WO2010109522A1 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

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WO2010109522A1
WO2010109522A1 PCT/JP2009/001330 JP2009001330W WO2010109522A1 WO 2010109522 A1 WO2010109522 A1 WO 2010109522A1 JP 2009001330 W JP2009001330 W JP 2009001330W WO 2010109522 A1 WO2010109522 A1 WO 2010109522A1
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voltage
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伊藤正人
金原義彦
貝谷敏之
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三菱電機株式会社
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    • H02P2203/11—Determination or estimation of the rotor position or other motor parameters based on the analysis of high frequency signals

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a rotating electrical machine that performs rotational control on a rotating electrical machine such as an induction machine and a synchronous machine by obtaining rotor position information without using a rotational position sensor.
  • the rotor position information is conventionally obtained by separately attaching a rotation position sensor to the rotating electrical machine.
  • the separate provision of the rotational position sensor has great disadvantages from the viewpoints of cost reduction, space saving, and improvement of reliability, and therefore the rotational position sensor is required to be sensorless.
  • the magnitude of the induced voltage used in the former method is proportional to the speed of the rotating electrical machine, the induced voltage becomes small and the S / N ratio deteriorates at the zero speed or low speed range, and the rotor of the rotating electrical machine is deteriorated. It becomes difficult to estimate the position with high accuracy.
  • the method using the latter saliency applies a high frequency position estimation voltage command different from the driving frequency of the rotating electrical machine to the rotating electrical machine, and detects a high frequency rotating electrical machine current flowing through the rotating electrical machine in response thereto,
  • the position estimation is performed by utilizing the fact that the magnitude of the rotating electrical machine current changes depending on the rotor position due to the saliency.
  • a position estimation voltage command for estimating the rotor position of the rotating electrical machine must be injected into the rotating electrical machine, but it does not depend on the rotational speed of the rotating electrical machine. Since there is a merit that the rotor position can be estimated, a position sensorless control method using saliency is used particularly in the zero speed and low speed ranges.
  • the method of reducing the magnitude of the noise itself generated from the rotating electrical machine decreases the amplitude of the voltage command for position estimation. It becomes difficult to accurately estimate the rotor position.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problems, and can accurately estimate the rotor position and cause discomfort caused by the generation of noise accompanying the application of the position estimation voltage command to the rotating electrical machine.
  • An object of the present invention is to provide a control device for a rotating electrical machine capable of effectively reducing the above.
  • a control device for a rotating electrical machine controls driving of the rotating electrical machine, and includes a current detection means for detecting a rotating electrical machine current flowing in the rotating electrical machine, and the rotating electrical machine detected by the current detection means.
  • Position estimation means for estimating the rotor position based on the current, and control for outputting a voltage command based on the rotating electrical machine current detected by the current detection means and information on the rotor position estimated by the position estimation means
  • voltage applying means for applying a drive control voltage to the rotating electrical machine based on a voltage command from the control means, the control means driving voltage command for driving the rotating electrical machine.
  • a driving voltage command calculating unit for calculating the position, a position estimating voltage generator for outputting a position estimating voltage command for estimating the rotor position of the rotating electric machine, drive control of the rotating electric machine and A voltage generator for noise reduction that outputs a voltage command for noise reduction that does not contribute to position estimation, and the above voltage as a voltage command by adding the drive voltage command, the voltage command for position estimation, and the voltage command for noise reduction And an adder for outputting to the applying means.
  • a noise generator voltage generator is further provided. Since the noise reduction voltage command output from the motor is added, noise of a plurality of frequency components is generated from the rotating electrical machine, and the noise generated when the position estimation voltage command is applied to the rotating electrical machine stands out. As a result, it is possible to reduce discomfort felt by humans due to noise.
  • the position estimation voltage command is not always changed at random, but is always constant. Therefore, compared with the conventional case where the frequency of the position estimation voltage command itself is changed at random, It becomes easy to detect the current necessary for estimating the rotor position of the electric machine, and as a result, high position estimation accuracy can be ensured.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an operation when a voltage command obtained by adding a noise reduction voltage command is given to the voltage applying unit of the same device.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an operation when a voltage command not adding a noise reduction voltage command is given to the voltage applying means of the same device.
  • It is a block diagram of the control apparatus of the rotary electric machine in Embodiment 3 of this invention. It is a block diagram of the control apparatus of the rotary electric machine in Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a control device for a rotating electrical machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the rotating electrical machine 1 is, for example, an embedded magnet type synchronous machine, and the rotating electrical machine 1 is connected to a voltage applying means 3 for applying a predetermined control voltage. Further, a current detection means 2 for detecting a rotating electrical machine current (in this case, two phases) iu, iw flowing between the voltage applying means 3 and the rotating electrical machine 1, and a rotating electrical machine current iu detected by the current detection means 2 , Iw based on position estimation means 4 for estimating the rotor position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 and control means 5 for outputting voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp * for driving control to the voltage application means 3; Is provided.
  • a rotating electrical machine current in this case, two phases
  • the current detection means 2 is composed of, for example, a current transformer and the like, and in this example, the rotation for two phases of the U phase and the W phase among the three phases of the rotary electric machine current connecting the rotary electric machine 1 and the voltage application means 3.
  • the electric currents iu and iw are detected.
  • the V-phase rotating electrical machine current iv is obtained by calculation using the fact that the rotating electrical machine current is in three-phase equilibrium.
  • the rotating electrical machine currents iu and iw of the U phase and the W phase are detected.
  • the present invention is not limited to this, and it is only necessary to detect currents of two arbitrary phases. All rotating electrical machine currents iu, iv, iw in the W phase may be detected simultaneously.
  • the current detecting means 2 may be a method in which a DC bus current that is an input of the voltage applying means 3 is detected and the rotating electrical machine current is calculated from the DC bus current.
  • a power conversion device such as a triangular wave comparison PWM inverter is applied.
  • the voltage application means 3 performs power conversion based on each voltage command Vup *, Vvp *, Vwp * output from the control means 5, and applies to the rotating electrical machine 1. Apply the drive control voltage.
  • the rotating electrical machine 1 since the rotating electrical machine 1 has a so-called saliency in which the inductance changes according to the rotor position, it is output from the position estimation voltage generator 7 in the control means 5 as will be described in detail later.
  • the current detection unit 2 The rotating electrical machine currents iu, iv, and iw detected in step 1 include currents having the same frequency components as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh (hereinafter referred to as position estimation currents) iu, ivh, and iwh.
  • position estimation currents iu, ivh, and iwh.
  • the amplitudes of these position estimation currents iuh, ivh, and iwh change according to the rotor position of the rotating electrical machine 1.
  • the position estimation means 4 uses the above-mentioned saliency to estimate the position of the same frequency component as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh from the rotating electrical machine currents iu, iw detected by the current detection means 2.
  • the currents iuh, ivh, iwh are extracted, and then the estimated rotor position of the rotating electrical machine 1 (hereinafter also referred to as the estimated position) based on the extracted amplitudes of the position estimation currents iu, iv, iw. ⁇ L is obtained and output.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing an example of a specific configuration of the position estimation means 4.
  • the position estimation means 4 includes an adder 16, position estimation current extractors 17u, 17v, 17w, current amplitude calculators 18u, 18v, 18w, and a position calculator 19.
  • the V-phase rotating electrical machine current iv is obtained by adding the U-phase and W-phase rotating electrical machine currents iu and iw by the adder 16.
  • the current detection means 2 detects all of the three-phase rotating electrical machine currents iu, iv and iw at the same time, it is not necessary to obtain the V-phase rotating electrical machine current iv.
  • each position estimation current iuh, ivh, iwh is extracted using a bandpass filter, a notch filter, or the like.
  • Each rotating electrical machine current iu, iv, iw includes signals having the same frequency components as the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm, which will be described later.
  • the position estimation currents iuh, ivh, iwh thus extracted by the position estimation current extractors 17u, 17v, 17w are respectively input to the individually provided current amplitude calculators 18u, 18v, 18w.
  • Each position estimation current amplitude Iuh, Ivh, Iwh which is an amplitude value of the estimation currents iuh, ivh, iwh is calculated.
  • each position estimation current amplitude Iuh, Ivh, Iwh there are no particular restrictions on the calculation method of each position estimation current amplitude Iuh, Ivh, Iwh in this case, but for example, Fourier transform is performed, or position estimation current iuh,
  • the amplitude can be obtained based on the autocorrelation value obtained by squaring ivh and iwh.
  • the position calculator 19 calculates the estimated position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 based on the position estimation current amplitudes Iuh, Ivh, Iwh obtained by the current amplitude calculators 18u, 18v, 18w.
  • the position calculator 19 is not limited to the method described below, and any other position calculator 19 can be used as long as it calculates the estimated position ⁇ L based on the position estimation current amplitudes Iuh, Ivh, Iwh. Techniques may be applied.
  • the position estimation current amplitudes Iuh, Ivh, Iwh obtained by the respective current amplitude calculators 18u, 18v, 18w are superimposed with an offset Ih as shown in FIG. It changes with a period of / 2.
  • the position calculator 19 first calculates the position calculation signals dIu, dIv, dIw by subtracting the offset Ih from the position estimation current amplitudes Iuh, Ivh, Iwh as shown in the following equation (3).
  • the offset Ih can be obtained from the equation (4) because each position estimation current amplitude Iuh, Ivh, Iwh is in a three-phase equilibrium.
