WO2020008759A1 - 高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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WO2020008759A1
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弘嗣 森
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    • H03H7/07—Bridged T-filters

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency filter, a multiplexer, a high-frequency front-end circuit, and a communication device.
  • Patent Document 1 a ladder (ladder) filter using an elastic wave resonator has been proposed (for example, see Patent Document 1).
  • a filter having a steep attenuation characteristic can be realized by arranging elastic wave resonators in a ladder shape.
  • the pass band of the ladder-type filter is determined by the bandwidth between the resonance frequency and the anti-resonance frequency of each elastic wave resonator constituting the filter (referred to as resonance bandwidth). That is, the pass band of the ladder filter is limited by the resonance bandwidth of each elastic wave resonator. For example, when trying to realize a passband wider than the resonance bandwidth, the passband is limited to the resonance bandwidth, and the insertion loss of the passband increases.
  • a high-frequency filter includes two first impedance elements connected in series on a path connecting an input terminal and an output terminal; A second impedance element connected in parallel to a series circuit; and a parallel arm resonator connected between a node on the path between the two first impedance elements and ground.
  • the one impedance element is one of a capacitor and an inductor
  • the second impedance element is the other of a capacitor and an inductor.
  • a multiplexer includes a plurality of filters including a first filter and a second filter, each of which is the above-described high frequency filter, and an input terminal or an output terminal of the plurality of filters is connected to a common terminal. Have been.
  • a high-frequency front-end circuit includes the above-described multiplexer, a switch directly or indirectly connected to the multiplexer, and an amplifier circuit directly or indirectly connected to the multiplexer. Prepare.
  • the communication device includes an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that transmits the high-frequency signal between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • a front end circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by an antenna element, and the high-frequency signal that transmits the high-frequency signal between the antenna element and the RF signal processing circuit.
  • the present invention it is possible to realize a high-frequency filter or the like having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband that is not limited by the resonance bandwidth of the elastic wave resonator.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 2B is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 3A is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 3B is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 4A is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 4B is a diagram for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the filter according to Comparative Example 1.
  • FIG. 6 is a graph comparing the pass characteristics of the filter according to the first embodiment and the pass characteristics of the filter according to the first comparative example.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a filter according to Comparative Example 2.
  • FIG. 8A is a graph showing a comparison between the pass characteristics of the filter (low-pass filter) according to the first embodiment and the pass characteristics of the filter (low-pass filter) according to Comparative Example 2.
  • FIG. 8B is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter (high-pass filter) according to the first embodiment and the pass characteristic of the filter (high-pass filter) according to the second comparative example.
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the filter according to the second embodiment.
  • FIG. 10A is a graph comparing the pass characteristics of the filter (low-pass filter) according to the second embodiment and the pass characteristics of the filter (low-pass filter) according to the second comparative example.
  • FIG. 10B is a graph showing a comparison between the pass characteristics of the filter (high-pass filter) according to the second embodiment and the pass characteristics of the filter (high-pass filter) according to the second comparative example.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the filter according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter according to the third embodiment and the pass characteristic of the filter according to the second comparative example.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to Comparative Example 3.
  • FIG. 15 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer according to the fourth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer according to the third comparative example.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the fifth embodiment.
  • FIG. 17 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer according to the fifth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer according to the third comparative example.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the sixth embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram of a multiplexer according to Comparative Example 4.
  • FIG. 20 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer according to the sixth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer according to the fourth comparative example.
  • FIG. 21 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the seventh embodiment.
  • FIG. 22 is a graph illustrating pass characteristics of the multiplexer according to the seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the eighth embodiment.
  • FIG. 24 is a graph illustrating pass characteristics of the multiplexer according to the eighth embodiment.
  • FIG. 25 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the ninth embodiment.
  • FIG. 26 is a graph illustrating pass characteristics of the multiplexer according to the ninth embodiment.
  • FIG. 27 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the tenth embodiment.
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram of the multiplexer according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 29 is a graph illustrating pass characteristics of the multiplexer according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the reason that each resonator constituting the multiplexer according to the fourth embodiment can be formed with one chip.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the reason that each resonator constituting the multiplexer according to the fourth embodiment can be formed with one chip.
  • FIG. 31 is a diagram for explaining the reason that each resonator forming the multiplexer according to the sixth embodiment can be formed by one chip.
  • FIG. 32 is a top view schematically illustrating the structure of the multiplexer according to the sixth embodiment.
  • FIG. 33 is a circuit configuration diagram of a filter according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 34 is a graph illustrating pass characteristics of the filter according to the modification of the first embodiment when the switch is off and on.
  • FIG. 35 is a circuit configuration diagram of the high-frequency front-end circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram of the communication device according to the second embodiment.
  • the high frequency filter is also referred to as a filter.
  • the filter according to the first embodiment includes two first impedance elements connected in series on a path connecting the input terminal and the output terminal, and a second second impedance element connected in parallel to a series circuit of the two first impedance elements.
  • the first impedance element is one of a capacitor and an inductor
  • the second impedance element is the other of a capacitor and an inductor. That is, when the first impedance element is a capacitor, the second impedance element is an inductor, and when the first impedance element is an inductor, the second impedance element is a capacitor.
  • an LC resonance circuit (specifically, an LC parallel resonance circuit) is configured by the two first impedance elements and the second impedance element. Further, the LC resonance circuit can function as both a high-pass filter and a low-pass filter by appropriately setting the respective element values (capacitance value, inductance value) of the two first impedance elements and the second impedance element. .
  • the capacitor according to the present invention is an element that exhibits capacitance in all bands as an ideal element, and does not include an elastic wave resonator. This is because the elastic wave resonator exhibits inductive properties in a band between the resonance frequency and the anti-resonance frequency, and exhibits capacitive properties in other bands, but is not an element exhibiting capacitive properties in all bands.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the filter 10 according to the first embodiment.
  • the filter 10 includes capacitors C1a and C1b, an inductor L2, and a parallel arm resonator P1.
  • the capacitors C1a and C1b are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the terminal 101a is described as an input terminal, and the terminal 102a is described as an output terminal.
  • the terminal 101a may be an output terminal, or the terminal 102a may be an input terminal.
  • the inductor L2 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1a and C1b. Specifically, the inductor L2 is connected between a connection point between the capacitor C1a and the terminal 101a and a connection point between the capacitor C1b and the terminal 102a.
  • the LC resonance circuit 11 is formed by the capacitors C1a and C1b and the inductor L2.
  • an LC resonance circuit is formed by two first impedance elements, one of the capacitor and the inductor, and a second impedance element, the other of the capacitor and the inductor.
  • the dashed lines surrounding these and the description of “LC resonance circuit” are omitted.
  • the parallel arm resonator P1 is an elastic wave resonator connected between the node N on the path connecting the terminal 101a and the terminal 102a between the capacitors C1a and C1b and the ground.
  • the elastic wave resonator is a resonator using an elastic wave, for example, a resonator using SAW (Surface Acoustic Wave), a resonator using a BAW (Bulk Acoustic Wave), or an FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator). ).
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • FBAR Fanm Bulk Acoustic Resonator
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • the elastic wave resonator is a SAW resonator.
  • the elastic wave resonator constituting the filter 10 can be constituted by an IDT (Inter Digital Transducer) electrode formed on a substrate having piezoelectricity, a small and low-profile filter circuit having high steep attenuation characteristics. Can be realized.
  • IDT Inter Digital Transducer
  • the substrate having piezoelectricity is a substrate having piezoelectricity on at least the surface.
  • the substrate may include, for example, a piezoelectric thin film on the surface, a film having a different sound speed from the piezoelectric thin film, and a laminate such as a support substrate.
  • the substrate is, for example, a high-sonic support substrate, a laminate including a piezoelectric thin film formed on the high-sonic support substrate, a high-sonic support substrate, and a low-sonic film formed on the high-sonic support substrate.
  • a laminate including a piezoelectric thin film formed on a low-sonic film, or a supporting substrate, a high-sonic film formed on the supporting substrate, a low-sonic film formed on the high-sonic film, and a low-sonic It may be a laminate including a piezoelectric thin film formed on the film.
  • the substrate may have piezoelectricity over the entire substrate. The same applies to the elastic wave resonators (series arm resonators and parallel arm resonators) described in the second to sixth embodiments, and the description is omitted in the second to sixth embodiments.
  • a parallel arm resonator P1 is connected between capacitors C1a and C1b (two first impedance elements) constituting the LC resonance circuit 11, as shown in FIG. The principle of this will be described with reference to FIGS. 2A to 4B.
  • [principle] 2A to 4B are views for explaining the principle of the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a filter (LC resonance circuit) including the capacitor C1b and the inductor L2, in which the capacitor C1a and the parallel arm resonator P1 are removed from the configuration of the filter 10.
  • FIG. 2B is a Smith chart showing the impedance characteristics of the filter shown in FIG. 2A.
  • the Smith charts showing the impedance characteristics described in FIG. 2B, FIG. 3B and FIG. 4B show the vicinity of the lower end and the upper end of the required pass band, and the vicinity of the lower end of the required attenuation band. And a marker is added near the high frequency end.
  • the frequency, the magnitude ⁇ and the phase ⁇ of the reflection coefficient, and the impedance (*) at the marker m * (where * is a numerical value following m in the graph) in the graph are shown.
  • the coefficient Z0 is, for example, 50 ⁇ ).
  • the required pass band is from 2300 MHz (frequency at marker m3) to 2690 MHz (frequency at marker m4)
  • the required attenuation band is from 1710 MHz (frequency at marker m1) to 1920 MHz (frequency at marker m2).
  • the filter shown in FIG. 2A is, for example, a high-pass filter in order to realize the required pass band and attenuation band, and as shown in FIG. 2B, near the low end and high end of the pass band. Is close to 50 ⁇ , and the impedance near the low end and high end of the attenuation band is almost open.
  • the vicinity of the low end and the vicinity of the high end (markers m3 and m4) of the pass band are surrounded by broken-line circles, and the vicinity of the low end and high end of the attenuation band (markers m1 and m2). ) Is surrounded by a dot-dash line circle.
  • the filter shown in FIG. 2A is an LC resonance circuit including the capacitor C1b and the inductor L2, it is difficult to obtain steep attenuation characteristics. On the other hand, it is conceivable to obtain a steep damping characteristic by adding an elastic wave resonator having a steep damping pole.
  • FIG. 3A is a diagram in which a parallel arm resonator P1a is added to the configuration of the filter shown in FIG. 2A, and shows a filter including a capacitor C1b, an inductor L2, and a parallel arm resonator P1a.
  • the parallel arm resonator P1a is connected between the node between the connection point of the capacitor C1b and the inductor L2 connected in parallel and the terminal 101a, and the ground.
  • the parallel arm resonator P1a is a resonator having a resonance frequency of 2200 MHz and an anti-resonance frequency of 2500 MHz. Therefore, the parallel arm resonator P1a shows inductive properties in the resonance bandwidth (2200 MHz to 2500 MHz) and shows capacitive properties in other bands.
  • FIG. 3B is a Smith chart showing the impedance characteristics of the filter shown in FIG. 3A.
  • FIG. 3B shows a dot-dash line circle at the same position as the markers m1 and m2 shown in FIG. 2B. 2B, the same positions as the markers m3 and m4 are indicated by broken-line circles.
  • the position of the marker m3 is shifted from the position of the dashed circle by adding the parallel arm resonator P1a exhibiting inductive properties at the frequency. Rotate clockwise (direction of arrow A).
  • the frequency at the marker m4 near the high-frequency end of the passband is 2690 MHz
  • the position of the marker m4 is indicated by a broken-line circle due to the addition of the parallel arm resonator P1a showing the capacitance at the frequency. Rotate clockwise from the position (direction of arrow B).
  • the pass band from 2300 MHz to 2690 MHz, from the center (50 ⁇ ) of the Smith chart, The separated bands increase, and the insertion loss in the pass band increases.
  • the parallel arm resonator P1a showing the capacitance at these frequencies is As a result of the addition, the positions of the markers m1 and m2 rotate in the clockwise direction (the direction of arrow C) from the position of the dashed-dotted circle. As described above, the attenuation band from 1710 MHz to 1920 MHz is apart from the open position of the Smith chart, and the attenuation characteristic is deteriorated.
  • FIG. 4A is a diagram showing a filter in which a capacitor C1a is connected in series to a capacitor C1b in the configuration of the filter shown in FIG. 2A, and a parallel arm resonator P1 is connected between a node between the capacitors C1a and C1b and ground. is there.
  • FIG. 4B is a Smith chart showing the impedance characteristics of the filter shown in FIG. 4A.
  • FIG. 9 is a graph showing a change in impedance characteristics due to the addition of the capacitor C1a and the parallel arm resonator P1 to the filter shown in FIG. 2A (specifically, the addition of the capacitor C1a and the parallel arm resonator P1 in this order).
  • a dashed-dotted circle is provided at the same position as the markers m1 and m2 shown in FIG. 2B, and a dashed-dotted circle is provided at the same position as the markers m3 and m4 shown in FIG.
  • the parallel arm resonator P1 is a resonator having a resonance frequency of 2200 MHz and an anti-resonance frequency of 2500 MHz, like the parallel arm resonator P1a. For this reason, the parallel arm resonator P1 shows inductive properties in the resonance bandwidth (2200 MHz to 2500 MHz) and shows capacitive properties in other bands.
  • the position of each marker rotates in the counterclockwise direction because the capacitor C1a showing the capacitance in all bands is connected in series to the capacitor C1b.
  • the positions of the markers m3 and m4 rotate in the direction of arrow A from the position of the dashed circle and move to the vicinity of the position of the two-dot chain line circle.
  • the positions of the markers m1 and m2 rotate in the direction of arrow B from the position of the dot-dash line circle. Note that the positions of the markers m1 and m2 are originally near the open position, and do not move greatly on the Smith chart even if the capacitor C1a is added. It is not shown like a two-dot chain line circle.
  • the position of the marker m3 is changed to the position indicated by the two-dot chain line circle due to the addition of the parallel arm resonator P1 exhibiting inductive properties at the frequency. From the counterclockwise direction (direction of arrow C).
  • the frequency at the marker m4 near the high-frequency end of the passband is 2690 MHz
  • the position of the marker m4 is indicated by the two-dot chain line due to the addition of the parallel arm resonator P1 showing the capacitance at the frequency. It rotates clockwise (direction of arrow D) from the position of the circle.
  • the positions of the markers m3 and m4 which were within the dashed circle were once rotated in the direction of arrow A by the capacitor C1a. It is considered that by rotating the markers m3 and m4 by P1, it was possible to approach the center of the Smith chart. Therefore, an increase in insertion loss in the pass band can be suppressed.
  • the capacitance value of the capacitor C1a (that is, rotation in the direction of arrow A) is set so that the impedance at the markers m3 and m4 (that is, in the pass band) after the addition of the parallel arm resonator P1 is located near the center of the Smith chart. Volume) has been adjusted.
  • the frequency of the marker m1 near the lower end of the attenuation band is 1710 MHz
  • the frequency of the marker m2 near the higher end is 1920 MHz.
  • the positions of the markers m1 and m2 rotate in the clockwise direction (the direction of arrow E) from the position of the dashed-dotted circle.
  • the positions of the markers m1 and m2 which were within the dashed-dotted circle were once rotated in the direction of arrow B by the capacitor C1a. Even if m2 and m2 are rotated in the direction of arrow E, the Smith chart can be kept away from the open position. Therefore, the deterioration of the attenuation characteristic can be suppressed.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the filter 20 according to Comparative Example 1.
  • the filter 20 according to Comparative Example 1 is different from the filter 10 according to Example 1 in the position where the parallel arm resonator is connected.
  • the other points are the same as those in the filter 10, and the description is omitted.
  • the parallel arm resonator P1a is connected between the ground between a node between the LC resonance circuit including the capacitors C1a and C1b and the inductor L2 and the terminal 101a and the ground. That is, in the filter 20, the parallel arm resonator P1a is not connected between the capacitors C1a and C1b as in the first embodiment, and has a configuration similar to that of the filter illustrated in FIG. 3A.
  • FIG. 6 is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter 10 according to the first embodiment and the pass characteristic of the filter 20 according to the first comparative example.
  • the graph shown on the upper side of FIG. 6 is an enlarged view around the broken line circle of the graph shown on the lower side. It should be noted that the same applies to the subsequent diagrams showing the passing characteristics, in which the dashed circle indicates “enlarged”.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10 according to the first embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20 according to the first comparative example.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics when the filters 10 and 20 are designed to function as high-pass filters.
  • the filters 10 and 20 include an elastic wave resonator, and both have steep attenuation characteristics as shown in FIG. 6 due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator.
  • the filter 10 can suppress an increase in insertion loss in the pass band (2300 MHz to 2690 MHz) as compared with the filter 20.
  • the insertion loss at 2300 MHz is 1.191 dB for the filter 20, while the filter 10 is as small as 0.838 dB for the filter 20, and the insertion loss at 2690 MHz is 4.216 dB for the filter 20.
  • the filter 10 is as small as 1.391 dB.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the filter 20a according to Comparative Example 2.
  • the filter 20a according to Comparative Example 2 includes the series arm resonators S10 and S20, the inductor L20, and the parallel arm resonator P10.
  • the series arm resonators S10 and S20 are connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductor L20 is connected in parallel to the series circuit of the series arm resonators S10 and S20. Specifically, the inductor L20 is connected between a connection point between the series arm resonator S10 and the terminal 101a and a connection point between the series arm resonator S20 and the terminal 102a.
  • the parallel arm resonator P10 is an elastic wave resonator connected between a node on the path connecting the terminal 101a and the terminal 102a between the series arm resonators S10 and S20 and the ground.
  • the filter 20a according to the comparative example 2 is a ladder-type filter in which the series arm resonators S10 and S20 are connected instead of the two capacitors C1a and C1b, and the elastic wave resonators are arranged in a ladder-type. 1 is different from the filter 10 according to the first embodiment. Note that the element parameters of the series arm resonators S10 and S20, the inductor L20, and the parallel arm resonator P10 are adjusted such that the filter 20a has a pass band equivalent to that of the filter 10.
  • the elastic wave resonator exhibits a capacitive characteristic in a band other than between the resonance frequency and the anti-resonance frequency, and can be used as a substitute for a capacitor. That is, it is considered that the function of the filter 10 according to the first embodiment can also be realized by the filter 20a according to the second comparative example.
  • the pass band of the ladder-type filter is limited by the resonance bandwidth of each elastic wave resonator. Therefore, by giving Comparative Example 2 as a comparative object of Example 1, it is possible to confirm how excellent the pass characteristic of the filter of the present invention is compared with the ladder type filter.
  • FIG. 8A is a graph showing a comparison between pass characteristics of the filter 10 (low-pass filter) according to the first embodiment and pass characteristics of the filter 20a (low-pass filter) according to the second comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10 according to the first embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • the filter 10 and the filter 20a include an elastic wave resonator, and both have a steep attenuation characteristic as shown in FIG. 8A due to a steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator.
  • the filter 10 can suppress an increase in insertion loss in the pass band as compared with the filter 20a. Specifically, the insertion loss at 2200 MHz is as small as 0.792 dB for the filter 10 while the filter 20a is 1.561 dB for the filter 20a.
  • FIG. 8B is a graph comparing the pass characteristics of the filter 10 (high-pass filter) according to the first embodiment and the pass characteristics of the filter 20a (high-pass filter) according to the second comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10 according to the first embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • the filter 10 and the filter 20a each include an elastic wave resonator, and both have steep attenuation characteristics as shown in FIG. 8B due to the steep attenuation pole of the elastic wave resonator.
  • the filter 10 can suppress an increase in insertion loss in the pass band (2300 MHz to 2690 MHz) as compared with the filter 20a. Specifically, the insertion loss at 2300 MHz is 0.94 dB for the filter 20a, whereas the filter 10 is as small as 0.922 dB for the filter 20a, and the insertion loss at 2690 MHz is 1.483 dB for the filter 20a. On the other hand, the filter 10 is as small as 1.1 dB.
  • the ladder-type filter using the elastic wave resonator instead of the capacitors C1a and C1b has deteriorated transmission characteristics. That is, when the LC resonance circuit is configured as in the present invention, the deterioration of the transmission characteristic can be suppressed by not using the elastic wave resonator instead of the capacitor.
  • the filter 10 having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband which is not limited to the resonance bandwidth (for example, 300 MHz or the like) of the elastic wave resonator like a ladder filter. .
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the filter 10a according to the second embodiment.
  • the filter 10a includes inductors L1a and L1b, a capacitor C2, and a parallel arm resonator P2.
  • the inductors L1a and L1b are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the capacitor C2 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the inductors L1a and L1b. Specifically, the capacitor C2 is connected between a connection point between the inductor L1a and the terminal 101a and a connection point between the inductor L1b and the terminal 102a.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in that the two first impedance elements are inductors and the second impedance element is a capacitor.
  • an LC resonance circuit is formed by the inductors L1a and L1b and the capacitor C2.
  • the parallel arm resonator P2 is an elastic wave resonator connected between a node on a path connecting the terminals 101a and 102a between the inductors L1a and L1b and the ground.
  • FIG. 10A is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter 10a (low-pass filter) according to the second embodiment and the pass characteristic of the filter 20a (low-pass filter) according to the second comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10a according to the second embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • the filters 10a and 20a each include an elastic wave resonator, and both have steep attenuation characteristics as shown in FIG. 10A due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator.
  • the filter 10a can suppress an increase in insertion loss in the pass band as compared with the filter 20a.
  • the insertion loss at 2200 MHz is 1.561 dB for the filter 20a, and 0.825 dB for the filter 10a.
  • FIG. 10B is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter 10a (high-pass filter) according to the second embodiment and the pass characteristic of the filter 20a (high-pass filter) according to the second comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10a according to the second embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • the filters 10a and 20a each include an elastic wave resonator, and as shown in FIG. 10B, both have steep attenuation characteristics due to a steep attenuation pole of the elastic wave resonator.
  • the filter 10a can suppress an increase in insertion loss in a pass band (2300 MHz to 2690 MHz) as compared with the filter 20a. Specifically, the insertion loss at 2300 MHz is 0.94 dB for the filter 20a, whereas the filter 10a is as small as 0.838 dB, and the insertion loss at 2690 MHz is 1.483 dB for the filter 20a. On the other hand, the filter 10a is as small as 1.391 dB.
