CN101809859A - 无源混频器以及使用无源混频器的高q滤波器 - Google Patents

无源混频器以及使用无源混频器的高q滤波器 Download PDF

Info

Publication number
CN101809859A
CN101809859A CN200880021901A CN200880021901A CN101809859A CN 101809859 A CN101809859 A CN 101809859A CN 200880021901 A CN200880021901 A CN 200880021901A CN 200880021901 A CN200880021901 A CN 200880021901A CN 101809859 A CN101809859 A CN 101809859A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
switch
frequency
local oscillator
frequency mixer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN200880021901A
Other languages
English (en)
Inventor
拉贾瑟卡尔·普雷拉
默罕默德·艾·赛义德
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
MediaTek Inc
Skyworks Solutions Inc
Original Assignee
MediaTek Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by MediaTek Inc filed Critical MediaTek Inc
Publication of CN101809859A publication Critical patent/CN101809859A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1466—Passive mixer arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1483—Balanced arrangements with transistors comprising components for selecting a particular frequency component of the output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
    • H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0019—Gilbert multipliers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

一种无源混频器，包含切换结构，配置为使用同相以及正交相信号的差分成分产生差分同相信号以及差分正交相信号，其中，该同相以及正交相信号运行在大约25％占空比信号的过渡。

Description

无源混频器以及使用无源混频器的高Q滤波器
相关申请的交叉引用
本申请主张享有于2007年6月26日提交的美国临时专利申请第60/946,273号，题为“使用2*LO/LO拓扑的高性能无源混频器”的优先权，因此该临时专利申请揭露的全部内容在此均合并参考；而且本申请为2005年12月6日提交的美国专利申请第11/220,030号，题为“低噪声混频器”的延续申请案，所以，所揭露的全部内容在此合并作为参考。
背景技术
便携式通信装置，例如手机、个人数字助理(PDA)、WIFI收发信机以及其它通信装置必须能够使用多个不同频带进行通信。对于高效通信而言，发送和接收信号的频率为基带信号的频率的多倍，其中，基带信号承载着待通信的信息。因此，收发器必须能上变频发送信号以及下变频接收信号。
通常，使用一个或者多个混频器以上变频发送信号，以及下变频接收信号。在很多RF通信方法中，尤其是正交调制方法，可以使用一系列开关实现混频器，其中，一系列开关根据本地振荡器(LO)信号切换正交信号的差分成分。选择LO信号的频率，这样使用LO信号混频的RF频率信号就变频为期望的频率。
信号上变频以及信号下变频使用混频器而实施，其中，典型地使用半导体开关实现。在深(deep)亚微米(sub-micron)技术中，可以提供低噪声运作以及高效运作特性的无源开关的获得，可以使能无源混频器的使用，其中，期望低电流消耗以及高性能。切换时钟路径上使用轨对轨(Rail to rail)电压以及由于混频器中的同相(I)以及正交相(Q)路径之间隔离不佳的问题，在无源混频器的使用上增加了限制。
发明内容
无源混频器的实施例包含开关结构，配置为使用同相以及正交相信号的差分成分，产生差分同相信号以及正交相信号，其中，该同相信号以及正交相信号运行在大约25％占空比信号的过渡。
也提供其它实施例。对于本领域的技术人员来说，阅读了下列附图以及详细描述，本发明的其它***、方法、特点以及优势会变得很明显。但是，所有这样的附加***、方法、特点以及优势都包含在描述的范围内，并且在本发明的范围内，都由权利要求所保护。
附图说明
可以参考下列附图更好的理解本发明，在附图内包含的元件不必限于原大小，重点在于更清晰地说明本发明的原理。更具体地，在附图中，相同的数字在不同的附图中指定对应的部分。
图1为简化的便携式收发器的方块示意图。
图2为可以使用大约25％占空比或者LO 2LO拓扑实现无源混频器以及滤波器的下变频器的实施例的简化示意图。
图3为使用LO 2LO拓扑实现大约25％占空比的单端(single-ended)电流模式无源混频器的实施例的示意图。
图4为实现LO 2LO拓扑的完全差分电流模式无源混频器的实施例的示意图。
图5为如图3以及图4所示的使用LO 2LO拓扑的无源混频器以及滤波器实施例中用的LO信号的示意图。
图6为实现LO 2LO拓扑的单端电压模式无源混频器的实施例的示意图。
图7为实现LO 2LO拓扑的完全差分电压模式无源混频器的实施例的示意图。
图8为使用大约25％占空比拓扑实现的单端电压模式无源混频器的替代实施例的简化示意图。
图9为可以用于产生图8所示的时钟信号的电路的替代实施例的示意图。
图10为可以用于产生图8所示的时钟信号的电路的另一个替代实施例的示意图。
图11A为可用于产生图8所示的时钟信号的电路的另一个替代实施例。
图11B为图11A的锁存电路的实施例的示意图。
图12为图10的一对NOR门的示例实现的示意图。
图13为使用大约25％占空比拓扑实现的滤波器的实施例的示意图。
图14为使用大约25％占空比拓扑实现的滤波器的替代实施例的示意图。
图15为使用大约25％占空比拓扑实现的滤波器的替代实施例的示意图。
图16为使用大约25％占空比拓扑实现的滤波器的替代实施例的示意图，其中，该滤波器实现为滤除发送器中的噪声。
图17为使用n个采样保持开关，以及具有n个基带输出的无源混频器以及滤波器拓扑的一般实现的示意图。
图18为使用LO 2LO拓扑的无源混频器以及高Q RF滤波器的实施例的运作流程图。
具体实施方式
虽然特别参考便携式收发器描述如上，无源混频器的以及使用无源混频器的高Q RF滤波器也可以用在接收器中使用信号下变频的任何装置中，其中，该无源混频器的以及使用无源混频器的高Q RF滤波器也称作用于本地振荡器(LO)产生的，使用大约25％时钟占空比的无源混频器以及高Q滤波器的替代实施例，其中，无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器可以使用LO 2LO拓扑实现。无源混频器以及使用高Q RF滤波器的无源混频器可以实现在混频器核心中，或者经由在相关电路中产生期望的LO以及2LO信号而实现在传统的混频器核心中。进一步说，下面描述下变频混频器、无源混频器以及使用高Q RF滤波器的无源混频器可以实现为上变频混频器。进一步说，描述使用大约25％占空比拓扑的滤波器结构。该滤波器结构可以用在需要高Q RF滤波器的任何设计中。在此应用中，描述正交无源混频器拓扑。无源正交混频器拓扑可以用在接收应用以及发送应用中，以及达到在I以及Q路径之间的良好的隔离、低噪声以及高线性度，同时放松了严格的LO链的技术规格(specification)。
无源混频器提供低功耗、低噪声以及高线性度，但是需要无源混频器后面的LO驱动器以及信号路径的更好的性能。无源混频器有问题的缺陷就是在I以及Q输入之间缺乏隔离。隔离的缺乏强迫传统实现进入到隔离I以及Q的有源或者无源电路级中，以裸芯片面积的代价、增加噪声，也显著降低线性度的代价，因此，限制了无源混频器在很多应用中的有效应用。
正交I以及Q LO信号的产生对于混频器运作也很重要。既然相位噪声和正交LO信号的I-Q匹配都重要，那么与LO以及2LO信号产生有关的电路典型地，消耗了高功耗以及占据了电路上大面积。
无源混频器以及使用无源混频器的高Q滤波器克服了上述大部分问题。无源混频器以及使用无源混频器的高Q滤波器显著降低了LO相位噪声对于整体***噪声的贡献。在发送混频器情况下，LO 2LO拓扑减少了发送器的整体噪声基底(floor)，而在接收器中，LO 2LO拓扑提高了接收器对于阻隔信号(blocking signal)的免疫力，而阻隔信号远远偏离了由于相互(reciprocal)混频而下变频到期望频带的频带。无源混频器以及使用无源混频器的高Q滤波器也降低了LO链上的I-Q不平衡的影响，其中，LO链上的I-Q不平衡降低了上变频器情况下的边带抑制的品质，以及提高了下变频器情况下的图像(image)抑制。
在接收混频器情况下，LO 2LO拓扑显著提高了噪声系数(noise figure)以及线性度(linearity)。也增加了接收器增益，而且经由省略(eliminating)提供有源隔离的元件(或者提供无源隔离的，占据了大面积以及/或者贡献了噪声以及降低了I以及Q路径的线性度品质的元件)从而降低了RF路径中的复杂度。
获得较低门长度、较高性能互补金属氧化物半导体(ComplementaryMetal-Oxide Semiconductor，CMOS)晶体管，无源混频器的性能可以随时间动态改进，其中，较低门长度、较高性能互补金属氧化物半导体晶体管以线性模式运行为良好的开关。此处描述的LO 2LO无源混频器结构可以进一步提高无源混频器的性能，无论运行在电压模式或者电流模式。在一个实施例中，下面描述的无源混频器实现为电流模式无源混频器实现，可以提供多个优势。
无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器可以硬件、软件或者硬件与软件的组合实现。当以硬件实现时，无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器可以使用专门的硬件单元(hardware element)以及逻辑(logic)实现。当无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器，部分以软件实现，在产生LO以及2LO信号时，软件部分可用于精确控制各种元件。软件可以存储在存储器中，有适当的指令执行***(微处理器)执行。无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器的硬件实现可以包含下面的技术的任意一者或者组合而实现，而下面的技术均为现有技术：离散电子元件、具有逻辑门的离散逻辑电路(其中，逻辑门用于对数据信号实现逻辑功能)、具有适当的逻辑门的专用集成电路(application specific integrated circuit)、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等等。