  • the estimated position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 can be calculated by performing an inverse cosine calculation on any one of the position calculation signals dIu, dIv, and dIw represented by the equation (3). It is necessary to store an operation for calculating cosine and an inverse cosine function in advance, which is not a good idea because it leads to an increase in calculation amount and storage capacity. Therefore, in the first embodiment, a method of calculating the estimated position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 using linear approximation without using an inverse cosine function is employed. Hereinafter, this method will be described.
  • the center position ⁇ M of each section is given by the following equation (5) from the relative relationship of the position calculation signals dIu, dIv, dIw obtained from the equation (3). It is divided into six sections (I to VI) that give the desired value.
  • each section (I to VI) among the position calculation signals dIu, dIv, dIw, the one that crosses zero at the center of each section is a function of sin, ⁇ sin.
  • a deviation ⁇ ML between the center position ⁇ M of each section (I to VI) and the estimated position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 ( ⁇ position ⁇ of the rotating electrical machine 1) is calculated based on the following equation (6).
  • dI_uvw in the equation (6) is a value on the vertical axis when zero crossing is performed at the center position ⁇ M of each section (I to VI) among the position calculation signals dIu, dIv, dIw.
  • Iha is the amount of change of the position estimation currents iuh, ivh, iwh depending on the position of the rotating electrical machine, (Iha / 2) is the amplitude of the position calculation signals dIu, dIv, dIw.
  • (Iha / 2) may be obtained from the square root of the sum of the squares of dIu, dIv, and dIw as in the following equation (7).
  • the estimated position ⁇ L of the rotating electrical machine 1 is obtained by adding ⁇ ML obtained from the equation (6) and the center position ⁇ M.
  • control means 5 includes a drive voltage command calculation unit 6, a position estimation voltage generator 7, a noise reduction voltage generator 8, a filter 9, and adders 20u, 20v, and 20w.
  • drive voltage commands Vu *, Vv *, Vw * output from the drive voltage command calculation unit 6 position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh output from the position estimation voltage generator 7, and noise reduction
  • the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm output from the voltage generator 8 via the filter 9 are added by the adders 20u, 20v, 20w, respectively, and the voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp * are added. Is output to the voltage applying means 3.
  • the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp * applied to the voltage applying means 3 are compared with the original drive voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * with respect to the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh *.
  • noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm are superimposed.
  • the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh and the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm will be described in detail later.
  • the drive voltage command calculation unit 6 includes two subtractors 10d and 10q, a d-axis current controller 11d, a q-axis current controller 11q, a first coordinate converter 12, a two-phase / three-phase converter 13, a second A coordinate converter 14 and a three-phase / two-phase converter 15 are provided.
  • one of the subtracters 10d calculates a deviation ⁇ id between the d-axis current command id * given from the outside of the control means 5 to drive the rotating electrical machine 1 and the current id that is the output of the second coordinate converter 14.
  • the d-axis current controller 11d calculates the d-axis voltage command Vd * by performing proportional-integral control (PI control) so that the deviation ⁇ id becomes zero.
  • PI control proportional-integral control
  • the other subtracter 10q obtains a deviation ⁇ iq between the q-axis current command iq * given from the outside of the control means 5 to drive the rotating electrical machine 1 and the current iq that is the output of the second coordinate converter 14.
  • the q-axis current controller 11q calculates the q-axis voltage command Vq * by performing proportional-integral control (PI control) so that the deviation ⁇ iq becomes zero.
  • PI control proportional-integral control
  • the first coordinate converter 12 outputs the d-axis current command Vd * and the q-axis current command Vq * output from the d-axis current controller 11d and the q-axis current controller 11q, respectively, on the stationary two axes ( ⁇ - ⁇ axis). Are converted into voltage commands V ⁇ * and V ⁇ *, respectively.
  • the two-phase / three-phase converter 13 converts the voltage commands V ⁇ *, V ⁇ * output from the first coordinate converter 12 into driving voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of three-phase AC coordinates.
  • the three-phase / two-phase converter 15 converts the rotating electrical machine currents iu, iw detected by the current detection means 2 into currents i ⁇ , i ⁇ on the stationary two axes ( ⁇ - ⁇ axes).
  • the second coordinate converter 14 rotates two axes (d) that rotate the currents i ⁇ and i ⁇ output from the three-phase / two-phase converter 15 in synchronization with the estimated position ⁇ L that is the output of the position estimating means 4 described above. -Currents id and iq on the -q axis) and output to the subtracters 10d and 10q.
  • the position estimation voltage generator 7 is used for position estimation in order to estimate the rotor position of the rotating electrical machine 1 and has a frequency different from the drive voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * output from the drive voltage command calculation unit 6. Voltage commands Vuh, Vvh, Vwh are generated. Each position estimation voltage command Vuh, Vvh, Vwh may be any one having a frequency different from that of the drive voltage commands Vu *, Vv *, Vw *. This is an AC position estimation voltage command.
  • the noise reduction voltage generator 8 When position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh are applied from the position estimation voltage generator 7 to the rotating electrical machine 1 by the voltage application means 3, noise is generated from the rotating electrical machine 1 along with this, and the noise causes humans to be uncomfortable. Therefore, the noise reduction voltage generator 8 outputs three-phase noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm in order to reduce such discomfort. Details of the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm will be described below.
  • the noise reduction voltage generator 8 generates Vwm, and the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm are estimated by the adders 20u, 20v, and 20w as drive voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the voltage application means 3 applies a voltage for drive control based on the voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp * obtained by the addition to the rotating electrical machine 1.
  • the noise generated from the rotating electrical machine 1 includes frequency component noise based on the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh and frequency component noise based on the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm. Therefore, discomfort felt by humans can be reduced as compared with the case where the frequency component of noise is single.
  • each of the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm does not have a constant frequency, but can be changed to the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm if the frequency is changed with time. Since various frequency components are included, the discomfort of noise generated from the rotating electrical machine 1 can be further reduced, which is preferable.
  • each noise reduction voltage command Vum, Vvm, Vwm is expressed by the following equation (9), with an amplitude of A f , a center frequency of ⁇ n , and a phase of m f ⁇ sin ( ⁇ m ⁇ t). If the FM modulation wave is changed, the frequencies of the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm change with time. As a result, the noise generated from the rotating electrical machine 1 also changes in frequency with time and includes various frequency components, so that it is possible to further reduce discomfort felt by humans due to noise.
  • a filter 9 provided between the noise reduction voltage generator 8 and the adders 20u, 20v, and 20w includes position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh in the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm.
  • a notch filter or the like is applied.
  • the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm are FM modulated waves as shown in the above equation (9), the frequency band of the FM modulated waves and the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh If the frequency is partially overlapped, the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm may adversely affect the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh, and the position estimation accuracy may deteriorate.
  • the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm cancels the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh, and the signal level of the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh becomes small or becomes zero, resulting in a problem that the position estimation accuracy deteriorates.
  • the filter 9 eliminates the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm so as not to include the same frequency component as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh and its neighboring frequency components. The deterioration of accuracy is prevented.
  • the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm contain the same frequency component as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh or a frequency component in the vicinity thereof, as shown in FIG.
  • the filter 9 can be omitted.
  • the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh are applied to the rotating electrical machine 1 for sensorless rotation position sensors, the position estimation voltage commands Vuh, Since the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, Vwm having frequency components different from the frequencies of Vvh, Vwh are added, the noise generated from the rotating electrical machine 1 is the frequency of the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh. Therefore, it is possible to reduce discomfort felt by humans as compared with the case where the frequency component of noise is single.
  • the position estimation voltages Vuh, Vvh, Vwh are always constant, the position estimation voltages Vuh, Vvh, Compared with the case where the frequency of Vwh is changed at random, the position estimation currents iuh, ivh, iwh can be accurately extracted from the rotating electrical machine current, and as a result, high position estimation accuracy can be ensured.
  • the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm are preliminarily removed by the filter 9 so as not to include the same frequency component as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh and the frequency components in the vicinity thereof, the noise is reduced. It is possible to prevent the reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm from adversely affecting the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh.
  • FIG. FIG. 7 is a block diagram of the rotating electrical machine control apparatus according to the second embodiment of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. In FIG. 7, the parts other than the configuration of the noise reduction voltage generator 8 in the control means 5 are the same as those in the first embodiment. The description of the part is omitted.
  • the noise reduction voltage generator 8 generates three-phase noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm.
  • the noise reduction voltage generator 8 generates noise reduction voltages.
  • the voltage generator 8 generates a single noise reduction voltage command Vm having an FM modulation wave whose frequency changes with time and an AM modulation wave whose amplitude changes with time, and this noise reduction voltage command Vm. Is passed through the filter 9 and then branched into three to be given to the adders 20u, 20v, and 20w.
  • the noise reduction voltage command Vm generated by the noise reduction voltage generator 8 is, for example, an FM modulation whose frequency changes with time as shown in the above equation (9). waves and, as shown in the following equation (10), with angular frequency omega b, AM modulated wave varies in amplitude time (a a1 + a a2 ⁇ sin ⁇ a t), or, as shown in FIG. 8 Furthermore, an AM modulated wave whose amplitude periodically changes stepwise is used.
  • the voltage application means 3 is constituted by a carrier comparison PWM inverter
  • a triangular wave or sawtooth wave carrier wave is compared with the voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp * input to the voltage application means 3. Since the drive control voltage PWM-modulated based on the obtained value is output to the rotating electrical machine 1, as described above, the FM modulated wave whose frequency changes temporally to the voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp *, and the amplitude
  • the noise reduction voltage command Vum having an AM modulated wave that changes with time is superimposed, the switching timing for turning on / off each switching element constituting the carrier comparison PWM inverter changes.
