频侧滤波器引起的电容的情况下的、该等效电容分量的Q值、高频侧滤波器的通带中的低频侧滤波器的反射系数(|Γ|)、以及高频侧滤波器的通带中的***损失的关系进行说明。
图5A是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值、低频侧滤波器的反射系数、以及高频侧滤波器的***损失的关系的图。如该图所示，可知低频侧滤波器的反射系数(|Γ|)越小，则高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值越小，高频侧滤波器的***损失恶化。
图5B是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值和高频侧滤波器的***损失的关系的图表。另外，图5C是表示低频侧滤波器的反射系数和高频侧滤波器的***损失的关系的图表。另外，图5D是表示高频侧滤波器前段的等效电容分量的Q值和低频侧滤波器的反射系数的关系的图表。从图5B～图5D可知，在比较例所涉及的多路调制器600的情况下，高频侧滤波器612H前段的等效电容分量的Q值为5，在实施方式1所涉及的多路调制器1的情况下，高频侧滤波器12H前段的等效电容分量的Q值为10。另外，可知在比较例所涉及的多路调制器600的情况下，低频侧滤波器611L的反射系数(|Γ|)为0.84，在实施方式1所涉及的多路调制器1的情况下，低频侧滤波器11L的反射系数(|Γ|)为0.9以上。
换句话说，在比较例所涉及的多路调制器600的情况下，高频侧滤波器612H的通带中的低频侧滤波器611L的反射系数(|Γ|)为0.84。与此相对，在实施方式1所涉及的多路调制器1的情况下，通过在低频侧滤波器11L的前段串联配置电容器CB1，从而高频侧滤波器12H的通带中的低频侧滤波器11L的反射系数(|Γ|)上升到0.9以上，另外，高频侧滤波器12H的前段的等效电容分量的Q值从5增加到10。由此，实施方式1所涉及的高频侧滤波器12H的***损失从2.638dB改善到2.119dB。此外，在本实施方式中，由于使高频侧滤波器12H的等效电容分量的Q值从5增加到10，所以将电容器CB1的高频侧滤波器12H的通带中的Q值设定为30～40左右。
[1.4电容器的结构]
接下来，对实施方式1所涉及的电容器CB1以及CB2的结构进行说明。
图6A是表示实施方式1所涉及的低频侧滤波器11L以及电容器CB1的电极布局的第一例的俯视图。如该图所示，多路调制器1具有的低频侧滤波器11L以及电容器CB1形成在基板100上。构成低频侧滤波器11L的串联臂谐振器101～105以及并联臂谐振器151～154的IDT电极以利用的弹性波的传播方向一致的方式形成在基板100上。
另外，电容器CB1由相互对置的梳状电极形成在基板100上。
此外，基板100是至少一部分具有压电性的基板，例如是压电基板，另外，也可以由压电薄膜和支承基板构成。
此处，构成电容器CB1的梳状电极的多个电极指的间距Pc小于构成串联臂谐振器101～105的IDT电极的多个电极指的间距λs以及构成并联臂谐振器151～154的IDT电极的多个电极指的间距λp。
在本实施方式所涉及的多路调制器1中，低频侧滤波器11L的串联臂谐振器101～105的电极指的间距λs例如为2.350～2.370μm，并联臂谐振器151～154的电极指的间距λp例如为2.410～2.430μm。与此相对，电容器CB1的电极指的间距Pc例如为1.8μm。
在基板100上的电容器CB1中，也与SAW谐振器同样地，电容器CB1的Q值受体波影响。根据上述结构，由于与由低频侧滤波器11L产生的体波辐射的频率相比，由电容器CB1产生的体波辐射的频率向高频侧位移，所以能够比低频侧滤波器11L的SAW谐振器的第二通带中的电容Q值高地设定第二通带中的电容器CB1的Q值。因此，能够在低频侧滤波器11L的共用端子110侧中，提高第二通带中的电容Q值。由此，能够提高低频侧滤波器11L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善高频侧滤波器12H的第二通带中的***损失。
此外，优选构成形成在基板100上的电容器CB1的梳状电极的多个电极指的方向与构成低频侧滤波器11L的各谐振器的多个电极指的方向正交(交叉)。由此，能够抑制电容器CB1与低频侧滤波器11L的弹性波干扰，并仅作为电容元件发挥作用。
另外，在高频侧滤波器12H由SAW谐振器构成的情况下，更优选构成电容器CB1的梳状电极的多个电极指的间距小于构成高频侧滤波器12H的SAW谐振器的电极指的间距。
