CN116368735A - 多工器、高频模块以及通信装置 - Google Patents

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CN116368735A CN202180071114.3A CN202180071114A CN116368735A CN 116368735 A CN116368735 A CN 116368735A CN 202180071114 A CN202180071114 A CN 202180071114A CN 116368735 A CN116368735 A CN 116368735A
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Abstract

多工器(10)具备：滤波器(11)，其具有包含能够在发送中利用的第一频段的第一通带；滤波器(12)，其具有包含能够在发送中利用的第二频段的第二通带；以及滤波器(13)，其具有包含第三频段的第三通带，其中，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，滤波器(11)是BAW滤波器，滤波器(12)是SAW滤波器。

Description

多工器、高频模块以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种多工器、高频模块以及通信装置。
背景技术
对于支持多频段化和多模式化的高频电路，要求以低损耗且高隔离度发送接收多个高频信号。
专利文献1中公开了具有以下结构的接收模块(多工器)：通带不同的多个滤波器经由开关来与天线连接。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0127015号说明书
发明内容
发明要解决的问题
在3GPP(Third Generation Partnership Project：第三代合作伙伴计划)中，近年来，规定了包含5G(5th Generation：第五代)-NR(New Radio：新空口)的频段的高频信号的同时传输。由此，可设想到，同时发送的频段的组合变得多样化，因使用的频率而产生的信号失真导致发送信号或接收信号的质量劣化的情况增加。作为使发送信号或接收信号的质量劣化的信号失真的主要模式，可列举出2阶、3阶以及4阶失真模式。因此，为了抑制发送信号或接收信号的质量劣化，要求抑制多个主要的失真模式(2阶～4阶失真模式)的无用波，而不是抑制特定的1个失真模式的无用波。
因此，本发明的目的在于提供一种能够抑制多个主要的失真模式的无用波的多工器、高频模块以及通信装置。
用于解决问题的方案
本发明的一个方式所涉及的多工器具备：第一滤波器，其与公共端子连接，具有包含能够在发送中利用的第一频段的第一通带；第二滤波器，其与公共端子连接，具有包含能够在发送中利用的第二频段的第二通带，第二频段位于比第一频段靠低频侧的位置；以及第三滤波器，其与公共端子连接，具有包含第三频段的第三通带，其中，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，第一滤波器是体声波滤波器，第二滤波器是声表面波滤波器。
发明的效果
根据本发明，能够提供能够抑制多个主要的失真模式的无用波的多工器、高频模块以及通信装置。
附图说明
图1是实施方式所涉及的多工器、高频模块以及通信装置的电路框图。
图2是表示实施方式所涉及的第二滤波器的构造的概要立体图。
图3A是表示实施方式所涉及的第一滤波器的构造的第一例的概要立体图。
图3B是表示实施方式所涉及的第一滤波器的构造的第二例的概要立体图。
图4A是表示实施方式所涉及的高频模块中的发送信号和4阶失真模式无用波的传播状态的图。
图4B是表示实施方式所涉及的高频模块中的发送信号和3阶失真模式无用波的传播状态的图。
图5是实施方式的变形例1所涉及的多工器的电路结构图。
图6A是实施方式的变形例2所涉及的第一滤波器的电路结构图。
图6B是实施方式的变形例3所涉及的第一滤波器的电路结构图。
图7是表示实施方式所涉及的高频模块中的弹性波滤波器和功率放大器的配置的概要俯视图。
具体实施方式
下面，使用附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施方式均表示总括性或具体性的例子。下面的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。
此外，各图是为了表示本发明而适当进行了强调、省略、或比率的调整的示意图，未必严格地进行了图示，有时与实际的形状、位置关系以及比率不同。在各图中，对实质上相同的结构标注相同的标记，有时省略或简化重复的说明。
在本公开中，“连接”是指不仅包括利用连接端子和/或布线导体直接连接的情况，也包括经由其它电路元件来电连接的情况。另外，“连接于A与B之间”是指在将A及B连结的路径上与A及B连接。
(实施方式)
[1.多工器10、高频模块1以及通信装置5的电路结构]
图1是实施方式所涉及的多工器10、高频模块1以及通信装置5的电路框图。如图1所示，通信装置5具备高频模块1、天线2、RF信号处理电路(RFIC)3以及基带信号处理电路(BBIC)4。高频模块1在天线2与RFIC 3之间传输高频信号。高频模块1的详细电路结构在后面叙述。
天线2与高频模块1的天线连接端子100连接，发送从高频模块1输出的高频信号，另外，从外部接收高频信号后输出到高频模块1。