用于无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器的软件包含用于实现逻辑功能的可执行指令的有序清单(ordered listing)，而且可以体现在任何任何计算机可读媒介中，从而由指令执行***、设备或者装置使用，或者与指令执行***、设备或者装置联合使用，其中，指令执行***、设备或者装置例如为基于计算机的***、包含处理器的***、或者其它可以从指令执行***、设备或者装置中获取指令并且执行指令的***。
在此说明书中，“计算机可读媒介”可以为包含、存储、通信、传播(propage)或者传输(transport)程序的任何手段，其中“计算机可读媒介”由指令执行***、设备或者装置使用，或者与指令执行***、设备或者装置联合使用。计算机可读媒介可以为(例如但是不以此为限)电的、磁的(magnetic)、光的、电磁的(electromagnetic)、红外(infrared)或者半导体***、设备、装置或者传播介质。计算机可读媒介的更具体的例子(非无遗漏的列表)可以包含下面：具有一个或者多个线(wire)的电连接(电的)、便携式计算机软盘(diskette)(磁的)、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或者闪存)(磁的)、光纤(光的)以及便携式光盘(compact disc)只读存储器(CDROM)(光的)。请注意，计算机可读媒介甚至可以为纸或者其它适合的媒介，在该计算机可读媒介上，可以打印出程序，因为程序可以被电捕捉到，通过示例，纸或者其它媒介的光扫描，然后编译(compile)，翻译(interpreted)或者如果必要的话，以适当的方式的其它处理，然后存储在计算机存储器中。
图1为简化的便携式收发器100的方块示意图。无源混频器以及使用无源混频器的高Q RF滤波器的实施例可以实现在任何RF接收器、RF发送器或者RF收发器中，以及在此例子中，实现在与便携式收发器100关联的RF接收器120中。如图1所示的便携式收发器100为简化例子，而且用于说明无源混频器以及使用LO 2LO拓扑可以实现的很多应用中的一个。本领域普通技术人员可以理解便携式收发器。便携式收发器100包含发送器110、接收器120、基带子***130、数模转换器(DAC)160以及模数转换器(ADC)170。发送器110包含调制器116以及上变频器117。在一个实施例中，上变频器117可以为调制器116的子***。在替代实施例中，上变频器117可以为分开的电路模块或者电路单元。
发送器也包含调制以及上变频基带信号的任何其它功能单元。接收器120包含滤波器电路以及下变频器200，而下变频器200使能从已接收RF信号恢复信息信号，下变频器200实现无源混频器以及使用LO 2LO拓扑的滤波器的实施例，如上所述。
便携式收发器100也包含功率放大器140。发送器110的输出经由连接112提供给功率放大器140。依赖于通信方法，便携式收发器可以也包含功率放大器控制单元(图未示)。
接收器120以及功率放大器140连接到前端模块144。前端模块144可以为多工器(duplexer)、双工器(diplexer)或者任何可以将发送信号与接收信号分开的单元。前端模块144通过连接142连接到天线138上。
在发送模式中，经由连接114，功率放大器140的输出提供给前端模块144。在接收模式中，前端模块144经由连接146，将接收信号提供给接收器120。
如果无源混频器以及使用LO 2LO拓扑的滤波器的部分以软件实现，那么基带子***130也包含可以由微处理器135执行，或者由另一个处理执行的LO 2LO软件155，以控制下述的无源混频器以及使用LO 2LO拓扑的滤波器运作。
当发送时，经由连接132，自基带子***130将基带发送信号提供给DAC160。DAC 160将数字基带发送信号转换为模拟信号，然后模拟信号经由连接134提供给发送器110。根据***所描述的调制格式，调制器116以及上变频器200调制以及上变频该模拟发送信号，其中，便携式收发器100运行在该***中。该已调制以及已上变频发送信号然后经由连接112，提供给功率放大器140。
当接收时，经由连接136，已滤波以及已下变频接收信号，自接收器120提供给ADC 170。ADC 170将模拟接收信号数字化，然后经由连接138，将模拟基带接收信号提供给基带子***130。基带子***130恢复已发送信息。
图2为可以使用大约25％占空比或者LO 2LO拓扑而实现无源混频器的下变频器200的实施例的简化示意图。下变频器200包含振荡器202，振荡器202配置为在连接204上产生LO信号，其中LO信号为期望的LO信号的频率的二倍。例如，如果期望的LO频率为额定的(nominal)1000MHz，那么连接204上的信号为额定的2000MHz。下变频器200也包含混频器核心212以及混频器核心214。混频器核心212以及214配置为运行在正交信号I以及Q上。在一个例子中，经由连接206，差分RF(RF in+)输入信号提供给混频器核心212，以及经由连接208分RF(RF in-)输入信号提供给混频器核心212。
连接204上的2LO信号提供给混频器核心212以及214，也提供给分频器222。在一个实施例中，分频器222为正交分频器。分频器222将连接204上的2LO信号分为连接216以及连接218上的LO的额定值(nominal value)。在此例子中，经由连接216，LO_I信号提供给混频器核心212，以及经由连接218，LO_Q信号提供给混频器核心214。典型地，2LO、LO-I以及LO_Q信号在提供给混频器核心212以及214之前将通过缓冲器(buffer)。尽管如此，简单起见，图2中省略了缓冲器。
下面将详细阐述，混频器核心212以及214的每一者都接收LO信号以及2LO信号。以最小的噪声以及破坏，混频器核心212将RF in+信号下变频，以及混频器核心214将RF in-信号下变频。在此例子中，已下变频RF in+信号表示为连接224上的基带(BB)I+以及I-信号，已下变频RF in-信号表示为连接226上的基带(BB)Q+以及Q-信号。
下变频器200的结构抑制了分频器的噪声贡献，其中，分频器用于产生正交LO信号，LO_I以及LO_Q，也因此最小化了接收器噪声贡献，并对无源混频器的实现提供了在I以及Q输入之间的高水平的输入隔离。
图3为使用LO 2LO拓扑实现大约25％占空比的单端(single-ended)电流模式无源混频器的实施例的示意图。
在图3的实施例中，混频器300运行在电流域，而不是电压域，而且混频器300在RF输入端为单端，但是在基带输出端为差分。前端模块144(图1)的输出经由连接146而被接收。这就是图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号提供给低噪声放大器(LNA)302。在一个实施例中，放大器302可以为转移阻抗(trans-impedance)放大器，或者为Gm级(Gm stage)放大器。连接146上的放大器302的输入为电压信号，Vin，而连接304上的放大器302的输出为电流信号。
连接304上的电流信号提供给电感性/电容性(LC)槽(tank)电路(又称储能电路)306。槽电路306包含电容308以及电感309。将槽电路306调谐到期望的RF频率，这样就可以从节点304为地或者Vcc提供高阻抗连接。该高阻抗连接将Gm级的输出的电流转移(divert)到无源混频器级。连接304上的槽电路306的输出为电流信号，称作Iout。
混频器核心包含同相混频器核心305以及正交相混频器核心307。连接304上的信号，通过分别的电容311以及321提供给一对开关310以及320。开关310由2LO信号控制，开关320由2LO信号的反相2LO控制。
开关310的输出，经由连接312提供给开关330以及开关332。开关330由LO_I信号控制，开关332由LO_I信号控制。
开关320的输出经由连接322提供给开关340以及开关342。开关340由LO_Q信号控制，而开关342由LO_Q信号控制。
开关330的输出，经由连接334提供给放大器352。相似地，开关332的输出经由连接336提供给放大器352。放大器352可以为，例如，在连接354上具有差分输出的转移阻抗放大器。连接354上的输出为差分同相(I)输出信号。负载电阻356以及电容358位于输出354以及输入334之间。负载电阻357以及电容359位于输出354以及输入336之间。
开关340的输出经由连接344提供给放大器362。相似地，开关342的输出经由连接346提供给放大器362。放大器362可以与放大器352相似。连接364上的输出为差分正交相(Q)输出信号。电阻366以及电容368位于输出364以及输入344之间。电阻367以及电容369为与输出364以及输入346之间。
转移阻抗放大器352为节点334以及336上的差分信号创建了一个虚拟地连接(virtual ground connection)，转移阻抗放大器362为节点344以及346的差分信号创建了一个虚拟地连接。这使得信号从LNA 302的输出端到混频器核心305以及307中的开关的传播时，仍然在电流域。
根据图3的混频器拓扑的实施例，在连接334以及336上，或者连接344以及346上，没有RF或者基带电压摆幅(swing)。相似地，在节点304没有电压摆幅。在节点304、334、336以及346上的低电压增益使能接收器前端在高线性度情况下运行。
如图5所示的有效LO信号的示意图，在给定的时间点，下面的多个连接只建立一个。节点304与节点334之间的连接、节点304与节点336之间的连接、节点304与节点344之间的连接；或者节点304与节点346之间的连接。时间的划分(division)经由使用信号2LO以及2LO，切换开关310以及320而完成。以此方式，在I混频器330/332与转移阻抗放大器352之间的隔离；以及Q混频器340/342与转移阻抗放大器362之间的隔离，在时间域经由分割(split)信号而达到。
在转移阻抗放大器352以及362之间达到的隔离，增加了在节点334/336以及节点344/346向无源混频器看所表现的阻抗。该阻抗较高，而且受到槽电路306在共振频率(resonant frequency)的电阻的限制。这个高阻抗减少了用于转移阻抗放大器352以及362的输入参考噪声(input referred noise)的转移增益(transfer gain)，因此改进了接收器的整体灵敏度(sensitivity)。
对于节点304的给定电流Iout，电流对电压增益为由有效阻抗增益Gain＝(Vout/Iin)＝Rtia(2/π√2)所给出，其中，Rtia为电阻356的值。如果一对传统的I以及Q混频器连接到节点304，那么就上述增益就比可以获得的增益高3dB。
对更低混频器闪烁噪声、更低热噪声(thermal noise)、更好的IQ不匹配以及更高的IP2(the second-order intercept point)做贡献的进一步的机制，将在申请日为2005年12月6日的美国专利申请第11/220,030，题为“低噪声混频器”中描述。
图4为实现LO 2LO拓扑的完全差分电流模式无源混频器的实施例的示意图。图4中的单元与图3中的单元相似，所以使用标号4XX命名，其中，XX指与图3中的相似单元。