在本实施方式所涉及的多路调制器1中，高频侧滤波器12H的串联臂谐振器201～205的电极指的间距λs例如为1.980～2.000μm，并联臂谐振器251～254的电极指的间距λp例如为2.070～2.090μm。在压电基板上的电容器中，也与谐振器同样地存在由体波引起的Q恶化，所以优选设计成比高频率侧间距更窄。根据该结构，由于与高频侧滤波器12H产生的体波辐射的频率相比，电容器CB1产生的体波辐射的频率向高频侧位移，所以能够比高频侧滤波器12H的SAW谐振器的第二通带中的电容Q值高地设定第二通带中的电容器CB1的Q值。因此，能够在低频侧滤波器11L的共用端子110侧进一步提高第二通带中的电容Q值。由此，能够提高低频侧滤波器11L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善高频侧滤波器12H的第二通带中的***损失。
另外，电容器CB1可以不是形成在上述基板100上，而在安装低频侧滤波器11L以及高频侧滤波器12H并且构成将低频侧滤波器11L和高频侧滤波器12H连接的布线的多层基板内的多层形成。
图6B是实施方式1所涉及的多路调制器的外观立体图的一个例子。另外，图6C是表示实施方式1所涉及的低频侧滤波器以及电容器的电极布局的第二例的剖视图。具体而言，图6C是图6B的VI－VI线中的剖视图。
如这些图所示，在实施方式1所涉及的多路调制器1中，在安装基板200上安装有低频侧滤波器11L、高频侧滤波器12H以及电感器LP1。
安装基板200内置将电容器CB1以及低频侧滤波器和高频侧滤波器连接的布线，例如是LTCC(Low Temperature Co－fired Ceramics：低温共烧陶瓷)基板。
如图6C所示，电容器CB1在安装基板200中遍及多层而形成，其中，该安装基板为陶瓷多层基板。此外，安装基板200也可以遍及HTCC(High Temperature Co－firedCeramics：陶瓷发热片)基板、由PCB构成的多层基板的多层而形成。另外，也可以在多层基板上搭载芯片电容器(MLCC：Multi Layer Ceramic Capacitor：片式多层陶瓷电容器)来形成。
由此，相对于低频侧滤波器11L的各SAW谐振器的IDT电极形成在基板100的一个表面上，电容器CB1由夹着电介质层而相互对置的多个平面电极形成，所以能够比低频侧滤波器11L的各SAW谐振器的第二通带中的电容Q值高地设定第二通带中的电容器的Q值。因此，能够在低频侧滤波器11L的共用端子110侧提高第二通带中的电容Q值。由此，能够提高低频侧滤波器11L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，可以改善高频侧滤波器12H的第二通带中的***损失。
[1.5低频侧滤波器以及高频侧滤波器的变形例]
图7A是实施方式1的变形例2所涉及的多路调制器1B的电路结构图。如该图所示，构成本发明所涉及的多路调制器的低频侧滤波器以及高频侧滤波器可以是包括纵耦合型SAW谐振部的结构。本变形例所涉及的多路调制器1B具备低频侧滤波器15L、高频侧滤波器16H、电容器CB3、电感器LP4、共用端子110、输入输出端子120以及130。多路调制器1B是具备与共用端子110连接的低频侧滤波器15L以及高频侧滤波器16H的复合弹性波滤波器装置。
低频侧滤波器15L是被配置在共用端子110与输入输出端子120(第一输入输出端子)之间，且具有第一通带(中心频率f015L)的第一滤波器。对于低频侧滤波器15L而言，由同将共用端子110和输入输出端子120连结的串联臂连接的串联臂谐振器121以及122、同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器171、和与串联臂谐振器121以及122连接的纵耦合型SAW谐振部125构成带通滤波器。构成串联臂谐振器121以及122、并联臂谐振器171、及纵耦合型SAW谐振部125的五个谐振器为SAW谐振器。低频侧滤波器15L的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
高频侧滤波器16H是被配置在共用端子110与输入输出端子130(第二输入输出端子)之间，且具有频率高于第一通带的第二通带(中心频率f016H(＞f015L))的第二滤波器。对于高频侧滤波器16H而言，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器211、212、以及213、同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器261、和与串联臂谐振器212以及213连接的纵耦合型SAW谐振部215构成带通滤波器。另外，上述各谐振器中最靠近共用端子110连接的是串联臂谐振器211。构成串联臂谐振器211、212、以及213、并联臂谐振器261、及纵耦合型SAW谐振部215的五个谐振器是SAW谐振器。此外，上述各谐振器也可以是使用了弹性边界波或BAW的弹性波谐振器。另外，高频侧滤波器16H也可以是如LC谐振电路那样的不具有弹性波谐振器的结构。
电容器CB3串联配置在将共用端子110和并联臂谐振器171连结的路径(串联臂)上。此处，电容器CB3的第二通带中的Q值高于低频侧滤波器15L的SAW谐振器的电容成分的第二通带中的电容Q值。换言之，电容器CB3具有对低频侧滤波器15L的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。
