JP4413185B2 - モータの駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの駆動を制御する駆動制御装置に関し、特に、磁極位置センサを用いることなくモータを駆動制御するモータの駆動制御装置に関する。

従来より、モータの回転子の磁極位置を、センサを用いることなく検出しようとする技術が開発されている。そして、そのような技術の中で、高周波回転電圧または高周波回転電流の注入を利用して、回転子の磁極の極性や磁極位置を検出する手法が提案されている。

図４１及び図４２を参照して、永久磁石型同期モータについての極性判別の手法を説明する。極性判別は、回転子の向きによって固定子のコアの磁気飽和に異方性が生じることを利用する。図４１は、固定子磁束と回転子磁束（ｄ軸）の向きが一致している時の各磁束のイメージ図であり、図４２は、固定子磁束と回転子磁束（ｄ軸）の向きが一致していない時の各磁束のイメージ図である。

固定子に設けられた電機子巻線に電流を流すことによって作られる磁束（固定子磁束）の向きと、固定子に設けられた永久磁石が作る磁束（回転子磁束）の向きが一致している場合、それらの合計の磁束は比較的大きくなって磁気飽和が起こりやすい。一方、それらが一致していない場合は、それらの合計の磁束は比較的小さくなって磁気飽和が起こりにくい。

磁気飽和が起きるとモータのインダクタンスが低下して電流が増加する方向に向かう。このため、ｄ軸の向きに固定子が磁束を作るように磁気飽和の生じる電圧をモータに印加した場合（図４１）、逆方向に印加した場合（図４２）よりも巻線電流が大きくなる。この特性を利用し、磁気飽和の生じる電圧をｄ軸の正負に印加することによって、ｄ軸の向き、即ち、回転子の磁極の極性を判別することができる。

通常、磁極位置の推定はｄ軸の傾きを推定することにより行われるが、その推定手法の特性上、ｄ軸の向きは推定できない（電気角で０〜π及びπ〜２πの範囲内の何れにあるかは推定できない）。そこで、磁極位置推定後に極性判別を行い、ｄ軸の向きをも含めた０〜２πの範囲内の磁極位置を推定する。

また、極性判別を行うための技術が、下記特許文献１〜特許文献３に開示されている。下記特許文献１の構成は、回転子の停止中に１回、所定の相間に対して磁気飽和電流が発生する電圧を印加することによって極性判別を行っている。下記特許文献２の構成は、ｄ軸（γ軸）のみに交番電圧を印加し、ｄ軸（γ軸）電流軌跡に基づいて極性判別を行っている。下記特許文献３の構成は、電圧ベクトルを回転させ、電流軌跡の長軸方向の電流ベクトルの大きさから極性判別を行っている。

図４３に、上記の各特許文献の技術にも共通する、従来の代表的なモータ駆動システムの構成ブロック図を示す。図４４に、極性判別に用いられるγ軸電流（制御上のｄ軸電流）ｉγの波形を示す。γ軸電流ｉγは、図４３の極性判別部１２０に与えられる。モータには高周波電圧が印加され、極性判別部１２０は、γ軸電流ｉγの正の振幅が負の振幅よりも大きい場合に極性が一致していると判断し、逆の場合に極性が反転していると判断する。そして、その判断結果に応じて推定磁極位置を補正する。

特許第３３８１４０８号公報 特開２００３−１８９６７３号公報 特開２００３−２１９６８２号公報

しかしながら、図４３の構成に代表される従来技術においては、直流成分（及び直流成分とみなせる低周波成分）を含むγ軸電流ｉγの正負の振幅差を用いて極性判別を行っているため、電流センサのオフセットの影響を強く受けると共に、モータ駆動時（回転時）やフリーラン時に駆動電流や誘起電圧の影響を受けやすい、という問題があった。つまり、それらの影響に起因して正しく極性判別ができないという問題があった。また、それらの影響を相対的に小さくするために、大きな電流を流す必要があった。尚、極性判別を行うために重畳する高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*は、駆動電流等の周波数に対して十分に大きいため、モータ駆動時（回転時）やフリーラン時における駆動電流や誘起電圧の周波数は、極性判別を行うための高周波電圧の周波数に対して（略）直流成分とみなすことができる。

また、高周波の回転電圧等を利用することによって磁極位置を推定する場合においても、上記オフセットの影響、上記駆動電流及び誘起電圧の影響を受けにくい手法の開発が切望されている。

そこで本発明は、安定した磁極の極性検出を可能ならしめるモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。また、本発明は、安定した磁極位置の検出を可能ならしめるモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を実現するために本発明に係る第１の駆動制御装置は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、永久磁石型同期モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、 所定の周波数の交番電圧または回転電圧を検出用電圧として前記モータに印加する電圧印加手段と、前記モータに流れるモータ電流のγ軸成分から該γ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出γ軸電流を抽出する抽出手段と、前記抽出γ軸電流を利用して前記回転子の磁極の極性を検出する検出手段と、を備えたことを特徴とする。

図４３の構成と異なり、直流成分を少なくとも減衰させた抽出γ軸電流を利用して極性検出を行うため、安定した磁極検出が期待される。

具体的には例えば、前記検出手段は、前記抽出γ軸電流の正負の振幅に基づいて前記極性を検出する。

これを具体的に実現した実施形態として、後に第１実施形態を例示している。

また例えば、前記検出手段は、前記周波数の２倍の周波数を有する信号を前記抽出γ軸電流に乗じることによって得られる値に基づいて、前記極性を検出する。

また、具体的には例えば、前記検出手段は、前記抽出γ軸電流の正負の振幅差がゼロに近づくように前記検出用電圧を制御したときの、前記検出用電圧のγ軸成分に基づいて前記極性を検出する。

これを具体的に実現した実施形態として、後に第３実施形態を例示している。

そして例えば、前記検出手段は、前記γ軸成分の正負の振幅に基づいて前記極性を検出する。

また例えば、前記検出手段は、前記周波数の２倍の周波数を有する信号を前記γ軸成分に乗じることによって得られる値に基づいて、前記極性を検出する。

また、上記目的を実現するために本発明に係る第２の駆動制御装置は、任意の直交する２軸をｘ軸及びｙ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、所定の周波数の回転電圧を検出用電圧として前記モータに印加する電圧印加手段と、前記モータに流れるモータ電流のｘ軸成分から該ｘ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｘ軸電流を抽出するとともに、前記モータ電流のｙ軸成分から該ｙ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｙ軸電流を抽出する抽出手段と、前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流を利用して、前記モータの回転子の磁極の極性の検出及び±π／２の範囲内における磁極位置の検出の少なくとも一方を行う検出手段と、を備えたことを特徴とする。

これにより、安定した磁極検出または磁極位置推定の実現が期待される。

具体的には例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電流と前記抽出ｙ軸電流の合成電流の大きさに基づいて、前記極性を検出する。

また、具体的には例えば、前記検出手段は、ｘ−ｙ軸上において前記抽出ｘ軸電流と前記抽出ｙ軸電流とが成す電流ベクトル軌跡の長軸の傾きに基づいて、±π／２の範囲内における前記磁極位置を検出する。

これらを具体的に実現した実施形態として、後に第２実施形態を例示している。

また例えば、前記検出用電圧としての前記回転電圧のｘ―ｙ軸上での電圧ベクトル軌跡は、真円、またはｘ軸方向を短軸方向もしくは長軸方向とする楕円を成す。

また、例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電圧を制御したときの、前記回転電圧の大きさに基づいて、前記極性を検出する。

また、例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電圧を制御したときの、ｘ−ｙ軸上における前記回転電圧の電圧ベクトル軌跡の短軸の傾きに基づいて、±π／２の範囲内における前記磁極位置を検出する。

これらを具体的に実現した実施形態として、後に第４実施形態を例示している。

また例えば、上記の第１及び第２の駆動制御装置において、同一の検出用電圧の印加によって、前記極性の検出と、その検出を利用した前記回転子の磁極位置の０〜２πの範囲内における推定が行われる。