  • FIG. 9 is a block diagram of the voltage applying means 3 as a carrier comparison PWM inverter.
  • the voltage applying unit 3 includes a switching signal calculation unit 23, a power conversion unit 24, and a smoothing capacitor 25.
  • the switching signal calculation unit 23 includes one carrier signal generator 27 and three-phase comparators 28u, 28v, and 28w, and the carrier signal generator 27 is configured such as a triangular wave or a sawtooth wave. A carrier signal Sc is generated.
  • Each of the comparators 28u, 28v, and 28w compares the carrier signal Sc output from the carrier signal generator 27 with the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp * output from the control means 5, respectively.
  • Switching signals Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn for turning on / off each switching element 26 constituting the converter 24 are output.
  • each of the comparators 28u, 28v, and 28w compares the triangular wave carrier signal Sc with the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp *, and compares the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp * with respect to the carrier signal Sc.
  • the switching element 26 is turned on, and when the level is lower, a switching signal that turns off the switching element 26 is output.
  • the power conversion unit 24 includes six switching elements 26 (UP, UN, VP, VN, WP, WN) configured by semiconductor switches such as IGBTs, for example, and each switching given from the switching signal calculation unit 23.
  • the six switching elements 26 are turned on / off by the signals Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn, thereby converting the DC voltage Vdc supplied from the DC voltage source outside the voltage applying means 3 into an AC voltage and rotating it. Applied to the electric machine 1.
  • FIG. 10 shows voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp * obtained by adding the noise reduction voltage command Vm of the AM modulated wave whose amplitude periodically changes in a stepwise manner as shown in FIG. 11 shows a voltage command Vup *, Vvp *, Vwp * when the noise reduction voltage command Vm as shown in FIG. 8 is not added, and a triangular wave carrier signal Sc and three switching signals Sup, Svp, Swp, respectively. It is a wave form diagram showing typically in relation.
  • the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp * are actually sinusoidal signals, but they are linear because the frequency is lower than the carrier signal Sc and the noise reduction voltage command Vm. It represents. Further, the voltage commands Vup *, Vvp *, and Vwp * are superimposed with the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh, but are shown here mainly for explaining the switching timing operation of each switching element 26. Omitted.
  • each switching element 26 is turned on. Switching timing for turning off / off changes. Then, due to the change in the switching timing, noise including a plurality of frequency components is generated from the rotating electrical machine 1, and thereby noise generated when the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh are applied. Is suppressed, and as a result, discomfort felt by humans due to noise can be reduced.
  • the noise reduction voltage command Vm is preliminarily filtered by the filter 9 so that the same frequency component as the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh and the frequency components in the vicinity thereof are not included.
  • the noise reduction voltage command Vm can be prevented from adversely affecting the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh.
  • the filter 9 can be omitted.
  • one noise reduction voltage command Vm of an AM modulated wave whose amplitude changes temporally or an AM modulated wave whose amplitude changes temporally is added. Since the rotating electrical machine 1 is driven by the voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp *, the switching timing of each switching element 26 constituting the voltage applying means 3 changes, and accordingly, a plurality of frequency components are output from the rotating electrical machine 1. Including noise. Therefore, it is possible to suppress the noise generated by applying the position estimation voltage commands Vuh, Vvh, and Vwh from being conspicuous, and as a result, it is possible to reduce discomfort felt by humans due to the noise.
  • the rotating electrical machine 1 is identical to the noise reduction voltage commands Vum, Vvm, and Vwm, respectively.
  • a rotating electrical machine current of a frequency component flows, and this rotating electrical machine current becomes a loss.
  • the second embodiment since one noise reduction voltage command Vm is applied in common to each phase, the line voltage does not change even if the noise reduction voltage command Vm is added. Therefore, the rotating electrical machine current having the same frequency component as the noise reduction voltage command Vm does not flow through the rotating electrical machine 1. Therefore, the configuration of the noise reduction voltage generator 8 can be simplified, and loss due to addition of the noise reduction voltage command Vm can be prevented.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of a control device for a rotating electrical machine according to the third embodiment of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. Further, in FIG. 12, the parts other than the configuration of the position estimation unit 4 and the control unit 5 are the same as those in the first embodiment. Is omitted.
  • the control means 5 includes a drive voltage command calculation unit 6, a position estimation voltage generator 7, a noise reduction voltage generator 8, a filter 9, a first coordinate converter 12, and a two-phase / three-phase converter 13.
  • the drive voltage command calculation unit 6 includes two subtractors 10d and 10q, a d-axis current controller 11d, a q-axis current controller 11q, a second coordinate converter 14, and a three-phase / two-phase converter 15. .
  • the drive voltage command calculation unit 6 in this case includes two subtractors 10d and 10q, a d-axis current controller 11d, a q-axis current controller 11q, a second coordinate converter 14, and a three-phase / two-phase converter 15. Since each configuration is the same as that in the first embodiment, detailed description thereof is omitted here.
  • the position estimation voltage generator 7 in order to estimate the rotor position of the rotating electrical machine 1, the position estimation voltage generator 7 generates the three-phase AC position estimation voltage commands Vuh, Vvh, Vwh. However, in the third embodiment, the position estimation voltage generator 7 generates an alternating voltage position estimation voltage command Vdh having a frequency different from that of the drive voltage command Vd * output from the drive voltage command calculation unit 6. I try to do it.
  • the position estimation voltage command Vdh in this case may be any as long as it has a frequency different from that of the drive voltage command Vd *.
  • the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command are used.
  • the position voltage command Vdh for alternating voltage is added only to the d-axis voltage command Vd *.
  • the noise reduction voltage generator 8 is, for example, a two-phase noise reduction voltage such as an FM modulated wave as shown in the above equation (9). Commands Vdm and Vqm are output respectively. Then, after the same frequency component as the position estimation voltage command Vdh included in each of these noise reduction voltage commands Vdm and Vqm and the frequency component in the vicinity thereof are removed in advance by the filter 9, they are respectively added to the adders 20d and 20q. Given. When the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm output from the noise reduction voltage generator 8 do not include the same frequency component as the position estimation voltage command Vdh or a frequency component in the vicinity thereof, the filter 9 Can be omitted.
  • One adder 20d adds both the position estimation voltage command Vdh and the position estimation voltage command Vmd after passing through the filter 9 to the d-axis voltage command Vd * output from the drive voltage command calculation unit 6, and adds the added values.
  • the command is output to the first coordinate converter 12 as a voltage command Vdp *.
  • the other adder 20q adds the noise reduction voltage command Vmq after passing through the filter 9 to the q-axis voltage command Vq * output from the drive voltage command calculation unit 6, and uses the added command as the voltage command Vqp *. Output to the first coordinate converter 12.
  • the first coordinate converter 12 converts the voltage commands Vdp * and Vqp * from the adders 20d and 20q into voltage commands V ⁇ * and V ⁇ * on the stationary two axes ( ⁇ - ⁇ axes). Subsequently, the two-phase / three-phase converter 13 converts the voltage commands V ⁇ *, V ⁇ * output from the first coordinate converter 12 into three-phase AC coordinate voltage commands Vup *, Vvp *, Vwp *. Then, the voltage application means 3 applies a voltage for driving control based on each voltage command Vup *, Vvp *, Vwp * to the rotating electrical machine 1.
  • the noise generated from the rotating electrical machine 1 includes both frequency components based on the position estimation voltage command Vdh and frequency components based on the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm. Discomfort felt by humans can be reduced as compared with the case of a single component.
  • the position estimation means 4 generates a current having the same frequency component as the alternating position estimation voltage command Vdh output from the position estimation voltage generator 7 from the rotating electrical machine currents iu and iw detected by the current detection means 2. Based on the extracted current, the estimated position ⁇ L is output using a known technique described in, for example, Japanese Patent No. 3321472 or Japanese Patent No. 3707528.
  • the alternating voltage position estimation voltage command Vdh has a frequency different from that of the d-axis voltage command Vd *, and the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm added by the adders 20d and 20q are Since the same frequency component as the position estimation voltage command Vdh or a frequency component in the vicinity thereof is removed in advance, the accuracy of the estimated position ⁇ L that is the output of the position estimation means 4 is not deteriorated.
  • the noise reduction voltage generator when the position estimation voltage command Vdh of the alternating voltage is output from the position estimation voltage generator 7, as in the first and second embodiments, the noise reduction voltage generator is output. Since the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm are output simultaneously from 8 and the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm are added by the adders 20d and 20q, the voltage commands Vdp * and Vqp * are generated.
  • the noise generated from 1 includes not only the noise generated by applying the position estimation voltage command Vdh, but also the noise generated by adding the noise reduction voltage commands Vdm and Vqm. As a result, the noise of the position estimation voltage command Vdh does not stand out, and the discomfort felt by humans due to the noise can be reduced.
  • FIG. 13 is a block diagram of a rotating electrical machine control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of Embodiment 3 shown in FIG. In FIG. 13, parts other than the configuration of the noise reduction voltage generator 8 in the control means 5 are the same as those in the third embodiment. The description of the part is omitted.
  • noise reduction voltage commands Vdm and Vqm for two phases are generated from the noise reduction voltage generator 8, respectively.