电感器LP4连接在共用端子110与接地端子之间。由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
根据上述结构，由于能够提高低频侧滤波器15L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与低频侧滤波器15L一起连接于共用端子110的高频侧滤波器16H的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，图7B是实施方式1的变形例3所涉及的多路调制器1C的电路结构图。如该图所示，也可以是低频侧滤波器17L为梯形的SAW滤波器，高频侧滤波器18H是包括纵耦合SAW谐振部225的SAW滤波器。
本变形例所涉及的多路调制器1C具备低频侧滤波器17L、高频侧滤波器18H、电容器CB4、电感器LP5、共用端子110、输入输出端子120以及130。
低频侧滤波器17L是具有第一通带(中心频率f017L)的第一滤波器。对于低频侧滤波器17L而言，由同将共用端子110和输入输出端子120连结的串联臂连接的串联臂谐振器131、132、133以及134、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器181、182、183以及184构成梯形的带通滤波器。
高频侧滤波器18H是与变形例2所涉及的高频侧滤波器16H相同的结构，是具有频率高于第一通带的第二通带(中心频率f018H(＞f017L))的第二滤波器。对于高频侧滤波器18H而言，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器221、222以及223、同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器271、和与串联臂谐振器222以及223连接的纵耦合型SAW谐振部225构成带通滤波器。另外，上述各谐振器中最靠近共用端子110连接的是串联臂谐振器221。
根据上述结构，由于能够提高低频侧滤波器17L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与低频侧滤波器17L一起连接于共用端子110的高频侧滤波器18H的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
(实施方式2)
在实施方式1中，列举了具有使低频侧滤波器以及高频侧滤波器与共用端子连接的结构的2分波/合波用的多路调制器，然而在本实施方式中，说明具有使相互通带不同的三个滤波器与共用端子连接的结构的3分波/合波用的多路调制器。
[2.1多路调制器的电路结构]
图8A是实施方式2所涉及的多路调制器2的电路框图。如该图所示，多路调制器2具备低频段用滤波器21L、中间频段用滤波器22M、高频段用滤波器23H、电容器CBL以及CBM、共用端子110、输入输出端子120、130以及140。多路调制器2是具备与共用端子110连接的低频段用滤波器21L、中间频段用滤波器22M以及高频段用滤波器23H的复合弹性波滤波器装置。
共用端子110例如能够与天线元件连接，输入输出端子120、130以及140能够经由放大电路与高频信号处理电路连接。
低频段用滤波器21L是被配置在共用端子110与输入输出端子120(第一输入输出端子)之间，且具有第一通带(中心频率f021L)的第一滤波器。低频段用滤波器21L由一个以上的SAW谐振器构成。
中间频段用滤波器22M是被配置在共用端子110与输入输出端子130(第一输入输出端子)之间，且具有频率高于第一通带的第三通带(中心频率f022M)的第三滤波器。中间频段用滤波器22M由一个以上的SAW谐振器构成。
高频段用滤波器23H是被配置在共用端子110与输入输出端子140(第二输入输出端子)之间，且具有频率高于第三通带的第二通带(中心频率f023H(＞f022M))的第二滤波器。高频段用滤波器23H由一个以上的SAW谐振器构成。此外，在本实施方式中，构成高频段用滤波器23H的各谐振器全部为SAW谐振器，然而这些谐振器可以是使用了弹性边界波或BAW的弹性波谐振器。另外，高频段用滤波器23H也可以是LC谐振电路那样的不具有弹性波谐振器的结构。
电容器CBL串联配置在将共用端子110和低频段用滤波器21L连结的路径(串联臂)上。此处，电容器CBL的第二通带以及第三通带中的Q值高于低频段用滤波器21L的SAW谐振器的电容成分的第二通带以及第三通带中的电容Q值。换言之，电容器CBL具有对低频段用滤波器21L的SAW谐振器的第二通带以及第三通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。