また例えば、上記の第１及び第２の駆動制御装置において、前記電圧印加手段が印加する前記検出用電圧の周波数は、前記モータを駆動するための駆動電圧の周波数とは異なっており、前記モータに対する前記駆動電圧の印加と前記検出用電圧の印加は、異なるタイミングまたは同時に行われる。

また、上記目的を実現するために本発明に係る第３の駆動制御装置は、回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、所定の周波数の交番電流または回転電流を検出用電流として前記モータに流すための電圧を前記モータに印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段が印加する前記電圧のγ軸成分から該γ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出γ軸電圧を抽出する抽出手段と、前記抽出γ軸電圧を利用して前記回転子の磁極の極性を検出する検出手段と、を備えたことを特徴とする。

これにより、安定した磁極検出及び／または磁極位置推定の実現が期待される。

具体的には例えば、前記電圧印加手段は、前記検出用電流のγ軸成分の正負の振幅差がゼロに近づくような電圧を前記モータに印加する。

これを具体的に実現した実施形態として、後に第５実施形態を例示している。

そして例えば、前記検出手段は、前記抽出γ軸電圧の正負の振幅に基づいて前記極性を検出する。

また、具体的には例えば、前記検出手段は、前記抽出γ軸電圧の正負の振幅差がゼロに近づくように前記検出用電流を制御したときの、前記検出用電流のγ軸成分に基づいて前記回転子の極性を検出する。

これを具体的に実現した実施形態として、後に第７実施形態を例示している。

そして例えば、前記検出手段は、前記γ軸成分の正負の振幅に基づいて前記極性を検出する。

また、上記目的を実現するために本発明に係る第４の駆動制御装置は、任意の直交する２軸をｘ軸及びｙ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、所定の周波数の回転電流を検出用電流として前記モータに流すための電圧を前記モータに印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段が印加する前記電圧のｘ軸成分から該ｘ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｘ軸電圧を抽出するとともに、前記電圧のｙ軸成分から該ｙ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｙ軸電圧を抽出する抽出手段と、前記抽出ｘ軸電圧及び前記抽出ｙ軸電圧を利用して、前記モータの回転子の磁極の極性の検出及び±π／２の範囲内における磁極位置の検出の少なくとも一方を行う検出手段と、を備えたことを特徴とする。

これにより、安定した磁極検出及び／または磁極位置推定の実現が期待される。

具体的には例えば、前記電圧印加手段は、前記検出用電流のｘ軸成分及びｙ軸成分の双方における正負の振幅差がゼロに近づくような電圧を前記モータに印加する。

これを具体的に実現した実施形態として、後に第６実施形態を例示している。

そして例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電圧と前記抽出ｙ軸電圧の合成電圧の大きさに基づいて、前記極性を検出する。

また例えば、前記検出手段は、ｘ−ｙ軸上において前記抽出ｘ軸電圧と前記抽出ｙ軸電圧とが成す電圧ベクトル軌跡の短軸の傾きに基づいて、±π／２の範囲内における前記磁極位置を検出する。

また、具体的には例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電圧及び前記抽出ｙ軸電圧の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電流を制御したときの、前記回転電流の大きさに基づいて、前記極性を検出する。

また、例えば、前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電圧及び前記抽出ｙ軸電圧の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電流を制御したときの、ｘ−ｙ軸上における前記回転電流の電流ベクトル軌跡の長軸の傾きに基づいて、±π／２の範囲内における前記磁極位置を検出する。

これらを具体的に実現した実施形態として、後に第８実施形態を例示している。

また、上記の第２及び第４の駆動制御装置において、例えば、前記２軸は、前記モータの回転に伴って回転する回転軸、または前記モータの固定子に対して固定された固定軸である。

また、上記の第１〜第４の駆動制御装置において、例えば、前記抽出手段は、前記周波数の２倍の周波数成分を含む帯域を抽出する。

そして具体的には例えば、前記抽出手段は、前記周波数の２倍よりも低い所定の除去周波数以下の周波数成分を減衰させることによって前記抽出を行い、前記除去周波数は、前記モータを駆動するための駆動電流の周波数よりも高く設定されている。

上述した通り、本発明によれば、安定した磁極の極性検出が可能となる。また、本発明によれば、安定した磁極位置の検出が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について説明する。まず、後述する各実施形態に共通した事項について説明する。図１は、本発明を適用したモータ駆動システムのブロック構成図である。後述する各実施形態のモータ駆動システムは、モータの回転停止時にも回転時にも用いることができる。

１は、永久磁石を回転子（不図示）に設けると共に電機子巻線を固定子（不図示）に設けた三相永久磁石型同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）である。モータ１は、例えば、突極性を有する突極機であり、モータ１におけるｄ軸インダクタンスはｑ軸インダクタンスよりも小さくなっている。

２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータであり、駆動制御装置３による制御に基づいてモータ１にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。このモータ１に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖ_aとし、インバータ２からモータ１に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉ_aとする。

３は、駆動制御装置であり、モータ電流Ｉ_aを用いてモータ１の回転子の磁極位置等を推定し、例えば、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をＰＷＭインバータ２に与える。

図２は、モータ１をベクトル制御する際の解析モデル図である。以下の説明において、電機子巻線とはモータ１に設けられているものを指す。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。１ａは、モータ１の回転子を構成する永久磁石である。永久磁石１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが作る磁束の向きをｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。回転座標系はｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をｄ−ｑ軸と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ−δ軸と呼ぶ。

ｄ−ｑ軸は回転しており、その回転速度を実モータ速度ωと呼ぶ。γ−δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ−ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（磁極位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ−δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定磁極位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ−ｑ軸とγ−δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θ_eで表される。後述する各実施形態では、この軸誤差Δθがゼロに収束するように制御される。

以下の記述において、モータ電流Ｉ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδで表す。また、以下の記述において、Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）である。また、電気角を表現する場合に用いる「π」の単位はラジアンである。

＜＜第１実施形態＞＞
図３は、本発明の第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、電流検出器１１、座標変換部１２、減算器１３及び１４、電流制御部１５、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）１６、１倍周波数ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１７、磁極位置推定部１８、２倍周波数ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１９、極性判別部２０、加算器２１、高周波電圧作成部２２、加算器２３及び２４、並びに座標変換部２５を有して構成される。各実施形態（本実施形態及び後述する全ての実施形態）の駆動制御装置を構成する各部位は、必要に応じて駆動制御装置内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、ＰＷＭインバータ２からモータ１に供給されるモータ電流Ｉ_aのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。座標変換部１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vの検出結果を受け取り、それらを加算器２１からの推定磁極位置θ_eを用いて、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに変換する。この変換には、下記式（１）を用いる。

ＬＰＦ１６は、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδから高周波成分（本実施形態において、高周波電圧作成部２２が出力する高周波電圧の成分）を除去し、その除去後のγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを、夫々減算器１３及び１４に出力する。

減算器１３は、γ軸電流指令値ｉγ^*とＬＰＦ１６にて高周波成分が除去された後のγ軸電流ｉγとの電流誤差を算出する。減算器１４は、δ軸電流指令値ｉδ^*とＬＰＦ１６にて高周波成分が除去された後のδ軸電流ｉδとの電流誤差を算出する。γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*は、例えば、外部から与えられたモータ速度指令値（モータ１の目標の回転速度）等に基づいて設定される。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差を受け、各電流誤差がゼロに追従するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。この際、ＬＰＦ１６が出力する高周波成分除去後のγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδが参照され得る。

高周波電圧作成部２２は、高周波γ軸電圧（高周波γ軸電圧指令値）ｖ_hγ^*及び高周波δ軸電圧（高周波δ軸電圧指令値）ｖ_hδ^*を作成し、それらを加算器２３及び２４に出力する。高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*及び高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*は、それぞれ、回転子の極性を判別すること等を目的として印加される検出用電圧としての高周波電圧のγ軸成分及びδ軸成分である。以下、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*及び高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*を、夫々、高周波電圧ｖ_hγ^*及び高周波電圧ｖ_hδ^*と記すことがある。尚、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*は、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*に重畳される重畳電圧と考えることができる。