  • the filter 10a having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the filter 10b according to the third embodiment.
  • the filters according to the first and second embodiments may further include a third impedance element connected in parallel to one of the two first impedance elements.
  • the third impedance element is a capacitor.
  • the third impedance element is an inductor.
  • a filter in which the first impedance element is an inductor and the third impedance element is a capacitor specifically, a capacitor C3 is connected in parallel to the inductor L1a (first impedance element) in the second embodiment.
  • the filter 10b will be described.
  • the filter 10b includes a capacitor C3 in addition to the configuration of the filter 10a according to the second embodiment.
  • the other points are the same as those in the second embodiment, and the description is omitted.
  • the capacitor C3 is connected in parallel with the inductor L1a. Note that the capacitor C3 may be connected in parallel with the inductor L1b instead of the inductor L1a.
  • FIG. 12 is a graph showing a comparison between the pass characteristic of the filter 10b according to the third embodiment and the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the filter 10b according to the third embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the filter 20a according to the second comparative example.
  • FIG. 12 is a graph showing pass characteristics when the filters 10b and 20a are designed to function as high-pass filters.
  • the filters 10b and 20a include elastic wave resonators, and both have steep attenuation characteristics as shown in FIG. 12 due to the steep attenuation pole of the elastic wave resonator.
  • the filter 10b can suppress an increase in the insertion loss in the pass band (2300 MHz to 2690 MHz) as compared with the filter 20a.
  • the insertion loss at 2300 MHz is 0.94 dB for the filter 20a
  • the filter 10a is as small as 0.907 dB
  • the insertion loss at 2690 MHz is 1.483 dB for the filter 20a.
  • the filter 10a is as small as 1.314 dB.
  • the provision of the capacitor C3 makes it possible to make the impedance close to 50 ⁇ near the high-frequency end of the pass band. Therefore, at 2690 MHz, the insertion loss can be made smaller than in the second embodiment. .
  • the filter 10b having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • the capacitor C1a has a steep attenuation characteristic and a low loss. Filter 10 having a wide pass band can be realized.
  • the filters according to the first to third embodiments described above can be applied to a multiplexer. Such a multiplexer will be described as Examples 4 to 11.
  • the multiplexers according to the fourth to eleventh embodiments specifically include a plurality of filters each including the filters according to the first to third embodiments.
  • the multiplexer includes a filter other than a plurality of filters (a third filter in the sixth embodiment, a low-pass filter in the ninth embodiment, and a high-pass filter in the tenth embodiment). ) In some cases. Input terminals or output terminals of the plurality of filters are connected to a common terminal.
  • the plurality of filters include at least a first filter and a second filter, and an input terminal or an output terminal of the first filter and an input terminal or an output terminal of the second filter are connected to a common terminal.
  • the input terminals of the plurality of filters are connected to the common terminal, but the output terminals may be connected to the common terminal.
  • the multiplexer includes filters other than the plurality of filters, input terminals or output terminals of the filters other than the plurality of filters are also connected to the common terminal.
  • the multiplexers according to the fourth to eleventh embodiments simultaneously output signals in a plurality of frequency bands respectively corresponding to filters constituting the multiplexer (a filter having an input terminal or an output terminal connected to a common terminal in the multiplexer). Transmission and reception, that is, so-called CA may be supported.
  • the plurality of frequency bands corresponding to each of the filters constituting the multiplexer may be, for example, an LTE (Long Term Evolution: 4G) Band or an NR (New Radio: 5G) Band. Good.
  • the plurality of frequency bands are, for example, sub @ 6 GHz (n77 (3.3-4.2 GHz), n78 (3.3-3.8 GHz), n79 (4.4-5.0 GHz) as NR Bands. ), 5.0-7.125 GHz).
  • Band of 5.0-7.125 GHz for example, Band 46 (5150-5925 MHz) or Band 47 (5855-5925 MHz) is used.
  • the plurality of frequency bands may be, for example, L5 of Global Positioning System (GPS).
  • GPS Global Positioning System
  • the plurality of frequency bands may include a 5 GHz band of Wi-Fi (registered trademark).
  • the 5 GHz band may be, for example, 5150-5725 MHz.
  • the first filter and the second filter may be filters that include any of these frequency bands in a pass band.
  • the multiplexer includes a filter including a pass band of 699 MHz to 960 MHz, a filter including a pass band of 1.2 GHz, a filter including a pass band of 1.4 GHz to 5 GHz, and a pass band of 5 GHz to 7.125 GHz. And at least two filters. Further, for example, the multiplexer includes a filter including a pass band of 699 MHz to 2.7 GHz, a filter including a pass band of 3.3 GHz to 4.2 GHz, a filter including a pass band of 4.4 GHz to 5 GHz, and a filter including a pass band of 4.4 GHz to 5 GHz. At least two filters may be included among filters having a pass band of 7.125 GHz.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30 according to the fourth embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30 include the first filter and the second filter as the filters according to the first to third embodiments.
  • the multiplexer 30 is a diplexer including two filters according to the first embodiment.
  • the two filters according to the first embodiment are filters 10 and 10d.
  • the filter 10d is a first filter
  • the filter 10 is a second filter.
  • the filter 10d includes capacitors C1c and C1d, an inductor L5, and a parallel arm resonator P3.
  • the capacitors C1c and C1d are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductor L5 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1c and C1d. Specifically, the inductor L5 is connected between a connection point between the capacitor C1c and the terminal 101a and a connection point between the capacitor C1d and the terminal 102a.
  • the parallel arm resonator P3 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101a and 102a between the capacitors C1c and C1d.
  • the filter 10d has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the first impedance element included in the filter 10d and the first impedance element included in the filter 10 are both capacitors.
  • the terminal 101b is, for example, an input terminal, and the terminal 102b is, for example, an output terminal.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10d and the input terminal (terminal 101b) of the filter 10 are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a and 101b may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected with another element.
  • the filter 10d is a high-pass filter
  • the filter 10 is a low-pass filter
  • the pass band of the filter 10d is higher than the pass band of the filter 10.
  • the multiplexer 30 can support two frequency bands. In FIG. 13, “High” is described next to the terminal 102 a of the filter 10 d and “Low” is described next to the terminal 102 b of the filter 10 because the pass band of the filter 10 d It is higher than the band.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 40 according to Comparative Example 3.
  • the multiplexer 40 is a diplexer including two filters according to Comparative Example 2.
  • the two filters according to Comparative Example 2 are filters 20a and 20b.
  • the configuration of the filter 20b is the same as that of the filter 20a, the description is omitted.
  • the filter 20a is a high-pass filter
  • the filter 20b is a low-pass filter.
  • the pass band of the filter 20a is higher than the pass band of the filter 20b.
  • "High” is described next to the terminal 102a of the filter 20a
  • "Low” is described next to the terminal 102b of the filter 20b because the pass band of the filter 20a is higher than that of the filter 20b. It is higher than the band.
  • the element values of the filter 20a are set so that the filter 20a has the same pass band as the filter 10d
  • the element values of the filter 20b are set so that the filter 20b has the same pass band as the filter 10. Have been.
  • FIG. 15 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer 30 according to the fourth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer 40 according to the third comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the multiplexer 30 according to the fourth embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the multiplexer 40 according to the third comparative example.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10 d configuring the multiplexer 30 and the filter 20 a configuring the multiplexer 40.
  • “Low” is described in a pass band formed by the filter 10 forming the multiplexer 30 and the filter 20 b forming the multiplexer 40.
  • Each of the filters 10d and 20a includes an elastic wave resonator. Due to a steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each of the multiplexers has a steep attenuation characteristic at the lower end of the pass band indicated by “High” in FIG. Have. Each of the filters 10 and 20b also includes an elastic wave resonator. Due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each of the multiplexers is steep at the high-frequency end of the pass band indicated by “Low” in FIG. It has attenuation characteristics. On the other hand, the multiplexer 30 can suppress an increase in insertion loss in the pass band as compared with the multiplexer 40.
  • the insertion loss at 2200 MHz is 1.806 dB for the multiplexer 40 and 1.226 dB for the multiplexer 30.
  • the insertion loss at 2300 MHz is 1.778 dB in the multiplexer 40
  • the multiplexer 30 is as small as 1.217 dB.
  • the insertion loss at 2690 MHz is 1.02 dB in the multiplexer 40.
  • the multiplexer 30 is as small as 0.788 dB.
  • the multiplexer 30 having steep attenuation characteristics and a low-loss passband can be realized.
  • the first filter is the filter 10d (the filter according to the first embodiment), but the first filter may be the filter 10a (the filter according to the second embodiment).
  • both the first impedance element included in the filter 10d (first filter) and the first impedance element included in the filter 10 (second filter) are capacitors, so that the first filter As compared with the case where the filter 10a is used, a multiplexer having a pass band with lower loss can be realized.
  • the inductor has a lower Q value than the capacitor, and by using the filter 10d according to the first embodiment having a smaller number of inductors than the filter 10a according to the second embodiment, the total number of inductors having a low Q value used in the multiplexer is reduced. It is because it becomes less. In other words, the total number of capacitors having a high Q value is increased, and the loss can be reduced.
  • FIG. 16 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30a according to the fifth embodiment.
  • the multiplexer 30a includes a filter 10b instead of the filter 10d in the multiplexer 30 according to the fourth embodiment.
  • the other points are the same as those in the fourth embodiment, and the description is omitted.
  • the filter 10b is a high-pass filter
  • the filter 10 is a low-pass filter
  • the pass band of the filter 10b is higher than the pass band of the filter 10.
  • the multiplexer 30a can support two frequency bands. In FIG. 16, “High” is described next to the terminal 102 a of the filter 10 b and “Low” is described next to the terminal 102 b of the filter 10 because the pass band of the filter 10 b It is higher than the band.
  • FIG. 17 is a graph comparing the pass characteristics of the multiplexer 30a according to the fifth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer 40 according to the third comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the multiplexer 30a according to the fifth embodiment
  • the broken line indicates the pass characteristic of the multiplexer 40 according to the third comparative example.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10 b forming the multiplexer 30 a and the filter 20 a forming the multiplexer 40.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 forming the multiplexer 30a and the filter 20b forming the multiplexer 40.
  • Each of the filters 10b and 20a includes an elastic wave resonator. Due to a steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each of the multiplexers has a steep attenuation characteristic at a lower end of a pass band indicated by “High” in FIG. Have. Each of the filters 10 and 20b also includes an elastic wave resonator. Due to a steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each of the multiplexers is steep at the high-frequency end of the pass band indicated by “Low” in FIG. It has attenuation characteristics. On the other hand, the multiplexer 30a can suppress an increase in insertion loss in the pass band as compared with the multiplexer 40.
  • the insertion loss at 2200 MHz is 1.806 dB for the multiplexer 40 and 1.05 dB for the multiplexer 30a.
  • the multiplexer 30 has an insertion loss of 1.778 dB at 2300 MHz, the multiplexer 30 has a low insertion loss of 1.074 dB, and the insertion loss at 2690 MHz has a multiplexer of 1.02 dB.
  • the multiplexer 30 is as small as 0.897 dB.
  • the multiplexer 30a having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • FIG. 18 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30b according to the sixth embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30b include a first filter and a second filter as the filters according to the first to third embodiments. Further, the multiplexer 30b further includes a third filter whose input terminal or output terminal is connected to the common terminal. The third filter includes at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator. Specifically, the multiplexer 30b is a triplexer including the filter 10 according to the first embodiment, the filter 10b according to the third embodiment, and the filter 20c. For example, the filter 10b is a first filter, the filter 10 is a second filter, and the filter 20c is a third filter.
  • the terminal 101c is, for example, an input terminal
  • the terminal 102c is, for example, an output terminal.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10b, the input terminal (terminal 101c) of the filter 20c, and the input terminal (terminal 101b) of the filter 10 are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a, 101b, and 101c may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected through another element. Good.
  • the filter 10b is a high-pass filter
  • the filter 10 is a low-pass filter
  • the filter 20c is a band-pass filter.
  • the pass band of the filter 10b is higher than the pass band of the filter 10
  • the pass band of the filter 20c is lower than the pass band of the filter 10b and higher than the pass band of the filter 10.
  • the multiplexer 30b can support three frequency bands.
  • “High” is described next to the terminal 102a of the filter 10b
  • “Middle” is described next to the terminal 102c of the filter 20c
  • “Low” is described next to the terminal 102b of the filter 10.
  • the pass band of the filter 10b is higher than the pass band of the filter 20c
  • the pass band of the filter 20c is higher than the pass band of the filter 10.
  • the filter 20c includes the series arm resonators S30 and S40 as at least one series arm resonator, and the parallel arm resonators P20 and P30 as at least one parallel arm resonator.
  • Series arm resonators S30 and S40 are connected in series on a path connecting terminal 101c and terminal 102c.
  • the parallel arm resonator P20 is connected between the node between the series arm resonator S30 and the series arm resonator S40 and the ground
  • the parallel arm resonator P30 is connected between the series arm resonator S40 and the terminal 102c. Is connected between this node and the ground.
  • the filter 20c may include one or three or more series arm resonators as at least one series arm resonator, and one or three or more parallel arm resonances as at least one parallel arm resonator. A child may be provided.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 40a according to Comparative Example 4.
  • the multiplexer 40a is a triplexer including the two filters according to the comparative example 2 and the filter 20c.
  • two filters according to Comparative Example 2 are filters 20a and 20b.
  • the filter 20c in Comparative Example 4 is the same as that in Example 6.
  • the filter 20a is a high-pass filter
  • the filter 20b is a low-pass filter
  • the filter 20c is a band-pass filter.
  • the pass band of the filter 20a is higher than the pass band of the filter 20b
  • the pass band of the filter 20c is lower than the pass band of the filter 20a and higher than the pass band of the filter 20b.
  • “High” is described next to the terminal 102a of the filter 20a
  • “Middle” is described next to the terminal 102c of the filter 20c
  • “Low” is described next to the terminal 102b of the filter 20b.
  • the pass band of the filter 20a is higher than the pass band of the filter 20c, and the pass band of the filter 20c is higher than the pass band of the filter 20b.
  • the element values of the filter 20a are set so that the filter 20a has a pass band equivalent to the filter 10b, and the element values of the filter 20b are set so that the filter 20b has a pass band equivalent to the filter 10. Have been.
  • FIG. 20 is a graph showing a comparison between the pass characteristics of the multiplexer 30b according to the sixth embodiment and the pass characteristics of the multiplexer 40a according to the fourth comparative example.
  • the solid line indicates the pass characteristic of the multiplexer 30b according to the sixth embodiment
  • the dashed line indicates the pass characteristic of the multiplexer 40a according to the comparative example 4.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10b forming the multiplexer 30b and the filter 20a forming the multiplexer 40a.
  • “Middle” is described in the passband formed by the filters 20c constituting the multiplexers 30b and 40a, respectively.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 forming the multiplexer 30b and the filter 20b forming the multiplexer 40a.
  • Each of the filters 10b and 20a includes an elastic wave resonator. Due to a steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each multiplexer has a steep attenuation characteristic at a lower end of a pass band indicated by "High” in FIG. Have. Also, the filters 10 and 20b also include an elastic wave resonator. Due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator, each multiplexer is steep at the high-frequency end of the pass band indicated by “Low” in FIG. It has attenuation characteristics. On the other hand, the multiplexer 30b can suppress an increase in insertion loss in the pass band as compared with the multiplexer 40a.
  • the insertion loss at 2200 MHz is 1.488 dB for the multiplexer 40a and 1.15 dB for the multiplexer 30b.
  • the insertion loss at 2500 MHz is as small as 1.074 dB for the multiplexer 30a, while it is 1.225 dB for the multiplexer 40a.
  • the multiplexer 30b having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • FIG. 21 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30c according to the seventh embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30c include a first filter and a second filter as filters combining the filters according to the first to third embodiments.
  • the multiplexer 30c is a diplexer including filters 10e and 10f, and the filters 10e and 10f are filters obtained by combining the filters according to the first and second embodiments, respectively.
  • the filter 10f is a first filter
  • the filter 10e is a second filter.
  • the filter 10e includes capacitors C1a, C1b, C2, inductors L1a, L1b, L10, L11, and parallel arm resonators P1 and P2.
  • the capacitors C1a and C1b are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductor L1a is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1a and C1b. Specifically, the inductor L1a is connected between a connection point between the capacitor C1a and the terminal 101b and a connection point between the capacitor C1b and the inductor L1b.
  • the parallel arm resonator P1 is an elastic wave resonator connected between a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the capacitors C1a and C1b and the ground.
  • the inductor L10 is an inductor connected in series with the parallel arm resonator P1 between the node and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1a and C1b, the inductor L1a, and the parallel arm resonator P1 in the filter 10e has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the inductor L1a is also a first impedance element.
  • the inductors L1a and L1b are connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductors L1a and L1b become first impedance elements. It is.
  • the capacitor C2 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the inductors L1a and L1b. Specifically, the capacitor C2 is connected between a connection point between the inductor L1a and the terminal 101b and a connection point between the inductor L1b and the terminal 102b.
  • the parallel arm resonator P2 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the inductors L1a and L1b.
  • the inductor L11 is an inductor connected in series with the parallel arm resonator P2 between the node and the ground.
  • the filter composed of the inductors L1a and L1b, the capacitor C2 and the parallel arm resonator P2 in the filter 10e has the same configuration as the filter 10a of the second embodiment.
  • the filter 10f includes capacitors C1c, C1d, and C4, inductors L1c, L1d, L12, and L13, and parallel arm resonators P3 and P4.
  • the capacitors C1c and C1d are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductor L1c is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1c and C1d. Specifically, the inductor L1c is connected between a connection point between the capacitor C1c and the terminal 101a and a connection point between the capacitor C1d and the inductor L1d.
  • the parallel arm resonator P3 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101a and 102a between the capacitors C1c and C1d.
  • the inductor L12 is an inductor connected in series with the parallel arm resonator P3 between the node and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1c and C1d, the inductor L1c, and the parallel arm resonator P3 in the filter 10f has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the inductor L1c is also a first impedance element.
  • the inductors L1c and L1d are connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductors L1c and L1d become first impedance elements. It is.
  • the capacitor C4 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the inductors L1c and L1d. Specifically, the capacitor C4 is connected between a connection point between the inductor L1c and the terminal 101a and a connection point between the inductor L1d and the terminal 102a.
  • the parallel arm resonator P4 is an elastic wave resonator connected between a ground and a node on a path connecting the terminals 101a and 102a between the inductors L1c and L1d.
  • the inductor L13 is an inductor connected in series with the parallel arm resonator P4 between the node and the ground.
  • the filter composed of the inductors L1c and L1d, the capacitor C4, and the parallel arm resonator P4 in the filter 10f has the same configuration as the filter 10a of the second embodiment.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10f and the input terminal (terminal 101b) of the filter 10e are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a and 101b may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected with another element.
  • the filter 10f is a high-pass filter
  • the filter 10e is a low-pass filter
  • the pass band of the filter 10f is higher than the pass band of the filter 10e.
  • the multiplexer 30c can support two frequency bands. In FIG. 21, “High” is described next to the terminal 102 a of the filter 10 f and “Low” is described next to the terminal 102 b of the filter 10 e because the pass band of the filter 10 f is higher than the pass band of the filter 10 e. It is higher than the band.
  • FIG. 22 is a graph showing the pass characteristics of the multiplexer 30c according to the seventh embodiment.
  • "High” is described in the pass band formed by the filter 10f included in the multiplexer 30c.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 e that configures the multiplexer 30 c.
  • the filter 10f includes an elastic wave resonator, and the multiplexer 30c has a steep attenuation characteristic at the lower end of the pass band indicated by “High” in FIG. 22 due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator. I have. Further, the filter 10e also includes an elastic wave resonator, and the steep attenuation pole by the elastic wave resonator causes the multiplexer 30c to exhibit a steep attenuation characteristic at a high-frequency end of a pass band indicated by “Low” in FIG. Have.
  • the insertion loss of the multiplexer 30c at 1430 MHz, 1880 MHz, 2200 MHz, 2300 MHz and 2690 MHz is as small as 0.81 dB, 0.44 dB, 1.47 dB, 1.44 dB and 1.15 dB, respectively.
  • the multiplexer 30c having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • FIG. 23 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 30d according to the eighth embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30d include a first filter and a second filter as filters combining the filters according to the first to third embodiments.
  • the multiplexer 30d is a diplexer including filters 10g and 10h, and each of the filters 10g and 10h is a filter in which two filters similar to the filter 10 of the first embodiment are connected in series.
  • the filter 10h is a first filter
  • the filter 10g is a second filter.
  • the filter 10g includes capacitors C1a, C1b, C1e, C1f, inductors L2, L6, L14, and parallel arm resonators P1 and P4.
  • the capacitors C1a and C1b are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductor L2 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1a and C1b. Specifically, the inductor L2 is connected between a connection point between the capacitor C1a and the terminal 101b and a connection point between the capacitor C1b and the capacitor C1e.
  • the parallel arm resonator P1 is an elastic wave resonator connected between a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the capacitors C1a and C1b and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1a and C1b, the inductor L2, and the parallel arm resonator P1 in the filter 10g has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the capacitors C1e and C1f are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductor L6 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1e and C1f. Specifically, the inductor L6 is connected between a connection point between the capacitors C1e and C1b and a connection point between the capacitor C1f and the terminal 102b.
  • the parallel arm resonator P4 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the capacitors C1e and C1f.
  • the inductor L14 is an inductor connected in parallel with the parallel arm resonator P4 between the node and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1e and C1f, the inductor L6, and the parallel arm resonator P4 in the filter 10g has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the filter 10h includes capacitors C1c, C1d, C1g, C1h, inductors L5, L6, L15, and parallel arm resonators P3 and P5.
  • the capacitors C1c and C1d are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductor L5 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1c and C1d. Specifically, the inductor L5 is connected between a connection point between the capacitor C1c and the terminal 101a and a connection point between the capacitor C1d and the capacitor C1g.
  • the parallel arm resonator P3 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101a and 102a between the capacitors C1c and C1d.
  • the filter composed of the capacitors C1c and C1d, the inductor L5, and the parallel arm resonator P3 in the filter 10h has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the capacitors C1g and C1h are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a.