电容器CBM串联配置在将共用端子110和中间频段用滤波器22M连结的路径(串联臂)上。此处，电容器CBM的第二通带中的Q值高于中间频段用滤波器22M的SAW谐振器的电容成分的第二通带中的电容Q值。换言之，电容器CBM具有对中间频段用滤波器22M的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。
图8B是实施方式2所涉及的多路调制器2A的电路结构图。该图所示的多路调制器2A是示出多路调制器2的具体的电路结构的多路调制器。如该图所示，多路调制器2A具备低频段用滤波器21L、中间频段用滤波器22M、高频段用滤波器23H、电容器CB5以及CB6、电感器LP6、共用端子110、输入输出端子120、130以及140。
低频段用滤波器21L具有与实施方式1所涉及的低频侧滤波器11L相同的结构。低频段用滤波器21L的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
中间频段用滤波器22M具有与低频段用滤波器21L相同的谐振器结构，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器201～205、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器251～254构成梯形的带通滤波器。中间频段用滤波器22M的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
高频段用滤波器23H具有与实施方式1所涉及的高频侧滤波器12H相同的结构，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器301～305、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器351～354构成梯形的带通滤波器。另外，串联臂谐振器301～305以及并联臂谐振器351～354中最靠近共用端子110连接的是串联臂谐振器301。
电容器CB5是多路调制器2中的电容器CBL，电容器CB6是多路调制器2中的电容器CBM。
电感器LP6连接在共用端子110与接地端子之间。由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
通过电容器CB5的配置，能够提高低频段用滤波器21L的第二通带以及第三通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与低频段用滤波器21L一起连接于共用端子110的高频段用滤波器23H的第二通带以及中间频段用滤波器22M的第三通带中的***损失。
另外，通过电容器CB6的配置，能够提高中间频段用滤波器22M的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与中间频段用滤波器22M一起连接于共用端子110的高频段用滤波器23H的第二通带中的***损失。
根据上述结构，即使在每个滤波器的前段没有配置3分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
图8C是实施方式2的变形例1所涉及的多路调制器2B的电路结构图。该图所示的多路调制器2B与实施方式2所涉及的多路调制器2A相比较，仅低频段用滤波器21L以及中间频段用滤波器22M的电路结构不同。以下，对于本变形例所涉及的多路调制器2B，仅说明与实施方式2所涉及的多路调制器2A不同的结构。
本变形例所涉及的低频段用滤波器21L具有与实施方式1的变形例1所涉及的低频侧滤波器13L相同的结构。
本变形例所涉及的中间频段用滤波器22M具有与本变形例所涉及的低频段用滤波器21L相同的谐振器结构。
电容器CB7为多路调制器2中的电容器CBL，电容器CB8为多路调制器2中的电容器CBM。
换句话说，在本发明所涉及的多路调制器中，与在电容器CBL以及CBM的后段配置的低频段用滤波器21L以及中间频段用滤波器22M的共用端子最接近的谐振器可以为串联臂谐振器以及并联臂谐振器任一。
图8D是实施方式2的变形例2所涉及的多路调制器2C的电路结构图。该图所示的多路调制器2C与实施方式2所涉及的多路调制器2A相比较，低频段用滤波器21L以及中间频段用滤波器22M的结构不同。以下，对于本变形例所涉及的多路调制器2C，仅说明与实施方式2所涉及的多路调制器2A不同的结构。
本变形例所涉及的低频段用滤波器21L具有与实施方式2的变形例1所涉及的低频段用滤波器21L相同的结构。此处，本变形例所涉及的低频段用滤波器21L的各SAW谐振器利用在LiTaO3压电基板中传播的瑞利波。此外，本变形例所涉及的低频段用滤波器21L的各SAW谐振器也可以利用在LiNbO3压电基板中传播的勒夫波。
电容器CB9为多路调制器2中的电容器CBL。
通过电容器CB9的配置，能够提高低频段用滤波器21L的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与低频段用滤波器21L一起连接于共用端子110的高频段用滤波器23H的第二通带中的***损失。