加算器２３は、電流制御部１５からのγ軸電圧指令値ｖγ^*と高周波電圧作成部２２からの高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*との和（ｖγ^*＋ｖ_hγ^*）を算出する。加算器２４は、電流制御部１５からのδ軸電圧指令値ｖδ^*と高周波電圧作成部２２からの高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*との和（ｖδ^*＋ｖ_hδ^*）を算出する。

座標変換部２５は、加算器２１からの推定磁極位置θ_eに基づきつつ、２相の電圧指令値である（ｖγ^*＋ｖ_hγ^*）及び（ｖδ^*＋ｖ_hδ^*）を、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値に逆変換し、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（２）を用いる。

ＰＷＭインバータ２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてパルス幅変調された信号を作成し、該三相の電圧指令値に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される電流は、モータ１を駆動するための駆動電流であり、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表される電圧は、モータ１に上記駆動電流を流すためにモータ１へ印加される駆動電圧である。

高周波電圧作成部２２によって生成される高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*は、高周波の交番電圧または回転電圧であり、モータ１の回転子の極性（及び磁極位置）を検出するための検出用電圧である。ここで、「高周波」とは、その高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数が駆動電圧の周波数よりも十分に大きいことを意味している。以下、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数をω_hと表記する。

また、「回転電圧」とは、図８及び図２１〜図２３の電圧ベクトル軌跡７０ｖ、７７ｖ及び７９ｖに示す如く、電圧ベクトルの軌跡が着目する座標軸上（本実施形態の場合、γ−δ軸上）で円を成すような電圧を意味する。例えば、上記回転電圧は３相で考えた場合における３相平衡電圧であり、３相平衡電圧の場合、その電圧ベクトルの軌跡は、図８及び図２１の電圧ベクトル軌跡７０ｖのようにγ−δ軸上で原点を中心とする真円を成すことになる。この回転電圧は、モータ１に同期しない高周波の電圧であるため、この回転電圧の印加によってモータ１が回転することはない（或いは殆ど回転しない）。

高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の重畳に応じた高周波電流がモータ１に流れることになるが、回転子磁束（永久磁石１ａが作る磁束）の向きと固定子磁束（モータ１の固定子に設けられた電機子巻線が作る磁束）の向きとが一致するタイミングにおいて、その高周波電流のγ軸成分によってモータ１に磁気飽和が起こるように、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の振幅と周波数は設定される。

高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*が成す電圧ベクトル軌跡が真円である場合を例にとり、極性判別の手法を説明する。図４の軌跡６１は、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの電流ベクトル軌跡（合成ベクトルの電流ベクトル軌跡）を表している。高周波電圧の電圧ベクトル軌跡が真円であるのに拘らず、γ軸電流ｉγの正負の振幅に差が生じている。より具体的には、γ軸電流ｉγの正の振幅と負の振幅との比較において、正の振幅の方が負の振幅よりもやや大きくなっている。これは、回転子磁束の向きと固定子磁束の向きとが一致している時には、それらの向きが反対となっている時よりも、磁気飽和の影響によってγ軸成分の電流が多く流れるためである。尚、本実施形態は、γ軸とｄ軸の向きが（略）一致している場合を想定している。

座標変換部１２から出力されるγ軸電流ｉγには、直流成分や駆動電流（ｉγ^*及びｉδ^*に対応）の周波数成分、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数成分（１×ω_h）の他、磁気飽和の影響によって高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数の高次の周波数成分、即ち、（２×ω_h）の周波数成分である二次成分、（４×ω_h）の周波数成分である四次成分、・・・、が含まれることになる。

２倍周波数ＢＰＦ１９は、座標変換部１２から出力されるγ軸電流ｉγを入力信号として受ける、（２×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。２倍周波数ＢＰＦ１９によって、γ軸電流ｉγの高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）が抽出され（強調され）、その抽出によって得られた信号は、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγとして出力される。２倍周波数ＢＰＦ１９において、（２×ω_h）の周波数を通過帯域の中心周波数とする必要は必ずしもないが、直流や駆動電流（ｉγ^*及びｉδ^*に対応）の周波数を含む低周波は通過帯域に含めるべきではない。例えば、２倍周波数ＢＰＦ１９の通過帯域の下限周波数は、モータ１の駆動電流の周波数よりも大きく、且つ、２×ω_hよりも小さい周波数範囲から選ばれる。

磁極位置推定部１８は、回転子の磁極位置を±π／２の範囲内で推定するが、磁極位置推定部１８によって推定された磁極位置の極性が正しいとき、即ち例えばΔθの絶対値が数度以下のとき（より広く言えば、−π／２＜Δθ＜π／２のとき）における、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの波形及び二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと二次抽出δ軸電流ｉ_2hδが成す電流ベクトル軌跡を、それぞれ図５（ｄ）の波形６２及び図６の軌跡６４ｉにて示す。図６の横軸は二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの値を表し、縦軸は二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの値を表している。二次抽出δ軸電流ｉ_2hδは、γ軸電流ｉγから二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出したのと同様に、δ軸電流ｉδから二次成分を抽出したものに相当する（抽出手法は、第２実施形態にて詳説する）。

二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの抽出手法（２倍周波数ＢＰＦ１９の構成）によって、電流の一次成分（ω_hの周波数成分）に対する二次成分（２×ω_hの周波数成分）の位相ずれの量は変化し、その位相ずれの量は適宜変更可能であるが、今、２倍周波数ＢＰＦ１９の通過帯域の中心周波数が（２×ω_h）であるとし且つ２倍周波数ＢＰＦ１９によってω_hの周波数成分の位相が約π／２（或るいはπ／２）だけ進むものとする（（２×ω_h）の周波数成分の位相は変化しない）。このため、図５（ｄ）の波形６２及び図６の軌跡６４ｉに示されるように、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにおいて、負の振幅が正の振幅よりも大きくなっている。

この２倍周波数ＢＰＦ１９の動作について更に詳細な説明を加えておく。γ軸とｄ軸が（略）一致しており、モータ１が停止し且つ駆動電圧が印加されていない場合を例にとる。この場合、図５（ａ）に示されるように、ｉγの位相はｖ_hγ^*の位相からπ／２だけ遅れ、ｉγにおいて、正側の振幅がやや大きくなる。このｉγを一次成分（１×ω_hの周波数成分）と二次成分（２×ω_hの周波数成分）に分解すると、図５（ｂ）のようになる。逆に、図５（ｂ）に示すｉγの一次成分と二次成分を合成すると、正側の振幅の大きいｉγの波形が得られることになる。

このｉγの二次成分を強調するために２倍周波数ＢＰＦ１９が存在している。ｉγの二次成分が強調された二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを一次成分と二次成分に分解した波形を、図５（ｃ）に示す。２倍周波数ＢＰＦ１９の通過帯域の中心周波数となるｉ_2hγの二次成分は、振幅が増幅され、位相はｉγの二次成分の位相と同じである。中心周波数でないｉ_2hγの一次成分の位相はｉγの一次成分の位相から約π／２だけ進む。高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数は１×ω_hであるため、二次成分を強調した二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにおいても、一次成分は強く残っている。

ｉ_2hγの一次成分と二次成分を（主として）合成したものが、図５（ｄ）の波形６２に示すｉ_2hγに相当する。ｉ_2hγの位相は、ｉγの位相から約π／２だけ進み、ｉ_2hγとｖ_hγ^*の位相は略一致する。ｉ_2hγにおいて、負側の振幅は大きく、また正負の振幅差は強調される。尚、モータ１を回転させた場合における誘起電圧や駆動電圧は、検出用電圧よりも周波数が十分低いため、それらの成分の影響は２倍周波数ＢＰＦ１９を通すことにより、ほぼなくなる。