RFIC 3是对高频信号进行处理的信号处理电路的一例。具体地说，RFIC 3对经由高频模块1的接收路径输入的高频接收信号通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到BBIC 4。另外，RFIC 3对从BBIC 4输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频发送信号输出到高频模块1的发送路径。另外，RFIC 3具有对高频模块1所具有的开关和放大器等进行控制的控制部。此外，RFIC 3的作为控制部的功能的一部分或全部也可以安装于RFIC 3的外部，例如也可以安装于BBIC 4或高频模块1。
BBIC 4是使用频率比由高频模块1传输的高频信号低的中间频带来进行信号处理的基带信号处理电路。作为由BBIC 4处理的信号，例如使用用于图像显示的图像信号和/或使用用于借助扬声器进行通话的声音信号。
此外，在本实施方式所涉及的通信装置5中，天线2和BBIC 4不是必需的结构要素。
接着，说明高频模块1的详细结构。如图1所示，高频模块1具备多工器10、功率放大器21及22、低噪声放大器31、高频输入端子110及120、以及高频输出端子130。
高频输入端子110及120是用于从高频模块1的外部接收高频发送信号的端子。高频输出端子130是用于向高频模块1的外部提供高频接收信号的端子。
多工器10配置于天线2与RFIC 3之间，对从天线2输入的接收信号进行分波，另外，对从RFIC 3输入的发送信号进行合成。多工器10具备滤波器11、12及13、开关15以及天线连接端子100。
天线连接端子100是公共端子的一例，与天线2及开关15连接。
滤波器11是第一滤波器的一例，经由开关15来与天线连接端子100连接，具有包含能够在发送中利用的第一频段的第一通带。
滤波器12是第二滤波器的一例，经由开关15来与天线连接端子100连接，具有包含能够在发送中利用的第二频段的第二通带，该第二频段位于比第一频段靠低频侧的位置。
滤波器13是第三滤波器的一例，经由开关15来与天线连接端子100连接，具有包含第三频段的第三通带。
此外，第三频段的频率既可以处于第二频段与第一频段之间，也可以不处于第二频段与第一频段之间。
此外，第一频段、第二频段以及第三频段是指由标准化机构等(例如3GPP、IEEE(Institute ofElectrical and Electronics Engineers：电气电子工程师学会)等)为使用无线接入技术(RAT：Radio Access Technology)构建的通信***预先定义的频段。在本实施方式中，作为通信***，例如能够使用LTE(Long Term Evolution：长期演进)***、5G-NR***、以及WLAN(Wireless Local Area Network：无线局域网)***等，但是不限定于此。
开关15具有3个SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关元件。各开关元件的一个端子与天线连接端子100连接。各开关元件的另一个端子分别与滤波器11、12或13连接。通过该结构，开关15基于例如来自RFIC 3的控制信号，来对天线连接端子100与滤波器11的连接及非连接进行切换、对天线连接端子100与滤波器12的连接及非连接进行切换、对天线连接端子100与滤波器13的连接及非连接进行切换。此外，开关15所具有的开关元件的数量是根据多工器10所具有的滤波器的数量来适当设定的。
功率放大器21是第一功率放大器的一例，连接于滤波器11与高频输入端子110之间，能够将从高频输入端子110输入的第一频段的发送信号放大。
功率放大器22是第二功率放大器的一例，连接于滤波器12与高频输入端子120之间，能够将从高频输入端子120输入的第二频段的发送信号放大。
低噪声放大器31连接于滤波器13与高频输出端子130之间，能够将从天线连接端子100输入并通过了滤波器13的接收信号放大。
此外，在多工器10中，也可以不存在开关15。在该情况下，滤波器11、12及13也可以与天线连接端子100直接连接。
此外，也可以在滤波器11与功率放大器21之间、滤波器12与功率放大器22之间、和/或、滤波器13与低噪声放大器31之间***有阻抗匹配电路。另外，也可以在天线连接端子100与滤波器11之间、天线连接端子100与滤波器12之间、和/或、天线连接端子100与滤波器13之间***有阻抗匹配电路。
[2.多工器10的构造]
在此，说明构成多工器10的滤波器11～13的构造。
滤波器11是体声波(BAW：Bulk Acoustic Wave)滤波器的一例，是包括1个以上的BAW谐振器的滤波器。滤波器12是声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)滤波器的一例，是包括1个以上的SAW谐振器的滤波器。滤波器13可以是SAW滤波器、BAW滤波器、使用了电感器和电容器的LC谐振滤波器、使用了弹性波谐振器、电感器和电容器的混合滤波器、电介质滤波器中的任一种，并且不限定于它们。
图2是表示实施方式所涉及的滤波器12的构造的概要立体图。在该图中，示出了构成滤波器12的1个以上的SAW谐振器中的1个SAW谐振器。此外，该图中示出的SAW谐振器用于说明SAW谐振器的典型构造，构成电极的电极指的根数、长度等不限定于此。SAW谐振器由压电基板121、具有梳齿状的IDT(InterDigital Transducer：叉指换能器)电极122、以及反射器123构成。
在压电基板121上形成有由彼此相向的一对梳齿状电极构成的IDT电极122。一对梳齿状电极分别由彼此平行的多个电极指和将多个电极指进行连接的汇流条电极构成。此外，也可以是，以覆盖IDT电极122的方式形成有保护层。保护层是以保护IDT电极122免受外部环境影响、调整频率温度特性以及提高耐湿性等为目的的层，例如是以二氧化硅为主成分的膜。