  • the inductor L7 is a second impedance element connected in parallel to the series circuit of the capacitors C1g and C1h. Specifically, the inductor L7 is connected between a connection point between the capacitor C1g and the capacitor C1d and a connection point between the capacitor C1h and the terminal 102a.
  • the parallel arm resonator P5 is an elastic wave resonator connected between a node on the path connecting the terminals 101a and 102a between the capacitors C1g and C1h and the ground.
  • the inductor L15 is an inductor connected in series with the parallel arm resonator P5 between the node and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1g and C1h, the inductor L7, and the parallel arm resonator P5 in the filter 10h has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10h and the input terminal (terminal 101b) of the filter 10g are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a and 101b may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected with another element.
  • the filter 10h is a high-pass filter
  • the filter 10g is a low-pass filter
  • the pass band of the filter 10h is higher than the pass band of the filter 10g.
  • the multiplexer 30d can support two frequency bands. In FIG. 23, “High” is described next to the terminal 102a of the filter 10h and “Low” is described next to the terminal 102b of the filter 10g because the pass band of the filter 10h is higher than the pass band of the filter 10g. It is higher than the band.
  • FIG. 24 is a graph showing the passing characteristic of the multiplexer 30d according to the eighth embodiment.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10 h configuring the multiplexer 30 d.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 g configuring the multiplexer 30 d.
  • the filter 10h includes an elastic wave resonator, and the multiplexer 30d has a steep attenuation characteristic at the lower end of the pass band indicated by “High” in FIG. 24 due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator. I have.
  • the filter 10g also includes an elastic wave resonator, and the steep attenuation pole of the elastic wave resonator causes the multiplexer 30d to exhibit a steep attenuation characteristic at the high-frequency end of the pass band indicated by “Low” in FIG. Have.
  • the insertion loss of the multiplexer 30d at 1430 MHz, 1880 MHz, 2200 MHz, 2300 MHz and 2690 MHz is as small as 0.89 dB, 0.51 dB, 1.21 dB, 1.21 dB and 0.93 dB, respectively.
  • the multiplexer 30d having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband can be realized.
  • FIG. 25 is a circuit configuration diagram of a multiplexer 30e according to the ninth embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30e include a first filter and a second filter as filters combining the filters according to the first to third embodiments. Further, the multiplexer 30e further includes a low-pass filter whose input terminal or output terminal is connected to the common terminal. Specifically, the multiplexer 30e is a triplexer including the filters 10g, 10i, and 20d, and the filters 10g and 10i are each a filter in which two filters similar to the filter 10 of the first embodiment are connected in series. .
  • the filter 20d is a low-pass filter. For example, the filter 10i is a first filter, and the filter 10g is a second filter.
  • the multiplexer 30e includes a capacitor C6 and an inductor L17.
  • the filter 10g has the same configuration as that described in the eighth embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the filter 10i further includes a capacitor C5 and an inductor L16 in addition to the configuration of the filter 10h described in the eighth embodiment.
  • the configuration other than the capacitor C5 and the inductor L16 is the same as that of the filter 10h, and thus the description is omitted.
  • the capacitor C5 is a capacitor connected between a node on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a between the capacitors C1d and C1g and the ground.
  • the inductor L16 is an inductor connected between the ground and a node on a path connecting the terminal 101a and the terminal 102a between the capacitors C1d and C1g.
  • the capacitor C5 and the inductor L16 are connected in series.
  • the filter 20d includes capacitors C7, C8, C9, C10, and inductors L18 and L19.
  • the capacitor C7 and the inductor L18 are connected in parallel with each other, and form a parallel resonance circuit on a path connecting the terminal 101c and the terminal 102c.
  • the capacitor C9 and the inductor L19 are connected in parallel with each other, and form a parallel resonance circuit on a path connecting the terminal 101c and the terminal 102c.
  • the capacitor C8 is a capacitor connected between the ground and a node on a path connecting the terminal 101c and the terminal 102c between the capacitors C7 and C9.
  • the capacitor C10 is a capacitor connected between the ground and a node on a path connecting the terminal 101c and the terminal 102c between the capacitor C9 and the terminal 102c.
  • the capacitor C6 is a capacitor provided on a path connecting the common terminal 103 and the terminal 101a (terminal 101b).
  • the inductor L17 is an inductor connected between a ground on a node connecting the common terminal 103 and the terminal 101a (terminal 101b) between the capacitor C6 and the terminal 101a (terminal 101b).
  • the capacitor C6 and the inductor L17 form a matching circuit.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10i, the input terminal (terminal 101b) of the filter 10g, and the input terminal (terminal 101c) of the filter 20d are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a, 101b, and 101c may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected through another element.
  • FIG. 25 illustrates an example in which the common terminal 103 and the terminals 101a and 101b are indirectly connected via another element therebetween.
  • the filter 10i is a high-pass filter
  • the filter 10g is a band-pass filter
  • the filter 20d is a low-pass filter as described above.
  • the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10g
  • the pass band of the filter 10g is higher than the pass band of the filter 20d.
  • the multiplexer 30e can support three frequency bands.
  • “High” is described next to the terminal 102a of the filter 10i
  • "Middle” is described next to the terminal 102b of the filter 10g
  • "Low” is described next to the terminal 102c of the filter 20d.
  • Indicates that the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10g, and the pass band of the filter 10g is higher than the pass band of the filter 20d.
  • FIG. 26 is a graph showing the passing characteristic of the multiplexer 30e according to the ninth embodiment.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10i included in the multiplexer 30e.
  • “Middle” is described in the pass band formed by the filter 10g included in the multiplexer 30e.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 20 d included in the multiplexer 30 e.
  • the filter 10i includes an elastic wave resonator, and the multiplexer 30e has a steep attenuation characteristic at the lower end of the pass band indicated by “High” in FIG. 26 due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator. I have.
  • the filter 10g also includes an elastic wave resonator, and the steep attenuation pole of the elastic wave resonator causes the multiplexer 30e to have a steep attenuation characteristic at the high-frequency end of the pass band indicated by "Middle" in FIG. Have.
  • the insertion loss of the multiplexer 30e at 699 MHz, 960 MHz, 1430 MHz, 2200 MHz, 2300 MHz and 2690 MHz is reduced to 0.29 dB, 0.73 dB, 1.36 dB, 1.34 dB, 1.45 dB and 1.45 dB, respectively. I have.
  • the multiplexer 30e having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband.
  • FIG. 27 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30f according to the tenth embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30f include a first filter and a second filter as filters combining the filters according to the first to third embodiments.
  • the multiplexer 30f further includes a high-pass filter whose input terminal or output terminal is connected to the common terminal.
  • the multiplexer 30f is a triplexer including the filters 10g, 10i, and 20e, and the filters 10g and 10i are respectively filters in which two filters similar to the filter 10 of the first embodiment are connected in series.
  • the filter 20e is a high-pass filter.
  • the filter 10i is a first filter
  • the filter 10g is a second filter.
  • the multiplexer 30f includes a capacitor C11 and an inductor L21.
  • the filter 10g has the same configuration as that described in the eighth embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the filter 10i has the same configuration as that described in the ninth embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the filter 20e includes capacitors C12, C13, C14 and an inductor L22.
  • Capacitors C12 and C14 are connected in series on a path connecting terminal 101c and terminal 102c.
  • the capacitor C13 is a capacitor connected between a node on a path connecting the terminal 101c and the terminal 102c between the capacitors C12 and C14 and the ground.
  • the inductor L22 is an inductor connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101c and 102c between the capacitors C12 and C14.
  • the capacitor C13 and the inductor L22 are connected in series.
  • the filter 20e may not include the capacitor C13.
  • the inductor L21 is an inductor provided on a path connecting the common terminal 103 and the terminal 101a (terminal 101b).
  • the capacitor C11 is a capacitor connected between a ground and a node on a path connecting the common terminal 103 and the terminal 101a (terminal 101b) between the inductor L21 and the terminal 101a (terminal 101b).
  • the inductor L21 and the capacitor C11 constitute a matching circuit.
  • the multiplexer 30f may not include the inductor L21 and the capacitor C11.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10i, the input terminal (terminal 101b) of the filter 10g, and the input terminal (terminal 101c) of the filter 20e are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a, 101b, and 101c may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected through another element.
  • FIG. 27 illustrates an example in which the common terminal 103 and the terminals 101a and 101b are indirectly connected via another element therebetween.
  • the filter 10i is a band-pass filter
  • the filter 10g is a low-pass filter
  • the filter 20e is a high-pass filter as described above.
  • the pass band of the filter 20e is higher than the pass band of the filter 10i
  • the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10g.
  • the multiplexer 30f can support three frequency bands.
  • “Middle” is described beside the terminal 102a of the filter 10i
  • "Low” is described beside the terminal 102b of the filter 10g
  • “High” is described beside the terminal 102c of the filter 20e.
  • the pass band of the filter 20e is higher than the pass band of the filter 10i
  • the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10g.
  • the multiplexer 30f has the filters 10g and 10i including the elastic wave resonators, as in the ninth embodiment.
  • the multiplexer 30f having a low-loss passband can be realized.
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram of the multiplexer 30g according to the eleventh embodiment.
  • the plurality of filters in the multiplexer 30g include a first filter, a second filter, and a fourth filter as filters combining the filters according to the first to third embodiments. More specifically, the multiplexer 30g is a triplexer including the filters 10g, 10i, and 10j. It is. For example, the filter 10i is a first filter, the filter 10g is a second filter, and the filter 10j is a fourth filter.
  • the filter 10i has the same configuration as that described in the ninth embodiment, and thus the description is omitted.
  • the filter 10g has the same configuration as that described in the eighth embodiment except that the filter 10g is connected between the terminal 101c and the terminal 102c, and thus the description is omitted.
  • the filter 10j includes capacitors C1i, C1j, C1k, C11, inductors L8, L9, L23, and parallel arm resonators P6 and P7.
  • the capacitors C1i and C1j are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductor L8 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1i and C1j. Specifically, the inductor L8 is connected between a connection point between the capacitor C1i and the terminal 101b and a connection point between the capacitor C1j and the capacitor C1k.
  • the parallel arm resonator P6 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the capacitors C1i and C1j.
  • the filter of the filter 10g including the capacitors C1i and C1j, the inductor L8, and the parallel arm resonator P6 has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the capacitors C1k and C11 are two first impedance elements connected in series on a path connecting the terminal 101b and the terminal 102b.
  • the inductor L9 is a second impedance element connected in parallel to a series circuit of the capacitors C1k and C11. Specifically, the inductor L9 is connected between a connection point between the capacitors C1k and C1j and a connection point between the capacitor C11 and the terminal 102b.
  • the parallel arm resonator P7 is an elastic wave resonator connected between the ground and a node on a path connecting the terminals 101b and 102b between the capacitors C1k and C11.
  • the inductor L23 is an inductor connected in parallel with the parallel arm resonator P7 between the node and the ground.
  • the filter composed of the capacitors C1k and C11, the inductor L9, and the parallel arm resonator P7 in the filter 10j has the same configuration as the filter 10 of the first embodiment.
  • the input terminal (terminal 101a) of the filter 10i, the input terminal (terminal 101b) of the filter 10j, and the input terminal (terminal 101c) of the filter 10g are commonly connected to the common terminal 103.
  • the common terminal 103 and the terminals 101a, 101b, and 101c may be directly connected without interposing any other element or the like, or may be indirectly connected through another element. Good.
  • the filter 10i is a high-pass filter
  • the filter 10j is a band-pass filter
  • the filter 10g is a low-pass filter.
  • the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10j
  • the pass band of the filter 10j is higher than the pass band of the filter 10g.
  • the multiplexer 30g can support three frequency bands.
  • “High” is described next to the terminal 102a of the filter 10i
  • “Middle” is described next to the terminal 102b of the filter 10j
  • “Low” is described next to the terminal 102c of the filter 10g. Indicates that the pass band of the filter 10i is higher than the pass band of the filter 10j, and the pass band of the filter 10j is higher than the pass band of the filter 10g.
  • FIG. 29 is a graph showing the pass characteristics of the multiplexer 30g according to the eleventh embodiment.
  • “High” is described in the passband formed by the filter 10i included in the multiplexer 30g.
  • “Middle” is described in the pass band formed by the filter 10j included in the multiplexer 30g.
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 g configuring the multiplexer 30 g.
  • the filter 10i includes an elastic wave resonator, and the multiplexer 30g has a steep attenuation characteristic at the lower end of the pass band indicated by “High” in FIG. 29 due to the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator. I have.
  • the filter 10j also includes an elastic wave resonator, and the steep attenuation pole caused by the elastic wave resonator causes the multiplexer 30g to have a steep peak at the high end and the low end of the pass band indicated by "Middle" in FIG. It has excellent attenuation characteristics.
  • the filter 10g also includes an elastic wave resonator, and the steep attenuation pole by the elastic wave resonator causes the multiplexer 30g to exhibit a steep attenuation characteristic at the high-frequency end of the pass band indicated by “Low” in FIG. Have. Also, the insertion loss of the multiplexer 30g at 1430 MHz, 2200 MHz, 2300 MHz, 2400 MHz, 2500 MHz and 2690 MHz is reduced to 0.65 dB, 1.34 dB, 1.75 dB, 1.90 dB, 1.59 dB and 1.25 dB, respectively. I have.
  • the multiplexer 30g having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband can be realized.
  • the elastic wave resonator is formed on a substrate having piezoelectricity, a plurality of elastic wave resonators can be formed on one substrate. That is, a plurality of elastic wave resonators can be formed in one chip. This enables downsizing.
  • elastic wave resonators having a resonance frequency in the range of 200 MHz are formed by one chip.
  • the harmonics generated for each elastic wave resonator formed in one chip also fall within the range of 200 MHz, and it is possible to easily take measures against harmonics existing in frequency bands close to each other.
  • the parallel arm resonators P1 and P3 in the multiplexer 30 according to the fourth embodiment can be formed by one chip. This will be described with reference to FIG.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the reason why each resonator constituting the multiplexer 30 according to the fourth embodiment can be formed by one chip.
  • the upper part of FIG. 30 shows a graph showing the pass characteristics of the multiplexer 30, and the lower part of FIG. 30 shows a graph showing the impedance characteristics of the parallel arm resonators P1 and P3 constituting the multiplexer 30.
  • “High” is described in the pass band formed by the filter 10 d forming the multiplexer 30
  • “Low” is described in the pass band formed by the filter 10 forming the multiplexer 30.
  • the vertical axis of the impedance characteristic indicates that the impedance increases as it goes upward.
  • the attenuation pole on the lower pass band side of the filter 10d corresponds to the resonance frequency of the parallel arm resonator P3, and the attenuation pole on the higher pass band side of the filter 10 (FIG. 30).
  • B portion corresponds to the resonance frequency of the parallel arm resonator P1.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator P1 and the resonance frequency of the parallel arm resonator P3 are in the range of 200 MHz as shown in the lower graph of FIG. Therefore, even when the parallel arm resonators P1 and P3 are formed by one chip, the harmonics generated by the parallel arm resonators P1 and P3 have frequencies close to each other, and the countermeasures are easy. Can be formed by one chip.
  • each resonator in the multiplexer 30b according to the sixth embodiment can be formed by one chip. This will be described with reference to FIG.
  • FIG. 31 is a diagram for explaining the reason that each resonator constituting the multiplexer 30b according to the sixth embodiment can be formed by one chip.
  • a graph showing the pass characteristics of the multiplexer 30b is shown on the upper side of FIG. 31, and the parallel arm resonators P1, P2, P20 and P30 and the series arm resonators S30 and S40 constituting the multiplexer 30b are shown on the lower side of FIG. 3 is a graph showing the impedance characteristic of FIG.
  • the two attenuation poles (portion A and portion B in FIG. 31) on the low pass band side of the filter 20c correspond to the resonance frequencies of the parallel arm resonators P30 and P20, and are on the high pass band side of the filter 10. (Corresponding to C in FIG. 31) corresponds to the resonance frequency of the parallel arm resonator P1.
  • the resonance frequency of the parallel arm resonator P30, the resonance frequency of the parallel arm resonator P20, and the resonance frequency of the parallel arm resonator P1 are in the range of 200 MHz as shown in the lower graph of FIG.
  • the harmonics generated by the parallel arm resonators P1, P20, and P30 have frequencies close to each other, and the countermeasure is easy.
  • the daughters P1, P20 and P30 can be formed by one chip.
  • the attenuation pole on the lower side of the pass band of filter 10b corresponds to the resonance frequency of parallel arm resonator P2, and the two attenuation poles on the upper side of the pass band of filter 20c (see FIG. 31).
  • E portion and F portion in 31) correspond to the anti-resonance frequencies of the series arm resonators S30 and S40.
  • the resonance frequency of the series arm resonator S30, the resonance frequency of the parallel arm resonator P2, and the resonance frequency of the series arm resonator S40 are in the range of 200 MHz as shown in the lower graph of FIG.
  • the parallel arm resonator P2 and the series arm resonators S30 and S40 are formed as a single chip, the harmonics generated by the parallel arm resonator P2 and the series arm resonators S30 and S40 become frequencies close to each other, and countermeasures are taken. Because it is easy, the parallel arm resonator P2 and the series arm resonators S30 and S40 can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P1, P2, P3, and P4 in the seventh embodiment each have a resonance frequency within a range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P1, P3, P4, and P5 of the eighth embodiment each have a resonance frequency within the range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P1, P3, P4, and P5 in the ninth embodiment each have a resonance frequency within a range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P1, P3, P4, and P5 in the tenth embodiment each have a resonance frequency within a range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P1, P4, and P6 of the eleventh embodiment each have a resonance frequency within a range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • the parallel arm resonators P3, P5, and P7 in the eleventh embodiment each have a resonance frequency in the range of 200 MHz, and can be formed by one chip.
  • FIG. 32 is a top view schematically illustrating the structure of the multiplexer 30b according to the sixth embodiment.
  • parallel arm resonators P1, P2, P20 and P30 and series arm resonators S30 and S40 which are actually formed by IDT electrodes and the like, are schematically shown as rectangles.
  • the multiplexer 30b is realized by, for example, a substrate 60 such as a mother substrate, and substrates 71 and 72 having piezoelectricity mounted on the substrate 60. As shown in FIG. 32, it can be seen that the substrate 71 and the substrate 72 are provided separately. For example, each of the substrates 71 and 72 is also called a chip, and forming a plurality of components on one chip means that a plurality of components are collectively arranged on one substrate or formed on one substrate. A state in which the parallel arm resonator P2 and the series arm resonators S30 and S40 are formed in one chip is shown in FIG. Are arranged together. In addition, in FIG.
  • the parallel arm resonators P1, P20, and P30 which are schematically illustrated in a rectangular shape in a state where the parallel arm resonators P1, P20, and P30 are formed as one chip, are collectively arranged on the substrate 72. Indicated by
  • the capacitors and inductors that constitute the multiplexer 30b can be formed by a wiring pattern or the like on a chip component or a substrate, and may be arranged or formed on any of the substrates 60, 71, and 72, and are not shown.
  • the combination of the acoustic wave resonators formed in one chip is not limited to the one described above.
  • the parallel arm resonator P2 in the filter 10b, the series arm resonators S30 and S40 in the filter 20c, and the parallel arm resonators P20 and P30 may be formed in one chip.
  • the series arm resonators S30 and S40 in the filter 20c, the parallel arm resonators P20 and P30, and the parallel arm resonator P1 in the filter 10 may be formed in one chip.
  • the parallel arm resonator P2 in the filter 10b, the series arm resonators S30 and S40 in the filter 20c, the parallel arm resonators P20 and P30, and the parallel arm resonator P1 in the filter 10 are formed in one chip. May be done.
  • At least one of the parallel arm resonator P2 included in the filter 10b and the parallel arm resonator P1 included in the filter 10 and at least one of the series arm resonator and the parallel arm resonator included in the filter 20c are formed as one chip. It may be formed.
  • a capacitor or an inductor may be connected in series to the capacitors C1a and C1b in the filter 10, a capacitor or an inductor may be connected in parallel to the capacitor C1a or C1b, or the inductor L2 May be connected in series or in parallel with a capacitor or an inductor.
  • a capacitor or an inductor may be connected in series to the inductors L1a and L1b in the filter 10a, or a capacitor or an inductor may be connected in parallel to the inductor L1a or L1b, A capacitor or an inductor may be connected to the capacitor C2 in series or in parallel.
  • a capacitor or an inductor may be connected to the parallel arm resonators P1 and P2 in series, or a capacitor or an inductor may be connected in parallel.
  • an impedance variable circuit may be connected in series or parallel to the parallel arm resonators P1 and P2. .
  • the variable impedance circuit will be described with reference to FIGS. Although the following description focuses on the filter in the first embodiment, the same effect can be obtained by applying an impedance variable circuit to the filters in the second to eleventh embodiments.
  • FIG. 33 is a circuit configuration diagram of a filter 10c according to a modification of the first embodiment.
  • the filter 10 c includes an impedance variable circuit 12 in addition to the configuration of the filter 10 according to the first embodiment.
  • the other points are the same as those in the first embodiment, and the description is omitted.
  • the variable impedance circuit 12 is connected in series to the parallel arm resonator P1, for example, between a node to which the parallel arm resonator P1 is connected and the ground.
  • the impedance variable circuit 12 is a circuit for varying the impedance of the parallel arm (that is, the circuit in which the parallel arm resonator P1 and the impedance variable circuit 12 are connected in series) in the filter 10c.
  • the variable impedance circuit 12 is connected between the parallel arm resonator P1 and the ground, but may be connected between the node and the parallel arm resonator P1.
  • the variable impedance circuit 12 includes an inductor L3, an inductor L4, and a switch SW.
  • the inductor L4 and the switch SW are connected in series, and the inductor L3 is connected in parallel with the series-connected circuit.
  • the impedance variable circuit 12 can vary the impedance of the parallel arm, specifically, the frequency of the attenuation pole of the parallel arm, according to the on / off state of the switch SW. Since the frequency of the attenuation pole of the parallel arm is variable, the pass characteristic of the filter 10c is also variable.
  • FIG. 34 is a graph illustrating pass characteristics of the filter 10c according to the modification of the first embodiment when the switch SW is off and on.