極性判別部２０は、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの波形に基づき、モータ１の回転子の磁極の極性（以下、単に「回転子の極性」または「極性」ということがある）を判別する。具体的には、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの波形６２における正負の振幅の大小を比較し、波形６２に示す如く負の振幅が正の振幅よりも大きければ磁極位置推定部１８によって推定された磁極位置の極性が正しいと判断して、磁極位置推定部１８が推定した磁極位置を加算器２１を介してそのまま推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。逆に、負の振幅が正の振幅よりも小さければ磁極位置推定部１８によって推定された磁極位置の極性に誤りがある（即ち、πずれている）と判断して、加算器２１を用いて磁極位置推定部１８が推定した磁極位置に電気角πを加算する補正を施し、補正後の磁極位置を推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。推定磁極位置θ_eは、０〜２πの範囲内（０≦θ_e＜２π）の位相角をとる。

このように、γ軸電流ｉγの二次成分を抽出して磁気飽和による電流波形の歪みを抜き出し、その歪みを検出することによって極性判別を行う。直流成分ではなく電流波形の歪みに基づいて（直流成分や低周波成分が除去された電流の二次抽出成分を利用して）極性判別が行われるため、極性判別に対する駆動電流や誘起電圧の影響、電流センサ（電流検出器１１）のオフセットの影響が抑制され、停止時に加え、モータ回転時にも安定した極性判別が可能となる。

１倍周波数ＢＰＦ１７は、座標変換部１２から出力されるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを入力信号として受ける、（１×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。１倍周波数ＢＰＦ１７からは、γ軸電流ｉγの高周波一次成分（１×ω_hの周波数成分）を抽出した（強調した）一次抽出γ軸電流ｉ_hγと、δ軸電流ｉδの高周波一次成分を抽出した（強調した）一次抽出δ軸電流ｉ_hδが出力される。１倍周波数ＢＰＦ１７においては、（２×ω_h）の周波数及びそれ以上の周波数は通過帯域外とされ、例えば（１×ω_h）の周波数が通過帯域の中心周波数とされる。

γ−δ軸上での一次抽出γ軸電流ｉ_hγ及び一次抽出δ軸電流ｉ_hδの電流ベクトル軌跡を、図７の軌跡６５により示す。高周波の二次成分が除去されているため、一次抽出γ軸電流ｉ_hγにおいて、正負の振幅差は殆ど見られない。

磁極位置推定部１８は、一次抽出γ軸電流ｉ_hγ及び一次抽出δ軸電流ｉ_hδに基づいて、回転子の磁極位置を±π／２の範囲内で推定する。一次抽出γ軸電流ｉ_hγ及び一次抽出δ軸電流ｉ_hδに基づいて回転子の磁極位置を±π／２の範囲で推定する手法として様々な手法が提案されており、各実施形態は、それらの手法の何れをも採用可能である。以下に、磁極位置推定部１８の構成例として、出願人が提案する構成を挙げる。まず、図８〜図１１を用いて原理の説明を行う。

モータ１が埋込磁石形同期モータ等であってＬ_d＜Ｌ_qが成立するとき、真円の電圧ベクトル軌跡７０ｖ（図８）を成す高周波電圧によってモータ１に流れる高周波電流の電流ベクトル軌跡は、図９の電流ベクトル軌跡７１に示す如く、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円となる。但し、電流ベクトル軌跡７１は、軸誤差Δθがゼロの場合の電流ベクトル軌跡である。軸誤差Δθがゼロでない場合は、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円のようになり、その長軸方向（又は短軸方向）はγ軸方向（又はδ軸方向）と一致しない。即ち、軸誤差Δθがゼロでない場合は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心として電流ベクトル軌跡７１が傾き、電流ベクトル軌跡７２を描くようになる。

積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）には、電流ベクトル軌跡７２にて表される楕円の傾きに依存した直流成分が存在する。積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）は、電流ベクトル軌跡の第１及び第３象限で正の値をとる一方で第２及び第４象限で負の値をとるため、楕円が傾いていない時は（電流ベクトル軌跡７１の場合は）直流成分を含まないが、楕円が傾くと（電流ベクトル軌跡７２の場合は）直流成分を含むようになる。尚、図９におけるＩ、II、III及びIVは、γ−
δ軸（γ−δ座標）上での第１、第２、第３及び第４象限を表している。

図１０に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロの場合における積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）とその積の直流成分を夫々曲線６６及び６７にて表す。図１１に、時間を横軸にとり、軸誤差Δθがゼロではない場合における積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）とその積の直流成分を夫々曲線６８及び６９にて表す。図１０及び図１１からも分かるように、積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）の直流成分は、Δθ＝０°の場合にゼロとなり、Δθ≠０°の場合にゼロとならない。また、この直流成分は、軸誤差Δθの大きさが増大するにつれて大きくなる（軸誤差Δθに概ね比例する）。従って、この直流成分がゼロに収束するように制御すれば、軸誤差Δθはゼロに収束するようになる。

磁極位置推定部１８は、この点に着目し、積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）の直流成分がゼロに収束するようにγ−δ軸に修正を加えて、回転子の磁極位置を±π／２の範囲で推定する。図３の構成において、推定された磁極位置は、極性判別部２０及び加算器２１によって補正されうる。そのため、磁極位置推定部１８によって推定された磁極位置は、暫定的に推定された磁極位置ということができる。

図１２は、磁極位置推定部１８の内部構成の一例を表すブロック図である。図１２の磁極位置推定部１８は、掛算器４０と、直流成分抽出部４１と、比例積分演算器４２と、積分器４３と、を有して構成される。

掛算器４０は、１倍周波数ＢＰＦ１７によって抽出された一次抽出γ軸電流ｉ_hγと一次抽出δ軸電流ｉ_hδの積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）を算出する。直流成分抽出部４１は、この積（ｉｈγ×ｉｈδ）から高周波成分を除去して、積（ｉｈγ×ｉｈδ）の直流成分ｉｈＤを抽出する。直流成分抽出部４１は、ローパスフィルタ、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の整数倍周期分の積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）を積分する積分器、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の整数倍周期分の積（ｉ_hγ×ｉ_hδ）の移動平均から直流成分ｉ_hＤを算出する移動平均器、または、それらの組み合わせなどから成る。

比例積分演算器４２は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）から成り、図３の駆動制御装置を構成する各部位と協働しつつ比例積分制御を行って、直流成分抽出部４１から出力される直流成分ｉ_hＤがゼロに収束するように（即ち、軸誤差Δθがゼロに収束するように）推定モータ速度ω_eを算出する。積分器４３は、比例積分演算器４２から出力される推定モータ速度ω_eを積分して、暫定的な推定磁極位置を算出する。

積分器４３が算出した暫定的な推定磁極位置は、加算器２１によって補正され、最終的な推定磁極位置θ_eが算出される。比例積分演算器４２が出力する推定モータ速度ω_eと加算器２１が出力する推定磁極位置θ_eは、その値を必要とする駆動制御装置の各部位に与えられる。

図３及び図１２のように構成すれば、軸誤差Δθがゼロに収束するようになる。また、磁極位置を推定するための処理（演算量）が簡単であり、磁極位置推定部１８は、容易に実現できるため実用性が高い。特にモータ１の停止状態や低速運転状態において、良好に磁極位置を推定できる。

また、図３では、磁極位置推定部１８による暫定的な磁極位置の推定後に、加算器２１によって、それを補正するという構成を例示しているが、磁極位置の推定前または推定中に極性判別を行い、その判別結果を利用して０〜２πの範囲内の磁極位置を推定することも可能である。何れの場合も、磁極位置推定部と極性判別部とが協働することによって、回転子の磁極位置が０〜２πの範囲内で検出されることになる。

磁極位置の推定前に極性判別を行う場合は、例えば図１３に示すように、ｄ軸の向きであると判別した向きを中心として、±π／２の範囲内で磁極位置を設定する（推定する）。即ち、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの絶対値（大きさ）が最大となる位相角にπを加えた（または、πを差し引いた）位相角を中心とした±π／２の範囲内で磁極位置を設定する（推定する）。但し、図１３にて示す手法は、後述する第２、第４、第６及び第８実施形態にて採用可能である。この場合における磁極位置推定部からは、０〜２πの範囲内で極性の正しい磁極位置が推定されるため、加算器２１は不要となる。