在图4中的实施例，混频器400运行在电流域，而且在RF输入以及基带输出为完全差分的。前端模块144(图1)的输出经由连接146而被接收。这是图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号为差分信号，而且提供给低噪声放大器(LNA)402。在一个实施例中，放大器402可以为转移阻抗放大器，否则作为Gm级。连接146上的放大器402的输入为差分电压信号，Vin+以及Vin-，而连接404上的放大器402的输出为差分电流信号，Iout+以及Iout-。
连接404上的电流信号提供给槽电路406。槽电路406与槽电路306相似。将槽电路406调谐为期望的RF频率，这样就可以提供从节点404到Vcc的高阻抗连接。该高阻抗连接将来自Gm级的输出的电流转移(divert)给无源混频器级。
在正(Iout+)路径上，混频器核心包含同相混频器核心405以及正交相混频器核心407。连接404上的信号通过电容411，提供给一对开关410以及开关420。开关410由2LO信号控制，开关420由2LO信号的反相2LO控制。
开关410的输出经由连接412提供给开关430以及432。开关430由LO_I信号控制，开关432由LO_I信号控制。
开关420的输出经由连接422提供给开关440以及开关442。开关440由LO_Q信号控制，开关442由LO_Q信号控制。
开关430的输出经由连接434提供给放大器452。相似地，开关432的输出经由连接436提供给放大器452。放大器452可以为，例如，连接454上的具有差分输出的转移阻抗放大器。放大器452与放大器352相似，连接454上的输出为差分同相(I)输出信号。
开关440的输出经由连接444提供给放大器462。相似地，开关442的输出经由连接446提供给放大器462。放大器462可以与放大器452相似。连接464上的输出为差分正交相(Q)输出信号。
在负(Iout-)路径上，混频器核心包含同相混频器核心475以及正交相混频器核心477。连接404上的信号通过电容421提供给一对开关480以及485。开关480由2LO信号控制，开关485由2LO信号的反相2LO控制。
开关480的输出经由连接482提供给开关490以及492。开关490由LO_I信号控制，开关492由LO_I信号控制。
开关485的输出经由连接484提供给开关494以及496。开关494由LO_Q信号控制，开关496由LO_Q信号控制。
开关490的输出经由连接436提供给放大器452。相似地，开关492的输出经由连接434提供给放大器452。放大器452可以为，例如，在连接454上具有差分输出的转移阻抗放大器。放大器452与放大器352相似，连接454上的输出为差分同相(I)输出信号。
开关494的输出经由连接446提供给放大器462。相似地，开关496的输出经由连接444提供给放大器462。
图5为用在图3以及图4中的描述无源混频器以及使用LO 2LO拓扑的滤波器的实施例中使用的LO信号的示意图。同相LO信号包含差分成分，LO_I以及LO_I。正交相LO信号包含差分成分LO_Q以及LO_Q。2LO信号为I以及Q LO信号的二倍的频率的LO信号。2LO信号的反相称为2LO。
2LO信号如轨迹502所示，LO_I信号如轨迹504所示，以及LO_Q信号如轨迹506所示。
2LO*LO_I信号如轨迹508所示。信号508代表I+信号。2LO*LO_I如轨迹512所示。信号512代表I-信号。2LO*LO_Q信号如轨迹514所示。信号514代表Q+信号。2LO*LO_Q信号如轨迹516所示。信号516代表Q-信号。
有效同相LO信号eLO_I如518所示，有效正交相LO信号eLO_Q如522所示。如图5所示，有效同相LO信号eLO_I518以及有效正交相LO信号eLO_Q 522提供大约25％的占空比，由于LO_I信号504以及LO_Q信号506，从而保证了仅在2LO信号502的过渡(transition)发生切换，因此最小化切换噪声的任何影响，以及最小化任何I以及Q信号的重叠。
图6为实现LO 2LO拓扑的单端(single-ended)电压模式无源混频器的实施例的示意图。在此实施例中，经由在开关334、336、344、346(图3)的输出接上电容，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器，即可使用图3所示的LO 2LO无源混频器来实现(以及如图4所示的完全差分实现)电压模式无源混频器。图6中的单元与图3的相似，所以使用标号6XX而命名，此处XX指图3中的相似单元。
在图6的实施例中，混频器600运行在电压域，而不是电流域，而且在RF输入端为单端，但是在基带输出端为差分。前端模块144(图1)的输出经由连接146而被接收。这是图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号提供给低噪声放大器(LNA)602。在一个实施例中，放大器602可以为转移导纳(trans-admittance)放大器，否则作为Gm级。连接604上的放大器602的输出为电压信号Vout。
连接604上的电压信号提供给槽电路606。槽电路606与槽电路306相似。连接604上的槽电路606的输出为电压信号，称作Vout。
混频器核心包含同相混频器核心605以及正交相混频器核心607。连接604上的信号通过分别的电容611以及621提供给一对开关610以及开关620。开关610由2LO信号控制，开关620由2LO信号的反相2LO控制。
开关610的输出经由连接612提供给开关630以及开关632。开关630由LO_I信号控制，开关632由LO_I信号控制。
开关620的输出经由连接622提供给开关640以及642。开关640由LO_Q信号控制，开关642由LO_Q信号控制。
连接634以及636上的输出开关630以及632，其终端分别连接电容656，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器652。经由连接634以及636提供同相差分输出VIout+以及VIout-。偏置电阻(Bias resistance)657以及658接收电压信号Vcm，而电压信号Vcm设定开关630以及开关632上的DC电压。偏置电阻657以及658典型地很大，在0.5K欧姆(Ohm)到20k欧姆的范围内。
连接644以及646上的输出开关640以及开关642，其终端分别连接电容666，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器662。经由连接644以及646提供正交差分输出VQout+以及VQout-。偏置电阻667以及668接收电压信号Vcm，电压信号Vcm设定开关640以及开关642上的DC电压。偏置电阻667以及668典型地很大，在0.5K欧姆到20k欧姆的范围内。下面将要介绍，电压模式运行使得使用大约25％占空比或者所述LO 2LO结构的高Q滤波器成为可能(feasible)。
图7为实现LO 2LO拓扑的完全差分电压模式无源混频器的实施例的示意图。图7的单元与图6中的单元相似，使用标号7XX命名，其中，XX指图6中相似单元。
图7的实施例中，混频器700运行在电压域，而不是电流域，而且在RF输入端以及基带输出端为完全差分。前端模块144(图1)的输出经由连接146接收。这是图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号为差分信号，而且提供给低噪声放大器(LNA)702。在一个实施例中，放大器702可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。连接146上的放大器702的输入为差分电压信号Vin+以及Vin-。连接704上的放大器702的输出为差分电压信号，Vout+以及Vout-。
连接704上的电压信号提供给槽电路706。槽电路706与槽电路606相似。
在正(Vout+)路径上，混频器核心包含同相混频器核心705以及正交相混频器核心707。连接704上的信号通过电容711提供给一对开关710以及720。开关710由2LO信号控制，而开关720由2LO信号的反相2LO信号控制。
开关710的输出经由连接712提供给开关730以及732。开关730由LO_I信号控制。开关732由LO_I信号控制。
开关720的输出经由连接722提供给开关740以及742。开关740由LO_Q信号控制，开关742由LO_Q信号控制。
连接734以及736上的输出开关730以及732，其终端分别连接电容756，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器752。经由连接734以及736提供同相差分输出VIout+以及VIout。偏置电阻757以及758接收电压信号Vcm。
连接744以及746上的输出开关740以及742，其终端分别连接电容766，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器762。经由连接744以及746提供正交差分输出VQout+以及VQout-。偏置电阻767以及768接收电压信号Vcm。下面将会阐述，电压模式运作使得使用大约25％占空比或者所述LO-2LO结构的高Q滤波运作成为可能。
在负(Vout-)路径上，混频器核心包含同相混频器核心775以及正交相混频器核心777。连接704上的信号通过电容721提供给一对开关780以及785。开关780由2LO信号控制，开关785由2LO信号的反相2LO控制。
开关780的输出经由连接782提供给开关790以及792。开关790由LO_I信号控制，开关792由LO_I信号控制。
开关785的输出经由连接784提供给开关794以及796。开关794由LO_Q信号控制，开关796由LO_Q信号控制。
连接736以及734上的输出开关790以及792，其终端分别连接电容756，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器752。经由连接734以及736提供同相差分输出VIout+以及VIout。
连接746以及744上的输出开关794以及796上，其终端分别连接电容766，然后跟随高阻抗低噪声基带放大器762。经由连接744以及746提供正交差分输出VQout+以及VQout-。
应当提到的是电流模式实现(图3以及图4)以及电压模式实现(图6以及图7)之间存在增益差异。在电流模式中，增益与上述有源LO 2LO混频器相似。在电压模式中，从LNA输出端到差分输出节点之间的电压增益，对于单端实现(图6)来说大致为6dB，而对于差分实现(图7)接近0dB。如图6以及图7的混频器实现可以作为一系列取样和保持(S/H)功能，其中，当混频器切换为打开的持续时间接近零(脉冲序列，train of impulses)，从RF输入到每个开关的已采样输出之间的电压增益接近0dB。随着切换为打开时(或者占空比)的宽度增加，增益降低。对于所有使用目的，用于25％占空比的增益，(略微比0dB小)可以接近0dB。