  • the solid line shows the pass characteristic of the filter 10c when the switch SW is off
  • the broken line shows the pass characteristic of the filter 10c when the switch SW is on.
  • the impedance variable circuit 12 becomes a circuit in which the inductors L3 and L4 are connected in parallel, and due to the influence of the circuit connected in parallel, as shown in FIG. It can be shifted to the region side.
  • the switch SW is turned off, the effect of the inductor L4 is almost ignored in the variable impedance circuit 12, so that the upper end of the pass band of the filter 20c is shifted to the lower side as shown in FIG. Can be shifted.
  • the circuit configuration of the variable impedance circuit 12 is not limited to that shown in FIG.
  • the circuit configuration is such that the number of parallel connected inductors is variable by the switch SW
  • the circuit configuration may be such that the number of serially connected inductors is variable by the switch SW.
  • a capacitor may be used instead of the inductors L3 and L4.
  • the upper end of the pass band of the filter 20c can be shifted or the lower end can be shifted.
  • the high-frequency filter according to the first embodiment includes two first impedance elements connected in series on a path connecting the input terminal and the output terminal, and a series circuit of the two first impedance elements. And a parallel arm resonator connected between a node on the path between the two first impedance elements and the ground, and a parallel arm resonator connected between the two first impedance elements. And the second impedance element is the other of the capacitor and the inductor.
  • a pass band with lower loss can be realized as compared with the case where the parallel arm resonator is connected between the ground and the node between one of the two first impedance elements and the input terminal or the output terminal. Further, it is possible to realize a pass band with lower loss than in a case where an elastic wave resonator is used instead of the capacitor in one of the two first impedance elements and the second impedance element. Further, a steep damping characteristic can be realized by a parallel arm resonator having a steep damping pole. As described above, it is possible to realize a high-frequency filter having a steep attenuation characteristic and having a low-loss passband that is not limited by the resonance bandwidth of the elastic wave resonator.
  • the high-frequency filter according to the first embodiment further includes a third impedance element connected in parallel to one of the two first impedance elements.
  • the third impedance element has a third impedance.
  • the element may be a capacitor, and when the first impedance element is a capacitor, the third impedance element may be an inductor.
  • the impedance can be made close to 50 ⁇ near the high-frequency end of the passband, so that the insertion loss in the passband is reduced. Can be smaller.
  • the high-frequency filter according to the first embodiment further includes an impedance variable circuit 12 connected in series or parallel to the parallel arm resonator between a node to which the parallel arm resonator is connected and the ground. May be.
  • a tunable filter capable of shifting the pass band can be realized by the impedance variable circuit 12.
  • the multiplexer according to the first embodiment includes a plurality of filters each including the high-frequency filter according to the first embodiment, and input terminals or output terminals of the plurality of filters may be connected to the common terminal 103. .
  • the plurality of filters may include a first filter and a second filter, and the first impedance element included in the first filter and the first impedance element included in the second filter may be capacitors.
  • the multiplexer further includes a low-pass filter having an input terminal or an output terminal connected to the common terminal, and the low-pass filter has a pass band lower than the pass band of the first filter and the pass band of the second filter. Good.
  • the multiplexer further includes a high-pass filter having an input terminal or an output terminal connected to the common terminal, and the high-pass filter has a pass band higher than the pass band of the first filter and the pass band of the second filter. Good.
  • each of the first filter and the second filter are formed by one chip, and the resonance frequency of each parallel arm resonator formed by one chip may be in a range of 200 MHz. .
  • the size of the multiplexer can be reduced.
  • the multiplexer further includes a third filter having an input terminal or an output terminal connected to the common terminal, the third filter including at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator,
  • the pass band of the third filter may be lower than the pass band of the first filter and higher than the pass band of the second filter.
  • At least one of a parallel arm resonator included in the first filter and a parallel arm resonator included in the second filter, and at least one of at least one series arm resonator and at least one parallel arm resonator included in the third filter. May be formed in one chip, and the resonance frequency of each resonator formed in one chip may be in the range of 200 MHz.
  • the size of the multiplexer can be reduced.
  • the plurality of filters may further include a fourth filter, and the pass band of the fourth filter may be lower than the pass band of the first filter and higher than the pass band of the second filter.
  • At least one of the parallel arm resonator included in the first filter and the parallel arm resonator included in the second filter, and the parallel arm resonator included in the fourth filter are formed as one chip, and formed as one chip.
  • the resonance frequency of each resonator may be in the range of 200 MHz.
  • the size of the multiplexer can be reduced.
  • the multiplexer includes a filter including a pass band of 699 MHz to 960 MHz, a filter including a pass band of 1.2 GHz, a filter including a pass band of 1.4 GHz to 5 GHz, and a filter including a pass band of 5 GHz to 7.125 GHz. And at least two of the filters.
  • the multiplexer includes a filter including a pass band from 699 MHz to 2.7 GHz, a filter including a pass band from 3.3 GHz to 4.2 GHz, a filter including a pass band from 4.4 GHz to 5 GHz, and a filter including a pass band from 4.4 GHz to 5 GHz. At least two filters may be included among filters having a pass band of 125 GHz.
  • FIG. 35 is a circuit configuration diagram of the high-frequency front-end circuit 50 according to the second embodiment.
  • the high-frequency front-end circuit 50 is a reception system front-end circuit, and includes a multiplexer 30, switches 31 and 32, filters 21, 22, 23, 24, and 25, and reception amplifiers 41, 42, 43, 44 and 45.
  • FIG. 2 shows the antenna element ANT.
  • the antenna element ANT is a multi-band compatible antenna that transmits and receives high-frequency signals and conforms to a communication standard such as LTE.
  • the antenna element ANT and the high-frequency front-end circuit 50 are arranged, for example, in a front-end section of a multi-mode / multi-band mobile phone.
  • the multiplexer 30 includes the filter 10d (high-pass filter) and the filter 10 (low-pass filter) as described above.
  • the filter 10 is a low-pass filter in which the frequency range of the low band group (for example, 1427 MHz to 2200 MHz) is a pass band, and the frequency range of the high band group is an attenuation band.
  • the filter 10d is a high-pass filter in which the pass band is the frequency range of the high band group (for example, 2300 MHz to 2690 MHz) and the attenuation band is the frequency range of the low band group. Note that at least one of the filters 10 and 10d may be a tunable filter.
  • the switch 31 has a common terminal and two selection terminals, and is a switch element having the common terminal connected to the filter 10.
  • the switch 31 is an SPDT-type switch circuit capable of connecting a common terminal and one of two selection terminals.
  • the switch 32 is a switch element having a common terminal and three selection terminals, and the common terminal is connected to the filter 10d.
  • the switch 32 is an SP3T type switch circuit capable of connecting to a common terminal and any one of the three selection terminals.
  • the filter 21 is connected to the selection terminal of the switch 31 and is, for example, a band-pass filter having LTE Band 3 (reception band: 1805-1880 MHz) as a pass band.
  • the filter 22 is connected to a selection terminal of the switch 31, and is, for example, a band-pass filter having LTE Band 1 (reception band: 2110-2170 MHz) as a pass band.
  • the filter 23 is connected to a selection terminal of the switch 32 and is, for example, a band-pass filter that uses LTE Band 7 (reception band: 2620-2690 MHz) as a pass band.
  • the filter 24 is connected to a selection terminal of the switch 32 and is, for example, a band-pass filter having a pass band of LTE Band 40 (reception band: 2300 to 2400 MHz).
  • the filter 25 is connected to a selection terminal of the switch 32 and is, for example, a band-pass filter having a pass band of LTE Band 41 (reception band: 2496 to 2690 MHz).
  • the receiving amplifier 41 is connected to the filter 21, the receiving amplifier 42 is connected to the filter 22, the receiving amplifier 43 is connected to the filter 23, the receiving amplifier 44 is connected to the filter 24, and the receiving amplifier 45 is connected to the filter 25.
  • Each of the reception amplifiers 41 to 45 is, for example, a low-noise amplifier including a transistor and the like.
  • the reception amplifiers 41 and 42 constitute an amplification circuit 46.
  • the reception amplifiers 43 to 45 constitute an amplification circuit 47.
  • Each of the amplifier circuits 46 and 47 may be constituted by one receiving amplifier. In this case, an SPDT type switch is arranged between the filters 21 and 22 and the amplifier circuit 46, and the filters 23 to An SP3T type switch is arranged between the amplifier 25 and the amplifier circuit 47.
  • the high-frequency front-end circuit 50 is connected to the multiplexer 30 according to the first embodiment, the switches 31 and 32 connected directly or indirectly to the multiplexer 30, and the switch 30 directly or indirectly to the multiplexer 30.
  • Amplifying circuits 46 and 47 are connected to the multiplexer 30 according to the first embodiment, the switches 31 and 32 connected directly or indirectly to the multiplexer 30, and the switch 30 directly or indirectly to the multiplexer 30. Amplifying circuits 46 and 47.
  • the high-frequency front-end circuit 50 configured as described above, by including the multiplexer according to the first embodiment, the high-frequency front-end circuit 50 has a steep attenuation characteristic and is not limited to the resonance bandwidth of the elastic wave resonator.
  • a high-frequency front-end circuit having a low-loss passband can be realized.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram of the communication device 150 according to the second embodiment.
  • the communication device 150 includes a high-frequency front-end circuit 130 and an RF signal processing circuit (RFIC) 140.
  • FIG. 36 shows the antenna element ANT.
  • the antenna element ANT may be built in the communication device 150.
  • the high-frequency front-end circuit 130 is a circuit that transmits a high-frequency signal between the antenna element ANT and the RFIC 140. Specifically, the high-frequency front-end circuit 130 transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) received by the antenna element ANT to the RFIC 140 via a reception-side signal path.
  • a high-frequency signal here, a high-frequency reception signal
  • the high-frequency front-end circuit 130 includes the multiplexer 30b according to the first embodiment, switches 111 to 116, amplifier circuits 121 to 123, and band-pass filters (BPFs) 161 to 168.
  • the BPFs 161 and 162 and the BPFs 163 and 164 each constitute a duplexer.
  • the multiplexer 30b includes the filter 10b (high-pass filter), the filter 20c (band-pass filter), and the filter 10 (low-pass filter).
  • the filter 10 is a low-pass filter in which the frequency range of the low band group (for example, 1427 MHz to 2200 MHz) is a pass band, and the frequency range of the middle band group and the high band group is an attenuation band.
  • the filter 20c is a band-pass filter that has a middle band group frequency range (for example, 2300 MHz to 2400 MHz) as a pass band and a low band group and a high band group frequency range as an attenuation band.
  • the filter 10b is a high-pass filter that uses a high-band group frequency range (for example, 2496 MHz to 2690 MHz) as a pass band and a low-band group and a middle band group as an attenuation band. Note that at least one of the filters 10, 20c and 10b may be a tunable filter.
  • Switches 111 to 113 are connected between multiplexer 30b and BPFs 161 to 168, and according to control signals from a control unit (not shown), signal paths corresponding to the low band group, the middle band group, and the high band group, respectively. And BPFs 161 to 168 are connected.
  • the switch 111 has a common terminal connected to the filter 10b and each selection terminal connected to the BPFs 161 to 164.
  • the switch 112 has a common terminal connected to the filter 20c and each selection terminal connected to BPFs 165 and 166.
  • the switch 113 has a common terminal connected to the filter 10 and each selection terminal connected to BPFs 167 and 168.
  • the switches 114 to 116 are connected between the amplifier circuits 121 to 123 and the BPFs 161 to 168, and connect the BPFs 161 to 168 and the amplifier circuits 121 to 123 according to a control signal from a control unit (not shown).
  • the switch 114 has a common terminal connected to the amplifier circuit 121 and each selection terminal connected to the BPFs 161 to 164.
  • the switch 115 has a common terminal connected to the amplifier circuit 122 and each selection terminal connected to BPFs 165 and 166.
  • the switch 116 has a common terminal connected to the amplifier circuit 123 and each selection terminal connected to BPFs 167 and 168.
  • the pass band (2496 MHz-2690 MHz) of the filter 10b includes the respective pass bands of the BPFs 161 to 164.
  • the pass band (2300-2400 MHz) of the filter 20c includes each pass band of the BPFs 165 and 166.
  • the pass band (1427 MHz-2200 MHz) of the filter 10 includes the pass bands of the BPFs 167 and 168.
  • the amplification circuits 121 to 123 are low-noise amplifiers connected to the multiplexer 30b via, for example, the switches 111 to 116 and the BPFs 161 to 168, and amplifying the high-frequency reception signal received by the antenna element ANT.
  • the RFIC 140 is an RF signal processing circuit that processes a high-frequency signal transmitted and received by the antenna element ANT. Specifically, the RFIC 140 processes a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) input from the antenna element ANT via the reception-side signal path of the high-frequency front-end circuit 130 by down-conversion or the like, and performs the signal processing. The generated reception signal is output to a baseband signal processing circuit (not shown).
  • a baseband signal processing circuit not shown.
  • the high-frequency front-end circuit 130 may have a transmission-side signal path, and transmits a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) output from the RFIC 140 to the antenna element ANT via the transmission-side signal path. May be.
  • the RFIC 140 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit by up-conversion or the like, and converts a high-frequency signal (here, a high-frequency transmission signal) generated by the signal processing to the high-frequency front-end circuit 130.
  • the signal may be output to the signal path on the transmission side, and the amplifier circuits 121 to 123 may be power amplifiers for power-amplifying the high-frequency transmission signal output from the RFIC 140.
  • control unit may be included in the RFIC 140, or may constitute a switch IC together with a switch controlled by the control unit.