压电基板121例如由声表面波沿规定的方向传播的单晶体或陶瓷构成，上述单晶体或陶瓷是以规定的切割角切割而成的钽酸锂单晶体、铌酸锂单晶体或陶瓷。
此外，压电基板121也可以不是如上所述的单层的压电基板，也可以具备高声速支承基板、低声速膜以及压电膜，具有高声速支承基板、低声速膜以及压电膜按此顺序层叠而成的构造。
在上述结构中，当高频信号被输入到构成IDT电极122的一对梳齿状电极间时，在一对梳齿状电极间产生电位差，由此，压电基板121发生变形，从而产生声表面波。在此，使IDT电极122的波长(电极指间隔的2倍)与滤波器12的通带的波长大致一致，由此仅使具有想要通过的频率分量的高频信号通过滤波器12。
此外，声表面波是指在压电基板121的表面或多个材料的界面进行弹性波的传播，声表面波是指使用IDT电极122构成的各种弹性波。声表面波例如还包括表面波、勒夫波(Love wave)、漏波(leaky wave)、瑞利波(Rayleigh wave)、边界波、漏SAW、伪SAW、板波。
图3A是表示实施方式所涉及的第一滤波器的构造的第一例(滤波器11A)的概要立体图。在该图中示出了构成滤波器11A的1个以上的BAW谐振器中的1个BAW谐振器。构成滤波器11A的1个以上的BAW谐振器分别是SMR(Solidly Mounted Resonator：固态装配谐振器)。如该图所示，构成滤波器11A的SMR型的BAW谐振器例如具备Si基板116、下部电极111、上部电极113、压电层112、低声阻抗膜114以及高声阻抗膜115。Si基板116是支承基板的一例。在Si基板116的上方，配置有具有以下构造的声学多层膜：低声阻抗膜114与高声阻抗膜115交替地进行层叠。在声学多层膜的上方配置有下部电极111。在下部电极111的上方配置有上部电极113。压电层112配置于下部电极111与上部电极113之间。通过该构造，SMR型的BAW谐振器利用因配置于Si基板116与下部电极111、上部电极113及压电层112之间的声学多层膜引起的布拉格反射来将体声波限制在声学多层膜的上方。
在上述结构中，当高频信号被输入到下部电极111与上部电极113之间时，在两个电极间产生电位差，由此，压电层112发生变形，从而产生下部电极111、压电层112以及上部电极113这样的层叠方向的体声波。在此，使压电层112的膜厚与滤波器11A的通带的波长对应，由此仅使具有想要通过的频率分量的高频信号通过滤波器11A。
图3B是表示实施方式所涉及的第一滤波器的构造的第二例(滤波器11B)的概要立体图。在该图中示出了构成滤波器11B的1个以上的BAW谐振器中的1个BAW谐振器。构成滤波器11B的1个以上的BAW谐振器分别是FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator：薄膜体声波谐振器)。如该图所示，构成滤波器11B的FBAR型的BAW谐振器例如具备Si基板116、下部电极111、上部电极113以及压电层112。Si基板116是支承基板的一例。在Si基板116的上方配置有下部电极111。在下部电极111的上方配置有上部电极113。压电层112配置于下部电极111与上部电极113之间。并且，滤波器11B在Si基板116具有腔体117。通过该构造，产生在下部电极111与上部电极113之间被激励的层叠方向的体声波。
在上述结构中，当高频信号被输入到下部电极111与上部电极113之间时，在两个电极间产生电位差，由此，压电层112发生变形，从而产生下部电极111、压电层112以及上部电极113这样的层叠方向的体声波。在此，使压电层112的膜厚与滤波器11B的通带的波长对应，由此仅使具有想要通过的频率分量的高频信号通过滤波器11B。
此外，滤波器11A及11B的压电层112例如是以规定的切割角切割而成的钽酸锂单晶体或铌酸锂单晶体。
此外，滤波器11也可以由SMR型的BAW谐振器构成。据此，SMR不需要如FBAR那样在Si基板116设置腔体117，因此能够简化多工器10的制造工序。
另外，滤波器11也可以由FBAR型的BAW谐振器构成。据此，FBAR能够利用腔体117使压电层112自由振动，因此能够使谐振Q值高。因此，能够减少滤波器11的***损耗，因此能够减少多工器10的传输损耗。
[3.多工器10的信号失真耐性]
在高频模块1中，在正在同时发送从功率放大器21输出的第一频段的第一发送信号(频率f1)以及从功率放大器21输出的第二频段的第二发送信号(频率f2)的情况下，一方的功率放大器的发送信号绕入到另一方的功率放大器(或滤波器)，该绕入的一方的功率放大器的发送信号与另一方的功率放大器的发送信号在滤波器11或12以及功率放大器21或22中混合而发生互调失真(InterModulation Distortion，后面有时记载为IMD)。另外，从功率放大器21输出的第一发送信号由于在功率放大器21和滤波器11中的非线性动作而产生谐波(Harmonic Distortion：谐波失真，后面有时记载为HD)。另外，从功率放大器22输出的第二发送信号由于在功率放大器22和滤波器12中的非线性动作而产生谐波(HD)。在此，将互调失真IMD和谐波HD总称为失真模式的无用波。上述失真模式的无用波中的2阶、3阶及4阶的失真模式的无用波的功率水平比其它阶数的失真模式的无用波的功率水平高。
因此，产生以下问题：当2阶、3阶及4阶的主要的失真模式的无用波的频率流入到高频模块1的信号路径时，无法满足高频模块1中的规定的信号质量水平、或者接收灵敏度下降。
对于上述的主要的失真模式的无用波，多工器10具有如以下那样的特性。