图8为使用所述大约25％占空比实现的单端电压模式无源混频器的替换实施例的简化示意图。虽然在图8中描述了电压模式运作，电流模式实现也可以使用。图8描述了在实现大约25％占空比以及所述LO 2LO结构的差别。在LO频率的四分之一时间或者25％占空比中，由于认识到(recognizing)LO2LO结构主要将RF输入端(即，图3中的节点304)与基带输出(即，图3中的节点334、336、344以及346)之每一者连接起来，所以可以提供电路实现，在该电路实现中，25％占空比LO信号在LO链而不是RF信号路径中产生。实际上，可能期望少于25％占空比，以阻止开关切换为打开(on-times ofthe switches)之间的重叠，以保证在接收或者发送混频器实现中的良好的噪声性能。尽管如此，在电流模式混频器实现中，较小的占空比(小于25％)可以迅速降低线性度的品质，而仅在噪声上有微小的改善(marginalimprovement)。
在电压模式混频器实现中，如图8所示，将占空比减少到20％或者更低是可能的，但是会迅速达到衰减转折点(point of diminishing returns)，此处，由于不期望的输入信号的假信号(aliasing)或者LO频率谐波(harmonics)附近噪声，噪声降低性能。在此实施例中选择20-25％的占空比。
在图8的拓扑中，在LO路径而不是RF路径完成LO 2LO乘运作(multiplication)。通过无源混频器800的信号传播因此简化为RF信号现在通过一个切换装置，而不是通过两个切换装置而传播，如图3、4、6、7所描述。图8中的结构，尽管比图3、4、6以及7中的拓扑在线性度以及开关噪声上稍好，但是对于I-Q匹配以及LO相位噪声却更差。LO电路也更复杂以及消耗更多功率。尽管存在上述缺点，但是信号路径的简化提供了显著的优势，尤其是使用电压模式混频器拓扑时。进一步说，下面将阐述，对于用在图8所示的每个正交I以及Q信号之具有较低串联电阻(lower series resistance)的一个开关(而不是两个)，可使得RF路径中产生较高Q滤波响应，因而使得图8的无源混频器拓扑的滤波特性更为有效。
无源混频器800为电压模式的大约25％占空比混频器拓扑的实施例。低噪声放大器的输出经由连接146而被接收。这是图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号提供给放大器802。在一个实施例中，放大器802可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。在连接804上的放大器802的输出为电压信号。
连接804上的电压信号提供给槽电路806。槽电路806与上述槽电路306相似。连接804上的槽电路806的输出为电压信号，称作Vout。
连接804上的电压信号通过电容811提供给开关822、824、826以及828。开关822、824、826以及828可以使用任何开关技术而实现，例如，BJT技术、FET技术或者任何其它切换技术。开关822、824、826以及828也可以由传导门(pass gate)替代，其中，传导门(pass gate)典型地为NFET与PFET晶体管的组合，如现有技术所知。开关822、824、826以及828在图8中描述为单刀单掷(single-pole，single-throw)开关，以说明任何开关可以用于产生上述切换信号。
上述实施例中，同相(I)以及正交相(Q)信号为差分。因此，I信号包含VI+信号以及VI-信号。相似地，Q信号包含VQ+信号以及VQ-信号。开关822产生I+信号，开关824产生I-信号，开关826产生Q+信号，开关828产生Q-信号。驱动开关822、824、826以及828的时钟信号描述为具有25％占空比，而且可以如下述方式产生。时钟信号832驱动开关822，时钟信号834驱动开关826，时钟信号836驱动开关824，以及时钟信号838驱动开关828。根据使用大约25％占空比拓扑的无源混频器的实施例，时钟信号832到838中没有任何一者具有重叠的时间周期，或者同时为正的时间周期。
开关822的输出经由电容856以及电阻857终止，而且开关822的输出提供给放大器852的一个输入。开关824的输出由电容858以及电阻859终止，而且开关824的输出提供给放大器852的另一个输入。开关826的输出由电容866以及电阻867终止，而且开关826的输出提供给放大器862的一个输入。开关828的输出由电容868以及电阻869终止，而且开关828的输出提供给放大器862的另一个输入。连接854上的放大器852的输出为差分VI+以及VI-输出信号；而且连接864上的放大器862的输出为差分VQ+以及VQ-输出信号。
图9为可以用于产生图8所述的时钟信号的电路的替代实施例的示意图。图9描述了纹波计数器(ripple counter)900，计数器900包含触发器902、904、906以及908。时钟信号CLK在连接912上提供给触发器。在一个实施例中，连接912上的时钟信号运行在LO频率的4倍频率上(4LO)。连接932上的触发器908的输出为I+CLK信号，连接934上的触发器902的输出代表Q+CLK信号，连接936上的触发器904的输出代表I-CLK信号，而连接938上的触发器906的输出代表Q-CLK信号。计数器900应该由触发器的设定或者重置(resetting)而初始化为状态1000。
图10为可以用于产生图8所述的时钟信号的电路1000的另一个替代实施例的示意图。电路1000给出了用于图8的结构产生大约25％占空比的方式。电路1000给出了产生用于图8的混频器的LO信号的CMOS分频器，而在LO I-Q相位以及幅度不匹配最小化时，其所产生的LO信号对2分频噪声并不敏感。
电路1000包含NOR门1022、1024、1026以及1028。经由连接1006，自延迟单元1004，NOR门的每一者都接收延迟的2LO信号。选择延迟单元1004提供的延迟，这样，NOR门输入上的两个信号中的过渡就不会同时发生。一旦满足此条件，在NOR门输出的信号就依赖于2LO信号，而不是依赖于来自分频器的LO信号(图2)。经由连接1012，NOR门1022接收LOI+信号，NOR门1024经由连接1014接收LOI-信号，NOR门经由连接1016接收LOQ+信号，NOR门1028经由连接1018接收LOQ-信号。
NOR门1022经由连接1032提供I+时钟信号，NOR门1024经由连接1034提供I-时钟信号，NOR门1026经由连接1036提供Q+时钟信号，NOR门1028经由连接1038提供Q-时钟信号。
2LO*LO_I信号如轨迹1042所示。信号1042代表I+时钟信号。2LO*LO_I信号信号如轨迹1044所示。信号1044代表I-时钟信号。2LO*LO_Q信号如轨迹1046所示。信号1046代表Q+时钟信号。2LO*LO_Q信号如轨迹1048所示。信号1048代表Q-时钟信号。
信号轨迹1052代表连接1012上的信号，而且描述了用于LOI+信号二分频功能，以及信号轨迹1054描述了连接1006上的信号，以及描述了由延迟单元1004提供的2LO信号的延迟信号。
图11A为用于产生图10所述的连接1012、1014、1016以及1018上的信号的电路1100的实施例。电路1100为一个具有锁存(latch)单元1104以及1106的锁存电路。经由连接1102提供LO频率的二倍的频率(2LO)的时钟信号。锁存单元1104产生LOQ+以及LOQ-信号，而且锁存单元1106产生图10的连接1012、1014、1016以及1018的LOI+以及LOI-信号。
图11B为图11A的锁存电路的实施例的示意图。电路1150包含开关单元1152、1154、1156、1158、1176以及1178。在此例子中，开关单元如FET装置所示；尽管如此，其它实现也是可行的。
经由连接1162，开关单元1152以及1154接收输入信号，Input，开关单元1156与开关1158经由连接1164接收输入信号Input的反相Input。开关单元1178接收时钟信号CLK，开关单元1176接收时钟输入信号的反相CLK。
缓冲器1172以及1174在锁存上提供正反馈。电路1150的输出在连接1166以及1168上获得。
图12为图10的一对NOR门的示例实现的示意图。在此例子中，开关单元描述为FET装置；尽管如此，其它实现也是可行的。
开关单元1254以及1258接收输入信号，A，开关单元1252以及1272接收输入信号B，而开关单元1256以及1274接收输入信号的反相B。开关单元1276也接收输入信号A。简单参考图10，此实现中，例如，合并NOR门1022以及1024。图12的输入A可以连接到图10的连接1006上。图12的输入B可以连接到图10的1012上。图12的反相信号B可以连接到图10的连接1014上。
电路1200的I+CLK(或者Q+CLK)输出，在连接1266获得，而I-CLK(或者Q-CLK)输出在连接1268获得。电路1200也称作“伪差分(pseudo-differential)”实现。图12所示的实现中，两个NOR门共享晶体管1276的情况减少了输入A上的负载，而改进了差分输出信号的相位噪声。
图13为使用大约25％占空比拓扑的实现的滤波器的实施例的示意图。图13的实施例描述了使用大约25％占空比拓扑的一般概念(general concept)。
使用片上(on-chip)单元在RF上实现的典型的滤波器获得高Q因数(factors)，其中，高Q因数通常比25小。在900MHz接收器中，位于20MHz偏移频率的滤波阻隔(blocking)信号典型地需要滤波器Q＞300。图13为使用大约25％占空比拓扑的高Q滤波器1300的一般实现。当LO信号可以获得时，低频率滤波器(处于基带频率)可以转换为LO频率。通常可以获得Q值超过500。一般说来，这些滤波器实现在电压模式，而电压模式中，无源混频器开关的输出为电压而不是电流。当传统的无源混频器基本设计可以用于将滤波器响应从DC转换到LO频率时，大约25％占空比或者LO-2LO方式获得的Q显著地比较高。这样高Q响应为此拓扑中的无源混频器的I以及Q隔离的结果。图6、图7以及图8中的实现可以用于在LNA的输出端提供高Q滤波器。由于在开关切换为打开时的周期内，输入RF与基带输出之间的较低的电阻，所以图8所示的单开关RF路径实现提供较高的滤波器Q以及较低噪声。
无源1300混频器描述了高Q滤波器的实施例。连接146上的输入信号提供给放大器1302。在一个实施例中，放大器1302可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。连接1304上的放大器1302的输出为电压信号。
连接1304上的电压信号提供给槽电路1306。槽电路1306与上述槽电路306相似。槽电路1306的输出在连接1304上为电压信号，称作Vout。连接1304上的信号提供给接收器1307，而接收器1307可以提供I以及Q输出信号，无论接收器实现是什么。
连接1304上的电压信号通过电容1311提供给开关1322、1324、1326以及1328。开关1322、1324、1326以及1328可以使用任何开关技术而实现，例如，BJT技术、FET技术，NFET与PFET组合，或者其它任何开关技术，其中，NFET与PFET组合也称作传导门(pass gate)。图13的开关1322、1324、1326以及1328描述为简单的单刀单掷开关，以说明，任何类型开关可以用于产生上述切换信号。
在上述实施例中，同相(I)以及正交相(Q)信号为差分。因此，I信号包含VI+信号以及VI-信号。相似地，Q信号包含VQ+信号以及VQ-信号。开关1322产生I+信号，开关1324产生I-信号，开关1326产生Q+信号，以及开关1328产生Q-信号。驱动开关1322、1324、1326以及1328的时钟信号与图8的时钟信号相似。
开关1322的输出由电容1356以及电阻1357终止。开关1324的输出由电容1358以及电阻1359终止。开关1326的输出由电容1366以及电阻1367终止。开关1328的输出由电容1368以及电阻1369终止。