また、磁極位置の推定前に極性判別を行う場合、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにおける正負の振幅差（振幅の大小関係）だけでなく、必要に応じて、上述の二次抽出δ軸電流ｉ_2hδにおける正負の振幅差（振幅の大小関係）をも参照するようにして、推定する磁極位置の範囲を絞り込んでもよい。例えば、推定する磁極位置の範囲を、図１４のように１つの象限に絞り込んでも良いし、図１５のようにγ軸成分にて２つの象限に絞り込んでも良いし、図１６のようにδ軸成分にて２つの象限に絞り込んでも良い。

また、磁極位置の推定中に極性判別を行って磁極位置を補正する場合は、磁極位置の推定前もしくは推定後における手法のどちらか、またはそれらの組み合わせを採用すればよい。

また、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの最小値及び最大値（正負の各ピーク値）における絶対値を１周期以上に亘って比較することにより極性判別を行っても良いし、極性判別部２０を図１７のように構成して極性判別するようにしてもよい。図１７は、ｃｏｓ２ω_hｔ（但し、ｔは時間）で表される高周波電圧ｖ_hγ^*を印加した場合における極性判別部２０の内部構成例である。

図１７の極性判別部２０は、掛算器４５、直流成分抽出部４６及び符号判別部４７から成る。掛算器４５は、図１８の波形７３のように表される二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと、波形７４のように表されるｃｏｓ２ω_hｔとを乗算する。

直流成分抽出部４６は、図１９の波形７５のように表される掛算器４５の乗算結果（ｉ_2hγ×ｃｏｓ２ω_hｔ）の直流成分を抽出する。該直流成分の波形は、図１９の波形７６のようになり、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの負の振幅が正の振幅よりも大きければ負の値を持ち、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正の振幅が負の振幅よりも大きければ正の値を持つ。このように、二次成分による波形の歪みを直流として取り出す。尚、波形７６の縦軸のスケールは拡大されている。

符号判別部４７は、直流成分抽出部４６によって抽出された直流成分が負の値を持つ場合に、推定された磁極位置の極性が正しいと判断して、磁極位置推定部１８が推定した磁極位置を加算器２１を介してそのまま推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。逆に、直流成分抽出部４６によって抽出された直流成分が正の値を持つ場合は、加算器２１を用いて磁極位置推定部１８が推定した磁極位置に電気角πを加算する補正を施し、補正後の磁極位置を推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。

上記の如く、図１７の極性判別部２０は、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにおける正負の振幅差（振幅の違い）を直流にして取り出す。尚、直流成分抽出部４６は、ローパスフィルタ、２倍周波数（２×ω_h）の整数倍周期分の積（ｉ_2hγ×ｃｏｓ２ω_hｔ）を積分する積分器、２倍周波数（２×ω_h）の整数倍周期分の積（ｉ_2hγ×ｃｏｓ２ω_hｔ）の移動平均を算出する移動平均器、または、それらの組み合わせなどから成る。尚、ｃｏｓ２ω_hｔの代わりにｃｏｓ（２ω_hｔ＋π）をかければ符号が反転した直流が取り出される。また、ｓｉｎ２ω_hｔで表される高周波電圧ｖ_hγ^*を印加した場合は、２倍周波数のｓｉｎ２ω_hｔまたはｓｉｎ（２ω_hｔ＋π）を二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにかけることによって直流が取り出される。

また、γ軸電流ｉγから極性判別に用いる信号を抽出するためのものとして、バンドパスフィルタ（図３では、２倍周波数ＢＰＦ１９を例示）ではなく、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を採用しても良い（図２０参照）。該ハイパスフィルタは、γ軸電流ｉγから直流成分及び駆動電流の周波数成分を含む比較的低い周波数成分を減衰させた抽出電流ｉ_hhγを抽出し、その抽出電流ｉ_hhγを極性判別に用いる信号として極性判別部に与える。この場合における極性判別部は、抽出電流ｉ_hhγを二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと同様に取り扱って極性判別を行う。勿論、（２×ω_h）の周波数は、上記ハイパスフィルタの通過帯域内に含まれる。

また、γ−δ軸上において高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*が成す電圧ベクトル軌跡が、図２１の軌跡７０ｖに示すような真円である場合を例にとって極性判別の手法を例示したが、極性を判別するための検出用電圧（高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*）として回転電圧を印加する場合、その回転電圧における高周波電圧ｖ_hγ^*の振幅と高周波電圧ｖ_hδ^*の振幅は異なっていても構わない。

図２２に、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*の振幅を高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*の振幅に対して相対的に大きくした場合における、回転電圧の電圧ベクトル軌跡を軌跡７７ｖにて示し、軌跡７７ｖに対応する二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの電流ベクトル軌跡を軌跡７８ｉにて示す。電圧ベクトル軌跡７７ｖは、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向且つδ軸方向を短軸方向とする楕円を成す。

図２３に、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*の振幅を高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*の振幅に対して相対的に小さくした場合における、回転電圧の電圧ベクトル軌跡を軌跡７９ｖにて示し、軌跡７９ｖに対応する二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの電流ベクトル軌跡を軌跡８０ｉにて示す。電圧ベクトル軌跡７９ｖは、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を短軸方向且つδ軸方向を長軸方向とする楕円を成す。

また更に、図２４に示す如く、極性を判別するための検出用電圧としてγ軸成分のみ有する交番電圧を印加するようにしてもよい（即ち、ｖ_hδ^*＝０、としても良い）。図２１〜図２４に示す何れの高周波電圧（回転電圧及び交番電圧）を印加した場合でも、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγにおいて、正負の振幅に差が生じる。尚、図８及び図２１における電圧ベクトルの軌跡７０ｖは同じものであり、図６及び図２１における電流ベクトルの軌跡６４ｉは同じものである。

また、回転電圧が楕円である場合の例として図２２及び図２３に示したが、回転電圧の楕円の電圧ベクトル軌跡において、γ軸方向を楕円の短軸方向または長軸方向に一致させることは必須ではなく、楕円の長軸または短軸はγ軸からずれていても構わない。また、交番電圧の例として図２４を示したが、交番電圧がδ軸上の交番電圧でなければ（即ち、ｖ_hγ^*≠０、ならば）、どのような交番電圧を検出用電圧として印加しても構わない。

また、極性判別と磁極位置推定は、１パターンの高周波電圧印加による電流にて同時に行うことが可能である。即ち、同一の高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の印加によって表れる二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ（及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδ）と一次抽出γ軸電流ｉ_hγ及び一次抽出δ軸電流ｉ_hδとに基づいて、極性判別部２０による極性判別及び磁極位置推定部１８による磁極位置推定（換言すれば、極性判別と、その判別結果を利用した回転子の磁極位置の０〜２πの範囲内における推定）を同時に行うことが可能である。

但し、極性判別を常に行う必要は必ずしもないため、磁極位置推定とは別（前後、または合間）に極性判別を行うようにしても構わない。この場合、「磁極位置推定を行うために印加する高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*」と「極性判別を行うために印加する高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*」の振幅や周波数を互いに異ならせても構わない。極性判別を行うためにはモータ１を一時的に磁気飽和させるべく比較的大きな電流注入が必要となる一方で、磁極位置推定を行うためにそのような大きな電流注入は必要ないことを考慮し、たとえば、前者（磁極位置推定用）の高周波電圧の振幅を、後者（極性判別用）の高周波電圧の振幅よりも小さくしてもよい。

また、モータ１の駆動制御に影響を与えない周波数及び振幅を有する高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*を、ｖγ^*及びｖδ^*にて特定される駆動電圧に重畳することによって、モータ１の駆動制御と極性判別を同時に行うことを前提として上記の説明を行ったが、それらを同時に行う必要は必ずしもない。つまり、検出用電圧としての高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の印加と上記駆動電圧の印加を異なるタイミングで行うようにしても構わない。