本变形例所涉及的中间频段用滤波器22M具有与实施方式2所涉及的中间频段用滤波器22M相同的谐振器结构，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器241～245、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器281～284构成梯形的带通滤波器。此处，本变形例所涉及的中间频段用滤波器22M的各SAW谐振器利用在LiNbO3压电基板中传播的瑞利波，在共用端子110和中间频段用滤波器22M的连接路径上没有串联配置电容器。
在利用使用了LiNbO3压电基板的瑞利波的SAW谐振器中，反谐振点的高频侧中的体波辐射的产生频率为反谐振点的2倍以上的频带，比手机用的多路调制器中所使用的滤波器的通带足够高，对其它滤波器几乎没有影响。由此，本变形例所涉及的中间频段用滤波器22M的第二通带中的反射系数(|Γ|)不会因上述体波辐射而降低。因而，即使在本变形例所涉及的中间频段用滤波器22M的前段没有配置电容器也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
图8E是实施方式2的变形例3所涉及的多路调制器3的电路框图。如该图所示，本变形例所涉及的多路调制器3具备低频段用滤波器31L、中间频段用滤波器32M、高频段用滤波器33H、电容器CBL以及CBM、共用端子110、输入输出端子120、130以及140、开关31s、32s以及33s。多路调制器3是具备与共用端子110连接的低频段用滤波器31L、中间频段用滤波器32M以及高频段用滤波器33H的复合弹性波滤波器装置。
本变形例所涉及的多路调制器3与实施方式2所涉及的多路调制器2相比较，在将共用端子110、低频段用滤波器31L、中间频段用滤波器32M以及高频段用滤波器33H连结的路径之间分别配置有开关31s、32s以及33s的点不同。以下，对于本变形例所涉及的多路调制器3，仅说明与实施方式2所涉及的多路调制器2不同的结构。
如上述那样，通过在共用端子110与各滤波器之间配置切换信号路径的导通以及断开的开关31s、32s以及33s，从而根据所使用的频带(频段)来控制开关31s～33s，由此无需考虑开关被断开的信号路径的滤波器的反射系数。因而，可以改善各滤波器的通带中的***损失。
图8F是实施方式2的变形例3所涉及的多路调制器3A的电路结构图。该图所示的多路调制器3A是例示多路调制器3的具体的电路结构的多路调制器。如该图所示，多路调制器3A具备低频段用滤波器31L、中间频段用滤波器32M、高频段用滤波器33H、电容器CB10以及CB11、电感器LP9、共用端子110、输入输出端子120、130以及140、开关31s、32s以及33s。
低频段用滤波器31L具有与实施方式2所涉及的低频段用滤波器21L相同的结构。低频段用滤波器21L的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
对于中间频段用滤波器32M而言，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的纵耦合型SAW谐振部291以及292构成带通滤波器。构成纵耦合型SAW谐振部291以及292的六个谐振器为SAW谐振器。中间频段用滤波器32M的各SAW谐振器利用使用了LiTaO3基板的漏波，或者使用了LiNbO3基板的勒夫波。
高频段用滤波器33H具有与实施方式2所涉及的高频段用滤波器23H相同的结构，由同将共用端子110和输入输出端子130连结的串联臂连接的串联臂谐振器301～305、和同将上述串联臂和接地端子连结的并联臂连接的并联臂谐振器351～354构成梯形的带通滤波器。另外，串联臂谐振器301～305以及并联臂谐振器351～354中最靠近共用端子110连接的是串联臂谐振器301。
电容器CB10是多路调制器3中的电容器CBL，电容器CB11是多路调制器3中的电容器CBM。
电感器LP9连接在共用端子110与接地端子之间。由此，能够确保天线元件和各滤波器的阻抗匹配。
如上述构成那样，通过在共用端子110与各滤波器之间配置切换信号路径的导通以及断开的开关31s、32s以及33s，从而根据所使用的频带(频段)来控制开关31s～33s，由此无需考虑开关被断开的信号路径的滤波器的反射系数。因而，可以改善各滤波器的通带中的***损失。
(实施方式3)
上述实施方式1、2以及其变形例所涉及的多路调制器也能够应用于高频前端电路，进而也能够应用于具备该高频前端电路的通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图9是实施方式3所涉及的高频前端电路30以及通信装置40的电路结构图。此外，在该图中，对于与通信装置40连接的天线元件5也一并图示。高频前端电路30、RF信号处理电路(RFIC)6和基带信号处理电路(BBIC)7构成通信装置40。