  • the high-frequency front-end circuit 130 has a steep attenuation characteristic, and has a resonance bandwidth of an elastic wave resonator.
  • a high-frequency front-end circuit and a communication device having a low-loss passband without being limited to the above can be realized.
  • the high-frequency filter, the multiplexer, the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the present invention have been described with reference to the embodiments.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments.
  • Examples and various devices including the high-frequency filter, the multiplexer, the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the present invention are also included in the present invention.
  • the elastic wave resonator in the above embodiment is not limited to one resonator, and may be configured by a plurality of split resonators obtained by dividing one resonator.
  • an inductor or a capacitor may be connected between the components.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by a wiring connecting the components.
  • the multiplexer is used for splitting the input high-frequency signal, but may be used for multiplexing.
  • the plurality of filters included in the multiplexer include two or more filters in Examples 1 to 3, but any one of the filters in Examples 1 to 3 includes at least one filter. It just needs to be.
  • a diplexer constituted by two filters or a triplex constituted by three filters is shown as a multiplexer, but a multiplexer may be constituted by four or more filters.
  • the high-frequency front-end circuit includes both the switch and the amplifier circuit, but may not include any of the switch and the amplifier circuit.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as high-frequency filters, multiplexers, front-end circuits, and communication devices applicable to multi-band systems.

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Abstract

フィルタ（１０）は、入力端子（１０１ａ）と出力端子（１０２ａ）とを結ぶ経路上において直列接続された２つのキャパシタ（Ｃ１ａおよびＣ１ｂ）と、２つのキャパシタ（Ｃ１ａおよびＣ１ｂ）の直列回路に対して並列接続されたインダクタ（Ｌ２）と、２つのキャパシタ（Ｃ１ａおよびＣ１ｂ）の間における上記経路上のノード（Ｎ）とグランドとの間に接続された並列腕共振子（Ｐ１）と、を備える。

Description

高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置に関する。
　従来、弾性波共振子を用いたラダー（梯子）型フィルタが提案されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１に開示されるように、弾性波共振子をラダー型に配置することで、急峻な減衰特性を有するフィルタを実現できる。
特開平１０－３３５９６５号公報
　ラダー型フィルタの通過帯域は、当該フィルタを構成する各弾性波共振子の共振周波数と***振周波数との間の帯域幅（共振帯域幅と呼ぶ）によって決まる。つまり、ラダー型フィルタの通過帯域は、各弾性波共振子の共振帯域幅によって制限される。例えば、共振帯域幅よりも広い通過帯域を実現しようとすると、通過帯域が共振帯域幅に制限されて通過帯域の挿入損失が大きくなる。
　そこで、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する高周波フィルタ等を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波フィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子と、前記２つの第１インピーダンス素子の直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子と、前記２つの第１インピーダンス素子の間における前記経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、前記第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの一方であり、前記第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの他方である。
　本発明の一態様に係るマルチプレクサは、それぞれが上記の高周波フィルタである第１フィルタおよび第２フィルタを含む、複数のフィルタを備え、前記複数のフィルタの入力端子または出力端子は、共通端子に接続されている。
　本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記のマルチプレクサと、前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続されたスイッチと、前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える。
　本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。
　本発明によれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する高周波フィルタ等を実現できる。
図１は、実施例１に係るフィルタの回路構成図である。 図２Ａは、本発明の原理を説明するための図である。 図２Ｂは、本発明の原理を説明するための図である。 図３Ａは、本発明の原理を説明するための図である。 図３Ｂは、本発明の原理を説明するための図である。 図４Ａは、本発明の原理を説明するための図である。 図４Ｂは、本発明の原理を説明するための図である。 図５は、比較例１に係るフィルタの回路構成図である。 図６は、実施例１に係るフィルタの通過特性および比較例１に係るフィルタの通過特性を比較して示すグラフである。 図７は、比較例２に係るフィルタの回路構成図である。 図８Ａは、実施例１に係るフィルタ（ローパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ（ローパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。 図８Ｂは、実施例１に係るフィルタ（ハイパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ（ハイパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。 図９は、実施例２に係るフィルタの回路構成図である。 図１０Ａは、実施例２に係るフィルタ（ローパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ（ローパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。 図１０Ｂは、実施例２に係るフィルタ（ハイパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ（ハイパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。 図１１は、実施例３に係るフィルタの回路構成図である。 図１２は、実施例３に係るフィルタの通過特性および比較例２に係るフィルタの通過特性を比較して示すグラフである。 図１３は、実施例４に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１４は、比較例３に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１５は、実施例４に係るマルチプレクサの通過特性および比較例３に係るマルチプレクサの通過特性を比較して示すグラフである。 図１６は、実施例５に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１７は、実施例５に係るマルチプレクサの通過特性および比較例３に係るマルチプレクサの通過特性を比較して示すグラフである。 図１８は、実施例６に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図１９は、比較例４に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２０は、実施例６に係るマルチプレクサの通過特性および比較例４に係るマルチプレクサの通過特性を比較して示すグラフである。 図２１は、実施例７に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２２は、実施例７に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２３は、実施例８に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２４は、実施例８に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２５は、実施例９に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２６は、実施例９に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図２７は、実施例１０に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２８は、実施例１１に係るマルチプレクサの回路構成図である。 図２９は、実施例１１に係るマルチプレクサの通過特性を示すグラフである。 図３０は、実施例４に係るマルチプレクサを構成する各共振子をワンチップで形成可能な理由を説明するための図である。 図３１は、実施例６に係るマルチプレクサを構成する各共振子をワンチップで形成可能な理由を説明するための図である。 図３２は、実施例６に係るマルチプレクサの構造を模式的に示す上面図である。 図３３は、実施例１の変形例に係るフィルタの回路構成図である。 図３４は、実施例１の変形例に係るフィルタの、スイッチがオフ時およびオン時における通過特性を示すグラフである。 図３５は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路の回路構成図である。 図３６は、実施の形態２に係る通信装置の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　以下では、実施の形態１に係る高周波フィルタおよびマルチプレクサの構成およびそれぞれの通過特性について実施例１～６を用いて説明する。また、各実施例と比較される高周波フィルタおよびマルチプレクサの構成およびそれぞれの通過特性について比較例１～４を用いて説明する。
　まず、各実施例に共通する実施の形態１に係る高周波フィルタの構成について説明した後、各実施例について説明する。なお、以下では、高周波フィルタを、フィルタとも呼ぶ。
　実施の形態１に係るフィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子と、２つの第１インピーダンス素子の直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子と、２つの第１インピーダンス素子の間における上記経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備える。第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの一方であり、第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの他方である。つまり、第１インピーダンス素子がキャパシタである場合には、第２インピーダンス素子はインダクタであり、第１インピーダンス素子がインダクタである場合には、第２インピーダンス素子はキャパシタである。第１インピーダンス素子と第２インピーダンス素子とがこのような関係にあることから、２つの第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子によってＬＣ共振回路（具体的にはＬＣ並列共振回路）が構成される。また、ＬＣ共振回路は、２つの第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子のそれぞれの素子値（キャパシタンス値、インダクタンス値）を適宜設定することによって、ハイパスフィルタとしてもローパスフィルタとしても機能させることができる。
　本発明におけるキャパシタは、理想素子としては全帯域で容量性を示す素子であり、弾性波共振子を含まない。弾性波共振子は、その共振周波数と***振周波数との間の帯域において誘導性を示し、その他の帯域では容量性を示すが、全帯域で容量性を示す素子ではないためである。
　以下、このような構成を前提としたフィルタおよび当該フィルタを備えるマルチプレクサについて説明する。
　［実施例１］
　図１は、実施例１に係るフィルタ１０の回路構成図である。
　フィルタ１０は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂ、インダクタＬ２、ならびに、並列腕共振子Ｐ１を備える。
　キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。以降の実施例および比較例を含め、端子１０１ａを入力端子、端子１０２ａを出力端子として説明するが、端子１０１ａが出力端子であってもよく、端子１０２ａが入力端子であってもよい。
　インダクタＬ２は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ２は、キャパシタＣ１ａと端子１０１ａとの接続点と、キャパシタＣ１ｂと端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。
　フィルタ１０では、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂならびにインダクタＬ２によってＬＣ共振回路１１が構成される。なお、以降の実施例においても、キャパシタおよびインダクタのうちの一方である２つの第１インピーダンス素子と、キャパシタおよびインダクタのうちの他方である第２インピーダンス素子とでＬＣ共振回路が構成されるが、これらを囲む破線と「ＬＣ共振回路」の記載は省略している。
　並列腕共振子Ｐ１は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードＮとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　弾性波共振子は、弾性波を用いた共振子であり、例えば、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を利用した共振子、もしくは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）等である。なお、ＳＡＷには、表面波だけでなく境界波も含まれる。ここでは、弾性波共振子をＳＡＷ共振子とする。これにより、フィルタ１０を構成する弾性波共振子を、圧電性を有する基板上に形成されたＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極により構成できるので、急峻度の高い減衰特性を有する小型かつ低背のフィルタ回路を実現できる。なお、圧電性を有する基板は、少なくとも表面に圧電性を有する基板である。当該基板は、例えば、表面に圧電薄膜を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および、支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、当該基板は、例えば、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、高音速支持基板と、高音速支持基板上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体、または、支持基板と、支持基板上に形成された高音速膜と、高音速膜上に形成された低音速膜と、低音速膜上に形成された圧電薄膜とを含む積層体であってもよい。なお、当該基板は、基板全体に圧電性を有していてもよい。実施例２～６で説明する弾性波共振子（直列腕共振子および並列腕共振子）についても同様であるため、実施例２～６では説明を省略する。
　本発明は、図１に示すように、ＬＣ共振回路１１を構成するキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂ（２つの第１インピーダンス素子）の間に並列腕共振子Ｐ１を接続することを特徴の１つとする。このようにすることの原理について図２Ａから図４Ｂを用いて説明する。
　［原理］
　図２Ａから図４Ｂは、本発明の原理を説明するための図である。
　図２Ａは、フィルタ１０が有する構成のうち、キャパシタＣ１ａおよび並列腕共振子Ｐ１を取り除いた、キャパシタＣ１ｂおよびインダクタＬ２からなるフィルタ（ＬＣ共振回路）を示す図である。図２Ｂは、図２Ａに示すフィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。
　なお、図２Ｂ、図３Ｂおよび図４Ｂで説明するインピーダンス特性を示すスミスチャートには、要求される通過帯域の低域端近傍および高域端近傍、ならびに、要求される減衰帯域の低域端近傍および高域端近傍にマーカーを付加している。また、インピーダンス特性を示すスミスチャートの右には、グラフ中のマーカーｍ＊（ここで、＊はグラフ中のｍに続く数値）における周波数、反射係数の大きさρおよび位相θ、ならびに、インピーダンス（係数のＺ０は例えば５０Ω）が示されている。例えば、要求される通過帯域が２３００ＭＨｚ（マーカーｍ３における周波数）から２６９０ＭＨｚ（マーカーｍ４における周波数）であるとし、要求される減衰帯域が１７１０ＭＨｚ（マーカーｍ１における周波数）から１９２０ＭＨｚ（マーカーｍ２における周波数）であるとする。
　図２Ａに示すフィルタは、例えば、上記要求される通過帯域および減衰帯域を実現するために、ハイパスフィルタとなっており、図２Ｂに示すように、通過帯域の低域端近傍および高域端近傍におけるインピーダンスは５０Ωに近く、減衰帯域の低域端近傍および高域端近傍におけるインピーダンスはオープンに近くなっている。図２Ｂに示すスミスチャート上において、通過帯域の低域端近傍および高域端近傍（マーカーｍ３およびｍ４）を破線円で囲み、減衰帯域の低域端近傍および高域端近傍（マーカーｍ１およびｍ２）を一点鎖線円で囲んでいる。
　図２Ａに示すフィルタは、キャパシタＣ１ｂおよびインダクタＬ２からなるＬＣ共振回路であるため、減衰特性の急峻性を得ることが難しい。これに対して、急峻な減衰極を有する弾性波共振子を追加することで、急峻な減衰特性を得ることが考えられる。
　図３Ａは、図２Ａに示すフィルタの構成に並列腕共振子Ｐ１ａを追加したフィルタであって、キャパシタＣ１ｂ、インダクタＬ２および並列腕共振子Ｐ１ａからなるフィルタを示す図である。並列腕共振子Ｐ１ａは、並列接続されたキャパシタＣ１ｂおよびインダクタＬ２の接続点と端子１０１ａとの間のノードと、グランドとの間に接続されている。
　例えば、並列腕共振子Ｐ１ａは、共振周波数が２２００ＭＨｚであり、***振周波数が２５００ＭＨｚである共振子である。このため、並列腕共振子Ｐ１ａは、共振帯域幅（２２００ＭＨｚから２５００ＭＨｚ）においては誘導性を示し、その他の帯域では容量性を示す。
　図３Ｂは、図３Ａに示すフィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図２Ａに示すフィルタに対して並列腕共振子Ｐ１ａを追加したことによるインピーダンス特性の変化を示すために、図３Ｂには、図２Ｂに示すマーカーｍ１およびｍ２の位置と同じ位置に一点鎖線円を、図２Ｂに示すマーカーｍ３およびｍ４の位置と同じ位置に破線円を付している。
　通過帯域の低域端近傍であるマーカーｍ３における周波数は２３００ＭＨｚであるため、当該周波数において誘導性を示す並列腕共振子Ｐ１ａが追加されたことで、マーカーｍ３の位置は、破線円の位置から反時計回りの方向（矢印Ａの方向）へ回転する。一方で、通過帯域の高域端近傍であるマーカーｍ４における周波数は２６９０ＭＨｚであるため、当該周波数において容量性を示す並列腕共振子Ｐ１ａが追加されたことで、マーカーｍ４の位置は、破線円の位置から時計回りの方向（矢印Ｂの方向）へ回転する。このように、通過帯域の低域端側の周波数におけるインピーダンスと高域端側におけるインピーダンスとがそれぞれ異なる方向に回転するため、通過帯域である２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚのうち、スミスチャートの中心（５０Ω）から離れる帯域が多くなり、通過帯域における挿入損失が大きくなる。
　また、減衰帯域の低域端近傍であるマーカーｍ１における周波数は１７１０ＭＨｚであり、高域端近傍であるマーカーｍ２における周波数は１９２０ＭＨｚであるため、これらの周波数において容量性を示す並列腕共振子Ｐ１ａが追加されたことで、マーカーｍ１およびｍ２の位置は、一点鎖線円の位置から時計回りの方向（矢印Ｃの方向）へ回転する。このように、減衰帯域である１７１０ＭＨｚから１９２０ＭＨｚは、スミスチャートのオープンの位置から離れ、減衰特性が劣化する。
　このように、弾性波共振子を単に追加するだけでは、通過特性が劣化するため、弾性波共振子等の追加の仕方を工夫する必要がある。そこで、本願発明者は、図４Ａに示すように弾性波共振子等を追加することを見出した。図４Ａは、図２Ａに示すフィルタの構成におけるキャパシタＣ１ｂにキャパシタＣ１ａを直列に接続し、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの間のノードとグランドとの間に並列腕共振子Ｐ１を接続したフィルタを示す図である。このように弾性波共振子等を追加することで通過特性が良好となるが、通過特性が良好となる原理について、図４Ｂを用いて考察する。
　図４Ｂは、図４Ａに示すフィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートである。図２Ａに示すフィルタに対してキャパシタＣ１ａおよび並列腕共振子Ｐ１を追加（具体的には、キャパシタＣ１ａ、並列腕共振子Ｐ１の順序で追加）したことによるインピーダンス特性の変化を示すために、図４Ｂには、図２Ｂに示すマーカーｍ１およびｍ２の位置と同じ位置に一点鎖線円を、図２Ｂに示すマーカーｍ３およびｍ４の位置と同じ位置に破線円を付している。
　なお、並列腕共振子Ｐ１は、並列腕共振子Ｐ１ａと同様、共振周波数が２２００ＭＨｚであり、***振周波数が２５００ＭＨｚである共振子である。このため、並列腕共振子Ｐ１は、共振帯域幅（２２００ＭＨｚから２５００ＭＨｚ）においては誘導性を示し、その他の帯域では容量性を示す。
　まず、図２Ａに示すフィルタの構成におけるキャパシタＣ１ｂに対してキャパシタＣ１ａを直列に接続したときのインピーダンスの変化について説明する。
　理想素子としては全帯域で容量性を示すキャパシタＣ１ａがキャパシタＣ１ｂに直列に接続されたことで、各マーカーの位置は、反時計回りの方向に回転する。具体的には、マーカーｍ３およびｍ４の位置は、破線円の位置から矢印Ａの方向へ回転し二点鎖線円の位置付近へ移動する。マーカーｍ１およびｍ２の位置は、一点鎖線円の位置から矢印Ｂの方向へ回転する。なお、マーカーｍ１およびｍ２の位置は、元々、オープンの位置付近にあり、キャパシタＣ１ａが追加されてもスミスチャート上では大きな移動はないため、一点鎖線円の位置から移動した後の位置については上記二点鎖線円のようには図示していない。
　次に、キャパシタＣ１ｂに対してキャパシタＣ１ａを直列に接続した後、さらに、並列腕共振子Ｐ１をキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂ間に接続したときのインピーダンスの変化について説明する。
　通過帯域の低域端近傍であるマーカーｍ３における周波数は２３００ＭＨｚであるため、当該周波数において誘導性を示す並列腕共振子Ｐ１が追加されたことで、マーカーｍ３の位置は、二点鎖線円の位置から反時計回りの方向（矢印Ｃの方向）へ回転する。一方で、通過帯域の高域端近傍であるマーカーｍ４における周波数は２６９０ＭＨｚであるため、当該周波数において容量性を示す並列腕共振子Ｐ１が追加されたことで、マーカーｍ４の位置は、二点鎖線円の位置から時計回りの方向（矢印Ｄの方向）へ回転する。図２Ａに示すフィルタの状態では破線円内にあったマーカーｍ３およびｍ４の位置を、いったんキャパシタＣ１ａによって矢印Ａの方向へ回転させたため、当該回転後の二点鎖線円の位置から並列腕共振子Ｐ１によってマーカーｍ３およびｍ４を回転させることで、スミスチャートの中心に近づけることができたと考えられる。よって、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できる。なお、並列腕共振子Ｐ１を追加した後のマーカーｍ３およびｍ４における（つまり通過帯域における）インピーダンスがスミスチャートの中心付近に位置するように、キャパシタＣ１ａのキャパシタンス値（つまり矢印Ａの方向への回転量）は調整されている。
　また、減衰帯域の低域端近傍であるマーカーｍ１における周波数は１７１０ＭＨｚであり、高域端近傍であるマーカーｍ２における周波数は１９２０ＭＨｚであるため、これらの周波数において容量性を示す並列腕共振子Ｐ１が追加されたことで、マーカーｍ１およびｍ２の位置は、一点鎖線円の位置から時計回りの方向（矢印Ｅの方向）へ回転する。図２Ａに示すフィルタの状態では一点鎖線円内にあったマーカーｍ１およびｍ２の位置を、いったんキャパシタＣ１ａによって矢印Ｂの方向へ回転させたため、当該回転後の位置から並列腕共振子Ｐ１によってマーカーｍ１およびｍ２を矢印Ｅの方向へ回転させても、スミスチャートのオープンの位置から離れないようにすることができる。よって、減衰特性の劣化を抑制できる。
　このような原理により、２つの第１インピーダンス素子（ここではキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂ）と第２インピーダンス素子（ここではインダクタＬ２）とから構成されるＬＣ共振回路における２つの第１インピーダンス素子の間と、グランドとの間に並列腕共振子を接続することで、通過特性が良好になると考えられる。
　［実施例１に係るフィルタの通過特性］
　次に、実施例１に係るフィルタ１０の通過特性について比較例１および２と比較しながら説明する。
　図５は、比較例１に係るフィルタ２０の回路構成図である。
　比較例１に係るフィルタ２０は、並列腕共振子が接続される位置が実施例１に係るフィルタ１０と異なる。その他の点はフィルタ１０におけるものと同じであるため説明は省略する。
　フィルタ２０では、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂおよびインダクタＬ２により構成されるＬＣ共振回路と端子１０１ａとの間のノードとグランドとの間に並列腕共振子Ｐ１ａが接続されている。つまり、フィルタ２０では、並列腕共振子Ｐ１ａは、実施例１のようにキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの間に接続されておらず、図３Ａに示すフィルタと同じような構成となっている。
　図６は、実施例１に係るフィルタ１０の通過特性および比較例１に係るフィルタ２０の通過特性を比較して示すグラフである。図６の上側に示すグラフは、下側に示すグラフの破線円周辺を拡大した図である。なお、以降の通過特性を示す図についても、破線円に「拡大」と示しているものは同様である。図６において、実線は実施例１に係るフィルタ１０の通過特性を示し、破線は比較例１に係るフィルタ２０の通過特性を示す。なお、図６は、フィルタ１０および２０をハイパスフィルタとして機能するように設計したときの通過特性を示すグラフとなっている。
　フィルタ１０および２０は弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図６に示すように、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０は、フィルタ２０と比べて、通過帯域（２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚ）における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０が１．１９１ｄＢであるのに対して、フィルタ１０は０．８３８ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０が４．２１６ｄＢであるのに対して、フィルタ１０は１．３９１ｄＢと小さくなっている。
　図７は、比較例２に係るフィルタ２０ａの回路構成図である。
　比較例２に係るフィルタ２０ａは、直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０、インダクタＬ２０、ならびに、並列腕共振子Ｐ１０を備える。
　直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０は、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続されている。
　インダクタＬ２０は、直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０の直列回路に対して並列接続されている。具体的には、インダクタＬ２０は、直列腕共振子Ｓ１０と端子１０１ａとの接続点と、直列腕共振子Ｓ２０と端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ１０は、直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０の間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　比較例２に係るフィルタ２０ａは、２つのキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの代わりに直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０が接続され、弾性波共振子がラダー型に配置されたラダー型フィルタである点が、実施例１に係るフィルタ１０と異なる。なお、フィルタ２０ａがフィルタ１０と同等の通過帯域となるように、直列腕共振子Ｓ１０およびＳ２０、インダクタＬ２０ならびに並列腕共振子Ｐ１０は、素子パラメータが調整されている。
　弾性波共振子は、その共振周波数と***振周波数との間を除く帯域において容量性を示し、キャパシタの代わりとしても用いることもできる。つまり、実施例１に係るフィルタ１０の機能を比較例２に係るフィルタ２０ａによっても実現できるとも考えられる。しかし、ラダー型フィルタの通過帯域は、各弾性波共振子の共振帯域幅によって制限される。そこで、実施例１の比較対象として比較例２を挙げることで、本発明のフィルタがラダー型フィルタと比べてどの程度通過特性が優れているかを確認することができる。
　図８Ａは、実施例１に係るフィルタ１０（ローパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ２０ａ（ローパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。図８Ａにおいて、実線は実施例１に係るフィルタ１０の通過特性を示し、破線は比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を示す。
　フィルタ１０およびフィルタ２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図８Ａに示すように、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０は、フィルタ２０ａと比べて、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２２００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが１．５６１ｄＢであるのに対して、フィルタ１０は０．７９２ｄＢと小さくなっている。
　図８Ｂは、実施例１に係るフィルタ１０（ハイパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ２０ａ（ハイパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。図８Ｂにおいて、実線は実施例１に係るフィルタ１０の通過特性を示し、破線は比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を示す。
　フィルタ１０およびフィルタ２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図８Ｂに示すように、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０は、フィルタ２０ａと比べて、通過帯域（２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚ）における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが０．９４ｄＢであるのに対して、フィルタ１０は０．９２２ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが１．４８３ｄＢであるのに対して、フィルタ１０は１．１ｄＢと小さくなっている。
　このように、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの代わりに弾性波共振子を用いたラダー型フィルタは、通過特性が劣化することがわかる。すなわち、本発明のように、ＬＣ共振回路を構成する際に、キャパシタの代わりに弾性波共振子を使用しないことで、通過特性の劣化を抑制できる。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、ラダー型フィルタのように弾性波共振子の共振帯域幅（例えば３００ＭＨｚ等）に制限されず低損失な通過帯域を有するフィルタ１０を実現できる。
　［実施例２］
　図９は、実施例２に係るフィルタ１０ａの回路構成図である。
　フィルタ１０ａは、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂ、キャパシタＣ２、ならびに、並列腕共振子Ｐ２を備える。
　インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　キャパシタＣ２は、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、キャパシタＣ２は、インダクタＬ１ａと端子１０１ａとの接続点と、インダクタＬ１ｂと端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。実施例２では、２つの第１インピーダンス素子がインダクタであり、第２インピーダンス素子がキャパシタである点が、実施例１と異なる。
　フィルタ１０ａでは、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂならびにキャパシタＣ２によってＬＣ共振回路が構成される。
　並列腕共振子Ｐ２は、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　［実施例２に係るフィルタの通過特性］
　次に、実施例２に係るフィルタ１０ａの通過特性について比較例２と比較しながら説明する。
　図１０Ａは、実施例２に係るフィルタ１０ａ（ローパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ２０ａ（ローパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。図１０Ａにおいて、実線は実施例２に係るフィルタ１０ａの通過特性を示し、破線は比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を示す。
　フィルタ１０ａおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１０Ａに示すように、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０ａは、フィルタ２０ａと比べて、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２２００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが１．５６１ｄＢであるのに対して、フィルタ１０ａは０．８２５ｄＢと小さくなっている。
　図１０Ｂは、実施例２に係るフィルタ１０ａ（ハイパスフィルタ）の通過特性および比較例２に係るフィルタ２０ａ（ハイパスフィルタ）の通過特性を比較して示すグラフである。図１０Ｂにおいて、実線は実施例２に係るフィルタ１０ａの通過特性を示し、破線は比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を示す。
　フィルタ１０ａおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、図１０Ｂに示すように、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０ａは、フィルタ２０ａと比べて、通過帯域（２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚ）における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが０．９４ｄＢであるのに対して、フィルタ１０ａは０．８３８ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが１．４８３ｄＢであるのに対して、フィルタ１０ａは１．３９１ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するフィルタ１０ａを実現できる。
　［実施例３］
　図１１は、実施例３に係るフィルタ１０ｂの回路構成図である。
　例えば、実施例１、２に係るフィルタは、さらに、２つの第１インピーダンス素子のうちのいずれかに並列接続された第３インピーダンス素子を備えていてもよい。第１インピーダンス素子がインダクタである場合、前記第３インピーダンス素子はキャパシタであり、第１インピーダンス素子がキャパシタである場合、第３インピーダンス素子はインダクタである。以下、実施例３として、第１インピーダンス素子がインダクタであり、第３インピーダンス素子がキャパシタであるフィルタ、具体的には、実施例２におけるインダクタＬ１ａ（第１インピーダンス素子）にキャパシタＣ３が並列接続されたフィルタ１０ｂについて説明する。
　フィルタ１０ｂは、実施例２に係るフィルタ１０ａの構成に加え、キャパシタＣ３を備える。その他の点は、実施例２におけるものと同じであるため説明は省略する。
　キャパシタＣ３は、インダクタＬ１ａと並列に接続されている。なお、キャパシタＣ３は、インダクタＬ１ａの代わりにインダクタＬ１ｂと並列に接続されていてもよい。
　［実施例３に係るフィルタの通過特性］
　次に、実施例３に係るフィルタ１０ｂの通過特性について比較例２と比較しながら説明する。
　図１２は、実施例３に係るフィルタ１０ｂの通過特性および比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を比較して示すグラフである。図１２において、実線は実施例３に係るフィルタ１０ｂの通過特性を示し、破線は比較例２に係るフィルタ２０ａの通過特性を示す。なお、図１２は、フィルタ１０ｂおよび２０ａをハイパスフィルタとして機能するように設計したときの通過特性を示すグラフとなっている。
　フィルタ１０ｂおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１２に示すように、ともに急峻な減衰特性を有している。一方で、フィルタ１０ｂは、フィルタ２０ａと比べて、通過帯域（２３００ＭＨｚから２６９０ＭＨｚ）における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが０．９４ｄＢであるのに対して、フィルタ１０ａは０．９０７ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、フィルタ２０ａが１．４８３ｄＢであるのに対して、フィルタ１０ａは１．３１４ｄＢと小さくなっている。実施例３では、キャパシタＣ３が設けられることで通過帯域の高域端近傍においてインピーダンスを５０Ωに近づけることができるため、２６９０ＭＨｚにおいて、実施例２よりも挿入損失を小さくすることが可能となっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するフィルタ１０ｂを実現できる。
　なお、詳細な説明は省略するが、実施例１におけるキャパシタＣ１ａ（第１インピーダンス素子）にインダクタを並列接続することでも、実施例３と同様に、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するフィルタ１０を実現できる。
　［マルチプレクサへの適用］
　上記説明した実施例１～３に係るフィルタは、マルチプレクサに適用することができる。このようなマルチプレクサを実施例４～１１として説明する。実施例４～１１に係るマルチプレクサは、具体的には、実施例１～３に係るフィルタをそれぞれが含む複数のフィルタを備える。なお、実施例６、実施例９および実施例１０で説明するように、マルチプレクサは、複数のフィルタ以外のフィルタ（実施例６では第３フィルタ、実施例９ではローパスフィルタ、実施例１０ではハイパスフィルタ）を備える場合もある。複数のフィルタの入力端子または出力端子は、共通端子に接続されている。複数のフィルタは、少なくとも第１フィルタおよび第２フィルタを含み、第１フィルタの入力端子または出力端子、および、第２フィルタの入力端子または出力端子は、共通端子に接続される。以降の実施例および比較例では、複数のフィルタの入力端子が共通端子に接続されるが、出力端子が共通端子に接続されていてもよい。なお、マルチプレクサが複数のフィルタ以外のフィルタを備える場合、複数のフィルタ以外のフィルタの入力端子または出力端子も共通端子に接続される。
　また、実施例４～１１に係るマルチプレクサは、例えば、マルチプレクサを構成するフィルタ（マルチプレクサにおいて入力端子または出力端子が共通端子に接続されているフィルタ）のそれぞれに対応する複数の周波数帯域の信号を同時に送受信する、いわゆるＣＡに対応していてもよい。
　また、マルチプレクサを構成するフィルタのそれぞれに対応する複数の周波数帯域は、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ：４Ｇ）のＢａｎｄであってもよいし、ＮＲ（Ｎｅｗ　Ｒａｄｉｏ：５Ｇ）のＢａｎｄであってもよい。また、当該複数の周波数帯域は、ＮＲのＢａｎｄとして、例えば、ｓｕｂ　６ＧＨｚ（ｎ７７（３．３－４．２ＧＨｚ）、ｎ７８（３．３－３．８ＧＨｚ）、ｎ７９（４．４－５．０ＧＨｚ）、５．０－７．１２５ＧＨｚ）であってもよい。５．０－７．１２５ＧＨｚのＢａｎｄとして、例えば、Ｂａｎｄ４６（５１５０－５９２５ＭＨｚ）あるいはＢａｎｄ４７（５８５５－５９２５ＭＨｚ）等が用いられる。また、当該複数の周波数帯域は、例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）のＬ５であってもよい。また、例えば、当該複数の周波数帯域には、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）の５ＧＨｚの帯域が含まれてもよい。５ＧＨｚの帯域は、例えば、５１５０－５７２５ＭＨｚであってもよい。例えば、第１フィルタおよび第２フィルタは、これらのいずれかの周波数帯域を通過帯域に含むフィルタであってもよい。
　また、例えば、マルチプレクサは、６９９ＭＨｚから９６０ＭＨｚを通過帯域に含むフィルタと、１．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、１．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含んでいてもよい。また、例えば、マルチプレクサは、６９９ＭＨｚから２．７ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、３．３ＧＨｚから４．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、４．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含んでいてもよい。
　［実施例４］
　図１３は、実施例４に係るマルチプレクサ３０の回路構成図である。
　マルチプレクサ３０における複数のフィルタは、２つの実施例１～３に係るフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０は、実施例１に係るフィルタを２つ備えるダイプレクサである。ここでは、実施例１に係る２つのフィルタをフィルタ１０および１０ｄとしている。例えば、フィルタ１０ｄは第１フィルタであり、フィルタ１０は第２フィルタである。
　フィルタ１０ｄは、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄ、インダクタＬ５、ならびに、並列腕共振子Ｐ３を備える。
　キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ５は、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ５は、キャパシタＣ１ｃと端子１０１ａとの接続点と、キャパシタＣ１ｄと端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ３は、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　このように、フィルタ１０ｄは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　フィルタ１０ｄが備える第１インピーダンス素子、および、フィルタ１０が備える第１インピーダンス素子は、いずれもキャパシタである。
　端子１０１ｂは例えば入力端子であり、端子１０２ｂは例えば出力端子である。マルチプレクサ３０では、フィルタ１０ｄの入力端子（端子１０１ａ）およびフィルタ１０の入力端子（端子１０１ｂ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａおよび１０１ｂとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。
　例えば、フィルタ１０ｄはハイパスフィルタであり、フィルタ１０はローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｄの通過帯域はフィルタ１０の通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０は、２つの周波数帯域に対応することができる。なお、図１３において、フィルタ１０ｄの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０の端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｄの通過帯域がフィルタ１０の通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例４に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例４に係るマルチプレクサ３０の通過特性について比較例３と比較しながら説明する。
　図１４は、比較例３に係るマルチプレクサ４０の回路構成図である。
　マルチプレクサ４０は、２つの比較例２に係るフィルタからなるダイプレクサである。ここでは、２つの比較例２に係るフィルタをフィルタ２０ａおよび２０ｂとしているが、フィルタ２０ｂは、フィルタ２０ａと構成が同じであるため説明を省略する。
　例えば、フィルタ２０ａはハイパスフィルタであり、フィルタ２０ｂはローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ２０ａの通過帯域はフィルタ２０ｂの通過帯域よりも高い。なお、図１４において、フィルタ２０ａの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ２０ｂの端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ２０ａの通過帯域がフィルタ２０ｂの通過帯域よりも高いことを示している。フィルタ２０ａは、フィルタ１０ｄと同等の通過帯域となるようにフィルタ２０ａを構成する素子値が設定され、フィルタ２０ｂは、フィルタ１０と同等の通過帯域となるようにフィルタ２０ｂを構成する素子値が設定されている。
　図１５は、実施例４に係るマルチプレクサ３０の通過特性および比較例３に係るマルチプレクサ４０の通過特性を比較して示すグラフである。図１５において、実線は実施例４に係るマルチプレクサ３０の通過特性を示し、破線は比較例３に係るマルチプレクサ４０の通過特性を示す。図１５には、マルチプレクサ３０を構成するフィルタ１０ｄおよびマルチプレクサ４０を構成するフィルタ２０ａにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０を構成するフィルタ１０およびマルチプレクサ４０を構成するフィルタ２０ｂにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｄおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１５の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０および２０ｂについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１５の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。一方で、マルチプレクサ３０は、マルチプレクサ４０と比べて、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２２００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．８０６ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０は１．２２６ｄＢと小さくなっている。また、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．７７８ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０は１．２１７ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．０２ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０は０．７８８ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０を実現できる。
　なお、ここでは、第１フィルタをフィルタ１０ｄ（実施例１に係るフィルタ）としているが、第１フィルタをフィルタ１０ａ（実施例２に係るフィルタ）としてもよい。
　ただし、本実施例のように、フィルタ１０ｄ（第１フィルタ）が備える第１インピーダンス素子、および、フィルタ１０（第２フィルタ）が備える第１インピーダンス素子のいずれもキャパシタとすることで、第１フィルタをフィルタ１０ａとした場合と比べて、より低損失な通過帯域を有するマルチプレクサを実現できる。
　インダクタはキャパシタと比べてＱ値が低く、実施例２に係るフィルタ１０ａよりもインダクタの数が少ない実施例１に係るフィルタ１０ｄを用いることで、マルチプレクサにおいてＱ値の低いインダクタが使用される総数が少なくなるためである。つまり、Ｑ値の高いキャパシタが使用される総数が多くなり低損失化を図れるためである。
　［実施例５］
　図１６は、実施例５に係るマルチプレクサ３０ａの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ａは、実施例４に係るマルチプレクサ３０におけるフィルタ１０ｄの代わりにフィルタ１０ｂを備える。その他の点は、実施例４におけるものと同じであるため説明は省略する。
　例えば、フィルタ１０ｂはハイパスフィルタであり、フィルタ１０はローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｂの通過帯域はフィルタ１０の通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ａは、２つの周波数帯域に対応することができる。なお、図１６において、フィルタ１０ｂの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０の端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｂの通過帯域がフィルタ１０の通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例５に係るマルチプレクサの通過特性］
　図１７は、実施例５に係るマルチプレクサ３０ａの通過特性および比較例３に係るマルチプレクサ４０の通過特性を比較して示すグラフである。図１７において、実線は実施例５に係るマルチプレクサ３０ａの通過特性を示し、破線は比較例３に係るマルチプレクサ４０の通過特性を示す。図１７には、マルチプレクサ３０ａを構成するフィルタ１０ｂおよびマルチプレクサ４０を構成するフィルタ２０ａにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ａを構成するフィルタ１０およびマルチプレクサ４０を構成するフィルタ２０ｂにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｂおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１７の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０および２０ｂについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図１７の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。一方で、マルチプレクサ３０ａは、マルチプレクサ４０と比べて、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２２００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．８０６ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０ａは１．０５ｄＢと小さくなっている。また、２３００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．７７８ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０は１．０７４ｄＢと小さく、また、２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０が１．０２ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０は０．８９７ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ａを実現できる。
　［実施例６］
　図１８は、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｂにおける複数のフィルタは、２つの実施例１～３に係るフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。また、マルチプレクサ３０ｂは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されている第３フィルタを備える。第３フィルタは、少なくとも１つの直列腕共振子と少なくとも１つの並列腕共振子とを備える。具体的には、マルチプレクサ３０ｂは、実施例１に係るフィルタ１０、実施例３に係るフィルタ１０ｂ、および、フィルタ２０ｃからなるトリプレクサである。例えば、フィルタ１０ｂは第１フィルタであり、フィルタ１０は第２フィルタであり、フィルタ２０ｃは第３フィルタである。
　端子１０１ｃは例えば入力端子であり、端子１０２ｃは例えば出力端子である。マルチプレクサ３０ｂでは、フィルタ１０ｂの入力端子（端子１０１ａ）、フィルタ２０ｃの入力端子（端子１０１ｃ）およびフィルタ１０の入力端子（端子１０１ｂ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａ、１０１ｂおよび１０１ｃとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。
　例えば、フィルタ１０ｂはハイパスフィルタであり、フィルタ１０はローパスフィルタであり、フィルタ２０ｃはバンドパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｂの通過帯域はフィルタ１０の通過帯域よりも高く、かつ、フィルタ２０ｃの通過帯域は、フィルタ１０ｂの通過帯域よりも低く、フィルタ１０の通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｂは、３つの周波数帯域に対応することができる。なお、図１８において、フィルタ１０ｂの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ２０ｃの端子１０２ｃの横に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、フィルタ１０の端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｂの通過帯域がフィルタ２０ｃの通過帯域よりも高く、フィルタ２０ｃの通過帯域がフィルタ１０の通過帯域よりも高いことを示している。
　フィルタ２０ｃは、少なくとも１つの直列腕共振子として直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０を備え、少なくとも１つの並列腕共振子として並列腕共振子Ｐ２０およびＰ３０を備える。直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０は、端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上において直列接続されている。並列腕共振子Ｐ２０は、直列腕共振子Ｓ３０と直列腕共振子Ｓ４０との間のノードとグランドとの間に接続され、並列腕共振子Ｐ３０は、直列腕共振子Ｓ４０と端子１０２ｃとの間のノードとグランドとの間に接続されている。なお、フィルタ２０ｃは、少なくとも１つの直列腕共振子として１つまたは３つ以上の直列腕共振子を備えていてもよく、少なくとも１つの並列腕共振子として１つまたは３つ以上の並列腕共振子を備えていてもよい。
　［実施例６に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂの通過特性について比較例４と比較しながら説明する。
　図１９は、比較例４に係るマルチプレクサ４０ａの回路構成図である。
　マルチプレクサ４０ａは、２つの比較例２に係るフィルタ、および、フィルタ２０ｃからなるトリプレクサである。ここでは、２つの比較例２に係るフィルタをフィルタ２０ａおよび２０ｂとしている。また、比較例４におけるフィルタ２０ｃは、実施例６におけるものと同じものである。
　例えば、フィルタ２０ａはハイパスフィルタであり、フィルタ２０ｂはローパスフィルタであり、フィルタ２０ｃはバンドパスフィルタである。また、例えば、フィルタ２０ａの通過帯域はフィルタ２０ｂの通過帯域よりも高く、かつ、フィルタ２０ｃの通過帯域は、フィルタ２０ａの通過帯域よりも低く、フィルタ２０ｂの通過帯域よりも高い。なお、図１９において、フィルタ２０ａの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ２０ｃの端子１０２ｃの横に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、フィルタ２０ｂの端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ２０ａの通過帯域がフィルタ２０ｃの通過帯域よりも高く、フィルタ２０ｃの通過帯域がフィルタ２０ｂの通過帯域よりも高いことを示している。フィルタ２０ａは、フィルタ１０ｂと同等の通過帯域となるようにフィルタ２０ａを構成する素子値が設定され、フィルタ２０ｂは、フィルタ１０と同等の通過帯域となるようにフィルタ２０ｂを構成する素子値が設定されている。
　図２０は、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂの通過特性および比較例４に係るマルチプレクサ４０ａの通過特性を比較して示すグラフである。図２０において、実線は実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂの通過特性を示し、破線は比較例４に係るマルチプレクサ４０ａの通過特性を示す。図２０には、マルチプレクサ３０ｂを構成するフィルタ１０ｂおよびマルチプレクサ４０ａを構成するフィルタ２０ａにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｂおよび４０ａをそれぞれ構成するフィルタ２０ｃにより形成される通過帯域に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｂを構成するフィルタ１０およびマルチプレクサ４０ａを構成するフィルタ２０ｂにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｂおよび２０ａは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２０の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０および２０ｂについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２０の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、各マルチプレクサはともに急峻な減衰特性を有している。一方で、マルチプレクサ３０ｂは、マルチプレクサ４０ａと比べて、通過帯域における挿入損失が大きくなることを抑制できている。具体的には、２２００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０ａが１．４８８ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０ｂは１．１５ｄＢと小さくなっている。また、２５００ＭＨｚにおける挿入損失は、マルチプレクサ４０ａが１．２２５ｄＢであるのに対して、マルチプレクサ３０ｂは１．０７４ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｂを実現できる。
　［実施例７］
　図２１は、実施例７に係るマルチプレクサ３０ｃの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｃにおける複数のフィルタは、実施例１～３に係るフィルタを組み合わせたフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０ｃは、フィルタ１０ｅおよび１０ｆを備えるダイプレクサであり、フィルタ１０ｅおよび１０ｆは、それぞれ、実施例１および実施例２に係るフィルタを組み合わせたフィルタである。例えば、フィルタ１０ｆは第１フィルタであり、フィルタ１０ｅは第２フィルタである。
　フィルタ１０ｅは、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ２、インダクタＬ１ａ、Ｌ１ｂ、Ｌ１０、Ｌ１１、並列腕共振子Ｐ１およびＰ２を備える。
　キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ１ａは、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ１ａは、キャパシタＣ１ａと端子１０１ｂとの接続点と、キャパシタＣ１ｂとインダクタＬ１ｂとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ１は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１０は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ１と直列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｅにおけるキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、インダクタＬ１ａおよび並列腕共振子Ｐ１により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　本実施例では、インダクタＬ１ａは、第１インピーダンス素子でもある。インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列に接続されており、インダクタＬ１ａ、Ｌ１ｂおよびキャパシタＣ２に着目した場合には、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂは第１インピーダンス素子となるためである。
　キャパシタＣ２は、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、キャパシタＣ２は、インダクタＬ１ａと端子１０１ｂとの接続点と、インダクタＬ１ｂと端子１０２ｂとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ２は、インダクタＬ１ａおよびＬ１ｂの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１１は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ２と直列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｅにおけるインダクタＬ１ａ、Ｌ１ｂ、キャパシタＣ２および並列腕共振子Ｐ２により構成されるフィルタは、実施例２のフィルタ１０ａと同様の構成を有する。
　フィルタ１０ｆは、キャパシタＣ１ｃ、Ｃ１ｄ、Ｃ４、インダクタＬ１ｃ、Ｌ１ｄ、Ｌ１２、Ｌ１３、並列腕共振子Ｐ３およびＰ４を備える。
　キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ１ｃは、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ１ｃは、キャパシタＣ１ｃと端子１０１ａとの接続点と、キャパシタＣ１ｄとインダクタＬ１ｄとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ３は、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１２は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ３と直列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｆにおけるキャパシタＣ１ｃ、Ｃ１ｄ、インダクタＬ１ｃおよび並列腕共振子Ｐ３により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　本実施例では、インダクタＬ１ｃは、第１インピーダンス素子でもある。インダクタＬ１ｃおよびＬ１ｄは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列に接続されており、インダクタＬ１ｃ、Ｌ１ｄおよびキャパシタＣ４に着目した場合には、インダクタＬ１ｃおよびＬ１ｄは第１インピーダンス素子となるためである。
　キャパシタＣ４は、インダクタＬ１ｃおよびＬ１ｄの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、キャパシタＣ４は、インダクタＬ１ｃと端子１０１ａとの接続点と、インダクタＬ１ｄと端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ４は、インダクタＬ１ｃおよびＬ１ｄの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１３は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ４と直列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｆにおけるインダクタＬ１ｃ、Ｌ１ｄ、キャパシタＣ４および並列腕共振子Ｐ４により構成されるフィルタは、実施例２のフィルタ１０ａと同様の構成を有する。
　マルチプレクサ３０ｃでは、フィルタ１０ｆの入力端子（端子１０１ａ）およびフィルタ１０ｅの入力端子（端子１０１ｂ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａおよび１０１ｂとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。
　例えば、フィルタ１０ｆはハイパスフィルタであり、フィルタ１０ｅはローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｆの通過帯域はフィルタ１０ｅの通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｃは、２つの周波数帯域に対応することができる。なお、図２１において、フィルタ１０ｆの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０ｅの端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｆの通過帯域がフィルタ１０ｅの通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例７に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例７に係るマルチプレクサ３０ｃの通過特性について説明する。