根据滤波器1300，开关1322(也可以为开关1324、1326以及1328)的输出端的具有3dB转折频率的低通响应(使用曲线图1372说明)，转换为连接1304上的LO频率，使用曲线图1374说明。该响应转换为+fLO。简单起见，为了方便说明，省略了3LO、5LO、7LO以及其它谐波。
LNA 1302的输出端的连接1304，为高Q已滤波电压，其中，已经衰减了阻隔信号(blocker)。对于20MHz而言，典型的衰减在10-20dB范围内，而且以更高级的CMOS技术可以获得更高的频率阻隔信号(blocker)。该抑制(rejection)由共振时槽电路1306的阻抗以及无源混频器中用的开关的串联电阻所限制。
连接1304上的电路的输出，然后提供给接收器链的其余元件，该接收器链的其余元件可以实现为不受到任何限制。
3dB转折频率“f-3dB”根据如下公式计算：
f - 3 dB = 1 2 π ( TLO TON ) 1 R T * C
其中，RT为槽电路1306在共振频率的阻抗(ZT)，其中，在此实施例中，共振频率为LO频率，TLO＝1/fLO，为LO信号的时间周期，以及TON为每个开关切换为打开的周期，而且C为图13的电容1356的值。
图14为用于I以及Q已接收信号的接收器链的实施例的示意图，其中，该接收器链使用滤波器的输出，而该滤波器使用大约25％占空比拓扑而实现图14中的单元与图13中的单元相似，使用标号14XX命名，其中XX指图13中的相似单元。虽然图14的实现给出了单端实现，但是滤波器结构很容易就可以转换为完全差分实现。
连接146上的输入信号提供给放大器1402。在一个实施例中，放大器1402可以为转移导纳放大器，否则为Gm级。连接1404上的放大器1402的输出为电压信号。
连接1404上的电压信号提供给槽电路1406。槽电路1406与上述槽电路1306相似。连接1404上的槽电路1406的输出为电压信号，称作Vout。
连接1404上的电压信号通过电容1411提供给开关1422、1424、1426以及1428。开关1422、1424、1426以及1428可以使用任何开关技术而实现，例如，BJT技术、FET技术，或者任何其它开关技术。开关1422、1424、1426以及1428如图14所示描述为简单的单刀单掷开关，以说明可以使用任何类型的开关用于产生上述切换信号。
在所述实施例中，同相(I)以及正交相(Q)信号为差分。因此，I信号包含VI+信号以及VI-信号。相似地，Q信号包含VQ+信号以及VQ-信号。开关1422产生I+信号，开关1424产生I-信号，开关1426产生Q+信号，以及开关1428产生Q-信号。驱动开关1422、1424、1426以及1428的时钟信号与图8的时钟信号相似。
开关1422的输出由电容1456以及电阻1457终止，而且开关1422的输出提供给放大器1452的一个输入。开关1424的输出由电容1458以及电阻1459终止，而且开关1424的输出提供给放大器1452的另一个输入。开关1426的输出由电容1466以及电阻1467终止，而且开关1426的输出提供给放大器1462的一个输入。开关1428的输出由电容1468以及电阻1469终止，而且开关1428的输出提供给放大器1462的另一个输入。放大器1452以及1462可以为转移导纳放大器或者Gm级。放大器1452经由连接1454提供差分I+out以及I-out信号。放大器1462经由连接1464提供差分Q+out以及Q-out信号。
根据滤波器1400，在开关1422(也可以为开关1424、1426以及1428)的输出端的具有3dB转折频率的滤波器响应(如曲线图1472描述)，转换为连接1404上的LO频率，如曲线图1474描述。该响应转换为+fLO。简单起见，为了方便说明，省略了3LO、5LO、7LO以及其它谐波。3dB转折频率“f-3dB”根据如下公式计算：
f - 3 dB = 1 2 π ( TLO TON ) 1 R T * C
其中，RT为槽电路在共振频率的阻抗(ZT)，其中，在此实施例中，共振频率为LO频率，TLO＝1/fLO，为LO信号的时间周期，以及TON为每个开关切换为打开的周期，而且C为图14的电容1456的值。
图15为使用大约25％占空比拓扑实现的滤波器的替代实施例的示意图。图15中的单元与图13中的单元相似，使用标号15XX命名，其中XX指图13中的相似单元。
滤波器1500描述了高Q滤波器的实施例，该高Q滤波器以发送频率提供一个陷波(notch)响应。连接146上的输入信号提供给放大器1502。在一个实施例中，放大器1502可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。放大器1502的输出在连接1504上为电压信号。
连接1504上的电压信号提供给槽电路1506。槽电路1506与上述槽电路306相似。连接1504上的槽电路1506的输出为电压信号，称作Vout。连接1504上的信号提供给接收器1507，其中，接收器1507提供I以及Q输出信号，无论接收器的实现是什么。
连接1504上的电压信号通过电容1511提供给开关1522、1524、1526以及1528。开关1522、1524、1526以及1528可以使用任何开关技术而实现，例如，BJT技术、FET技术，或者任何其它开关技术。图15的开关1522、1524、1526以及1528描述为简单的单刀单掷开关，以说明可以用于产生上述切换信号的任何类型开关。
开关1522以及1524的输出连接到电路模块1552，开关1526以及1528的输出连接到电路模块1562。电路模块1552以及1562在基带频率提供高通形状(high pass shape)的负载阻抗，如曲线图1572所示。这样的终端阻抗(termination impedance)的实施例为具有反馈电阻的高增益放大器虚拟地连接。一般说来，可以使用包含反馈电路的其它实现，其中，反馈电路分析基带频率(典型地，在MHz到10MHz的范围内)的感性负载(inductive load)。
根据滤波器1500，在连接1504产生LO频率的陷波滤波器响应。如果选择LO频率为发送频率，那么就在发送频率创建如曲线图1574所示的陷波响应。在发送频率具有陷波响应，可以对接收器输入端的任何发送阻隔信号进行滤波。
图16为使用LO 2LO拓扑实现的滤波器的替代实施例的示意图，该使用LO 2LO拓扑实现的滤波器实现为在发送器中滤除噪声。
无源混频器1600给出了发送器中实现的高Q滤波器的实施例的示意图。连接1601上的输入信号为发送输入信号，该发送输入信号可以由任何发送器提供，其中，任何发送器包含发送器110(图1)。发送信号提供给放大器1602。在一个实施例中，放大器1602可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。连接1604上的放大器1602的输出为电压信号。
连接1604上的电压信号提供给槽电路1606。槽电路1606与上述槽电路306相似。连接1604上的槽电路1606的输出为电压信号，称为Vout，而且在此例中为发送信号，该发送信号提供给功率放大器或者功率放大器驱动器140(图1)。放大器140放大发送信号，然后在连接114上提供发送信号。
连接1604上的电压信号通过电容1611发送给开关1622、1624、1626以及1628。开关1622、1624、1626以及1628可以使用任何开关技术而实现，例如，BJT技术、FET技术、或者任何其它开关技术。图16的开关1622、1624、1626以及1628描述为单刀单掷开关，以说明用于产生上述切换信号的任何类型开关。
在上述实施例中，同相(I)以及正交相(Q)信号为差分。因此，I信号包含I+以及I-信号。相似地，Q信号包含Q+以及Q-信号。开关1622产生I+信号，开关1624产生I-信号，开关1626产生Q+信号，以及开关1628产生Q-信号。驱动开关1622、1624、1626以及1628的时钟信号与图8中的时钟信号相似。
开关1622的输出由电容1656以及电阻1657终止。开关1624的输出由电容1658以及电阻1659终止。开关1626的输出由电容1666以及电阻1667终止。开关1628的输出由电容1668以及电阻1669终止。
根据滤波器1600，由LO以及2LO信号创建滤波器响应，其中，LO以及2LO信号驱动开关1622、1624、1626以及1628。这些LO以及2LO信号选择为分别对应TXLO以及2TXLO。此配置在连接1604上提供滤波器响应，如曲线图1674所示。
位于基带频率的滤波器响应，低通响应，经由此拓扑转换为TXLO频率。这样在节点1604创建了一个非常高Q滤波器，该高Q滤波器抑制了TX信号的带宽以外存在的信号。对于GSM应用而言，20MHz偏移或者用于WCDMA的45MHz、90MHz、180MHz的更高频率的偏移而言，dBc/Hz噪声在节点1604与输入节点1601相比，衰减。滤波器的带宽可以调整，相应的衰减可以通过选择用于电容1656、1658、1666以及1668的电容的期望的值而进行调整。
作为此拓扑的产品，已下变频I以及Q差分信号在基带电容器1656、1658、1666以及1668为可以获得。作为一个例子，通过电容器1656、1658、1666以及1668的输出可以用于发送器的校准。
图17为使用n个采样保持开关，以及具有n个基带输出的无源混频器以及滤波器拓扑的一般实现的示意图。低噪声放大器的输出经由连接146被接收。这作为图1的接收器120的输入信号。连接146上的输入信号提供给放大器1702。在一个实施例中，放大器1702可以为转移导纳放大器，否则作为Gm级。连接1704上的放大器1702的输出为电压信号。
连接1704上的电压信号提供给槽电路1706。槽电路1706与上述槽电路306相似。
连接1704上的信号通过电容1711提供给开关1722-1至1722-(n-1)。图17的一般实现中，n开关1722-1至1722-(n-1)用在信号路径上，每个开关具有占空比≤(100/n)％。开关1722-1至1722-(n-1)由分别的时钟信号CLK_0至CLK_(n-1)驱动。在此应用中讨论的实现，是n＝2的特例。尽管如此，可以在接收器拓扑中使用n个基带输出，其中，每个RF周期可能需要多于两个采样。随着n增加，增益接近0dB。例如，第三以及第五谐波抑制接收器结构可以使用n＝8以产生Rf波形的0、45、90、135、180、225、270以及315度采样。对于n＝8的情况，图17中标记为V0，V1，....V(n-1)的输出，分别对应0、45、90、135、180、225、270以及315度采样。谐波抑制混频器就可以使用这些多个相位的加权和实现。
该技术在时域将RF信号分割(splitting)给为n个独立路径，而不增加额外电路模块的有效方法，其中，增加额外电路模块可能严重地降低性能，或者增加功耗或者裸芯片面积。在电压域的n抽头(tap)无源混频器或者采样保持混频器方法保持了节点146的滤波器的Q增加的好处，而且已经对于n＝2进行了详细讨论。
图18为无源混频器以及使用LO 2LO结构的滤波器的实施例的运作的流程图1800。在流程图中的方块可以按方块顺序或者不按顺序而执行。
在方块1802中，为混频器核心提供LO信号。在方块1804中，为混频器核心提供二倍的LO信号频率的信号(2LO)。在方块1806中，混频器核心的输出根据2LO信号切换。
本发明的多个实施例已经描述如上，然对于本领域技术人员来说，遵循本发明的范围，还有更多的实施例以及实现。例如，本发明不限于RF发送器或者收发器的特定类型。本发明的实施例可以用于将已接收信号上变频或者下变频，或者对该信号滤波的RF接收器以及收发器的不同类型中。