由SAW谐振器构成的滤波器12具有抑制2阶及4阶的失真模式的无用波的产生的特性。在BAW谐振器的压电层的上部电极侧和下部电极侧，晶体的对称性被破坏，电场的分布发生偏移，因此抑制偶阶的失真的能力低。与此相对，SAW谐振器的IDT电极由一对梳齿状电极构成，相邻的电极指的极性(相位)翻转，因此能够抵消偶阶的失真地传播。
另一方面，由BAW谐振器构成的滤波器11具有抑制3阶的失真模式的无用波的产生的特性。在SAW谐振器的梳齿状电极中，功率集中于电极指，与此相对，在BAW谐振器中，功率分散到压电层整体，因此难以产生非线性失真。因此，在BAW谐振器中，抑制奇阶的失真的能力比抑制偶阶的失真的能力高。
[4.高频模块1的信号传播状态]
图4A是表示实施方式所涉及的高频模块1中的发送信号和4阶失真模式无用波的传播状态的图。在该图中示出了以下状态：从功率放大器21输出的第一发送信号(频率f1)经由开关15流入到滤波器12或功率放大器22，由于该第一发送信号和从功率放大器22输出的第二发送信号(频率f2)，产生了IMD4(2×f1-2×f2)。该IMD4的频率包含于滤波器12的第二通带。因此，IMD4的无用波与第二发送信号一起从天线连接端子100输出。然而，如上所述，由于由SAW谐振器构成的滤波器12具有抑制2阶及4阶的失真模式的无用波的产生的特性，因此能够抑制上述IMD4的无用波从滤波器12输出。
图4B是表示实施方式所涉及的高频模块1中的发送信号和3阶失真模式无用波的传播状态的图。在该图中示出了以下状态：从功率放大器22输出的第二发送信号(频率f2)经由开关15流入到滤波器11或功率放大器21，由于该第二发送信号和从功率放大器21输出的第一发送信号(频率f1)，产生了IMD3(2×f2-f1)。该IMD3的频率包含于滤波器13的第三通带。因此，IMD3的无用波经由开关15和滤波器13流入到低噪声放大器31。然而，如上所述，由于由BAW谐振器构成的滤波器11具有抑制3阶的失真模式的无用波的产生的特性，因此能够抑制上述IMD3的无用波从滤波器11输出。
也就是说，在本实施方式所涉及的多工器10中，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带。
在该情况下也同样地，多工器10具备与滤波器11相比抑制2阶失真模式及4阶失真模式的无用波的能力高的滤波器12以及与滤波器12相比抑制3阶失真模式的无用波的能力高的滤波器11，因此能够使多个主要的(2阶、3阶、4阶)失真模式的无用波平滑化来抑制它们。
表1例示了第一频段、第二频段及第三频段的组合、以及通过该组合产生的IMD2、IMD3以及IMD4。
[表1]
Figure BDA0004183304870000111
在表1中示出的例1中，第一频段是用于5G-NR的n46(5.150GHz-5.925GHz)，第二频段是用于5G-NR的n77(3.3GHz-4.2GHz)或n78(3.3GHz-3.8GHz)，第三频段是用于LTE的Band3。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD2的频率包含于第三频段，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第一频段和第二频段。
另外，在表1中示出的例2中，第一频段是用于5G-NR的n46，第二频段是用于5G-NR的n77，第三频段是用于LTE的Band2。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD2的频率包含于第三频段，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第一频段和第二频段。
另外，在表1中示出的例3中，第一频段是用于5G-NR的n77，第二频段是用于5G-NR的n41(2.496GHz-2.690GHz)，第三频段是用于5G-NR的n46。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第一频段和第二频段。
另外，在表1中示出的例4中，第一频段是用于5G-NR的n41，第二频段是用于5G-NR的n40(2.3GHz-2.4GHz)，第三频段是用于5G-NR的n79(4.4GHz-5.0GHz)。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第一频段和第二频段，IMD4的频率包含于第三频段。
另外，在表1中示出的例5中，第一频段是用于5G-NR的n79，第二频段是用于5G-NR的n77或n78，第三频段是用于5G-NR的n40或WLAN。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第三频段。
此外，也可以是，本实施方式所涉及的多工器10除了具备滤波器11、滤波器12以及滤波器13以外还具备第四滤波器，该第四滤波器与天线连接端子100连接，具有包含第四频段的第四通带，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带、第三通带以及第四通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带、第三通带以及第四通带中的至少任一个通带。
上述结构也同样地，多工器10能够抑制多个主要的(2阶、3阶、4阶)失真模式的无用波。
在该情况下，在表1中示出的例6中，第一频段是用于5G-NR的n46，第二频段是用于5G-NR的n77或n78，第三频段是WLAN，第四频段是用于LTE的Band1。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第四频段。