また更に、上記駆動電圧の印加による駆動制御と、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の印加による極性判別と、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の印加による磁極位置推定とを、全て同時に行っても良いし、同時に行わなくてもよい。

＜＜第２実施形態＞＞
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図２５は、第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、図３の２倍周波数ＢＰＦ１９及び極性判別部２０が２倍周波数ＢＰＦ１９ａ及び極性判別部２０ａに置換されている点で図３の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３の駆動制御装置（第１実施形態）と一致している。図２５において、図３と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

図２５における２倍周波数ＢＰＦ１９ａは、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出するという図３の２倍周波数ＢＰＦ１９の機能に加えて、第１実施形態でも述べた二次抽出δ軸電流ｉ_2hδを抽出する機能を実現するものとなっている。

即ち、２倍周波数ＢＰＦ１９ａは、座標変換部１２から出力されるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを入力信号として受ける、（２×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。２倍周波数ＢＰＦ１９ａによって、２倍周波数ＢＰＦ１９と同様、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγが抽出される。更に、２倍周波数ＢＰＦ１９ａによって、δ軸電流ｉδの高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）が抽出され（強調され）、その抽出によって得られた信号は、二次抽出δ軸電流ｉ_2hδとして出力される。

２倍周波数ＢＰＦ１９ａにおいて、γ軸電流ｉγから二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出する際のフィルタ特性と、δ軸電流ｉδから二次抽出δ軸電流ｉ_2hδを抽出する際のフィルタ特性は、例えば同じとされる。また、２倍周波数ＢＰＦ１９ａのγ軸電流ｉγから二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出する際のフィルタ特性と、図３における２倍周波数ＢＰＦ１９のフィルタ特性は同じであるものとする。２倍周波数ＢＰＦ１９ａにおいて、（２×ω_h）の周波数を通過帯域の中心周波数とする必要は必ずしもないが、直流や駆動電流（ｉγ^*及びｉδ^*に対応）の周波数を含む低周波は通過帯域に含めるべきではない。例えば、２倍周波数ＢＰＦ１９ａの通過帯域の下限周波数は、モータ１の駆動電流の周波数よりも大きく、且つ、２×ω_hよりも小さい周波数範囲から選ばれる。

ところで、γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合、第１実施形態で示したような二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正負の振幅差に基づく極性判別を、正しく行うことができない場合がある。γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合において、γ−δ軸上で真円の電圧ベクトル軌跡７０ｖを成す高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*を印加したときの、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの電流ベクトル（合成ベクトル）の軌跡を、図２６の軌跡８１ｉにより表す。軌跡８１ｉからも分かるように、γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合は、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正負の振幅の差が無くなってしまう、あるいは差の符号が反転してしまうといったことが生じ、正しい極性判別が困難となる。

そこで、本実施形態においては、γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合でも正しく極性判別が行えるように、極性判別部２０ａが、２倍周波数ＢＰＦ１９ａによって抽出された二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの双方に基づいて極性判別を行うようにしている。γ−δ軸上で真円の電圧ベクトル軌跡７０ｖを成す高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*を印加した場合を例に挙げて、極性判別部２０ａの説明を行う。

図２６に示す如く、電流ベクトルの軌跡８１ｉはγ―δ軸上で概ね楕円を成すことになるが、その楕円の長軸方向はｄ軸方向と一致する（このことは、モータ１が非突極機であっても共通する）。そして、その楕円の長軸方向に沿った、軌跡８１ｉを構成する２つのベクトルｖｃ１及びｖｃ２の大きさには、磁気飽和に起因して差が生じる。

ベクトルｖｃ１及びｖｃ２は、原点を始点とし、軌跡８１ｉの楕円の長軸方向に沿って伸びる二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの合成ベクトルである。図２６において、ベクトルｖｃ１はγ−δ座標上の原点から第４象限の方向に向かって伸びており、ベクトルｖｃ２はγ−δ座標上の原点から第２象限の方向に向かって伸びている。今、図２６に示す如く、ｄ軸の向きが原点から第４象限に向かう向きの場合、磁気飽和に起因してベクトルｖｃ１の大きさはベクトルｖｃ２の大きさよりも小さくなる。

極性判別部２０ａは、これに着目して極性判別を行い、０又はπの補正用位相角を加算器２１に供給する。図２７に、時間を横軸にとり、ｉ_2hγとｉ_2hδの合成ベクトルｉ_2h（軌跡８１ｉを成すベクトル）の大きさの時間変化を表す。極性判別部２０ａは、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中における、合成ベクトルｉ_2hの大きさ（合成電流の大きさ）に基づいて極性判別を行う。より具体的には、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中において合成ベクトルｉ_2hの大きさに最大値を与える位相角にπを加算した位相角の向き（図２６においては、ベクトルｖｃ１の向き）を、ｄ軸の向きと判断する（モータ１が非突極機である場合も共通）。図２６の例では、合成ベクトルｉ_2hがベクトルｖｃ２と一致する際に、合成ベクトルｉ_2hの大きさが最大となる。

本実施形態のように構成しても、電流の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第１実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

尚、γ−δ軸上において高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*が成す電圧ベクトル軌跡が真円である場合を例にとって極性判別の手法を例示したが、合成ベクトルｉ_2hのｄ軸方向の振幅がｑ軸方向の振幅以下とならない範囲で印加する回転電圧の円形の軌跡を歪ませても構わない。即ち、ｄ軸方向と電流ベクトルの軌跡８１ｉの長軸方向との一致が損なわれない範囲で、回転電圧における高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*の振幅と高周波δ軸電圧ｖ_hδ^*の振幅を異ならせても構わない。例えば、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の電圧ベクトル軌跡は、γ−δ軸（γ−δ座標）上で原点を中心とし、γ軸方向を長軸方向または短軸方向とする楕円とされる。

高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の値を作成する際に必要となる高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の位相θ_hは、γ軸を基準として設定され、ある時刻ｔにおいて、回転電圧である高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*の位相はω_h・ｔで表される（図４５参照）。従って、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中において、ｉ_2hγとｉ_2hδの合成ベクトルｉ_2hの大きさが最大となるタイミング（ｉ_2hが図２６のｖｃ２と一致するタイミングであり、以下、「タイミングＴ１」という）における位相ω_h・ｔは、（Δθ＋π）となる。

つまり、タイミングＴ１における位相ω_h・ｔの値に基づけば、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出可能である（即ち、軸誤差Δθを算出可能である）。尚、その場合は、図２５の磁極位置推定部１８を省略することが可能である。

図４５は、γ軸及びδ軸との関係における、上記合成ベクトルｖ_h ^*及びｉ_2hと、一次抽出γ軸電流ｉ_hγと一次抽出δ軸電流ｉ_hδの合成ベクトルｉ_hを示している。合成ベクトルｉ_2hの向きが（Δθ＋π）を示すタイミングＴ１では、ω_h・ｔ及びｖ_h ^*の向きも（Δθ＋π）を示し、ｉ_hの向きはｉ_2hからπ／２だけ遅れた（Δθ＋π／２）を示す。

このため、タイミングＴ１におけるａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）またはａｒｃｔａｎ（ｖ_hδ^*／ｖ_hγ^*）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。それらの算出値は、（Δθ＋π）を表すからである。また、タイミングＴ１におけるａｒｃｔａｎ（ｉ_hδ／ｉ_hγ）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。その算出値は、（Δθ＋π／２）を表すからである。

タイミングＴ１における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等は、ｉ_2hγとｉ_2hδとによる電流ベクトル軌跡８１ｉの楕円の長軸の傾きを表す情報であり、また、極性を表す情報である。それらの双方の情報を利用すれば０〜２πの範囲内における磁極位置が推定可能であり、長軸の傾きを表す情報のみを利用すれば±π／２の範囲内における磁極位置が推定可能である。「タイミングＴ１における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということは、「電流ベクトル軌跡８１ｉの楕円の長軸の傾き（或るいは、該傾きを表す情報）に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということに含まれる概念である。