  • the second embodiment is described. Similarly to the above, from the noise reduction voltage generator 8, an FM modulated wave whose frequency changes as shown in the equation (9) or an amplitude as shown in the equation (10) changes over time. A single noise reduction voltage command Vmdq having an AM modulated wave is generated.
  • the noise reduction voltage command Vmdq is passed through the filter 9 to remove in advance the same frequency component as the position estimation voltage command Vdh or a frequency component in the vicinity thereof, and then branched into two to add each adder 20d, 20q is added to the drive voltage commands Vd * and Vq * by the adders 20d and 20q, and the added signals are output as voltage commands Vdp * and Vqp *. Also in this case, if the noise reduction voltage command Vdqm output from the noise reduction voltage generator 8 does not include the same frequency component as the position estimation voltage command Vdh or a frequency component in the vicinity thereof, the filter 9 can be omitted.
  • the switching timing of the switching elements constituting the voltage application means 3 changes with time without causing the noise reduction voltage command Vmdq to adversely affect the position estimation voltage command Vdh.
  • Noise including a plurality of frequency components is generated according to the timing.
  • noise generated by applying the position estimation voltage Vdh to the rotating electrical machine 1 does not stand out, and uncomfortable feelings felt by humans can be reduced.
  • the noise reduction voltage generator 8 when the position estimation voltage command Vdh of the alternating voltage is generated from the position estimation voltage generator 7 and added to the d-axis voltage command Vd *, the noise reduction voltage generator 8 is used.
  • the noise-decreasing voltage command Vdqm of the AM modulated wave whose amplitude changes with time or the AM modulated wave whose amplitude changes stepwise with time is output.
  • the switching timing of each switching element constituting the voltage applying means 3 is changed, and the rotating electrical machine 1 generates noise including a plurality of frequency components.
  • the configuration of the noise reduction voltage generator 8 can be simplified as compared with the third embodiment, and the noise reduction voltage is also reduced. It is possible to prevent loss due to the addition of the command Vm.
  • the rotating electrical machine 1 is an embedded magnet type synchronous machine.
  • the rotating electrical machine control device of the present invention is also applied to other synchronous machines such as a synchronous reluctance type synchronous machine. can do.

Landscapes

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Abstract

　回転電機（１）に駆動制御用の電圧指令を出力する制御手段（５）は、回転電機（１）を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部（６）と、回転電機（１）の位置推定用の位置推定用電圧指令を発生する位置推定用電圧発生器（７）と、上記位置推定用電圧指令を回転電機（１）に注入するのに伴い回転電機（１）から発生する騒音を低減するための騒音低減用電圧指令を発生する騒音低減用電圧発生器（８）と、これらの駆動電圧指令、位置推定用電圧指令、騒音低減用電圧指令を加算した電圧指令を電圧印加手段（３）に出力する加算器（２０ｕ、２０ｖ，２０ｗ）を備えている。

Description

回転電機の制御装置
　本発明は、誘導機や同期機などの回転電機に対して、回転位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て回転制御を行う回転電機の制御装置に関する。
　回転電機の回転動作を精度良く制御するためには、回転電機の回転子位置情報と、回転電機に流れる電流情報とが必要である。ここで、回転子位置情報は、従来、回転位置センサを回転電機に別途取付けることにより回転子位置情報を得ている。しかし、回転位置センサを別途設けるのは、コスト削減、省スペース、信頼性の向上といった観点からデメリットが大きいため、回転位置センサのセンサレス化が要求されている。
　回転電機における位置センサのセンサレス化のための制御方法として、主に回転電機の誘起電圧より回転電機の回転子位置を推定する方法と、回転電機の突極性（インダクタンスの位置依存性）を利用して回転電機の回転子位置を推定する方法とがある。
　前者の方法で用いる誘起電圧の大きさは、回転電機の速度に比例するという特徴があるため、零速や低速域では誘起電圧が小さくなってＳ／Ｎ比が劣化し、回転電機の回転子位置を精度良く推定することが困難になる。
　一方、後者の突極性を利用した方法は、回転電機の駆動周波数とは異なる高周波の位置推定電圧指令を回転電機に印加し、これに応じて回転電機に流れる高周波の回転電機電流を検出し、この回転電機電流の大きさが上記の突極性により回転子位置に依存して変化することを利用して位置推定を行うものである。
　このように、突極性を利用する場合には、回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を回転電機に注入しなければならないものの、回転電機の回転速度に依存せずに回転子位置を推定できるメリットがあるため、特に零速や低速域においては突極性を利用した位置センサレス制御法が用いられる。
　ところが、このような突極性を利用した位置センサレス制御法は、回転電機に高周波の位置推定用電圧指令を印加する必要があるため、これに伴って騒音が発生し、人間に不快感を与える。
　そこで、このような回転電機に位置推定用電圧を印加するのに伴って発生する騒音による不快感を低減するための対策として、従来、回転電機に印加する位置推定用電圧の振幅を小さくすることで回転電機から発生する騒音の大きさ自体を低減する方法や、騒音の音質を改善する方法などが提案されている。
　前者の回転電機に印加する位置推定用電圧指令の振幅を小さくすることで、回転電機から発生する騒音の大きさ自体を減らす方法は、位置推定用電圧指令の振幅が小さくなるため、回転電機の回転子位置を精度良く推定することが難しくなる。
　一方、後者の騒音の音質を改善する方法としては、例えば、下記の特許文献１に記載されている従来技術のように、人間に聞こえる音の内、特定周波数成分が際立つと人間はその音を不快に感じるという特徴があるので、回転電機に印加する位置推定用電圧指令の周波数を故意にランダムに変化させて特定周波数成分の音が際立たないようにし、これによって人間が感じる不快感を低減するものである。
特開２００４－３４３８３３号公報
　しかしながら、特許文献１記載のように、特定周波数成分の音が際立たないように、位置推定用電圧指令の周波数成分をランダムに変化させると、これに伴って回転電機の回転子位置を推定する上で必要な電流の周波数もランダムとなる。そのため、回転電機電流から回転子位置の推定に必要な電流を検出することが困難になり、その結果、位置推定精度が悪化し、場合によっては位置推定が出来なくなる可能性がある。
　本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、精度良く回転子位置を推定することができるとともに、位置推定用電圧指令を回転電機に印加するのに伴う騒音発生によって生じる不快感を有効に低減することが可能な回転電機の制御装置を提供することを目的とする。
　本発明に係る回転電機の制御装置は、回転電機の駆動制御を行うものであって、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段より検出された上記回転電機電流に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、上記電流検出手段により検出された回転電機電流と上記位置推定手段で推定された回転子位置の情報とに基づいて電圧指令を出力する制御手段と、上記制御手段からの電圧指令に基づいて上記回転電機に対して駆動制御用の電圧を印加する電圧印加手段とを備え、上記制御手段は、上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を出力する位置推定用電圧発生器と、上記回転電機の駆動制御および位置推定には寄与しない騒音低減用電圧指令を出力する騒音低減用電圧発生器と、上記駆動電圧指令、上記位置推定用電圧指令、および上記騒音低減用電圧指令を加算して電圧指令として上記電圧印加手段に出力する加算器と、を有するものである。
　本発明によれば、回転電機の駆動制御用の駆動電圧指令に、回転子位置推定用の位置推定用電圧指令を加算して電圧印加手段に対して出力する際、さらに騒音低減用電圧発生器から出力する騒音低減用電圧指令を加算するので、回転電機からは複数の周波数成分の騒音が発生することになり、位置推定用電圧指令を回転電機に印加することに伴って発生する騒音が際立つのを抑制することができ、その結果、騒音によって人間が感じる不快感を低減することが可能となる。
　その際、位置推定用電圧指令については、その周波数をランダムに変化させるのではなく常に一定であるので、従来のように位置推定用電圧指令自体の周波数をランダムに変化させる場合に比べて、回転電機の回転子位置の推定に必要な電流を検出することが容易になり、その結果、高い位置推定精度を確保することができる。
本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。 同装置の位置推定手段の具体例を示す構成図である。 同装置の電流振幅演算器で得られる位置推定用電流振幅の波形図である。 同装置の位置演算器の動作説明に供する図である。 同装置の位置推定用電圧発生器で発生される位置推定用電圧指令の波形図である。 本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の変形例を示す構成図である。 本発明の実施の形態２における回転電機の制御装置の構成図である。 同装置の騒音低減用電圧発生器で発生される騒音低減用電圧指令の一例を示す波形図である。 同装置の電圧印加手段の具体例を示す構成図である。 同装置の電圧印加手段に対して、騒音低減用電圧指令を加算した電圧指令を与えた場合の動作説明に供する図である。 同装置の電圧印加手段に対して、騒音低減用電圧指令を加算しない電圧指令を与えた場合の動作説明に供する図である。 本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置の構成図である。 本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置の構成図である。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置の構成図である。
　この実施の形態１において、回転電機１は例えば埋込磁石型の同期機であって、この回転電機１には、所定の制御電圧を印加する電圧印加手段３が接続されている。また、電圧印加手段３と回転電機１との間を流れる回転電機電流（ここでは二相分）ｉｕ，ｉｗを検出する電流検出手段２と、この電流検出手段２で検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｗに基づいて回転電機１の回転子位置θＬを推定する位置推定手段４と、電圧印加手段３に対して駆動制御用の電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を出力する制御手段５とが設けられている。