Claims (20)

1.一种无源混频器，包含：
切换结构，配置为使用第一振荡器信号的差分成分、以及第二振荡器信号的差分成分，产生差分同相信号以及差分正交相信号，其中，该第二振荡器信号的频率为该第一振荡器信号频率的二倍。
2.如权利要求1所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构配置为在该第二振荡器信号过渡时，切换该输入信号。
3.如权利要求2所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构产生有效本地振荡器信号，该有效本地振荡器信号在该第一本地振荡器信号稳定的时间周期内切换该输入信号。
4.如权利要求3所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构进一步包含：
第一组开关，配置为由该第二本地振荡器信号控制；以及
第二组开关，配置为由该第一本地振荡器信号控制。
5.如权利要求3所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构进一步包含：
单一开关，该单一开关用于该差分同相信号以及该差分正交相信号的每一者，每一开关以该有效本地振荡器信号的频率运行。
6.如权利要求5所述的无源混频器，其特征在于，该单一开关的输出以及该单一开关的输入之间的电压摆幅大致上被消除。
7.一种无源滤波器，包含：
滤波混频器，配置为接收放大器的输出；以及
切换结构，该切换结构位于该滤波混频器内，该切换结构配置为使用第一本地振荡器信号的差分成分以及第二本地振荡器信号的差分成分产生差分同相信号以及差分正交相信号，该第二本地振荡器信号的频率为该第一本地振荡器信号的频率的二倍。
8.如权利要求7所述的无源滤波器，其特征在于，该切换结构进一步包含：
单一开关，用于该差分同相信号以及该差分正交相信号的每一者，每一开关以该有效本地振荡器信号的频率运行。
9.如权利要求7所述的无源滤波器，其特征在于，该滤波混频器提供低通滤波器响应。
10.如权利要求9所述的无源滤波器，其特征在于，该滤波混频器在发送频率提供陷波滤波器响应。
11.一种混频信号的方法，包含：
提供输入信号；以及
使用第一本地振荡器信号的差分成分以及第二本地振荡器信号的差分成分产生差分同相信号以及差分正交相信号，以及该第二本地振荡器信号的频率为该第一本地振荡器信号的频率的二倍。
12.如权利要求11所述的混频信号的方法，其特征在于，进一步包含在该差分第二本地振荡器信号的过渡时，切换该输入信号。
13.如权利要求12所述的混频信号的方法，其特征在于，该切换结构产生有效本地振荡器信号，该有效本地振荡器信号在该第一本地振荡器稳定的时间周期内切换该输入信号。
14.如权利要求12所述的混频信号的方法，其特征在于，进一步包含：
提供该第一本地振荡器信号的差分成分，以及该第二本地振荡器信号的差分成分，其中该第二本地振荡器信号的频率为该第一本地振荡器信号的频率的二倍；
为该滤波混频器提供参考频率信号；以及
对射频输入信号滤波。
15.如权利要求14所述的混频信号的方法，其特征在于，该参考频率为对应一接收本地振荡器信号的信号，其中，该参考频率为该接收本地振荡器信号的频率的二倍。
16.如权利要求14所述的混频信号的方法，其特征在于，该参考频率为对应一发送本地振荡器信号的信号，其中，该参考频率信号为该发送本地振荡器信号的频率的二倍。
17.一种无源混频器，包含：
切换结构，配置为使用同相信号以及正交相信号的差分成分，产生差分同相信号以及差分正交相信号，该同相信号以及正交相信号运行在大约25％占空比信号的过渡。
18.如权利要求17所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构配置为在该大约25％占空比信号的过渡时切换该输入信号。
19.如权利要求17所述的无源混频器，其特征在于，该切换结构形成高Q滤波器。
20.一种无源混频器，该无源混频器配置为使用n个无源混频器，产生RF输入的n个基带采样，该n个无源混频器配置为由本地振荡器信号切换，其中，该本地振荡器信号大约为(100/n)％占空比。
CN200880021901A 2007-06-26 2008-06-26 无源混频器以及使用无源混频器的高q滤波器 Pending CN101809859A (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US94627307P 2007-06-26 2007-06-26
US60/946,273 2007-06-26
US12/144,986 US8145155B2 (en) 2005-09-06 2008-06-24 Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer
US12/144,986 2008-06-24
PCT/US2008/068345 WO2009003101A2 (en) 2007-06-26 2008-06-26 Passive mixer and high q rf filter using a passive mixer