另外，在表1中示出的例7中，第一频段是用于5G-NR的n46，第二频段是用于5G-NR的n79，第三频段是用于WLAN或5G-NR的n77，第四频段是用于LTE的Band1。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第四频段。
另外，在表1中示出的例8中，第一频段是用于5G-NR的n96(5.925GHz-6.425GHz)，第二频段是用于5G-NR的n46，第三频段是用于5G-NR的n77，第四频段是用于LTE的Band1。此时，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下，IMD3的频率包含于第三频段，IMD4的频率包含于第四频段。
[5.SMR型的BAW滤波器]
接着，说明在多工器10中滤波器11的BAW谐振器是SMR的情况下的构造。
图5是实施方式的变形例1所涉及的多工器10A的电路结构图。如该图所示，多工器10A具备滤波器11C、12及13、开关15以及天线连接端子100。本变形例所涉及的多工器10A与实施方式所涉及的多工器10相比，仅作为BAW滤波器的滤波器11C的结构不同。下面，关于本变形例所涉及的多工器10A，省略其与实施方式所涉及的多工器10相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
滤波器11C具备电容元件40、串联臂谐振器41、42、43及44、以及并联臂谐振器51、52、53及54。
串联臂谐振器41～44配置于将开关15的第一选择端子与高频输入端子110连结的串联臂路径。并联臂谐振器51～54分别配置于将上述串联臂路径的节点与地连结的并联臂路径。串联臂谐振器41～44和并联臂谐振器51～54中的各谐振器是SMR。
电容元件40连接于以下的谐振器与第一选择端子之间，该谐振器是串联臂谐振器41～44和并联臂谐振器51～54中的最靠近开关15的第一选择端子地连接于第一选择端子的谐振器(串联臂谐振器41和并联臂谐振器51)。
根据电容元件40的配置，与弹性波谐振器相比非线性低的电容元件40最靠近天线连接端子100侧地配置，由此能够有效抑制失真模式的无用波从滤波器11C向天线连接端子100侧的流出。
图6A是实施方式的变形例2所涉及的滤波器11D(第一滤波器)的电路结构图。如该图所示，滤波器11D具备分割谐振器45a及45b、串联臂谐振器41、42、43及44、以及并联臂谐振器51、52、53及54。本变形例所涉及的滤波器11D与变形例1所涉及的滤波器11C相比在以下方面不同：配置有分割谐振器45a及45b来代替电容元件40。下面，关于本变形例所涉及的滤波器11D，省略其与变形例1所涉及的滤波器11C相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
分割谐振器45a及45b串联连接在开关15的第一选择端子与串联臂谐振器41之间，在分割谐振器45a及45b的连接节点没有连接并联臂谐振器等电路元件。分割谐振器45a及45b是将1个串联臂谐振器进行串联分割而得到的谐振器，分别是SMR。
也就是说，分割谐振器45a及45b是串联臂谐振器和并联臂谐振器中的最靠近开关15的第一选择端子地连接于第一选择端子的谐振器。
根据分割谐振器45a及45b的配置，能够减少最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器的功率密度。因此，能够抑制从滤波器11D向天线连接端子100侧输出的高频信号的非线性，因此能够有效抑制失真模式的无用波的流出。
图6B是实施方式的变形例3所涉及的滤波器11E(第一滤波器)的电路结构图。如该图所示，滤波器11E具备分割谐振器55a及55b、串联臂谐振器41、42、43及44、以及并联臂谐振器52、53及54。本变形例所涉及的滤波器11E与变形例2所涉及的滤波器11D相比在以下方面不同：不存在分割谐振器45a及45b，并联臂谐振器51被置换为分割谐振器55a及55b。下面，关于本变形例所涉及的滤波器11E，省略其与变形例1所涉及的滤波器11C相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
分割谐振器55a及55b串联连接在将开关15的第一选择端子及串联臂谐振器41连结的串联臂路径与地之间，在分割谐振器55a及55b的连接节点没有连接电路元件。分割谐振器55a及55b是将1个并联臂谐振器51进行串联分割而得到的谐振器，分别是SMR。
也就是说，分割谐振器55a及55b是串联臂谐振器和并联臂谐振器中的最靠近开关15的第一选择端子地连接于第一选择端子的谐振器。
根据分割谐振器55a及55b的配置，能够减少最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器的功率密度。因此，能够抑制从滤波器11E向天线连接端子100侧输出的高频信号的非线性，因此能够有效抑制失真模式的无用波的流出。
另外，虽然没有图示，但是变形例4所涉及的滤波器11F具备串联臂谐振器41、42、43及44以及并联臂谐振器51、52、53及54。本变形例所涉及的滤波器11F与变形例1所涉及的滤波器11C相比，不存在电容元件40，且构成各BAW谐振器的压电层的结构不同。下面，关于本变形例所涉及的滤波器11F，省略其与变形例1所涉及的滤波器11C相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
最靠近开关15的第一选择端子地连接于第一选择端子的串联臂谐振器41或并联臂谐振器51的压电层112的相对介电常数比其它谐振器的压电层112的相对介电常数低。