　図２２は、実施例７に係るマルチプレクサ３０ｃの通過特性を示すグラフである。図２２には、マルチプレクサ３０ｃを構成するフィルタ１０ｆにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｃを構成するフィルタ１０ｅにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｆは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２２の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、マルチプレクサ３０ｃは急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０ｅについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２２の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、マルチプレクサ３０ｃは急峻な減衰特性を有している。また、マルチプレクサ３０ｃの１４３０ＭＨｚ、１８８０ＭＨｚ、２２００ＭＨｚ、２３００ＭＨｚおよび２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、それぞれ、０．８１ｄＢ、０．４４ｄＢ、１．４７ｄＢ、１．４４ｄＢおよび１．１５ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｃを実現できる。
　［実施例８］
　図２３は、実施例８に係るマルチプレクサ３０ｄの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｄにおける複数のフィルタは、実施例１～３に係るフィルタを組み合わせたフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０ｄは、フィルタ１０ｇおよび１０ｈを備えるダイプレクサであり、フィルタ１０ｇおよび１０ｈは、それぞれ、実施例１のフィルタ１０と同じようなフィルタを２つ直列に接続したフィルタである。例えば、フィルタ１０ｈは第１フィルタであり、フィルタ１０ｇは第２フィルタである。
　フィルタ１０ｇは、キャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｅ、Ｃ１ｆ、インダクタＬ２、Ｌ６、Ｌ１４、並列腕共振子Ｐ１およびＰ４を備える。
　キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ２は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ２は、キャパシタＣ１ａと端子１０１ｂとの接続点と、キャパシタＣ１ｂとキャパシタＣ１ｅとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ１は、キャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　フィルタ１０ｇにおけるキャパシタＣ１ａ、Ｃ１ｂ、インダクタＬ２および並列腕共振子Ｐ１により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　キャパシタＣ１ｅおよびＣ１ｆは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ６は、キャパシタＣ１ｅおよびＣ１ｆの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ６は、キャパシタＣ１ｅとキャパシタＣ１ｂの接続点と、キャパシタＣ１ｆと端子１０２ｂとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ４は、キャパシタＣ１ｅおよびＣ１ｆの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１４は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ４と並列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｇにおけるキャパシタＣ１ｅ、Ｃ１ｆ、インダクタＬ６および並列腕共振子Ｐ４により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　フィルタ１０ｈは、キャパシタＣ１ｃ、Ｃ１ｄ、Ｃ１ｇ、Ｃ１ｈ、インダクタＬ５、Ｌ６、Ｌ１５、並列腕共振子Ｐ３およびＰ５を備える。
　キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ５は、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ５は、キャパシタＣ１ｃと端子１０１ａとの接続点と、キャパシタＣ１ｄとキャパシタＣ１ｇとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ３は、キャパシタＣ１ｃおよびＣ１ｄの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　フィルタ１０ｈにおけるキャパシタＣ１ｃ、Ｃ１ｄ、インダクタＬ５および並列腕共振子Ｐ３により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　キャパシタＣ１ｇおよびＣ１ｈは、端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ７は、キャパシタＣ１ｇおよびＣ１ｈの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ７は、キャパシタＣ１ｇとキャパシタＣ１ｄとの接続点と、キャパシタＣ１ｈと端子１０２ａとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ５は、キャパシタＣ１ｇおよびＣ１ｈの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ１５は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ５と直列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｈにおけるキャパシタＣ１ｇ、Ｃ１ｈ、インダクタＬ７および並列腕共振子Ｐ５により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　マルチプレクサ３０ｄでは、フィルタ１０ｈの入力端子（端子１０１ａ）およびフィルタ１０ｇの入力端子（端子１０１ｂ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａおよび１０１ｂとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。
　例えば、フィルタ１０ｈはハイパスフィルタであり、フィルタ１０ｇはローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｈの通過帯域はフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｄは、２つの周波数帯域に対応することができる。なお、図２３において、フィルタ１０ｈの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０ｇの端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｈの通過帯域がフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例８に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例８に係るマルチプレクサ３０ｄの通過特性について説明する。
　図２４は、実施例８に係るマルチプレクサ３０ｄの通過特性を示すグラフである。図２４には、マルチプレクサ３０ｄを構成するフィルタ１０ｈにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｄを構成するフィルタ１０ｇにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｈは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２４の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、マルチプレクサ３０ｄは急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０ｇについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２４の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、マルチプレクサ３０ｄは急峻な減衰特性を有している。また、マルチプレクサ３０ｄの１４３０ＭＨｚ、１８８０ＭＨｚ、２２００ＭＨｚ、２３００ＭＨｚおよび２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、それぞれ、０．８９ｄＢ、０．５１ｄＢ、１．２１ｄＢ、１．２１ｄＢおよび０．９３ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｄを実現できる。
　［実施例９］
　図２５は、実施例９に係るマルチプレクサ３０ｅの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｅにおける複数のフィルタは、実施例１～３に係るフィルタを組み合わせたフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。また、マルチプレクサ３０ｅは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されているローパスフィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０ｅは、フィルタ１０ｇ、１０ｉおよび２０ｄを備えるトリプレクサであり、フィルタ１０ｇおよび１０ｉは、それぞれ、実施例１のフィルタ１０と同じようなフィルタを２つ直列に接続したフィルタである。また、フィルタ２０ｄは、ローパスフィルタである。例えば、フィルタ１０ｉは第１フィルタであり、フィルタ１０ｇは第２フィルタである。また、マルチプレクサ３０ｅは、キャパシタＣ６およびインダクタＬ１７を備える。
　フィルタ１０ｇについては、実施例８で説明したものと同じ構成であるため説明は省略する。
　フィルタ１０ｉは、実施例８で説明したフィルタ１０ｈの構成に、さらに、キャパシタＣ５およびインダクタＬ１６を備える。キャパシタＣ５およびインダクタＬ１６以外の構成は、フィルタ１０ｈにおけるものと同じであるため説明は省略する。
　キャパシタＣ５は、キャパシタＣ１ｄおよびＣ１ｇの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるキャパシタである。
　インダクタＬ１６は、キャパシタＣ１ｄおよびＣ１ｇの間における端子１０１ａと端子１０２ａとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるインダクタである。
　キャパシタＣ５とインダクタＬ１６とは、直列に接続される。
　フィルタ２０ｄは、キャパシタＣ７、Ｃ８、Ｃ９、Ｃ１０、インダクタＬ１８およびＬ１９を備える。
　キャパシタＣ７およびインダクタＬ１８は、互いに並列に接続され、端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上において並列共振回路を構成する。
　キャパシタＣ９およびインダクタＬ１９は、互いに並列に接続され、端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上において並列共振回路を構成する。
　キャパシタＣ８は、キャパシタＣ７およびＣ９の間における端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるキャパシタである。
　キャパシタＣ１０は、キャパシタＣ９および端子１０２ｃの間における端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるキャパシタである。
　キャパシタＣ６は、共通端子１０３と端子１０１ａ（端子１０１ｂ）とを結ぶ経路上に設けられたキャパシタである。
　インダクタＬ１７は、キャパシタＣ６および端子１０１ａ（端子１０１ｂ）の間における共通端子１０３と端子１０１ａ（端子１０１ｂ）とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるインダクタである。
　例えば、キャパシタＣ６およびインダクタＬ１７は、整合回路を構成している。
　マルチプレクサ３０ｅでは、フィルタ１０ｉの入力端子（端子１０１ａ）、フィルタ１０ｇの入力端子（端子１０１ｂ）およびフィルタ２０ｄの入力端子（端子１０１ｃ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａ、１０１ｂおよび１０１ｃとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。図２５では、共通端子１０３と端子１０１ａおよび１０１ｂとは、間に他の素子を介して間接的に接続されている例を示している。
　例えば、フィルタ１０ｉはハイパスフィルタであり、フィルタ１０ｇはバンドパスフィルタであり、フィルタ２０ｄは上述したようにローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｉの通過帯域はフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｇの通過帯域はフィルタ２０ｄの通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｅは、３つの周波数帯域に対応することができる。なお、図２５において、フィルタ１０ｉの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０ｇの端子１０２ｂの横に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、フィルタ２０ｄの端子１０２ｃの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｉの通過帯域がフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｇの通過帯域がフィルタ２０ｄの通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例９に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例９に係るマルチプレクサ３０ｅの通過特性について説明する。
　図２６は、実施例９に係るマルチプレクサ３０ｅの通過特性を示すグラフである。図２６には、マルチプレクサ３０ｅを構成するフィルタ１０ｉにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｅを構成するフィルタ１０ｇにより形成される通過帯域に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｅを構成するフィルタ２０ｄにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｉは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２６の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、マルチプレクサ３０ｅは急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０ｇについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２６の「Ｍｉｄｄｌｅ」と示す通過帯域の高域端において、マルチプレクサ３０ｅは急峻な減衰特性を有している。また、マルチプレクサ３０ｅの６９９ＭＨｚ、９６０ＭＨｚ、１４３０ＭＨｚ、２２００ＭＨｚ、２３００ＭＨｚおよび２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、それぞれ、０．２９ｄＢ、０．７３ｄＢ、１．３６ｄＢ、１．３４ｄＢ、１．４５ｄＢおよび１．４５ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｅを実現できる。
　［実施例１０］
　図２７は、実施例１０に係るマルチプレクサ３０ｆの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｆにおける複数のフィルタは、実施例１～３に係るフィルタを組み合わせたフィルタとして第１フィルタおよび第２フィルタを含む。また、マルチプレクサ３０ｆは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されているハイパスフィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０ｆは、フィルタ１０ｇ、１０ｉおよび２０ｅを備えるトリプレクサであり、フィルタ１０ｇおよび１０ｉは、それぞれ、実施例１のフィルタ１０と同じようなフィルタを２つ直列に接続したフィルタである。また、フィルタ２０ｅは、ハイパスフィルタである。例えば、フィルタ１０ｉは第１フィルタであり、フィルタ１０ｇは第２フィルタである。また、マルチプレクサ３０ｆは、キャパシタＣ１１およびインダクタＬ２１を備える。
　フィルタ１０ｇについては、実施例８で説明したものと同じ構成であるため説明は省略する。フィルタ１０ｉについては、実施例９で説明したものと同じ構成であるため説明は省略する。
　フィルタ２０ｅは、キャパシタＣ１２、Ｃ１３、Ｃ１４およびインダクタＬ２２を備える。
　キャパシタＣ１２およびＣ１４は、端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上において直列に接続される。
　キャパシタＣ１３は、キャパシタＣ１２およびＣ１４の間における端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるキャパシタである。
　インダクタＬ２２は、キャパシタＣ１２およびＣ１４の間における端子１０１ｃと端子１０２ｃとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるインダクタである。
　キャパシタＣ１３とインダクタＬ２２とは、直列に接続される。
　なお、フィルタ２０ｅは、キャパシタＣ１３を備えていなくてもよい。
　インダクタＬ２１は、共通端子１０３と端子１０１ａ（端子１０１ｂ）とを結ぶ経路上に設けられたインダクタである。
　キャパシタＣ１１は、インダクタＬ２１および端子１０１ａ（端子１０１ｂ）の間における共通端子１０３と端子１０１ａ（端子１０１ｂ）とを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続されるキャパシタである。
　例えば、インダクタＬ２１およびキャパシタＣ１１は、整合回路を構成している。
　なお、マルチプレクサ３０ｆは、インダクタＬ２１およびキャパシタＣ１１を備えていなくてもよい。
　マルチプレクサ３０ｆでは、フィルタ１０ｉの入力端子（端子１０１ａ）、フィルタ１０ｇの入力端子（端子１０１ｂ）およびフィルタ２０ｅの入力端子（端子１０１ｃ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａ、１０１ｂおよび１０１ｃとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。図２７では、共通端子１０３と端子１０１ａおよび１０１ｂとは、間に他の素子を介して間接的に接続されている例を示している。
　例えば、フィルタ１０ｉはバンドパスフィルタであり、フィルタ１０ｇはローパスフィルタであり、フィルタ２０ｅは上述したようにハイパスフィルタである。また、例えば、フィルタ２０ｅの通過帯域はフィルタ１０ｉの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｉの通過帯域はフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｆは、３つの周波数帯域に対応することができる。なお、図２７において、フィルタ１０ｉの端子１０２ａの横に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、フィルタ１０ｇの端子１０２ｂの横に「Ｌｏｗ」と記載し、フィルタ２０ｅの端子１０２ｃの横に「Ｈｉｇｈ」と記載しているのは、フィルタ２０ｅの通過帯域がフィルタ１０ｉの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｉの通過帯域がフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高いことを示している。
　実施例１０に係るマルチプレクサ３０ｆの通過特性の図示は省略するが、マルチプレクサ３０ｆは、実施例９と同じように、弾性波共振子を含むフィルタ１０ｇおよび１０ｉを備えることから、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｆを実現できる。
　［実施例１１］
　図２８は、実施例１１に係るマルチプレクサ３０ｇの回路構成図である。
　マルチプレクサ３０ｇにおける複数のフィルタは、実施例１～３に係るフィルタを組み合わせたフィルタとして第１フィルタ、第２フィルタおよび第４フィルタを含む。具体的には、マルチプレクサ３０ｇは、フィルタ１０ｇ、１０ｉおよび１０ｊを備えるトリプレクサであり、フィルタ１０ｇ、１０ｉおよび１０ｊは、それぞれ、実施例１のフィルタ１０と同じようなフィルタを２つ直列に接続したフィルタである。例えば、フィルタ１０ｉは第１フィルタであり、フィルタ１０ｇは第２フィルタであり、フィルタ１０ｊは第４フィルタである。
　フィルタ１０ｉについては、実施例９で説明したものと同じ構成であるため説明は省略する。
　フィルタ１０ｇについては、端子１０１ｃおよび端子１０２ｃ間に接続されること以外は、実施例８で説明したものと同じ構成であるため説明は省略する。
　フィルタ１０ｊは、キャパシタＣ１ｉ、Ｃ１ｊ、Ｃ１ｋ、Ｃ１ｌ、インダクタＬ８、Ｌ９、Ｌ２３、並列腕共振子Ｐ６およびＰ７を備える。
　キャパシタＣ１ｉおよびＣ１ｊは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ８は、キャパシタＣ１ｉおよびＣ１ｊの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ８は、キャパシタＣ１ｉと端子１０１ｂとの接続点と、キャパシタＣ１ｊとキャパシタＣ１ｋとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ６は、キャパシタＣ１ｉおよびＣ１ｊの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　フィルタ１０ｇにおけるキャパシタＣ１ｉ、Ｃ１ｊ、インダクタＬ８および並列腕共振子Ｐ６により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　キャパシタＣ１ｋおよびＣ１ｌは、端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子である。
　インダクタＬ９は、キャパシタＣ１ｋおよびＣ１ｌの直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子である。具体的には、インダクタＬ９は、キャパシタＣ１ｋとキャパシタＣ１ｊの接続点と、キャパシタＣ１ｌと端子１０２ｂとの接続点との間に接続されている。
　並列腕共振子Ｐ７は、キャパシタＣ１ｋおよびＣ１ｌの間における端子１０１ｂと端子１０２ｂとを結ぶ経路上のノードとグランドとの間に接続される弾性波共振子である。
　インダクタＬ２３は、上記ノードとグランドとの間において並列腕共振子Ｐ７と並列に接続されるインダクタである。
　フィルタ１０ｊにおけるキャパシタＣ１ｋ、Ｃ１ｌ、インダクタＬ９および並列腕共振子Ｐ７により構成されるフィルタは、実施例１のフィルタ１０と同様の構成を有する。
　マルチプレクサ３０ｇでは、フィルタ１０ｉの入力端子（端子１０１ａ）、フィルタ１０ｊの入力端子（端子１０１ｂ）およびフィルタ１０ｇの入力端子（端子１０１ｃ）が共通端子１０３に共通接続されている。なお、共通端子１０３と端子１０１ａ、１０１ｂおよび１０１ｃとは、間に他の素子等を介さずに直接的に接続されていてもよいし、他の素子を介して間接的に接続されていてもよい。
　例えば、フィルタ１０ｉはハイパスフィルタであり、フィルタ１０ｊはバンドパスフィルタであり、フィルタ１０ｇはローパスフィルタである。また、例えば、フィルタ１０ｉの通過帯域はフィルタ１０ｊの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｊの通過帯域はフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高い。これにより、マルチプレクサ３０ｇは、３つの周波数帯域に対応することができる。なお、図２８において、フィルタ１０ｉの端子１０２ａの横に「Ｈｉｇｈ」と記載し、フィルタ１０ｊの端子１０２ｂの横に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、フィルタ１０ｇの端子１０２ｃの横に「Ｌｏｗ」と記載しているのは、フィルタ１０ｉの通過帯域がフィルタ１０ｊの通過帯域よりも高く、フィルタ１０ｊの通過帯域がフィルタ１０ｇの通過帯域よりも高いことを示している。
　［実施例１１に係るマルチプレクサの通過特性］
　次に、実施例１１に係るマルチプレクサ３０ｇの通過特性について説明する。
　図２９は、実施例１１に係るマルチプレクサ３０ｇの通過特性を示すグラフである。図２９には、マルチプレクサ３０ｇを構成するフィルタ１０ｉにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｇを構成するフィルタ１０ｊにより形成される通過帯域に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載している。また、マルチプレクサ３０ｇを構成するフィルタ１０ｇにより形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。
　フィルタ１０ｉは弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２９の「Ｈｉｇｈ」と示す通過帯域の低域端において、マルチプレクサ３０ｇは急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０ｊについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２９の「Ｍｉｄｄｌｅ」と示す通過帯域の高域端および低域端において、マルチプレクサ３０ｇは急峻な減衰特性を有している。また、フィルタ１０ｇについても弾性波共振子を含んでおり、弾性波共振子による急峻な減衰極によって、図２９の「Ｌｏｗ」と示す通過帯域の高域端において、マルチプレクサ３０ｇは急峻な減衰特性を有している。また、マルチプレクサ３０ｇの１４３０ＭＨｚ、２２００ＭＨｚ、２３００ＭＨｚ、２４００ＭＨｚ、２５００ＭＨｚおよび２６９０ＭＨｚにおける挿入損失は、それぞれ、０．６５ｄＢ、１．３４ｄＢ、１．７５ｄＢ、１．９０ｄＢ、１．５９ｄＢおよび１．２５ｄＢと小さくなっている。
　以上のように、急峻な減衰特性を有し、かつ、低損失な通過帯域を有するマルチプレクサ３０ｇを実現できる。
　［ワンチップ形成］
　弾性波共振子は、圧電性を有する基板上に形成されるため、１つの基板上に複数の弾性波共振子を形成することができる。つまり、複数の弾性波共振子をワンチップで形成することができる。これにより小型化が可能となる。
　しかし、複数の弾性波共振子をワンチップにより形成した場合、弾性波共振子ごとにそれぞれの共振周波数に対応した高調波（不要波）の対策が必要となるため、生産性が低下し高コスト化する。
　そこで、共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にある弾性波共振子同士をワンチップにより形成する。これにより、ワンチップで形成された弾性波共振子ごとに発生する高調波も２００ＭＨｚの範囲内に収まるようになり、互いに近い周波数帯に存在する高調波の対策を容易に行うことができる。
　例えば、実施例４に係るマルチプレクサ３０における並列腕共振子Ｐ１およびＰ３をワンチップにより形成できる。これについて図３０を用いて説明する。
　図３０は、実施例４に係るマルチプレクサ３０を構成する各共振子をワンチップで形成可能な理由を説明するための図である。図３０の上側には、マルチプレクサ３０の通過特性を示すグラフを示し、図３０の下側には、マルチプレクサ３０を構成する並列腕共振子Ｐ１およびＰ３のインピーダンス特性を示すグラフを示す。上側のグラフには、マルチプレクサ３０を構成するフィルタ１０ｄにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載し、マルチプレクサ３０を構成するフィルタ１０により形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。インピーダンス特性の縦軸は、上側ほどインピーダンスが大きいことを示している。
　フィルタ１０ｄの通過帯域低域側における減衰極（図３０中のＡ部分）は、並列腕共振子Ｐ３の共振周波数に対応しており、フィルタ１０の通過帯域高域側における減衰極（図３０中のＢ部分）は、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数に対応している。並列腕共振子Ｐ１の共振周波数および並列腕共振子Ｐ３の共振周波数は、図３０の下側のグラフに示すように、２００ＭＨｚの範囲内にある。よって、並列腕共振子Ｐ１およびＰ３がワンチップにより形成されても、並列腕共振子Ｐ１およびＰ３により発生する高調波は互いに近い周波数となりその対策が容易であるため、並列腕共振子Ｐ１およびＰ３をワンチップにより形成できる。
　また、例えば、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂにおける各共振子をワンチップにより形成できる。これについて図３１を用いて説明する。
　図３１は、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂを構成する各共振子をワンチップで形成可能な理由を説明するための図である。図３１の上側には、マルチプレクサ３０ｂの通過特性を示すグラフを示し、図３１の下側には、マルチプレクサ３０ｂを構成する並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ２０およびＰ３０ならびに直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０のインピーダンス特性を示すグラフを示す。上側のグラフには、マルチプレクサ３０ｂを構成するフィルタ１０ｂにより形成される通過帯域に「Ｈｉｇｈ」と記載し、マルチプレクサ３０ｂを構成するフィルタ２０ｃにより形成される通過帯域に「Ｍｉｄｄｌｅ」と記載し、マルチプレクサ３０ｂを構成するフィルタ１０により形成される通過帯域に「Ｌｏｗ」と記載している。インピーダンス特性の縦軸は、上側ほどインピーダンスが大きいことを示している。
　フィルタ２０ｃの通過帯域低域側における２つの減衰極（図３１中のＡ部分およびＢ部分）は、並列腕共振子Ｐ３０およびＰ２０の共振周波数に対応しており、フィルタ１０の通過帯域高域側における減衰極（図３１中のＣ部分）は、並列腕共振子Ｐ１の共振周波数に対応している。並列腕共振子Ｐ３０の共振周波数、並列腕共振子Ｐ２０の共振周波数および並列腕共振子Ｐ１の共振周波数は、図３１の下側のグラフに示すように、２００ＭＨｚの範囲内にある。よって、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２０およびＰ３０がワンチップにより形成されても、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２０およびＰ３０により発生する高調波は互いに近い周波数となりその対策が容易であるため、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２０およびＰ３０をワンチップにより形成できる。
　フィルタ１０ｂの通過帯域低域側における減衰極（図３１中のＤ部分）は、並列腕共振子Ｐ２の共振周波数に対応しており、フィルタ２０ｃの通過帯域高域側における２つの減衰極（図３１中のＥ部分およびＦ部分）は、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０の***振周波数に対応している。直列腕共振子Ｓ３０の共振周波数、並列腕共振子Ｐ２の共振周波数および直列腕共振子Ｓ４０の共振周波数は、図３１の下側のグラフに示すように、２００ＭＨｚの範囲内にある。よって、並列腕共振子Ｐ２、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０がワンチップにより形成されても、並列腕共振子Ｐ２、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０により発生する高調波は互いに近い周波数となりその対策が容易であるため、並列腕共振子Ｐ２、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０をワンチップにより形成できる。
　なお、同じように、実施例７における並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３およびＰ４は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。
　また、同じように、実施例８における並列腕共振子Ｐ１、Ｐ３、Ｐ４およびＰ５は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。
　また、同じように、実施例９における並列腕共振子Ｐ１、Ｐ３、Ｐ４およびＰ５は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。
　また、同じように、実施例１０における並列腕共振子Ｐ１、Ｐ３、Ｐ４およびＰ５は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。
　また、同じように、実施例１１における並列腕共振子Ｐ１、Ｐ４およびＰ６は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。また、実施例１１における並列腕共振子Ｐ３、Ｐ５およびＰ７は、それぞれの共振周波数が２００ＭＨｚの範囲内にあり、それぞれをワンチップにより形成できる。
　ここで、複数の弾性波共振子がワンチップで形成されたマルチプレクサの構造について図３２を用いて説明する。
　図３２は、実施例６に係るマルチプレクサ３０ｂの構造を模式的に示す上面図である。図３２では、実際にはＩＤＴ電極等によって形成される並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ２０およびＰ３０ならびに直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０を模式的に長方形で示している。
　マルチプレクサ３０ｂは、例えば、マザー基板等の基板６０と、基板６０に実装された圧電性を有する基板７１および７２とによって実現される。図３２に示すように、基板７１と基板７２とは、別体に設けられていることがわかる。例えば、基板７１および７２をそれぞれチップとも呼び、複数の部品をワンチップで形成するとは、複数の部品を１つの基板にまとめて配置したり１つの基板上に形成したりすることを意味する。並列腕共振子Ｐ２、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０がワンチップで形成されている状態を、図３２では、長方形で模式的に示す並列腕共振子Ｐ２、直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０を基板７１にまとめて配置することよって示している。また、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２０およびＰ３０がワンチップで形成されている状態を、図３２では、長方形で模式的に示す並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２０およびＰ３０を基板７２にまとめて配置することによって示している。