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN101809859A true CN101809859A (zh) 2010-08-18

Family

ID=40186278

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200880021901A Pending CN101809859A (zh) 2007-06-26 2008-06-26 无源混频器以及使用无源混频器的高q滤波器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8145155B2 (zh)
EP (1) EP2179503B1 (zh)
JP (1) JP5154645B2 (zh)
CN (1) CN101809859A (zh)
WO (1) WO2009003101A2 (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102386938A (zh) * 2010-09-02 2012-03-21 瑞昱半导体股份有限公司 一种通讯***的接收装置
CN102780455A (zh) * 2011-04-21 2012-11-14 英特尔移动通信有限公司 混频器、混频器***和方法
CN102832957A (zh) * 2011-06-14 2012-12-19 瑞昱半导体股份有限公司 不连续频段信号的接收机、发射机及其接收和发射方法
CN103441733A (zh) * 2012-03-30 2013-12-11 联发科技（新加坡）私人有限公司 混频器电路
CN105991146A (zh) * 2015-03-23 2016-10-05 英特尔Ip公司 高性能接收机构造及其方法
CN107547093A (zh) * 2016-06-23 2018-01-05 联发科技股份有限公司 无线通信接收机
CN105493410B (zh) * 2013-08-30 2018-01-26 高通股份有限公司 用于噪声抵消接收器的阻断器滤波
CN107852135A (zh) * 2015-08-04 2018-03-27 高通股份有限公司 具有谐波电流抑制的本地振荡器信号发生电路
CN109417378A (zh) * 2016-06-14 2019-03-01 株式会社村田制作所 多路调制器、高频前端电路以及通信装置
CN114553147A (zh) * 2022-01-12 2022-05-27 中国电子科技集团公司第十研究所 可配置增益的双平衡无源混频器

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7890076B2 (en) * 2005-12-15 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mixer circuit and method
GB0623653D0 (en) * 2006-11-27 2007-01-03 Innovision Res & Tech Plc Near field RF communicators and near field RF communications enabled devices
US8072255B2 (en) * 2008-01-07 2011-12-06 Qualcomm Incorporated Quadrature radio frequency mixer with low noise and low conversion loss
US8406358B1 (en) 2008-02-14 2013-03-26 Marvell International Ltd. Radio-frequency apparatus with programmable performance and associated methods
US8077803B2 (en) * 2008-03-27 2011-12-13 Freescale Semiconductor, Inc. Quarter duty cycle pulse generator for interleaved switching mixer
US8433277B2 (en) * 2008-04-23 2013-04-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Passive mixer and four-phase clocking method and apparatus
US8099070B2 (en) * 2008-04-23 2012-01-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Passive mixer and four phase clocking method and apparatus
US8571510B2 (en) * 2008-08-18 2013-10-29 Qualcomm Incorporated High linearity low noise receiver with load switching
US20100279641A1 (en) * 2008-12-31 2010-11-04 Siu-Chuang Ivan Lu Receiver for wireless communication system
US8929848B2 (en) * 2008-12-31 2015-01-06 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Interference-robust receiver for a wireless communication system
WO2010107460A1 (en) * 2009-03-17 2010-09-23 Skyworks Solutions, Inc. Saw-less, lna-less low noise receiver
US8467760B2 (en) * 2009-07-02 2013-06-18 Broadcom Corporation Frequency translated filters for wideband applications
US8112059B2 (en) * 2009-09-16 2012-02-07 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Mixer circuit, integrated circuit device and radio frequency communication unit
WO2011085027A1 (en) * 2010-01-05 2011-07-14 Maxlinear, Inc. High dynamic range radio architecture with enhanced image rejection
US8620254B2 (en) * 2010-02-04 2013-12-31 Cornell University Wireless communication device and system
US8314639B2 (en) 2010-03-24 2012-11-20 Mediatek Inc. Frequency divider for generating output clock signal with duty cycle different from duty cycle of input clock signal
US20110299436A1 (en) 2010-06-03 2011-12-08 Broadcom Corporation Front end module with scalable impedance balancing
US8483628B2 (en) * 2010-06-03 2013-07-09 Broadcom Corporation Multiple-phase frequency translated filter
US8655299B2 (en) 2010-06-03 2014-02-18 Broadcom Corporation Saw-less receiver with RF frequency translated BPF
US8552790B2 (en) * 2010-07-21 2013-10-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Harmonic rejection of signal converting device and method thereof
JP5574293B2 (ja) * 2010-07-29 2014-08-20 公立大学法人会津大学 複素型直交変調器、複素型直交復調器及びこれらに用いる直交ミキサ
WO2012044147A1 (en) * 2010-09-30 2012-04-05 Telekom Malaysia Berhad Mixer circuit and quadrature mixer circuit
CN102034022B (zh) * 2010-12-03 2012-10-03 深圳市理邦精密仪器股份有限公司 一种基于倍频分析的信号处理方法及***
EP2466744A1 (en) 2010-12-15 2012-06-20 ST-Ericsson SA Frequency conversion device for wireless systems
TWI420450B (zh) * 2010-12-23 2013-12-21 Au Optronics Corp 移位暫存器的時脈訊號供應方法與電路
EP2573936A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Mixer unit
EP2611031B1 (en) * 2011-12-29 2016-09-28 ST-Ericsson SA Signal filtering
US8937514B2 (en) * 2012-02-10 2015-01-20 Hittite Microwave Corporation Local oscillator (LO) driver circuit for a mixer
US8774745B2 (en) 2012-12-10 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Reconfigurable receiver circuits for test signal generation
US9154243B2 (en) 2012-12-17 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Receiver calibration with LO signal from inactive receiver
US9054762B2 (en) * 2013-04-26 2015-06-09 Broadcom Corporation Transmitter diversity with a passive mixer network
US9197257B2 (en) 2013-05-21 2015-11-24 St-Ericsson Sa Harmonic filtering for an up-converting, voltage mode, passive mixer
US9020458B2 (en) 2013-05-23 2015-04-28 Qualcomm Incorporated Mixer with channel impedance equalization
US9008231B2 (en) 2013-05-31 2015-04-14 Intel IP Corporation Signal duty cycle reduction
US9014300B2 (en) * 2013-09-12 2015-04-21 Qualcomm Incorporated Switched-mode high-linearity transmitter using pulse width modulation
US9071197B2 (en) 2013-09-27 2015-06-30 Qualcomm Incorporated Harmonic rejective passive up converter
WO2015053672A1 (en) * 2013-10-11 2015-04-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Signal generator and associated phase shift apparatus and method
US10530414B2 (en) * 2013-10-11 2020-01-07 Cornell University Signal processing device, amplifier, and method
US10084433B2 (en) * 2014-03-13 2018-09-25 Mediatek Inc. Feedforward filter using translational filter
US9331634B2 (en) 2014-08-01 2016-05-03 Nxp B.V. Frequency down-conversion
US9817502B2 (en) * 2014-12-29 2017-11-14 Synaptics Incorporated Switched-capacitor harmonic-reject mixer
US9543897B2 (en) * 2015-02-13 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Fully I/Q balanced quadrature radio frequency mixer with low noise and low conversion loss
JP2016167781A (ja) * 2015-03-10 2016-09-15 富士通株式会社 無線通信装置及び無線通信装置の制御方法
US9800278B2 (en) 2015-09-04 2017-10-24 North Carolina State University Tunable filters, cancellers, and duplexers based on passive mixers
US9755678B2 (en) 2015-12-01 2017-09-05 Analog Devices Global Low noise transconductance amplifiers
US9712113B2 (en) * 2015-12-01 2017-07-18 Analog Devices Global Local oscillator paths
US9729119B1 (en) * 2016-03-04 2017-08-08 Atmel Corporation Automatic gain control for received signal strength indication
US10419046B2 (en) * 2016-05-26 2019-09-17 Mediatek Singapore Pte. Ltd Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
US10027358B2 (en) * 2016-08-15 2018-07-17 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Harmonic selective full-band capture receiver with digital harmonic rejection calibration
US9654310B1 (en) * 2016-11-19 2017-05-16 Nxp Usa, Inc. Analog delay cell and tapped delay line comprising the analog delay cell
US10305428B1 (en) 2017-12-15 2019-05-28 Qualcomm Incorporated Passive mixer
US10305522B1 (en) 2018-03-13 2019-05-28 Qualcomm Incorporated Communication circuit including voltage mode harmonic-rejection mixer (HRM)
US11750427B1 (en) * 2022-05-04 2023-09-05 L3Harris Technologies, Inc. Low-noise highly-linear wideband vector modulators