据此，能够使最靠近天线连接端子100侧地连接于天线连接端子100的串联臂谐振器41或并联臂谐振器51的电极面积大。因此，能够减少串联臂谐振器41或并联臂谐振器51的功率密度。因此，能够抑制从滤波器11F向天线连接端子100侧输出的高频信号的非线性，因此能够有效抑制失真模式的无用波的流出。
此外，在滤波器11C～11F中，串联臂谐振器的数量和并联臂谐振器的数量分别为1个以上即可。
另外，在多工器10中，也可以是，构成滤波器11的BAW谐振器的压电层112(第一压电层)的相对介电常数比构成滤波器12的SAW谐振器的压电基板121(第二压电层)的相对介电常数高。
据此，能够通过使滤波器12的压电基板121的相对介电常数低来使滤波器12的SAW谐振器的面积大以提高耐功率性，另一方面，通过使滤波器11的压电层112的相对介电常数高来使滤波器11的BAW谐振器的面积小。这样，多工器10无需使滤波器11与滤波器12相加的面积大型化，就能够抑制多个主要的失真模式的无用波。
[6.高频模块1的配置结构]
接着，说明构成高频模块1的电路部件的配置结构。
图7是表示实施方式所涉及的高频模块1中的滤波器11及12以及功率放大器21及22的配置的概要俯视图。
如图7所示，高频模块1除了具备图1中示出的高频模块1以外还具备模块基板60。
模块基板60是在主面上安装滤波器11及12以及功率放大器21及22的基板。作为模块基板60，例如，例如可使用具有多个电介质层的层叠构造的低温共烧陶瓷(LowTemperature Co-fired Ceramics：LTCC)基板、高温共烧陶瓷(High Temperature Co-fired Ceramics：HTCC)基板、部件内置基板、具有重新布线层(Redistribution Layer：RDL)的基板、或者印刷电路板等。
如图7所示，在俯视模块基板60的主面的情况下，滤波器11与功率放大器22的距离Db小于滤波器12与功率放大器22的距离Ds。
由SAW谐振器构成的滤波器12的频率温度系数的绝对值大于由BAW谐振器构成的滤波器11的频率温度系数的绝对值。也就是说，相比于滤波器11，滤波器12的相对于温度变化的频移量更大。针对于此，根据高频模块1的上述配置结构，滤波器12与功率放大器22的距离相对大，因此对于因来自功率放大器22的发热引起的高频模块1的温度上升，能够将滤波器12的频移量抑制得小。因此，能够提供能够进行更低损耗的信号传输的高频模块1。
并且，在与功率放大器22的距离相对小的滤波器11中，形成以二氧化硅为主成分的保护膜，由此能够使相对于温度变化的频移量小。
此外，构成滤波器11的Si基板116与构成滤波器12的压电基板121也可以在同一封装体内进行层叠。由此，能够使高频模块1小型化。
此外，在该情况下，在观察封装体内的截面时，相比于滤波器11，使滤波器12与功率放大器22的距离相对更大，由此能够使滤波器12的频移量小。或者，相比于滤波器12将滤波器11层叠于更靠向模块基板60安装的安装面侧，由此使滤波器12与功率放大器22的距离相对更大，从而能够使滤波器12的频移量小。
(效果等)
以上，实施方式所涉及的多工器10具备：滤波器11，其与天线连接端子100连接，具有包含能够在发送中利用的第一频段的第一通带；滤波器12，其与天线连接端子100连接，具有包含能够在发送中利用的第二频段的第二通带，该第二频段位于比第一频段靠低频侧的位置；以及滤波器13，其与天线连接端子100连接，具有包含第三频段的第三通带，其中，在同时发送第一频段的第一发送信号和第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送第一发送信号和第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于第一通带、第二通带以及第三通带中的至少任一个通带，滤波器11是BAW滤波器，滤波器12是SAW滤波器。
由SAW谐振器构成的滤波器12具有抑制2阶及4阶的失真模式的无用波的产生的特性，因此能够抑制2阶及4阶的失真模式的无用波从滤波器12输出。另一方面，由BAW谐振器构成的滤波器11具有抑制3阶的失真模式的无用波的产生的特性，因此能够抑制3阶的失真模式的无用波从滤波器11输出。
据此，多工器10具备与滤波器11相比抑制2阶失真模式及4阶失真模式的无用波的能力高的滤波器12以及与滤波器12相比抑制3阶失真模式的无用波的能力高的滤波器11，因此能够抑制多个主要的(2阶、3阶、4阶)失真模式的无用波。并且，多工器10能够使多个主要的(2阶、3阶、4阶)失真模式的无用波平滑化来抑制它们。
另外，滤波器11也可以包括1个以上的BAW谐振器，该1个以上的BAW谐振器也可以分别是FBAR。
据此，FBAR能够利用腔体117使压电层112自由振动，因此能够使谐振Q值高。因此，能够减少滤波器11的***损耗，因此能够减少多工器10的传输损耗。
另外，滤波器11A也可以包括1个以上的BAW谐振器，该1个以上的BAW谐振器也可以分别是SMR。
据此，SMR不需要如FBAR那样在Si基板116设置腔体117，因此能够简化多工器10的制造工序。
另外，滤波器11C也可以具备：串联臂谐振器41～44，该串联臂谐振器41～44配置在将天线连接端子100与用于接收第一发送信号的高频输入端子110连结的串联臂路径上；并联臂谐振器51～54，该并联臂谐振器51～54配置在将串联臂路径的节点与地连结的并联臂路径上；以及电容元件40，其连接于以下的谐振器与天线连接端子100之间，该谐振器是串联臂谐振器41～44和并联臂谐振器51～54中的最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器。
据此，与弹性波谐振器相比非线性低的电容元件40最靠近天线连接端子100侧地配置，由此能够有效抑制失真模式的无用波从滤波器11C向天线连接端子100侧的流出。