　電流検出手段２は、例えば変流器等からなり、回転電機１と電圧印加手段３とを結ぶ三相分の回転電機電流の内、本例では、Ｕ相とＷ相の二相分の回転電機電流ｉｕ，ｉｗを検出する。なお、Ｖ相の回転電機電流ｉｖは、回転電機電流が三相平衡であることを利用して演算により求める。また、ここでは、Ｕ相とＷ相の回転電機電流ｉｕ，ｉｗを検出しているが、これに限らず、任意の二相分の電流を検出すればよく、また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全ての回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを同時に検出してもよい。あるいは、電流検出手段２として、電圧印加手段３の入力である直流母線電流を検出し、その直流母線電流より回転電機電流を演算する方法でもよい。
　電圧印加手段３は、例えば三角波比較ＰＷＭインバータなどの電力変換装置が適用され、制御手段５から出力される各電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づいて電力変換を行い回転電機１に対して駆動制御用の電圧を印加する。
　ここで、回転電機１には回転子位置に応じてインダクタンスが変化する、いわゆる突極性があるので、後で詳述するように、制御手段５内の位置推定用電圧発生器７から出力される三相交流の位置推定用指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが重畳された電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づいて電圧印加手段３から回転電機１に電圧が印加されると、電流検出手段２で検出される回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、上記の位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分の電流（以下、位置推定用電流という）ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈが含まれることになり、これらの位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの振幅は回転電機１の回転子位置に応じて変化する。
　そこで、位置推定手段４は、上記の突極性を利用し、電流検出手段２より検出された回転電機電流ｉｕ，ｉｗから、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを先ず抽出し、次いで、この抽出した位置推定用電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅に基づいて、回転電機１の推定される回転子位置（以下、推定位置ともいう）θＬを求めて出力する。
　図２は位置推定手段４の具体的な構成の一例を示す構成図である。
　この位置推定手段４は、加算器１６、位置推定用電流抽出器１７ｕ，１７ｖ，１７ｗ、電流振幅演算器１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ、および位置演算器１９を備える。
　三相の回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの内、電流検出手段２より検出したＵ相とＷ相の各回転電機電流ｉｕ，ｉｗと、電流検出手段２では検出していないＶ相の回転電機電流ｉｖとの間には、下記の（１）式の関係があるので、加算器１６でＵ相、Ｗ相の各回転電機電流ｉｕ，ｉｗを加算することにより、Ｖ相回転電機電流ｉｖを求める。なお、当然のことながら、電流検出手段２が三相分の回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを全て同時に検出する場合には、Ｖ相回転電機電流ｉｖを求める必要は無い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　そして、上記のようにして検出される各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれ個別に設けられた位置推定用電流抽出器１７ｕ，１７ｖ，１７ｗに入力して位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分の位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈを抽出する。この場合の各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの抽出は、バンドパスフィルタやノッチフィルタなどを利用して行う。なお、各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗには、後述するような騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍと同一の周波数成分の信号も含まれているが、この信号は位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとは周波数が異なるために各位置推定用電流抽出器１７ｕ，１７ｖ，１７ｗにおいて除去され、位置推定用電流ｉｕｈ、ｉｖｈ、ｉｗｈを抽出する際に何ら問題は生じない。
　こうして各位置推定用電流抽出器１７ｕ，１７ｖ，１７ｗで抽出された各位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを、それぞれ個別に設けられた各電流振幅演算器１８ｕ，１８ｖ，１８ｗに入力して位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの振幅値である各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈを演算する。
　この場合の各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈの演算手法には、格別の制約はないが、例えばフーリエ変換を行ったり、あるいは下記の（２）式に基づいて位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを二乗した自己相関値に基づいて振幅を求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次いで、位置演算器１９は、各々の電流振幅演算器１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにより求めた位置推定用電流振幅Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈに基づいて回転電機１の推定位置θＬを演算する。以下、その手法について詳述する。なお、位置演算器１９は、以下に記す手法に限定されるものではなく、位置推定用電流振幅Ｉｕｈ、Ｉｖｈ、Ｉｗｈに基づいて推定位置θＬを演算するものであれば、それ以外のどのような手法を適用してもよい。
　各電流振幅演算器１８ｕ，１８ｖ，１８ｗで得られる位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈは、図３に示すようにオフセットＩｈが重畳しており、回転電機１の位置（電気角）の１／２の周期で変化する。
　そこで、位置演算器１９において、まず下記の（３）式のように、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，ＩｗｈからオフセットＩｈを減算して各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗを算出する。ここに、オフセットＩｈは、各位置推定用電流振幅Ｉｕｈ，Ｉｖｈ，Ｉｗｈが三相平衡となることから（４）式より求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、回転電機１の推定位置θＬは、（３）式で示される各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内のいずれか１つの信号を逆余弦演算することにより算出可能であるが、逆余弦演算するための演算や、逆余弦関数を予め記憶しておく必要があり、演算量や記憶容量の増加につながるために得策でない。そこで、この実施の形態１では、逆余弦関数を用いることなく、直線近似を利用して回転電機１の推定位置θＬを演算する手法を採用している。以下、この手法について説明する。
　位置演算器１９において、（３）式より得られる各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの相対関係から、図４に示すように、各区間の中心位置θＭが、次の（５）式で与えられる値となるような６つの区間（Ｉ～ＶＩ）に分ける。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　各区間（Ｉ～ＶＩ）において、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内、各区間の中心でゼロクロスするものは、ｓｉｎ、－ｓｉｎの関数となるが、これらのｓｉｎ、－ｓｉｎの関数を直線とみなして直線近似し、次の（６）式に基づいて各区間（Ｉ～ＶＩ）の中心位置θＭと回転電機１の推定位置θＬ（≒回転電機１の位置θ）との偏差ΔθＭＬを求める。ここに、（６）式のｄＩ_ｕｖｗは、各位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの内、各区間（Ｉ～ＶＩ）の中心位置θＭでゼロクロスするときの縦軸の値である。また、Ｉｈａは位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈの回転電機位置による変化量であるので、（Ｉｈａ／２）は位置演算信号ｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの振幅となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　なお、（Ｉｈａ／２）は、次の（７）式のようにｄＩｕ，ｄＩｖ，ｄＩｗの二乗の和の平方根より求めてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　そして、次の（８）式に示すように、（６）式より求めたΔθＭＬと中心位置θＭとを加算して回転電機１の推定位置θＬを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　一方、制御手段５は、駆動電圧指令演算部６、位置推定用電圧発生器７、騒音低減用電圧発生器８、フィルタ９、および加算器２０ｕ，２０ｖ，２０ｗを有する。
　そして、駆動電圧指令演算部６から出力される駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、位置推定用電圧発生器７から出力される位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと、騒音低減用電圧発生器８からフィルタ９を経由して出力される騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍとが加算器２０ｕ，２０ｖ，２０ｗでそれぞれ加算されて、電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊として電圧印加手段３に出力される。
　したがって、電圧印加手段３に印加される電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊には、本来の駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと共に騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍが重畳される。なお、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍについては後で詳述する。
　上記の駆動電圧指令演算部６は、２つの減算器１０ｄ，１０ｑ、ｄ軸電流制御器１１ｄ、ｑ軸電流制御器１１ｑ、第１座標変換器１２、二相・三相変換器１３、第２座標変換器１４、および三相・二相変換器１５を有する。
　ここに、一方の減算器１０ｄは、回転電機１を駆動するために制御手段５の外部より与えられるｄ軸電流指令ｉｄ＊と第２座標変換器１４の出力である電流ｉｄとの偏差Δｉｄを求める。ｄ軸電流制御器１１ｄは、上記偏差Δｉｄがゼロとなるように比例積分制御（ＰＩ制御）することによりｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を演算する。
　他方の減算器１０ｑは、回転電機１を駆動するために制御手段５の外部より与えられるｑ軸電流指令ｉｑ＊と第２座標変換器１４の出力である電流ｉｑとの偏差Δｉｑを求める。ｑ軸電流制御器１１ｑは、上記偏差Δｉｑがゼロとなるように比例積分制御（ＰＩ制御）することによりｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
　第１座標変換器１２は、ｄ軸電流制御器１１ｄとｑ軸電流制御器１１ｑからそれぞれ出力されるｄ軸電流指令Ｖｄ＊およびｑ軸電流指令Ｖｑ＊を静止二軸（α－β軸）上の電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊にそれぞれ変換する。二相・三相変換器１３は、第１座標変換器１２から出力される電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊を三相交流座標の駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。
　三相・二相変換器１５は、電流検出手段２で検出され回転電機電流ｉｕ，ｉｗを静止二軸（α－β軸）上の電流ｉα，ｉβに変換する。第２座標変換器１４は、三相・二相変換器１５から出力される電流ｉα，ｉβを、前述の位置推定手段４の出力である推定位置θＬと同期して回転する回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流ｉｄ，ｉｑに変換して、上記の各減算器１０ｄ，１０ｑに出力する。
　位置推定用電圧発生器７は、回転電機１の回転子位置を推定するために、駆動電圧指令演算部６が出力する駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とは周波数が異なる位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを発生する。これらの各位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と周波数が異なるものであればどのようなものでもよいが、この実施の形態１では三相交流の位置推定用電圧指令である。