　なお、マルチプレクサ３０ｂを構成するキャパシタおよびインダクタは、チップ部品または基板における配線パターン等によって形成でき、基板６０、７１および７２のいずれに配置または形成してもよいため、図示を省略している。
　なお、マルチプレクサ３０ｂにおいて、ワンチップで形成される弾性波共振子の組み合わせは、上記説明したものに限らない。例えば、フィルタ１０ｂにおける並列腕共振子Ｐ２と、フィルタ２０ｃにおける直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０、ならびに、並列腕共振子Ｐ２０およびＰ３０とがワンチップで形成されてもよい。また、例えば、フィルタ２０ｃにおける直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０、ならびに、並列腕共振子Ｐ２０およびＰ３０と、フィルタ１０における並列腕共振子Ｐ１とがワンチップで形成されてもよい。また、例えば、フィルタ１０ｂにおける並列腕共振子Ｐ２と、フィルタ２０ｃにおける直列腕共振子Ｓ３０およびＳ４０、ならびに、並列腕共振子Ｐ２０およびＰ３０と、フィルタ１０における並列腕共振子Ｐ１とがワンチップで形成されてもよい。
　このように、フィルタ１０ｂが備える並列腕共振子Ｐ２およびフィルタ１０が備える並列腕共振子Ｐ１の少なくとも一方と、フィルタ２０ｃが備える直列腕共振子および並列腕共振子の少なくとも一方とは、ワンチップで形成されてもよい。
　［変形例］
　各実施例に示すフィルタの構成に、その他の構成要素が含まれていてもよい。
　例えば、各実施例について、フィルタ１０におけるキャパシタＣ１ａおよびＣ１ｂに直列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよいし、キャパシタＣ１ａまたはＣ１ｂに並列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよいし、インダクタＬ２に直列または並列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよい。また、例えば、各実施例について、フィルタ１０ａにおけるインダクタＬ１ａおよびＬ１ｂに直列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよいし、インダクタＬ１ａまたはＬ１ｂに並列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよいし、キャパシタＣ２に直列または並列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよい。
　また、例えば、各実施例について、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２には、直列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよいし、並列にキャパシタまたはインダクタが接続されていてもよい。
　また、例えば、各実施例について、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２が接続されたノードとグランドとの間において、並列腕共振子Ｐ１、Ｐ２に直列または並列にインピーダンス可変回路が接続されていてもよい。インピーダンス可変回路について図３３および図３４を用いて説明する。なお、以下では、実施例１におけるフィルタに着目して説明するが、実施例２～１１におけるフィルタにインピーダンス可変回路を適用しても同様の効果が得られる。
　図３３は、実施例１の変形例に係るフィルタ１０ｃの回路構成図である。
　フィルタ１０ｃは、実施例１に係るフィルタ１０の構成に加え、インピーダンス可変回路１２を備える。その他の点は、実施例１におけるものと同じであるため説明は省略する。
　インピーダンス可変回路１２は、例えば、並列腕共振子Ｐ１が接続されたノードとグランドとの間において、並列腕共振子Ｐ１に直列に接続されている。インピーダンス可変回路１２は、フィルタ１０ｃにおける並列腕（つまり、並列腕共振子Ｐ１とインピーダンス可変回路１２とが直列接続された回路）のインピーダンスを可変とするための回路である。例えば、インピーダンス可変回路１２は、並列腕共振子Ｐ１とグランドとの間に接続されているが、上記ノードと並列腕共振子Ｐ１との間に接続されていてもよい。
　インピーダンス可変回路１２は、インダクタＬ３、インダクタＬ４およびスイッチＳＷを備える。例えば、インダクタＬ４とスイッチＳＷとは直列接続されており、インダクタＬ３は、当該直列接続された回路と並列接続されている。
　インピーダンス可変回路１２は、スイッチＳＷのオンオフに応じて、並列腕のインピーダンス、具体的には、並列腕の減衰極の周波数を可変とすることができる。並列腕の減衰極の周波数が可変となることで、フィルタ１０ｃの通過特性も可変となる。
　図３４は、実施例１の変形例に係るフィルタ１０ｃの、スイッチＳＷがオフ時およびオン時における通過特性を示すグラフである。図３４において、実線はスイッチＳＷがオフ時のフィルタ１０ｃの通過特性を示し、破線はスイッチＳＷがオン時のフィルタ１０ｃの通過特性を示す。
　スイッチＳＷがオン時には、インピーダンス可変回路１２はインダクタＬ３およびＬ４が並列接続された回路となり、当該並列接続された回路の影響により、図３４に示すように、フィルタ２０ｃの通過帯域高域端を高域側へシフトさせることできる。一方で、スイッチＳＷがオフ時には、インピーダンス可変回路１２では、インダクタＬ４の影響がほぼ無視されるようになることで、図３４に示すように、フィルタ２０ｃの通過帯域高域端を低域側へシフトさせることできる。
　なお、インピーダンス可変回路１２の回路構成は、図３３に示されるものに限らない。例えば、スイッチＳＷによってインダクタの並列接続数が可変となる回路構成となっているが、スイッチＳＷによってインダクタの直列接続数が可変となる回路構成となっていてもよい。また、例えば、インダクタＬ３およびＬ４の代わりにキャパシタが用いられてもよい。回路構成の違いによって、フィルタ２０ｃの通過帯域高域端をシフトしたり、低域端をシフトしたりすることができる。
　［まとめ］
　以上説明したように、実施の形態１に係る高周波フィルタは、入力端子と出力端子とを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子と、２つの第１インピーダンス素子の直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子と、２つの第１インピーダンス素子の間における上記経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの一方であり、第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの他方である。
　これによれば、並列腕共振子を２つの第１インピーダンス素子の一方と入力端子または出力端子との間のノードとグランドとの間に接続する場合よりも低損失な通過帯域を実現できる。また、２つの第１インピーダンス素子および第２インピーダンス素子のいずれかにおけるキャパシタの代わりに弾性波共振子を用いる場合よりも低損失な通過帯域を実現できる。また、急峻な減衰極を有する並列腕共振子によって急峻な減衰特性を実現できる。このように、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する高周波フィルタを実現できる。
　また、実施の形態１に係る高周波フィルタは、さらに、２つの第１インピーダンス素子のうちのいずれかに並列接続された第３インピーダンス素子を備え、第１インピーダンス素子がインダクタである場合、第３インピーダンス素子はキャパシタであり、第１インピーダンス素子がキャパシタである場合、第３インピーダンス素子はインダクタであってもよい。
　これによれば、例えば、第１インピーダンス素子としてインダクタＬ１ａにキャパシタＣ３が並列に接続されることで、通過帯域の高域端近傍においてインピーダンスを５０Ωに近づけることができるため、通過帯域における挿入損失をより小さくすることができる。
　また、実施の形態１に係る高周波フィルタは、さらに、並列腕共振子が接続されたノードとグランドとの間において、当該並列腕共振子に直列または並列に接続されたインピーダンス可変回路１２を備えていてもよい。
　これによれば、インピーダンス可変回路１２によって、通過帯域をシフト可能なチューナブルフィルタを実現できる。
　また、実施の形態１に係るマルチプレクサは、実施の形態１に係る高周波フィルタをそれぞれが含む複数のフィルタを備え、複数のフィルタの入力端子または出力端子は、共通端子１０３に接続されていてもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有するマルチプレクサを実現できる。
　また、複数のフィルタは、第１フィルタおよび第２フィルタを含む、第１フィルタが備える第１インピーダンス素子、および、第２フィルタが備える第１インピーダンス素子は、いずれもキャパシタであってもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する、例えばダイプレクサを実現できる。
　また、マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されているローパスフィルタを備え、ローパスフィルタの通過帯域は、第１フィルタの通過帯域および第２フィルタの通過帯域よりも低くてもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する、例えばトリプレクサを実現できる。
　また、マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されているハイパスフィルタを備え、ハイパスフィルタの通過帯域は、第１フィルタの通過帯域および第２フィルタの通過帯域よりも高くてもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する、例えばトリプレクサを実現できる。
　また、第１フィルタおよび第２フィルタのそれぞれが備える並列腕共振子は、ワンチップで形成され、ワンチップで形成される各並列腕共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にあってもよい。
　これによれば、マルチプレクサを小型化することができる。
　また、マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が共通端子に接続されている第３フィルタを備え、第３フィルタは、少なくとも１つの直列腕共振子と少なくとも１つの並列腕共振子とを備え、第３フィルタの通過帯域は、第１フィルタの通過帯域よりも低く、第２フィルタの通過帯域よりも高くてもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する、例えばトリプレクサを実現できる。
　また、第１フィルタが備える並列腕共振子および第２フィルタが備える並列腕共振子の少なくとも一方と、第３フィルタが備える少なくとも１つの直列腕共振子および少なくとも１つの並列腕共振子の少なくとも一方とは、ワンチップで形成され、ワンチップで形成される各共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にあってもよい。
　これによれば、マルチプレクサを小型化することができる。
　また、複数のフィルタは、さらに、第４フィルタを含み、第４フィルタの通過帯域は、第１フィルタの通過帯域よりも低く、第２フィルタの通過帯域よりも高くてもよい。
　これによれば、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する、例えばトリプレクサを実現できる。
　また、第１フィルタが備える並列腕共振子および第２フィルタが備える並列腕共振子の少なくとも一方と、第４フィルタが備える並列腕共振子とは、ワンチップで形成され、ワンチップで形成される各共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にあってもよい。
　これによれば、マルチプレクサを小型化することができる。
　また、マルチプレクサは、６９９ＭＨｚから９６０ＭＨｚを通過帯域に含むフィルタと、１．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、１．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含んでいてもよい。
　また、マルチプレクサは、６９９ＭＨｚから２．７ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、３．３ＧＨｚから４．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、４．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含んでいてもよい。
　（実施の形態２）
　実施の形態１で説明した実施例４～１１に係るマルチプレクサは、高周波フロントエンド回路または通信装置に適用することができる。
　まず、実施の形態１で説明したマルチプレクサ３０を備える高周波フロントエンド回路について図３５を用いて説明する。
　図３５は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路５０の回路構成図である。同図に示すように、高周波フロントエンド回路５０は、受信系フロントエンド回路であり、マルチプレクサ３０と、スイッチ３１および３２と、フィルタ２１、２２、２３、２４および２５と、受信増幅器４１、４２、４３、４４および４５と、を備える。なお、同図には、アンテナ素子ＡＮＴが示されている。アンテナ素子ＡＮＴは、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。アンテナ素子ＡＮＴおよび高周波フロントエンド回路５０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　マルチプレクサ３０は、上述したように、フィルタ１０ｄ（ハイパスフィルタ）とフィルタ１０（ローパスフィルタ）とを備える。
　フィルタ１０は、ローバンド群の周波数範囲（例えば１４２７ＭＨｚ－２２００ＭＨｚ）を通過帯域とし、ハイバンド群の周波数範囲を減衰帯域とする、低域通過型フィルタである。フィルタ１０ｄは、ハイバンド群の周波数範囲（例えば２３００ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚ）を通過帯域とし、ローバンド群の周波数範囲を減衰帯域とする、高域通過型フィルタである。なお、フィルタ１０および１０ｄは、少なくとも一方がチューナブルフィルタであってもよい。
　スイッチ３１は、共通端子と、２つの選択端子とを有し、共通端子がフィルタ１０に接続されたスイッチ素子である。スイッチ３１は、共通端子と、２つの選択端子のいずれかとの接続が可能な、ＳＰＤＴ型のスイッチ回路である。
　スイッチ３２は、共通端子と、３つの選択端子を有し、共通端子がフィルタ１０ｄに接続されたスイッチ素子である。スイッチ３２は、共通端子と、３つの選択端子のいずれかとの接続が可能なＳＰ３Ｔ型のスイッチ回路である。
　フィルタ２１は、スイッチ３１の選択端子に接続され、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ３（受信帯域：１８０５－１８８０ＭＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタである。フィルタ２２は、スイッチ３１の選択端子に接続され、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ１（受信帯域：２１１０－２１７０ＭＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタである。フィルタ２３は、スイッチ３２の選択端子に接続され、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ７（受信帯域：２６２０－２６９０ＭＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタである。フィルタ２４は、スイッチ３２の選択端子に接続され、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４０（受信帯域：２３００－２４００ＭＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタである。フィルタ２５は、スイッチ３２の選択端子に接続され、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４１（受信帯域：２４９６－２６９０ＭＨｚ）を通過帯域とするバンドパスフィルタである。
　受信増幅器４１はフィルタ２１に接続され、受信増幅器４２はフィルタ２２に接続され、受信増幅器４３はフィルタ２３に接続され、受信増幅器４４はフィルタ２４に接続され、受信増幅器４５はフィルタ２５に接続されている。受信増幅器４１～４５のそれぞれは、例えば、トランジスタ等によって構成されたローノイズアンプである。受信増幅器４１および４２は、増幅回路４６を構成している。受信増幅器４３～４５は、増幅回路４７を構成している。なお、増幅回路４６および４７は、それぞれ、１つの受信増幅器で構成されていてもよく、この場合にはフィルタ２１および２２と増幅回路４６との間にＳＰＤＴ型のスイッチが配置され、フィルタ２３～２５と増幅回路４７との間にＳＰ３Ｔ型のスイッチが配置される。
　このように、高周波フロントエンド回路５０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ３０と、マルチプレクサ３０に直接的または間接的に接続されたスイッチ３１および３２と、マルチプレクサ３０に直接的または間接的に接続された増幅回路４６および４７と、を備える。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路５０によれば、実施の形態１に係るマルチプレクサを備えることにより、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する高周波フロントエンド回路を実現できる。
　次に、実施の形態１で説明したマルチプレクサ３０ｂを備える高周波フロントエンド回路および通信装置について図３６を用いて説明する。
　図３６は、実施の形態２に係る通信装置１５０の回路構成図である。
　図３６に示されるように、通信装置１５０は、高周波フロントエンド回路１３０と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）１４０と、を備える。なお、図３６には、アンテナ素子ＡＮＴが示されている。アンテナ素子ＡＮＴは、通信装置１５０に内蔵されていてもかまわない。
　高周波フロントエンド回路１３０は、アンテナ素子ＡＮＴとＲＦＩＣ１４０との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１３０は、アンテナ素子ＡＮＴで受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ１４０に伝達する。
　高周波フロントエンド回路１３０は、実施の形態１に係るマルチプレクサ３０ｂと、スイッチ１１１～１１６と、増幅回路１２１～１２３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１６１～１６８とを備える。なお、ＢＰＦ１６１および１６２、ならびに、ＢＰＦ１６３および１６４は、それぞれデュプレクサを構成している。
　マルチプレクサ３０ｂは、上述したように、フィルタ１０ｂ（ハイパスフィルタ）とフィルタ２０ｃ（バンドパスフィルタ）とフィルタ１０（ローパスフィルタ）とを備える。
　フィルタ１０は、ローバンド群の周波数範囲（例えば１４２７ＭＨｚ－２２００ＭＨｚ）を通過帯域とし、ミドルバンド群およびハイバンド群の周波数範囲を減衰帯域とする、低域通過型フィルタである。フィルタ２０ｃは、ミドルバンド群の周波数範囲（例えば２３００ＭＨｚ－２４００ＭＨｚ）を通過帯域とし、ローバンド群およびハイバンド群の周波数範囲を減衰帯域とする、バンドパスフィルタである。フィルタ１０ｂは、ハイバンド群の周波数範囲（例えば２４９６ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚ）を通過帯域とし、ローバンド群およびミドルバンド群の周波数範囲を減衰帯域とする、高域通過型フィルタである。なお、フィルタ１０、２０ｃおよび１０ｂは、少なくとも１つがチューナブルフィルタであってもよい。
　スイッチ１１１～１１３は、マルチプレクサ３０ｂとＢＰＦ１６１～１６８との間に接続され、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、ローバンド群、ミドルバンド群およびハイバンド群のそれぞれに対応する信号経路とＢＰＦ１６１～１６８とを接続する。
　具体的には、スイッチ１１１は、共通端子がフィルタ１０ｂに接続され、各選択端子がＢＰＦ１６１～１６４に接続されている。スイッチ１１２は、共通端子がフィルタ２０ｃに接続され、各選択端子がＢＰＦ１６５および１６６に接続されている。スイッチ１１３は、共通端子がフィルタ１０に接続され、各選択端子がＢＰＦ１６７および１６８に接続されている。
　スイッチ１１４～１１６は、増幅回路１２１～１２３とＢＰＦ１６１～１６８との間に接続され、制御部（図示せず）からの制御信号にしたがって、ＢＰＦ１６１～１６８と増幅回路１２１～１２３とを接続する。
　具体的には、スイッチ１１４は、共通端子が増幅回路１２１に接続され、各選択端子がＢＰＦ１６１～１６４に接続されている。スイッチ１１５は、共通端子が増幅回路１２２に接続され、各選択端子がＢＰＦ１６５および１６６に接続されている。スイッチ１１６は、共通端子が増幅回路１２３に接続され、各選択端子がＢＰＦ１６７および１６８に接続されている。
　なお、フィルタ１０ｂの通過帯域（２４９６ＭＨｚ－２６９０ＭＨｚ）は、ＢＰＦ１６１～１６４のそれぞれの通過帯域を包含している。フィルタ２０ｃの通過帯域（２３００－２４００ＭＨｚ）は、ＢＰＦ１６５および１６６の各通過帯域を包含している。フィルタ１０の通過帯域（１４２７ＭＨｚ－２２００ＭＨｚ）は、ＢＰＦ１６７および１６８の各通過帯域を包含している。
　増幅回路１２１～１２３は、例えばスイッチ１１１～１１６およびＢＰＦ１６１～１６８を介してマルチプレクサ３０ｂに接続され、アンテナ素子ＡＮＴで受信された高周波受信信号を電力増幅するローノイズアンプである。
　ＲＦＩＣ１４０は、アンテナ素子ＡＮＴで送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ１４０は、アンテナ素子ＡＮＴから高周波フロントエンド回路１３０の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。
　なお、高周波フロントエンド回路１３０は、送信側信号経路を有していてもよく、ＲＦＩＣ１４０から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路を介してアンテナ素子ＡＮＴに伝達してもよい。この場合、ＲＦＩＣ１４０は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１３０の送信側信号経路に出力してもよく、増幅回路１２１～１２３は、ＲＦＩＣ１４０から出力された高周波送信信号を電力増幅するパワーアンプであってもよい。
　上記制御部は、図３６には図示していないが、ＲＦＩＣ１４０が有していてもよいし、制御部が制御するスイッチとともにスイッチＩＣを構成していてもよい。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路１３０および通信装置１５０によれば、実施の形態１に係るマルチプレクサを備えることにより、急峻な減衰特性を有し、かつ、弾性波共振子の共振帯域幅に制限されず低損失な通過帯域を有する高周波フロントエンド回路および通信装置を実現できる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係る高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置について、実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　上記実施の形態における弾性波共振子は、１つの共振子に限らず、１つの共振子が分割された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。
　また、例えば、高周波フィルタ、マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路および通信装置において、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサは、入力された高周波信号を分波する際に用いられたが、合波する際に用いられてもよい。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサが備える複数のフィルタには、実施例１～３におけるフィルタが２つ以上含まれていたが、実施例１～３におけるフィルタのいずれかが、少なくとも１つ含まれていればよい。
　また、上記実施の形態では、マルチプレクサとして２つのフィルタによって構成されるダイプレクサまたは３つのフィルタによって構成されるトリプレクサを示したが、マルチプレクサは４つ以上のフィルタによって構成されていてもよい。
　また、例えば、実施の形態２では、高周波フロントエンド回路は、スイッチおよび増幅回路の両方を備えたが、スイッチおよび増幅回路のいずれかを備えていなくてもよい。
　本発明は、マルチバンドシステムに適用できる高周波フィルタ、マルチプレクサ、フロントエンド回路および通信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈ、１０ｉ、１０ｊ、２０、２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄ、２１、２２、２３、２４、２５　　フィルタ（高周波フィルタ）
　１１　　ＬＣ共振回路
　１２　　インピーダンス可変回路
　３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄ、３０ｅ、３０ｆ、３０ｇ、４０、４０ａ　　マルチプレクサ
　３１、３２、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６、ＳＷ　　スイッチ
　４１、４２、４３、４４、４５　　受信増幅器
　４６、４７、１２１、１２２、１２３　　増幅回路
　５０、１３０　　高周波フロントエンド回路
　６０、７１、７２　　基板
　１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ　　端子（入力端子）
　１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ　　端子（出力端子）
　１０３　　共通端子
　１４０　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　１５０　　通信装置
　１６１、１６２、１６３、１６４、１６５、１６６、１６７、１６８　　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　ＡＮＴ　　アンテナ素子
　Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ、Ｃ１ｄ、Ｃ１ｅ、Ｃ１ｆ、Ｃ１ｇ、Ｃ１ｈ、Ｃ１ｉ、Ｃ１ｊ、Ｃ１ｋ、Ｃ１ｌ　　キャパシタ（第１インピーダンス素子）
　Ｃ２、Ｃ４　　キャパシタ（第２インピーダンス素子）
　Ｃ３、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８、Ｃ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４　　キャパシタ
　Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ、Ｌ１ｃ、Ｌ１ｄ　　インダクタ（第１インピーダンス素子）
　Ｌ２、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７、Ｌ８、Ｌ９　　インダクタ（第２インピーダンス素子）
　Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１０、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ１４、Ｌ１５、Ｌ１６、Ｌ１７、Ｌ１８、Ｌ１９、Ｌ２０、Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３　　インダクタ
　Ｎ　　ノード
　Ｐ１、Ｐ１ａ、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７、Ｐ１０、Ｐ１１、Ｐ２０、Ｐ３０　　並列腕共振子
　Ｓ１０、Ｓ１１、Ｓ２０、Ｓ２１、Ｓ３０、Ｓ４０　　直列腕共振子

Claims (16)

  1. 　入力端子と出力端子とを結ぶ経路上において直列接続された２つの第１インピーダンス素子と、
    　前記２つの第１インピーダンス素子の直列回路に対して並列接続された第２インピーダンス素子と、
    　前記２つの第１インピーダンス素子の間における前記経路上のノードとグランドとの間に接続された並列腕共振子と、を備え、
    　前記第１インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの一方であり、
    　前記第２インピーダンス素子は、キャパシタおよびインダクタのうちの他方である、
    　高周波フィルタ。
  2. 　前記高周波フィルタは、さらに、前記２つの第１インピーダンス素子のうちのいずれかに並列接続された第３インピーダンス素子を備え、
    　前記第１インピーダンス素子がインダクタである場合、前記第３インピーダンス素子はキャパシタであり、
    　前記第１インピーダンス素子がキャパシタである場合、前記第３インピーダンス素子はインダクタである、
    　請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記高周波フィルタは、さらに、前記ノードとグランドとの間において、前記並列腕共振子に直列または並列に接続されたインピーダンス可変回路を備える、
    　請求項１または２に記載の高周波フィルタ。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波フィルタをそれぞれが含む複数のフィルタを備え、
    　前記複数のフィルタの入力端子または出力端子は、共通端子に接続されている、
    　マルチプレクサ。
  5. 　前記複数のフィルタは、第１フィルタおよび第２フィルタを含み、
    　前記第１フィルタが備える前記第１インピーダンス素子、および、前記第２フィルタが備える前記第１インピーダンス素子は、いずれもキャパシタである、
    　請求項４に記載のマルチプレクサ。
  6. 　前記マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が前記共通端子に接続されているローパスフィルタを備え、
    　前記ローパスフィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域および前記第２フィルタの通過帯域よりも低い、
    　請求項５に記載のマルチプレクサ。
  7. 　前記マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が前記共通端子に接続されているハイパスフィルタを備え、
    　前記ハイパスフィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域および前記第２フィルタの通過帯域よりも高い、
    　請求項５に記載のマルチプレクサ。
  8. 　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのそれぞれが備える前記並列腕共振子は、ワンチップで形成され、
    　前記ワンチップで形成される各並列腕共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にある、
    　請求項５～７のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  9. 　前記マルチプレクサは、さらに、入力端子または出力端子が前記共通端子に接続されている第３フィルタを備え、
    　前記第３フィルタは、少なくとも１つの直列腕共振子と少なくとも１つの並列腕共振子とを備え、
    　前記第３フィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域よりも低く、前記第２フィルタの通過帯域よりも高い、
    　請求項５に記載のマルチプレクサ。
  10. 　前記第１フィルタが備える前記並列腕共振子および前記第２フィルタが備える前記並列腕共振子の少なくとも一方と、前記第３フィルタが備える前記少なくとも１つの直列腕共振子および前記少なくとも１つの並列腕共振子の少なくとも一方とは、ワンチップで形成され、
    　前記ワンチップで形成される各共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にある、
    　請求項９に記載のマルチプレクサ。
  11. 　前記複数のフィルタは、さらに、第４フィルタを含み、
    　前記第４フィルタの通過帯域は、前記第１フィルタの通過帯域よりも低く、前記第２フィルタの通過帯域よりも高い、
    　請求項５に記載のマルチプレクサ。
  12. 　前記第１フィルタが備える前記並列腕共振子および前記第２フィルタが備える前記並列腕共振子の少なくとも一方と、前記第４フィルタが備える前記並列腕共振子とは、ワンチップで形成され、
    　前記ワンチップで形成される各共振子の共振周波数は、２００ＭＨｚの範囲内にある、
    　請求項１１に記載のマルチプレクサ。
  13. 　前記マルチプレクサは、
    　　６９９ＭＨｚから９６０ＭＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　１．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　１．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含む、
    　請求項４～１２のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  14. 　前記マルチプレクサは、
    　　６９９ＭＨｚから２．７ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　３．３ＧＨｚから４．２ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　４．４ＧＨｚから５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、
    　　５ＧＨｚから７．１２５ＧＨｚを通過帯域に含むフィルタと、のうちの少なくとも２つのフィルタを含む、
    　請求項４～１２のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
  15. 　請求項４～１４のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    　前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続されたスイッチと、
    　前記マルチプレクサに直接的または間接的に接続された増幅回路と、を備える、
    　高周波フロントエンド回路。
  16. 　アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    　前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項１５に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    　通信装置。
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