另外，在滤波器11D及11E中，也可以是，1个以上的BAW谐振器中的最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器包括彼此串联连接的多个分割谐振器。
据此，能够减少最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器的功率密度，因此能够抑制从滤波器11D及11E向天线连接端子100侧输出的高频信号的非线性，因此能够有效抑制失真模式的无用波的流出。
另外，在滤波器11F中，也可以是，1个以上的BAW谐振器分别具有：Si基板116；配置于Si基板116的上方的下部电极111；配置于下部电极111的上方的上部电极113；以及配置于下部电极111与上部电极113之间的压电层112，其中，1个以上的BAW谐振器中的最靠近天线连接端子100地连接于天线连接端子100的谐振器的压电层112的相对介电常数比其它谐振器的压电层112的相对介电常数低。
据此，能够使最靠近天线连接端子100侧地连接于天线连接端子100的谐振器的电极面积大，由此减少功率密度。因此，能够抑制从滤波器11F向天线连接端子100侧输出的高频信号的非线性，因此能够有效抑制失真模式的无用波的流出。
另外，在多工器10中，也可以是，滤波器11包括1个以上的BAW谐振器，1个以上的BAW谐振器分别具有：Si基板116；配置于Si基板116的上方的下部电极111；配置于下部电极111的上方的上部电极113；以及配置于下部电极111与上部电极113之间的压电层112(第一压电层)，其中，滤波器12包括1个以上的SAW谐振器，1个以上的SAW谐振器分别具有：压电基板121(第二压电层)；以及形成于压电基板121的表面的IDT电极122，其中，压电层112的相对介电常数比压电基板121的相对介电常数高。
据此，能够通过使滤波器12的第二压电层的相对介电常数低来使滤波器12的SAW谐振器的面积大以提高耐功率性，另一方面，通过使滤波器11的第一压电层的相对介电常数高来使滤波器11的BAW谐振器的面积小。这样，多工器10无需使滤波器11与滤波器12相加的面积大型化，就能够抑制多个主要的失真模式的无用波。
另外，在多工器10中，也可以是，第一频段是用于5G-NR的n46，第二频段是用于5G-NR的n77或n78，第三频段是用于LTE的Band3。
另外，在多工器10中，也可以是，第一频段是用于5G-NR的n46，第二频段是用于5G-NR的n77，第三频段是用于LTE的Band2。
另外，在多工器10中，也可以是，第一频段是用于5G-NR的n77，第二频段是用于5G-NR的n41，第三频段是用于5G-NR的n46。
另外，在多工器10中，也可以是，第一频段是用于5G-NR的n41，第二频段是用于5G-NR的n40，第三频段是用于5G-NR的n79。
另外，在多工器10中，也可以是，第一频段是用于5G-NR的n79，第二频段是用于5G-NR的n77或n78，第三频段是用于5G-NR的n40或WLAN。
另外，实施方式所涉及的高频模块1具备：多工器10；模块基板60，其配置有多工器10；功率放大器21，该功率放大器21的输出端与滤波器11的输入端连接，该功率放大器21配置于模块基板60；以及功率放大器22，该功率放大器22的输出端与滤波器12的输入端连接，该功率放大器22配置于模块基板60，其中，滤波器11与功率放大器22的距离Db小于滤波器12与功率放大器22的距离Ds。
据此，滤波器12与功率放大器22的距离Ds相对大，因此对于因来自功率放大器22的发热引起的高频模块1的温度上升，能够将滤波器12的频移量抑制得小。因此，能够提供能够进行更低损耗的信号传输的高频模块1。
另外，通信装置5具备：天线2；RFIC 3，其对利用天线2发送接收的高频信号进行处理；以及多工器10或高频模块1，其在天线2与RFIC 3之间传输高频信号。
由此，能够提供能够抑制多个主要的失真模式的无用波的通信装置5。
(其它实施方式)
以上，关于本发明所涉及的多工器、高频模块以及通信装置，列举实施方式和变形例来进行了说明，但是本发明不限定于上述实施方式和变形例。将上述实施方式和变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式实施在不脱离本发明的宗旨的范围内由本领域技术人员想到的各种变形来得到的变形例、内置有本发明所涉及的多工器、高频模块以及通信装置的各种设备也包括在本发明中。
例如也可以是，在上述实施方式和变形例所涉及的多工器、高频模块以及通信装置中，在电路元件之间连接有电感器和电容器等匹配元件、以及开关电路。此外，也可以是，电感器包括由将电路元件之间连接的布线引起的布线电感。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于包含用于LTE、5G-NR以及WLAN的频段的多频段***的多工器、高频模块以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：高频模块；2：天线；3：RF信号处理电路(RFIC)；4：基带信号处理电路(BBIC)；5：通信装置；10、10A：多工器；11、11A、11B、11C、11D、11E、11F、12、13：滤波器；15：开关；21、22：功率放大器；31：低噪声放大器；40：电容元件；41、42、43、44：串联臂谐振器；45a、45b、55a、55b：分割谐振器；51、52、53、54：并联臂谐振器；60：模块基板；100：天线连接端子；110、120：高频输入端子；111：下部电极；112：压电层；113：上部电极；114：低声阻抗膜；115：高声阻抗膜；116：Si基板；117：腔体；121：压电基板；122：IDT电极；123：反射器；130：高频输出端子。