　これらの三相交流の位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、例えば、図５に示される。各三相交流位置推定用電圧指令の信号は、電圧印加手段３が三角波比較ＰＷＭインバータの場合、この三角波比較ＰＷＭインバータでＰＷＭ変調する際に用いられる三角波キャリアの半周期Ｔｃを１区間としたとき、６区間（＝６・Ｔｃ）で１周期となるような周期Ｔｈを有する信号である。また、これらの各位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを三相平衡とするために、各相相互に２区間（＝２・Ｔｃ）ずらせて設定される。このように、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを三相交流電圧とすることにより、図５に示したようなパターン化が容易となり、位置推定用電圧発生器７の構成を簡素化することができる。
　位置推定用電圧発生器７から位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを電圧印加手段３により回転電機１へ印加すると、これに伴って回転電機１から騒音が発生し、その騒音によって人間が不快を感じるので、騒音低減用電圧発生器８は、そのような不快感を低減するために、三相分の騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを出力する。以下、その騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍの詳細について説明する。
　人間に聞こえる騒音のうち、騒音の周波数が単一周波数の場合と、複数の周波数成分を含む場合とでは、単一周波数の騒音の方が人間にとって不快に感じるという特徴がある。そこで、この実施の形態１では、駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊や位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとは異なる周波数をもつ三相分の騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを騒音低減用電圧発生器８で発生し、これらの各騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを、加算器２０ｕ，２０ｖ，２０ｗにより駆動電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとに個別に加算する。そして、加算して得られる電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づく駆動制御用の電圧を電圧印加手段３が回転電機１に印加する。
　これにより、回転電機１から発生する騒音には、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに基づく周波数成分の騒音とともに、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍに基づく周波数成分の騒音が混在することになるので、騒音の周波数成分が単一の場合よりも人間が感じる不快感を低減することができる。
　特に、各々の騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍは、周波数をそれぞれ一定とするのではなくて、周波数を時間的に変化させるようにすれば、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍには様々な周波数成分が含まれることになり、回転電機１から発生する騒音の不快感をより一層低減することができるので好ましい。
　例えば、各騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを、次の（９）式に示すように、振幅がＡｆ、中心周波数がωｎ、位相がｍｆ・ｓｉｎ（ωｍ・ｔ）で変化するＦＭ変調波とすれば、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍの周波数が時間的に変化する。その結果、回転電機１から発生する騒音も時間的に周波数が変化して様々な周波数成分を含むことになるため、騒音により人間が感じる不快感をより一層低減することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　騒音低減用電圧発生器８と加算器２０ｕ，２０ｖ，２０ｗとの間に設けられているフィルタ９は、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍ中に位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれないように、それらの周波数成分を除くためのもので、例えばノッチフィルタなどが適用される。
　例えば、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを上述の（９）式に示したようなＦＭ変調波とする場合、このＦＭ変調波の周波数帯域と、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周波数とが一部重複すると、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ、Ｖｖｍ、Ｖｗｍが位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに悪影響を及ぼして位置推定精度が悪化する恐れがある。特に、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍに含まれる周波数成分が、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じで、かつ逆位相であると、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍが位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを打消すことになり、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの信号レベルが小さくなったりゼロになり、位置推定精度が悪化するという不具合を生じる。
　そこで、フィルタ９によって、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍ中に、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分やその近傍周波数成分が含まれないように除くことで、位置推定精度の悪化を防止している。
　なお、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍに位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれる恐れがない場合には、図６に示すように、フィルタ９を省略することが可能である。
　以上のように、この実施の形態１では、回転位置センサのセンサレス化のために位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを回転電機１に印加する際、同時に、この位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周波数とは異なる周波数成分をもつ騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを加算しているので、回転電機１から発生する騒音は、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周波数と異なる周波数成分を含むことになり、騒音の周波数成分が単一の場合よりも人間が感じる不快感を低減することができる。
　また、騒音に含まれる周波数成分が複数混在することになるものの、位置推定用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈについては、その周波数が常に一定であるので、従来のように位置推定用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周波数をランダムに変化させる場合に比べて、回転電機電流から位置推定用電流ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを精度良く抽出することができ、その結果、高い位置推定精度を確保することができる。
　さらに、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍに位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれないようにフィルタ９で予め除去しているので、騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍが位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに悪影響を及ぼすのを未然に防ぐことができる。
実施の形態２．
　図７は本発明の実施の形態２における回転電機の制御装置の構成図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付している。また、図７において、制御手段５内の騒音低減用電圧発生器８の構成以外の部分は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは騒音低減用電圧発生器８の構成以外の部分の説明は省略する。
　上記実施の形態１では、騒音低減用電圧発生器８からは三相分の騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍがそれぞれ発生されるものとしているが、この実施の形態２では、騒音低減用電圧発生器８からは時間的に周波数が変化するＦＭ変調波や、振幅が時間的に変化するＡＭ変調波をもつ単一の騒音低減用電圧指令Ｖｍを発生し、この騒音低減用電圧指令Ｖｍをフィルタ９を通過させた後、３つに分岐して各加算器２０ｕ，２０ｖ，２０ｗに与えるようにしている。
　すなわち、この実施の形態２では、騒音低減用電圧発生器８で発生される騒音低減用電圧指令Ｖｍは、例えば、前述の（９）式に示したように時間的に周波数が変化するＦＭ変調波や、次の（１０）式に示すように、角周波数がωｂで、振幅が時間的に（Ａａ１＋Ａａ２・ｓｉｎωａｔ）で変化するＡＭ変調波、あるいは、図８に示すように、振幅が階段状に周期的に変化するＡＭ変調波とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に同じ騒音低減用電圧指令Ｖｍが重畳されている場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊の線間電圧が変化しないため、一見したところ回転電機１からは騒音低減用電圧指令Ｖｍと同一周波数成分の音は発生しないようにも思われる。
　しかし、電圧印加手段３がキャリア比較ＰＷＭインバータで構成されているような場合、三角波状もしくはこぎり波状のキャリア波と電圧印加手段３に入力される電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊とを比較した値に基づいてＰＷＭ変調された駆動制御電圧を回転電機１に出力するので、上記のように、電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に時間的に周波数が変化するＦＭ変調波や、振幅が時間的に変化するＡＭ変調波をもつ騒音低減用電圧指令Ｖｕｍが重畳されていると、キャリア比較ＰＷＭインバータを構成する各スイッチング素子をオン／オフするスイッチングタイミングが変化する。そして、このスイッチングタイミングの変化に起因して、回転電機１からは複数の周波数成分を含む騒音が発生する。これにより、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加するのに伴って発生する騒音が際立つのを抑えることができ、結果的に騒音により人間が感じる不快感を低減することができる。以下、その詳細について説明する。
　図９はキャリア比較ＰＷＭインバータとしての電圧印加手段３の構成図である。
　この電圧印加手段３は、スイッチング信号演算部２３、電力変換部２４、および平滑コンデンサ２５を備えて構成されている。
　ここに、スイッチング信号演算部２３は、一つのキャリア信号発生器２７と、三相分の比較器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗとを有しており、キャリア信号発生器２７は三角波や、のこぎり波などのキャリア信号Ｓｃを発生する。
　また、各比較器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗは、キャリア信号発生器２７から出力されるキャリア信号Ｓｃと制御手段５から出力される電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊とをそれぞれ比較して、電力変換部２４を構成する各スイッチング素子２６をオン／オフさせるためのスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを出力する。例えば、各比較器２８ｕ，２８ｖ，２８ｗは、三角波のキャリア信号Ｓｃと電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊とをそれぞれ比較し、キャリア信号Ｓｃよりも電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊のレベルの方が大きい場合はスイッチング素子２６をオン、小さい場合はスイッチング素子２６をオフするようなスイッチング信号を出力する。
　電力変換部２４は、例えばＩＧＢＴ等の半導体スイッチで構成された６つのスイッチング素子２６（ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮ）の有しており、スイッチング信号演算部２３から与えられる各スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎによって６つのスイッチング素子２６をオン／オフさせることにより、電圧印加手段３の外部の直流電圧源から与えられる直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して回転電機１へ印加する。
　図１０は図８に示したような振幅が周期的に階段状に変化するＡＭ変調波の騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算してなる電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を、また、図１１は図８に示したような騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算しない場合の電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を、それぞれ三角波のキャリア信号Ｓｃおよび３つのスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐとの関係において模式的に表した波形図である。