高频前端电路30具备多路调制器1、开关25和低噪声放大电路26。
多路调制器1例如为实施方式1所涉及的多路调制器1。
开关25是具有分别与多路调制器1的输入输出端子120以及130连接的两个选择端子、及与低噪声放大电路26连接的共用端子的开关电路。开关25例如由SPDT(Single PoleDouble Throw：单刀双掷开关)型的开关构成，按照来自控制部(未图示)的控制信号来使共用端子和与规定的频段对应的信号路径连接。此外，与共用端子连接的选择端子并不限于一个，也可以是多个。换句话说，高频前端电路30也可以应对载波聚合。
低噪声放大电路26是对经由天线元件5、多路调制器1以及开关25的高频信号(此处高频接收信号)进行放大，并向RF信号处理电路6输出的接收放大电路。
RF信号处理电路6通过下变频等对从天线元件5经由接收信号路径输入的高频接收信号进行信号处理，并将进行该信号处理所生成的接收信号向基带信号处理电路7输出。RF信号处理电路6例如是RFIC。
被基带信号处理电路7处理的信号例如作为图像信号而用于图像显示，或者作为声音信号而用于通话。
此外，高频前端电路30也可以在上述的各构成要素之间具备其它电路元件。
根据如以上那样构成的高频前端电路30以及通信装置40，通过具备实施方式1、2或者其变形例所涉及的多路调制器，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
此外，高频前端电路30也可以具备能够进行发送以及接收双方的三工器或者四工器来代替实施方式1所涉及的多路调制器1。
另外，通信装置40也可以根据高频信号的处理方式而具备基带信号处理电路(BBIC)7。
(其它变形例等)
以上，列举实施方式以及其变形例，对本发明的实施方式所涉及的多路调制器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但对于本发明，组合上述实施方式以及变形例中的任意构成要素而实现的其它实施方式、对上述实施方式在不脱离本发明的主旨的范围内实施本领域的技术人员想到的各种变形而得到的变形例、以及内置有本发明所涉及的高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含在本发明中。
例如，在上述说明中，作为多路调制器，以两个接收信号路径与共用端子连接的2分波/合波电路、以及三个接收信号路径或者发送信号路径与共用端子连接的3分波/合波电路为例进行了说明，但本发明例如对包括发送路径以及接收路径双方的电路、四个以上的信号路径与共用端子连接的分波/合波电路也能够应用。
换句话说，在中心频率为f1、f2、…、fn(n为2以上的自然数)(n个)滤波器与共用端子连接的多路调制器、且构成中心频率最高的fn的滤波器(第二滤波器)以外的滤波器的至少一个的第一滤波器中，在将共用端子和第一滤波器连结的连接路径(串联臂)上串联配置有电容器。此处，上述电容器的第二滤波器的通带(第二通带)中的Q值高于将第一滤波器的SAW谐振器视为电容的情况下的第二通带中的电容Q值。换言之，电容器具有对第一滤波器的SAW谐振器的第二通带中的体波辐射损失进行补偿的功能。
由此，由于能够提高第一滤波器的第二通带中的反射系数(|Γ|)(减少回波损失)，所以可以改善与第一滤波器一起同共用端子连接的第二滤波器的第二通带中的***损失。因而，即使在每个滤波器的前段没有配置分波/合波器、相位调整电路等也能够减少高频信号的传递损失，可以实现小型化以及低成本化。
另外，在上述实施方式中，作为使用于多路调制器的频带(频段)，例示出LTE标准的Band1以及Band11，但并不限于此。
另外，在上述实施方式中，两个以上的滤波器与共用端子连接并不是仅表示该两个以上的滤波器与共用端子直接连接的结构，该两个以上的滤波器也包括通过以下那样的结构，与共用端子间接地连接的结构。例如，列举在共用端子与两个以上的滤波器之间配置有获得一个以上的导通的开关、相位电路或者分配器(分禾器)那样的分支电路的结构。
另外，在多路调制器具有的各滤波器中，还可以在输入输出端子以及接地端子等各端子之间连接电感器、电容器，或可以附加电阻元件等电感器以及电容器以外的电路元件。
工业上的利用可能性
本发明作为能够应用于多频段化以及多模式化的频率标准的低损失，小型以及低成本的多路调制器、高频前端电路以及通信装置，能够广泛利用于手机等通信设备。
符号说明
1、1A、1B、1C、2、2A、2B、2C、600 多路调制器
5 天线元件
6 RF信号处理电路(RFIC)
7 基带信号处理电路(BBIC)
11L、13L、15L、17L、611L 低频侧滤波器
12H、16H、18H、612H 高频侧滤波器
21L 低频段用滤波器
22M 中间频段用滤波器
23H 高频段用滤波器
25 开关
26 低噪声放大电路
30 高频前端电路
40 通信装置
100 基板