Claims (14)

1.一种多工器，具备：
第一滤波器，其与公共端子连接，具有包含能够在发送中利用的第一频段的第一通带；
第二滤波器，其与所述公共端子连接，具有包含能够在发送中利用的第二频段的第二通带，所述第二频段位于比所述第一频段靠低频侧的位置；以及
第三滤波器，其与所述公共端子连接，具有包含第三频段的第三通带，
其中，在同时发送所述第一频段的第一发送信号和所述第二频段的第二发送信号的情况下产生的2阶失真模式或4阶失真模式的无用波的频率包含于所述第一通带、所述第二通带以及所述第三通带中的至少任一个通带，并且，在同时发送所述第一发送信号和所述第二发送信号的情况下产生的3阶失真模式的无用波的频率包含于所述第一通带、所述第二通带以及所述第三通带中的至少任一个通带，
所述第一滤波器是体声波滤波器，
所述第二滤波器是声表面波滤波器。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述第一滤波器包括1个以上的体声波谐振器，
所述1个以上的体声波谐振器分别是薄膜体声波谐振器即FBAR。
3.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述第一滤波器包括1个以上的体声波谐振器，
所述1个以上的体声波谐振器分别是固态装配谐振器即SMR。
4.根据权利要求3所述的多工器，其中，
所述第一滤波器具备：
1个以上的串联臂谐振器，所述1个以上的串联臂谐振器配置在将所述公共端子与用于接收所述第一发送信号的高频输入端子连结的串联臂路径上；
1个以上的并联臂谐振器，所述1个以上的并联臂谐振器配置在将所述串联臂路径与地连结的并联臂路径上；以及
电容元件，其连接于以下的谐振器与所述公共端子之间，该谐振器是所述1个以上的串联臂谐振器和所述1个以上的并联臂谐振器中的最靠近所述公共端子地连接于所述公共端子的谐振器。
5.根据权利要求3所述的多工器，其中，
所述1个以上的体声波谐振器中的最靠近所述公共端子地连接于所述公共端子的谐振器包括彼此串联连接的多个分割谐振器。
6.根据权利要求3所述的多工器，其中，
所述1个以上的体声波谐振器分别具有：
支承基板；
配置于所述支承基板的上方的下部电极；
配置于所述下部电极的上方的上部电极；以及
配置于所述下部电极与所述上部电极之间的第一压电层，
其中，所述1个以上的体声波谐振器中的最靠近所述公共端子地连接于所述公共端子的谐振器的所述第一压电层的相对介电常数比其它谐振器的所述第一压电层的相对介电常数低。
7.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述第一滤波器包括1个以上的体声波谐振器，
所述1个以上的体声波谐振器分别具有：
支承基板；
配置于所述支承基板的上方的下部电极；
配置于所述下部电极的上方的上部电极；以及
配置于所述下部电极与所述上部电极之间的第一压电层，
所述第二滤波器包括1个以上的声表面波谐振器，
所述1个以上的声表面波谐振器分别具有：
第二压电层；以及
形成于所述第二压电层的表面的叉指换能器即IDT电极，
其中，所述第一压电层的相对介电常数比所述第二压电层的相对介电常数高。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一频段是用于5G新空口即5G-NR的n46，
所述第二频段是用于5G-NR的n77或n78，
所述第三频段是用于长期演进即LTE的Band3。
9.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一频段是用于5G新空口即5G-NR的n46，
所述第二频段是用于5G-NR的n77，
所述第三频段是用于长期演进即LTE的Band2。
10.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一频段是用于5G新空口即5G-NR的n77，
所述第二频段是用于5G-NR的n41，
所述第三频段是用于5G-NR的n46。
11.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一频段是用于5G新空口即5G-NR的n41，
所述第二频段是用于5G-NR的n40，
所述第三频段是用于5G-NR的n79。
12.根据权利要求1～7中的任一项所述的多工器，其中，
所述第一频段是用于5G新空口即5G-NR的n79，
所述第二频段是用于5G-NR的n77或n78，
所述第三频段是用于5G-NR的n40或无线局域网即WLAN。
13.一种高频模块，具备：
根据权利要求1～12中的任一项所述的多工器；
模块基板，其配置有所述多工器；
第一功率放大器，所述第一功率放大器的输出端与所述第一滤波器的输入端连接，所述第一功率放大器配置于所述模块基板；以及
第二功率放大器，所述第二功率放大器的输出端与所述第二滤波器的输入端连接，所述第二功率放大器配置于所述模块基板，
其中，所述第一滤波器与所述第二功率放大器的距离小于所述第二滤波器与所述第二功率放大器的距离。
14.一种通信装置，具备：
天线；
射频信号处理电路即RF信号处理电路，其对利用所述天线发送接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求1～12中的任一项所述的多工器或者根据权利要求13所述的高频模块，其在所述天线与所述RF信号处理电路之间传输所述高频信号。
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