　なお、図１０、図１１において、電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊は実際には正弦波信号であるが、キャリア信号Ｓｃや騒音低減用電圧指令Ｖｍに比べて周波数が低いために直線状に表している。また、電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊には、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが重畳されているが、ここでは主に各スイッチング素子２６のスイッチングタイミング動作を説明するために図示省略している。
　騒音低減用電圧Ｖｍを加算しない電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊が各スイッチング素子２６に与えられた場合、各スイッチング素子２６のスイッチングタイミングは、図１１に示すように、区間Ａと区間Ｂとで全て同じになる。
　これに対して、騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算した電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊が各スイッチング素子２６に与えられた場合、線間電圧は一定であるが、各スイッチング素子２６のスイッチングタイミングは、図１０から明らかなように、区間Ａと区間Ｂとではタイミングが異なっている。
　このように、振幅が時間的に変化するＡＭ変調波、あるいは、振幅が時間的に階段状に変化するＡＭ変調波の騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算した場合には、各スイッチング素子２６をオン／オフするスイッチングタイミングが変化する。そして、このスイッチングタイミングの変化に起因して、回転電機１から複数の周波数成分を含む騒音が発生し、これによって、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加するのに伴って発生する騒音が際立つのが抑えられ、結果的に騒音により人間が感じる不快感を低減することができる。
　また、実施の形態１で説明したのと同様、騒音低減用電圧指令Ｖｍに位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同じ周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれないようにフィルタ９で予め除去しているので、騒音低減用電圧指令Ｖｍが位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに悪影響を及ぼすのを防ぐことができる。なお、騒音低減用電圧指令Ｖｍに位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれない場合は、フィルタ９を省略することが可能である。
　以上のように、この実施の形態２では、振幅が時間的に変化するＡＭ変調波、あるいは、振幅が時間的に階段状に変化するＡＭ変調波の一つの騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算した電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊によって回転電機１を駆動するため、電圧印加手段３を構成する各スイッチング素子２６のスイッチングタイミングが変化し、これに伴って回転電機１から複数の周波数成分を含む騒音が発生する。そのため、位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加することで発生する騒音が際立つのが抑えられ、結果的に騒音により人間が感じる不快感を低減することができる。
　また、前述の実施の形態１では三相分の各騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍを加算しているので、回転電機１には各騒音低減用電圧指令Ｖｕｍ，Ｖｖｍ，Ｖｗｍとそれぞれ同一周波数成分の回転電機電流が流れ、この回転電機電流が損失となる。これに対して、この実施の形態２では、一つの騒音低減用電圧指令Ｖｍを各相共通に印加しているので、騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算しても線間電圧は変化しない。そのため、回転電機１には騒音低減用電圧指令Ｖｍと同一周波数成分の回転電機電流が流れることがない。したがって、騒音低減用電圧発生器８の構成を簡素化できるとともに、騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算することによる損失の発生を防ぐことができる。
実施の形態３．
　図１２は本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置の構成図であり、図１に示にした実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。また、図１２において、位置推定手段４と制御手段５の構成以外の部分は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは位置推定手段４及び制御手段５の構成以外の部分の説明は省略する。
　制御手段５は、駆動電圧指令演算部６、位置推定用電圧発生器７、騒音低減用電圧発生器８、フィルタ９、第１座標変換器１２、および二相・三相変換器１３を有する。
　そして、駆動電圧指令演算部６は、２つの減算器１０ｄ，１０ｑ、ｄ軸電流制御器１１ｄ，ｑ軸電流制御器１１ｑ、第２座標変換器１４、および三相・二相変換器１５からなる。この場合の駆動電圧指令演算部６は、２つの減算器１０ｄ，１０ｑ、ｄ軸電流制御器１１ｄ，ｑ軸電流制御器１１ｑ、第２座標変換器１４、および三相・二相変換器１５の各構成は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
　上記の実施の形態１、２では、回転電機１の回転子位置を推定するために、位置推定用電圧発生器７から三相交流の位置推定用電圧指令Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが発生するようにしているが、この実施の形態３では、位置推定用電圧発生器７から、駆動電圧指令演算部６が出力する駆動電圧指令Ｖｄ＊と周波数の異なる交番電圧の位置推定用電圧指令Ｖｄｈが発生されるようにしている。
　この場合の位置推定用電圧指令Ｖｄｈは、駆動電圧指令Ｖｄ＊と周波数が異なるものであればどのようなものでもよいが、この実施の形態３では、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の内、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に対してのみ交番電圧の位置推定用電圧指令Ｖｄｈを加算する。これにより、位置推定用電圧指令Ｖｄｈを回転電機１に印加したときに発生するトルク脈動を抑制することができるので都合がよい。
　騒音低減用電圧発生器８は、実施の形態１の騒音低減用電圧発生器８と同様に、例えば、前述の（９）式のようなＦＭ変調波のような二相分の騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍをそれぞれ出力する。そして、これらの各騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍに含まれる位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分がフィルタ９によって予め除去された後、それぞれ加算器２０ｄ，２０ｑに与えられる。なお、騒音低減用電圧発生器８から出力される各騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍに位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれない場合には、フィルタ９を省略することが可能である。
　一方の加算器２０ｄは、駆動電圧指令演算部６が出力するｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に位置推定用電圧指令Ｖｄｈとフィルタ９通過後の位置推定用電圧指令Ｖｍｄとを共に加算し、その加算した指令を電圧指令Ｖｄｐ＊として第１座標変換器１２に出力する。また、他方の加算器２０ｑは、駆動電圧指令演算部６が出力するｑ軸電圧指令Ｖｑ＊にフィルタ９通過後の騒音低減用電圧指令Ｖｍｑを加算し、その加算した指令を電圧指令Ｖｑｐ＊として第１座標変換器１２に出力する。
　第１座標変換器１２は、両加算器２０ｄ，２０ｑからの電圧指令Ｖｄｐ＊，Ｖｑｐ＊を静止二軸（α－β軸）上の電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊に変換する。続いて、二相・三相変換器１３は、第１座標変換器１２から出力される電圧指令Ｖα＊，Ｖβ＊を三相交流座標の電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に変換する。そして、各電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づく駆動制御用の電圧を電圧印加手段３が回転電機１に印加する。
　これにより、回転電機１から発生する騒音には、位置推定用電圧指令Ｖｄｈに基づく周波数成分とともに、騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍに基づく周波数成分が混在することになるので、騒音に含まれる周波数成分が単一の場合よりも人間が感じる不快感を低減することができる。
　一方、位置推定手段４は、電流検出手段２で検出される回転電機電流ｉｕ，ｉｗから、位置推定用電圧発生器７が出力する交番の位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分の電流を抽出し、抽出した電流に基づいて、例えば特許３３１２４７２号公報、あるいは特許３７０７５２８号公報に記載の公知技術を用いて推定位置θＬを出力する。
　その場合、交番電圧の位置推定用電圧指令Ｖｄｈは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とは周波数が異なり、また、加算器２０ｄ，２０ｑで加算される騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍは、フィルタ９によって位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分が予め除かれているので、位置推定手段４の出力である推定位置θＬの精度が悪化することはない。
　以上のように、この実施の形態３では、位置推定用電圧発生器７から交番電圧の位置推定電圧指令Ｖｄｈを出力する場合において、実施の形態１、２と同様に、騒音低減用電圧発生器８から騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍを同時に出力し、加算器２０ｄ，２０ｑで騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍを加算した電圧指令Ｖｄｐ＊，Ｖｑｐ＊を生成するようにしているので、回転電機１から発生する騒音には、位置推定用電圧指令Ｖｄｈを印加することに伴って発生する騒音の他に、騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍを加算することに伴って発生する騒音も含まれるようになり、その結果、位置推定用電圧指令Ｖｄｈの騒音が際立つことがなくなり、騒音により人間が感じる不快感を低減することができる。
実施の形態４．
　図１３は本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置の構成図であり、図１２に示した実施の形態３と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。なお、図１３において、制御手段５内の騒音低減用電圧発生器８の構成以外の部分は、実施の形態３の場合と同様であるから、ここでは騒音低減用電圧発生器８の構成以外の部分の説明は省略する。
　上記の実施の形態３では、騒音低減用電圧発生器８からは二相分の騒音低減用電圧指令Ｖｄｍ，Ｖｑｍがそれぞれ発生されるものとしているが、この実施の形態４では、実施の形態２と同様に、騒音低減用電圧発生器８からは、（９）式に示したような時間的に周波数が変化するＦＭ変調波や、（１０）式に示したような振幅が時間的に変化するＡＭ変調波をもつ単一の騒音低減用電圧指令Ｖｍｄｑを発生する。
　そして、この騒音低減用電圧指令Ｖｍｄｑをフィルタ９を通過させて位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分を予め除去した後、２つに分岐して各加算器２０ｄ，２０ｑに与えて各加算器２０ｄ，２０ｑで各駆動電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に加算し、この加算した信号を電圧指令Ｖｄｐ＊、Ｖｑｐ＊として出力する。なお、この場合も、騒音低減用電圧発生器８から出力される騒音低減用電圧指令Ｖｄｑｍに位置推定用電圧指令Ｖｄｈと同一の周波数成分やその近傍の周波数成分が含まれない場合には、フィルタ９を省略することが可能である。
　これにより、騒音低減用電圧指令Ｖｍｄｑが位置推定用電圧指令Ｖｄｈに悪影響を及ぼすことなく、電圧印加手段３を構成するスイッチング素子のスイッチングタイミングが時間的に変化するため、回転電機１からは、スイッチングタイミングに応じて複数の周波数成分を含む騒音が発生するようになる。その結果、位置推定用電圧Ｖｄｈを回転電機１に印加することに伴って発生する騒音が際立つことがなくなり、人間が感じる不快感を低減することができる。
　以上のように、この実施の形態４では、位置推定用電圧発生器７から交番電圧の位置推定電圧指令Ｖｄｈを発生してｄ軸電圧指令Ｖｄ＊に加算する際、騒音低減用電圧発生器８から振幅が時間的に変化するＡＭ変調波、あるいは振幅が時間的に階段状に変化するＡＭ変調波の一つの騒音低減用電圧指令Ｖｄｑｍを出力するようにしているので、実施の形態２の場合と同様、電圧印加手段３を構成する各スイッチング素子のスイッチングタイミングが変化して回転電機１からは複数の周波数成分を含む騒音が発生する。これにより、位置推定用電圧指令Ｖｄｈを印加するのに伴って回転電機１で発生する騒音が際立つのが抑えられ、結果的に騒音により人間が感じる不快感を低減することができる。また、この実施の形態４では、一つの騒音低減用電圧指令Ｖｍを印加しているので、実施の形態３に比べて騒音低減用電圧発生器８の構成を簡素化できるとともに、騒音低減用電圧指令Ｖｍを加算することによる損失の発生を防ぐことができる。
産業上の利用分野