101、102、103、104、105、111、112、113、114、121、122、131、132、133、134、201、202、203、204、205、211、212、213、221、222、223、241、242、243、244、245、301、302、303、304、305串联臂谐振器
110 共用端子
120、130、140 输入输出端子
125、215、225 纵耦合型SAW谐振部
151、152、153、154、161、162、163、164、171、181、182、183、184、251、252、253、254、261、271、281、282、283、284、351、352、353、354 并联臂谐振器
CB1、CB2、CB3、CB4、CB5、CB6、CB7、CB8、CB9、CBL、CBM 电容器
LP1、LP2，LP3，LP4、LP5、LP6、LP7、LP8 电感器

Claims (10)

1.一种多路调制器，具有共用端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，并具备与上述共用端子连接的多个滤波器，该多路调制器具备：
第一滤波器，由配置在上述共用端子与上述第一输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有第一通带；
第二滤波器，与上述共用端子以及上述第二输入输出端子连接，且具有频率高于上述第一通带的第二通带；以及
电容器，串联配置在上述共用端子和上述第一滤波器的连接路径上，
上述电容器的上述第二通带中的Q值高于在将上述一个以上的弹性表面波谐振器视为电容的情况下的上述第二通带中的上述电容的Q值，
还具备连接在上述共用端子与接地端子之间的电感器，
上述第二滤波器直接连接于上述共用端子。
2.一种多路调制器，具有共用端子、第一输入输出端子以及第二输入输出端子，并具备与上述共用端子连接的多个滤波器，该多路调制器具备：
第一滤波器，由配置在上述共用端子与上述第一输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有第一通带；
第二滤波器，与上述共用端子以及上述第二输入输出端子连接，且具有频率高于上述第一通带的第二通带；以及
电容器，串联配置在上述共用端子和上述第一滤波器的连接路径上，且用于对上述一个以上的弹性表面波谐振器的上述第二通带中的体波辐射损失进行补偿，
还具备连接在上述共用端子与接地端子之间的电感器，
上述第二滤波器直接连接于上述共用端子。
3.根据权利要求1或者2所述的多路调制器，其中，
上述第一滤波器具有基板，该基板形成有构成上述一个以上的弹性表面波谐振器的IDT电极，且至少一部分具有压电性，
上述电容器由相互对置的梳状电极形成在上述基板上，
构成上述电容器的上述梳状电极的多个电极指的间距小于构成上述IDT的多个电极指的间距。
4.根据权利要求1或者2所述的多路调制器，其中，
上述电容器在安装上述第一滤波器以及上述第二滤波器并且构成将上述第一滤波器和上述第二滤波器连接的布线的多层基板内的多层形成。
5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的多路调制器，其中，
在上述第一滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiTaO 3构成的压电性的基板中传播的漏波被用作弹性表面波。
6.根据权利要求1～4中的任意一项所述的多路调制器，其中，
在上述第一滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiNbO 3构成的压电性的基板中传播的勒夫波被用作弹性表面波。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的多路调制器，其中，
还具备第三输入输出端子，
上述多路调制器还具备第三滤波器，该第三滤波器由配置在上述共用端子与上述第三输入输出端子之间的一个以上的弹性表面波谐振器构成，且具有频率低于上述第二通带的第三通带，
在上述第三滤波器的上述一个以上的弹性表面波谐振器中，在由LiNbO 3构成的压电性的基板中传播的瑞利波被用作弹性表面波，
在上述共用端子和上述第三滤波器的连接路径上没有串联配置电容器。
8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的多路调制器，其中，
还在上述共用端子与上述多个滤波器之间具备切换信号路径的导通以及断开的开关。
9.一种高频前端电路，具备：
权利要求1～8中的任意一项所述的多路调制器；以及
与上述多路调制器连接的放大电路。
10.一种通信装置，具备：
对由天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；以及
在上述天线元件与上述RF信号处理电路之间传递上述高频信号的权利要求9所述的高频前端电路。
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