また、位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等に基づく該磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

ここで、低速回転時とは、モータ１の回転速度が高周波電圧作成部２２が印加する高周波電圧（ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*）の周波数に比べて十分に低い時を言う。尚、低速回転時は、「実モータ速度ω或いは推定モータ速度ω_e、または、それらが追従すべき外部からのモータ速度指令値が、予め定められた速度以下である時」と、考えることもできる。

このように、直流成分や低周波成分が除去された電流の二次抽出成分を利用して磁極位置を推定するようにすれば、磁極位置推定に対する駆動電流や誘起電圧の影響、電流センサ（電流検出器１１等）のオフセットの影響が抑制され、停止時に加え、モータ回転時にも安定した磁極位置推定が可能となる。

また、モータ１の回転が停止している時には、ｄ軸、ｑ軸、γ軸及びδ軸等の回転軸は、モータ１の固定子に対して固定された固定軸と等価である。更に、モータ１が回転していても、その回転速度が高周波電圧作成部２２が印加する高周波電圧（ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*）の周波数に比べて十分に低い時（低速回転時）には、極性判別等を行うに際してモータ１は停止していると考えても差し支えない（影響は少ない）。

このため、モータ１の回転停止時または低速回転時にあっては、本実施形態において説明した手法は、γ軸及びδ軸に限らず、モータ１の固定子に対して固定された任意の直交するα軸及びβ軸についても適用可能である。つまり、上述の説明文や図２５及び図２６中の「γ」を「α」に、「δ」を「β」に置換して考えることができる。

具体的には例えば、高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*を検出用電圧としてモータ１に印加する。高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*は、それぞれ、検出用電圧としての高周波電圧のα軸成分及びβ軸成分であり、α―β軸上での高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*の電圧ベクトル軌跡は、例えば、原点を中心とする真円、または、原点を中心としα軸を短軸もしくは長軸とする楕円を成す。そして、モータ１に流れる三相電流を、α軸成分のα軸電流ｉαとβ軸成分のβ軸電流ｉβとから成る二相電流に変換し、２倍周波数ＢＰＦ１９ａがγ軸電流ｉγから二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出する際のフィルタ特性と同じフィルタ特性にて、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）を抽出して（強調して）、二次抽出α軸電流ｉ_2hα及び二次抽出β軸電流ｉ_2hβを得る。

そうすると、α―β軸上で二次抽出α軸電流ｉ_2hαと二次抽出β軸電流ｉ_2hβの合成ベクトルが成す電流ベクトル軌跡は楕円を成し、その楕円の長軸方向に沿った２つの電流ベクトル（図２６におけるｖｃ１及びｖｃ２に対応）の大きさの大小関係に基づいて、極性判別が可能である。また、ｉ_2hαとｉ_2hβの合成ベクトルの大きさが最大となるタイミングにおける位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hβ／ｉ_2hα）等に基づいて、磁極位置を推定することも可能である。この磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

＜＜第３実施形態＞＞
次に、本発明の第３実施形態について説明する。図２８は、第３実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、図３の極性判別部２０及び高周波電圧作成部２２が極性判別部２０ｂ及び高周波電圧作成部２２ｂに置換されている点で図３の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３の駆動制御装置（第１実施形態）と一致している。図２８において、他の図（図３等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

高周波電圧作成部２２ｂは、図３の高周波電圧作成部２２と同様、検出用電圧としての高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*を作成して、それらを加算器２３及び２４に出力するものであるが、その高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*（特に、ｖ_hγ^*の振幅）は、２倍周波数ＢＰＦ１９が抽出した二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正負の振幅差がなくなるように制御される。

図２９に、高周波電圧作成部２２ｂが出力する高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の電圧ベクトル軌跡を軌跡８２ｖにて表し、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの電流ベクトル軌跡を軌跡８３ｉにて表す。図３０に、高周波電圧作成部２２ｂから出力される高周波電圧ｖ_hγ^*の波形を示す。尚、図２９にも表されているが、本実施形態は、γ軸とｄ軸の方向が略一致している場合を想定している。

図２９の軌跡８３ｉに示す如く、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正負の振幅差は（略）ゼロとなっている。その振幅差をゼロとする制御と、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の印加による磁気飽和とによって、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*の正負の振幅に差が生じる。図２９及び図３０に示す例では、γ軸とｄ軸の向きは一致しており、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*の正の振幅と負の振幅との比較において、正の振幅の方が小さくなっている。

極性判別部２０ｂは、高周波電圧ｖ_hγ^*の正の振幅と負の振幅との比較において、正の振幅の方が小さくなっている場合は、補正用位相角として電気角０を加算器２１に出力し、負の振幅の方が小さくなっている場合は、補正用位相角として電気角πを加算器２１に出力する。

本実施形態のように構成しても、電流の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第１実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

また、極性判別部２０ｂを、図１７の極性判別部２０のように構成してもよい。即ち、高周波γ軸電圧ｖ_hγ^*にｃｏｓ２ω_hｔ等を乗じて得られた値の直流成分に基づいて極性判別を行うようにしても良い。

また、検出用電圧としての高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*がγ−δ軸上の回転電圧である場合の例を図２９及び図３０に示したが、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*は交番電圧であってもよい。高周波電圧を交番電圧としても、ｖ_hγ^*の正負の振幅に極性に応じた差が表れるからである。該交番電圧は、例えばγ軸上の交番電圧（即ち、ｖ_hδ^*＝０）とされるが、δ軸上の交番電圧でなければ（即ち、ｖ_hγ^*≠０、ならば）、どのような交番電圧にしてもよい。

＜＜第４実施形態＞＞
次に、本発明の第４実施形態について説明する。図３１は、第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。第１実施形態を第２実施形態に変形したのと同様に、第３実施形態を変形したものが本実施形態であり、本実施形態は、ｄ軸とγ軸が比較的大きくずれている場合などにおいても適用可能となっている。

本実施形態における駆動制御装置は、図３の２倍周波数ＢＰＦ１９、極性判別部２０及び高周波電圧作成部２２が２倍周波数ＢＰＦ１９ａ、極性判別部２０ｃ及び高周波電圧作成部２２ｃに置換されている点で図３の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３の駆動制御装置（第１実施形態）と一致している。図３１において、他の図（図３及び図２５等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

高周波電圧作成部２２ｃは、図３の高周波電圧作成部２２と同様、検出用電圧として回転電圧の高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*を作成して、それらを加算器２３及び２４に出力するものであるが、その高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*は、２倍周波数ＢＰＦ１９ａが抽出した二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの双方における正負の振幅差がなくなるように、且つ二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの振幅が等しくなるように、制御される。但し、後にも述べるが、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの振幅を等しくすることは、必須ではない。

図３２及び図３３に、γ―δ軸上における、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の電圧ベクトル軌跡８５ｖと二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ及び二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの電流ベクトル軌跡８６ｉを示す。γ−δ軸上で、電流ベクトル軌跡８６ｉは略楕円を成し、図３３に示す如く、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγの正負の振幅差と二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの正負の振幅差は、共に（略）ゼロとなっている。

この場合、電圧ベクトル軌跡８５ｖはγ―δ軸上で（略）楕円を成すことになるが、その楕円の短軸方向はｄ軸方向と一致する（このことは、モータ１が非突極機であっても共通する）。そして、その楕円の短軸方向に沿った、軌跡８５ｖを構成する２つのベクトルｖｃ３及びｖｃ４の大きさには、磁気飽和に起因して差が生じる。

ベクトルｖｃ３及びｖｃ４は、原点を始点とし、軌跡８５ｖの楕円の短軸方向に沿って伸びる高周波電圧ｖ_hγ^*とｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*であり、図３２において、ベクトルｖｃ３はγ−δ座標上の原点から第４象限の方向に向かって伸びており、ベクトルｖｃ４はγ−δ座標上の原点から第２象限の方向に向かって伸びている。今、図３２に示す如く、ｄ軸の向きが原点から第２象限に向かう向きの場合、ベクトルｖｃ３の大きさはベクトルｖｃ４の大きさよりも大きくなる。