　上記の各実施の形態１～４において、回転電機１は埋込磁石型の同期機としたが、シンクロナスリラクタンス型の同期機など他の同期機においても本発明の回転電機の制御装置を適用することができる。

Claims (8)

  1. 　回転電機の駆動制御を行う回転電機の制御装置であって、
    　上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、上記電流検出手段より検出された上記回転電機電流に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、上記電流検出手段により検出された回転電機電流と上記位置推定手段で推定された回転子位置の情報とに基づいて電圧指令を出力する制御手段と、上記制御手段からの電圧指令に基づいて上記回転電機に対して駆動制御用の電圧を印加する電圧印加手段とを備え、
    　上記制御手段は、上記回転電機を駆動するための駆動電圧指令を演算する駆動電圧指令演算部と、上記回転電機の回転子位置を推定するための位置推定用電圧指令を出力する位置推定用電圧発生器と、上記回転電機の駆動制御および位置推定には寄与しない騒音低減用電圧指令を出力する騒音低減用電圧発生器と、上記駆動電圧指令、上記位置推定用電圧指令、および上記騒音低減用電圧指令を加算して電圧指令として上記電圧印加手段に出力する加算器とを有する回転電機の制御装置。
  2. 　上記騒音低減用電圧発生器は、単一の騒音低減用電圧指令を出力するものであり、上記加算器は、上記単一の騒音低減用電圧指令を複数に分岐して各相の駆動電圧指令に加算するものである請求項１に記載の回転電機の制御装置。
  3. 　上記騒音低減用電圧発生器と上記加算器との間には、上記騒音低減用電圧指令から上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分を除去するフィルタが設けられている請求項１または請求項２に記載の回転電機の制御装置。
  4. 　上記騒音低減用電圧発生器は、時間的に周波数が変化する騒音低減用電圧指令を出力するものである請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  5. 　上記騒音低減用電圧発生器は、時間的に振幅が変化する騒音低減用電圧指令を出力するものである請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  6. 　上記位置推定用電圧発生器は、回転電機の位置を推定するための位置推定用電圧指令として三相交流の位置推定用電圧指令を出力するものである請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  7. 　上記位置推定用電圧発生器は、回転電機の位置を推定するための位置推定用電圧指令として交番電圧の位置推定用電圧指令を出力するものである請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
  8. 　上記位置推定手段は、上記回転電機電流に含まれる上記位置推定用電圧指令と同一の周波数成分の電流に基づいて上記回転電機の回転子位置を推定するものである請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
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EP09842140.7A EP2413493B1 (en) 2009-03-25 2009-03-25 Rotary electric machine controller
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101618490B1 (ko) * 2012-02-22 2016-05-04 가부시키가이샤 야스카와덴키 전동기의 자극 위치 추정 장치, 전동기의 제어 장치 및 전동기의 자극 위치 추정 방법
JP5843687B2 (ja) * 2012-04-17 2016-01-13 三菱電機株式会社 モータ制御装置及びモータ制御システム
ITVI20120331A1 (it) 2012-12-10 2014-06-11 Reel Srl Metodo per la sincronizzazione di una macchina elettrica sincrona a riluttanza
EP3016275A1 (de) * 2014-10-31 2016-05-04 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Bestimmen einer Rotorfrequenz und/oder eines Rotorwinkels eines Rotors einer Reluktanzmaschine, Steuereinrichtung sowie Antriebsanordnung
RU2663224C1 (ru) 2014-12-22 2018-08-02 Найдек Корпорейшн Способ оценивания положения и устройство управления положением
CN107710594B (zh) * 2015-05-27 2020-07-03 三菱电机株式会社 交流旋转电机的控制装置及电动助力转向的控制装置
CN105116843B (zh) * 2015-07-11 2017-10-27 哈尔滨工业大学 一种直线电机与两个旋转电机的同步控制方法
US10193489B2 (en) * 2017-06-09 2019-01-29 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus for acoustic signal generation
US10218301B1 (en) * 2018-01-09 2019-02-26 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. System and method for speed sensorless motor drives
KR102492695B1 (ko) * 2020-08-04 2023-01-27 연세대학교 산학협력단 가청소음 저감을 위한 ｉｐｍｓｍ의 신호주입 센서리스 제어를 위한 장치 및 방법

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0454872A (ja) * 1990-06-22 1992-02-21 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP3312472B2 (ja) 1994-03-01 2002-08-05 富士電機株式会社 電動機の磁極位置検出装置
JP2004343833A (ja) 2003-05-13 2004-12-02 Toshiba Corp モータ制御装置
JP2005151640A (ja) * 2003-11-12 2005-06-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 高周波電圧重畳電動機制御装置
JP3707528B2 (ja) 1998-07-23 2005-10-19 株式会社安川電機 交流電動機の制御方法およびその制御装置
JP2006014496A (ja) * 2004-06-25 2006-01-12 Daikin Ind Ltd モータの回転位置角推定方法及びモータの回転位置角推定装置並びにインバータ制御方法及びインバータ制御装置
JP2007325406A (ja) * 2006-05-31 2007-12-13 Toshiba Corp 鉄道車両用モータ制御装置

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5585709A (en) * 1993-12-22 1996-12-17 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless position and velocity estimation in drives for AC machines
US5559419A (en) * 1993-12-22 1996-09-24 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for transducerless flux estimation in drives for induction machines
RU2132110C1 (ru) * 1998-03-25 1999-06-20 Мищенко Владислав Алексеевич Способ оптимального векторного управления асинхронным электродвигателем и электропривод для осуществления этого способа (варианты)
RU2141719C1 (ru) * 1998-03-25 1999-11-20 Мищенко Владислав Алексеевич Способ векторного управления синхронным электродвигателем с постоянными магнитами на роторе и электропривод для осуществления этого способа
US6462491B1 (en) * 1999-01-27 2002-10-08 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Position sensorless motor control apparatus
JP2001025279A (ja) 1999-07-08 2001-01-26 Seiko Instruments Inc ブラシレスモータの駆動方法及び駆動装置
JP3454210B2 (ja) * 1999-11-30 2003-10-06 株式会社日立製作所 同期モータの位置センサレス制御方法
JP3454212B2 (ja) * 1999-12-02 2003-10-06 株式会社日立製作所 モータ制御装置
JP3411878B2 (ja) * 2000-03-06 2003-06-03 株式会社日立製作所 同期モータの回転子位置推定方法、位置センサレス制御方法及び制御装置
KR100371369B1 (ko) * 2000-08-18 2003-02-06 엘지산전 주식회사 유도 전동기의 벡터 제어 시스템
JP3979561B2 (ja) * 2000-08-30 2007-09-19 株式会社日立製作所 交流電動機の駆動システム
JP3668870B2 (ja) * 2001-08-09 2005-07-06 株式会社日立製作所 同期電動機駆動システム
JP4370754B2 (ja) * 2002-04-02 2009-11-25 株式会社安川電機 交流電動機のセンサレス制御装置および制御方法
JP3823890B2 (ja) * 2002-07-08 2006-09-20 Ｊｆｅスチール株式会社 低燐溶銑の製造方法
JP2004088943A (ja) * 2002-08-28 2004-03-18 Nagoya Industrial Science Research Inst 誘導機のセンサレス制御方法
JP4352678B2 (ja) * 2002-10-03 2009-10-28 株式会社安川電機 電動機の磁極位置推定装置および制御装置
US6859001B2 (en) * 2003-07-24 2005-02-22 General Electric Company Torque ripple and noise reduction by avoiding mechanical resonance for a brushless DC machine
US20060014496A1 (en) * 2004-07-19 2006-01-19 Arik Klein System for in-band and near-band interference mitigation
JP2007020320A (ja) * 2005-07-08 2007-01-25 Yaskawa Electric Corp Ｐｗｍインバータ装置とその制御方法
JP4835059B2 (ja) * 2005-07-26 2011-12-14 アイシン精機株式会社 ウォータポンプ
JP4413185B2 (ja) * 2005-12-08 2010-02-10 三洋電機株式会社 モータの駆動制御装置
DE102006004034A1 (de) * 2006-01-27 2007-08-09 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg Verfahren zum geberlosen Betrieb einer stromrichtergespeisten, permanenterregten Synchronmaschine mit einem Testsignal
JP4895703B2 (ja) * 2006-06-28 2012-03-14 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP4988374B2 (ja) * 2007-02-15 2012-08-01 三洋電機株式会社 モータ制御装置
CA2697610C (en) 2007-09-27 2013-10-22 Mitsubishi Electric Corporation Controller of rotary electric machine

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0454872A (ja) * 1990-06-22 1992-02-21 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP3312472B2 (ja) 1994-03-01 2002-08-05 富士電機株式会社 電動機の磁極位置検出装置
JP3707528B2 (ja) 1998-07-23 2005-10-19 株式会社安川電機 交流電動機の制御方法およびその制御装置
JP2004343833A (ja) 2003-05-13 2004-12-02 Toshiba Corp モータ制御装置
JP2005151640A (ja) * 2003-11-12 2005-06-09 Toyo Electric Mfg Co Ltd 高周波電圧重畳電動機制御装置
JP2006014496A (ja) * 2004-06-25 2006-01-12 Daikin Ind Ltd モータの回転位置角推定方法及びモータの回転位置角推定装置並びにインバータ制御方法及びインバータ制御装置
JP2007325406A (ja) * 2006-05-31 2007-12-13 Toshiba Corp 鉄道車両用モータ制御装置

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