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5789799A (en) 1996-09-27 1998-08-04 Northern Telecom Limited High frequency noise and impedance matched integrated circuits
JP3848445B2 (ja) * 1997-09-26 2006-11-22 松下電器産業株式会社 複数通信方式対応の無線機
JPH11220506A (ja) * 1997-11-25 1999-08-10 Fujitsu Ltd 変調用ミキサ及び直交変調器
US6587678B1 (en) * 1999-03-02 2003-07-01 Skyworks Solutions, Inc. Direct conversion receiver employing subharmonic frequency translator architecture and related preprocessor
JP3626399B2 (ja) * 2000-08-17 2005-03-09 株式会社東芝 周波数シンセサイザ及びこれを用いたマルチバンド無線機
US7130599B2 (en) * 2000-11-03 2006-10-31 Qualcomm Inc. Quadrature generator with image reject mixer
US7403578B2 (en) * 2001-06-08 2008-07-22 Broadcom Corporation Robust burst detection and acquisition system and method
JP2003060441A (ja) * 2001-08-10 2003-02-28 Toshiba Corp ダブルバランスミキサー回路とそれを用いた直交復調回路
US20050043002A1 (en) 2001-09-13 2005-02-24 Cecile Vienney Method and apparatus for direct digital to rf conversion using pulse shaping
WO2003028206A1 (de) * 2001-09-19 2003-04-03 Siemens Aktiengesellschaft Multiband-empfänger sowie zugehöriges verfahren
CH698390B1 (fr) 2001-10-22 2009-07-31 Asulab Sa Mélangeur, notamment pour récepteur à double conversion.
JP3828793B2 (ja) * 2001-12-04 2006-10-04 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 直交ミキサ回路
US6687491B2 (en) * 2002-01-18 2004-02-03 Sony Corporation Direct conversion of low power high linearity receiver
US6980774B2 (en) * 2002-01-22 2005-12-27 Broadcom, Corp. Radio frequency integrated circuit
CA2375438A1 (en) * 2002-03-08 2003-09-08 Sirific Wireless Corporation Improvements to a high linearity gilbert i q dual mixer
US7171182B2 (en) 2002-05-01 2007-01-30 Qualcomm Incorporated Frequency synthesizers for supporting voice communication and wireless networking standards
US6954446B2 (en) 2002-06-25 2005-10-11 Motorola, Inc. Multiple mode RF communication device
US7233774B2 (en) * 2003-01-30 2007-06-19 Broadcom Corporation RF transceiver with compact stacked mixer design for multiple frequency conversion
JP4298468B2 (ja) * 2003-10-31 2009-07-22 シャープ株式会社 周波数変換回路、無線周波受信機、および無線周波トランシーバ
JP4162588B2 (ja) 2003-12-26 2008-10-08 シャープ株式会社 受信装置および送信装置
TWI345369B (en) 2004-01-28 2011-07-11 Mediatek Inc High dynamic range time-varying integrated receiver for elimination of off-chip filters
KR20070043988A (ko) 2004-07-06 2007-04-26 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍) 입력 신호를 주파수 변환하는 무선 수신기 프론트엔드 및방법
DE602004008898T2 (de) * 2004-07-06 2008-06-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Funkempfänger-Eingangsstufe und Verfahren zur Unterdrückung von Aussenbandstörung
US7398073B2 (en) * 2005-09-06 2008-07-08 Skyworks Solutions, Inc. Low noise mixer
US7904036B2 (en) * 2005-12-02 2011-03-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Modulation method and apparatus
US7620381B2 (en) * 2006-05-21 2009-11-17 Realtek Semiconductor Corp. Tri-state chopper for frequency conversion
US7869781B2 (en) * 2006-12-06 2011-01-11 Broadcom Corporation Method and system for mitigating the effects of pulling in multiple phase locked loops in multi-standard systems
US7725092B2 (en) * 2007-04-06 2010-05-25 Mediatek Inc. Dynamic current steering mixer

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102386938B (zh) * 2010-09-02 2014-03-05 瑞昱半导体股份有限公司 一种通讯***的接收装置
CN102386938A (zh) * 2010-09-02 2012-03-21 瑞昱半导体股份有限公司 一种通讯***的接收装置
CN102780455A (zh) * 2011-04-21 2012-11-14 英特尔移动通信有限公司 混频器、混频器***和方法
CN102780455B (zh) * 2011-04-21 2015-09-09 英特尔移动通信有限公司 混频器、混频器***和方法
CN102832957A (zh) * 2011-06-14 2012-12-19 瑞昱半导体股份有限公司 不连续频段信号的接收机、发射机及其接收和发射方法
CN102832957B (zh) * 2011-06-14 2014-12-17 瑞昱半导体股份有限公司 不连续频段信号的接收机、发射机及其接收和发射方法
CN103441733A (zh) * 2012-03-30 2013-12-11 联发科技（新加坡）私人有限公司 混频器电路
CN103441733B (zh) * 2012-03-30 2016-04-27 联发科技（新加坡）私人有限公司 混频器电路
CN105493410B (zh) * 2013-08-30 2018-01-26 高通股份有限公司 用于噪声抵消接收器的阻断器滤波
CN105991146A (zh) * 2015-03-23 2016-10-05 英特尔Ip公司 高性能接收机构造及其方法
CN105991146B (zh) * 2015-03-23 2018-09-28 英特尔Ip公司 高性能接收机构造及其方法
CN107852135A (zh) * 2015-08-04 2018-03-27 高通股份有限公司 具有谐波电流抑制的本地振荡器信号发生电路
CN109417378A (zh) * 2016-06-14 2019-03-01 株式会社村田制作所 多路调制器、高频前端电路以及通信装置
CN109417378B (zh) * 2016-06-14 2023-03-14 株式会社村田制作所 多路调制器、高频前端电路以及通信装置
CN107547093A (zh) * 2016-06-23 2018-01-05 联发科技股份有限公司 无线通信接收机
CN107547093B (zh) * 2016-06-23 2019-11-26 联发科技股份有限公司 无线通信接收机
CN114553147A (zh) * 2022-01-12 2022-05-27 中国电子科技集团公司第十研究所 可配置增益的双平衡无源混频器
CN114553147B (zh) * 2022-01-12 2024-02-02 中国电子科技集团公司第十研究所 可配置增益的双平衡无源混频器

Also Published As

Publication number Publication date
JP5154645B2 (ja) 2013-02-27
WO2009003101A2 (en) 2008-12-31
EP2179503A4 (en) 2012-10-31
US8145155B2 (en) 2012-03-27
EP2179503B1 (en) 2020-09-23
US20080284487A1 (en) 2008-11-20
EP2179503A2 (en) 2010-04-28
WO2009003101A3 (en) 2010-01-28
JP2010532643A (ja) 2010-10-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101809859A (zh) 无源混频器以及使用无源混频器的高q滤波器
US10404302B2 (en) Wireless communication device with a low noise receiver
CN101611556B (zh) 用于接收射频信号的方法和装置
US8099070B2 (en) Passive mixer and four phase clocking method and apparatus
EP2041864B1 (en) Multi-function passive frequency mixer
US7474885B2 (en) Passive subharmonic mixer
EP2047591B1 (en) Multi-function passive frequency mixer
US6529721B1 (en) Low-noise mixer and method
CN101785191B (zh) 上变频器结构、上变频器以及上变频信号的方法
CN104488191B (zh) 无源混频器电路中改进的线性度
US6704558B1 (en) Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service
CN102217203A (zh) 具有用于ip2自测的内部环回导体的rf收发机ic
EP1952543A2 (en) Configurable homodyne/heterodyne radio receiver and rfid reader employing same
US8521221B2 (en) Dual mode RF transceiver and receiving method of the same
US8428544B2 (en) Heterodyne commutating mixer apparatus
US20060091944A1 (en) I/Q quadrature demodulator
US6970687B1 (en) Mixer
CN118300623A (zh) 一种射频接收机芯片
AU2010330697A1 (en) A switching gates mixer
Carrera Design methodology for image-reject low-power receivers for wireless communications

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20100818