極性判別部２０ｃは、これに着目して極性判別を行い、０又はπの補正用位相角を加算器２１に供給する。つまり、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中における、合成ベクトルｖ_h ^*の大きさ（合成電圧の大きさ、即ち、回転電圧の大きさ）に基づいて極性判別を行う。より具体的には、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中において合成ベクトルｖ_h ^*の大きさに最小値を与える位相角の向き（図３２においては、ベクトルｖｃ４の向き）を、ｄ軸の向きと判断する（モータ１が非突極機である場合も共通）。図３２の例では、合成ベクトルｖ_h ^*がベクトルｖｃ４と一致する際に、合成ベクトルｖ_h ^*の大きさが最小となる。

本実施形態のように構成しても、電流の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第１実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

尚、ｖ_hγ^*とｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*のｄ軸方向の振幅がｑ軸方向の振幅以上とならない範囲であれば、適宜電流ベクトル軌跡８６ｉを歪ませても構わない。即ち、ｄ軸方向と電圧ベクトル軌跡８５ｖの短軸方向との一致が損なわれない範囲であれば、二次抽出γ軸電流ｉ_2hγと二次抽出δ軸電流ｉ_2hδの振幅を異ならせても構わない。

また、第２実施形態にて説明したのと同様、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の値を作成する際に必要となる高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の位相θ_hは、γ軸を基準として設定され、ある時刻ｔにおいて、回転電圧である高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*の位相はω_h・ｔで表される（図４５参照）。従って、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の一周期中において、ｖ_hγ^*とｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*の大きさが最小となるタイミング（ｖ_h ^*が図３２のｖｃ４と一致するタイミングであり、以下「タイミングＴ２」という）における位相ω_h・ｔは、Δθとなる。

つまり、タイミングＴ２における位相ω_h・ｔの値に基づけば、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出可能である（即ち、軸誤差Δθを算出可能である）。尚、その場合は、図３１の磁極位置推定部１８を省略することが可能である。

合成ベクトルｖ_h ^*の向きがΔθを示すタイミングＴ２では、ω_h・ｔ及びｉ_2h（ｉ_2hγとｉ_2hδの合成ベクトル）の向きもΔθを示し、ｉ_h（ｉ_hγとｉ_hδの合成ベクトル）の向きはｉ_2hからπ／２だけ遅れた（Δθ−π／２）を示す。

このため、図４５からも理解できるように、タイミングＴ２におけるａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）またはａｒｃｔａｎ（ｖ_hδ^*／ｖ_hγ^*）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。それらの算出値は、Δθを表すからである。また、タイミングＴ２におけるａｒｃｔａｎ（ｉ_hδ／ｉ_hγ）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。それらの算出値は、（Δθ−π／２）を表すからである。

タイミングＴ２における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等は、高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*（回転電圧）が成す電圧ベクトル軌跡８５ｖの楕円の短軸の傾きを表す情報であり、また、極性を表す情報である。それらの双方の情報を利用すれば０〜２πの範囲内における磁極位置が推定可能であり、短軸の傾きを表す情報のみを利用すれば±π／２の範囲内における磁極位置が推定可能である。「タイミングＴ２における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということは、「電圧ベクトル軌跡８５ｖの楕円の短軸の傾き（或るいは、該傾きを表す情報）に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということに含まれる概念である。

また、位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hδ／ｉ_2hγ）等に基づく該磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

電圧ベクトル軌跡８５ｖの楕円の短軸の傾きに基づいて磁極位置推定を行っても、電流の二次抽出成分を利用して磁極位置推定が行われることになるため、第２実施形態と同様の効果が得られ、安定した磁極位置推定が可能となる。

また、第２実施形態と同様、モータ１の回転停止時または低速回転時にあっては、本実施形態において説明した手法は、γ軸及びδ軸に限らず、モータ１の固定子に対して固定された任意の直交するα軸及びβ軸についても適用可能である。つまり、上述の説明文や図３１〜図３３中の「γ」を「α」に、「δ」を「β」に置換して考えることができる。

具体的には例えば、二次抽出α軸電流ｉ_2hα及び二次抽出β軸電流ｉ_2hβに基づきつつ、回転電圧である高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*を検出用電圧としてモータ１に印加する。高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*は、それぞれ、検出用電圧としての高周波電圧のα軸成分及びβ軸成分である。そして、モータ１に流れる三相電流を、α軸成分のα軸電流ｉαとβ軸成分のβ軸電流ｉβとから成る二相電流に変換し、２倍周波数ＢＰＦ１９ａがγ軸電流ｉγから二次抽出γ軸電流ｉ_2hγを抽出する際のフィルタ特性と同じフィルタ特性にて、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）を抽出して（強調して）、二次抽出α軸電流ｉ_2hα及び二次抽出β軸電流ｉ_2hβを得る。

高周波電圧ｖ_hα^*及びｖ_hβ^*は、二次抽出α軸電流ｉ_2hα及び二次抽出β軸電流ｉ_2hβの双方における正負の振幅差がなくなるように、且つ二次抽出α軸電流ｉ_2hαと二次抽出β軸電流ｉ_2hβの振幅が等しくなるように、制御される。但し、二次抽出α軸電流ｉ_2hαと二次抽出β軸電流ｉ_2hβの振幅を等しくすることは、必須ではない。

そうすると、α―β軸上で高周波電圧ｖ_hα^*とｖ_hβ^*の合成ベクトルが成す電圧ベクトル軌跡は（略）楕円を成し、その楕円の短軸方向に沿った２つの電圧ベクトル（図３２におけるｖｃ３及びｖｃ４に対応）の大きさの大小関係に基づいて、極性判別が可能である。

また、高周波電圧ｖ_hα^*とｖ_hβ^*の合成ベクトルの大きさが最小となるタイミングにおける位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｉ_2hβ／ｉ_2hα）等に基づいて、磁極位置を推定することも可能である。この磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

＜＜第５実施形態＞＞
次に、本発明の第５実施形態について説明する。図３４は、第５実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。図３４において、他の図（図３等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

本実施形態おける駆動制御装置は、電流検出器１１、座標変換部１２、減算器１３及び１４、電流制御部１５、１倍周波数ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１７ｄ、磁極位置推定部１８ｄ、２倍周波数ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１９ｄ、極性判別部２０ｄ、加算器２１、座標変換部２５、高周波電流作成部２６、並びに加算器２７及び２８を有して構成される。

高周波電流作成部２６は、高周波γ軸電流（高周波γ軸電流指令値）ｉ_hγ^*及び高周波δ軸電流（高周波δ軸電流指令値）ｉ_hδ^*を作成し、それらを加算器２７及び２８に出力する。高周波γ軸電流ｉ_hγ^*及び高周波δ軸電流ｉ_hδ^*は、それぞれ、回転子の極性を判別すること等を目的としてモータ１に供給される検出用電流としての高周波電流のγ軸成分及びδ軸成分である。以下、高周波γ軸電流ｉ_hγ^*及び高周波δ軸電流ｉ_hδ^*を、夫々、高周波電流ｉ_hγ^*及び高周波電流ｉ_hδ^*と記すことがある。尚、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*は、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*に重畳される重畳電流と考えることができる。

加算器２７は、γ軸電流指令値ｉγ^*と高周波γ軸電流ｉ_hγ^*とを加算する。加算器２８は、δ軸電流指令値ｉδ^*と高周波δ軸電流ｉ_hδ^*とを加算する。減算器１３は、加算器２７の加算結果（ｉγ^*＋ｉ_hγ^*）と座標変換部１２からのγ軸電流ｉγとの電流誤差を算出する。減算器１４は、加算器２８の加算結果（ｉδ^*＋ｉ_hδ^*）と座標変換部１２からのδ軸電流ｉδとの電流誤差を算出する。

電流制御部１５は、減算器１３及び１４にて算出された各電流誤差を受け、各電流誤差がゼロに追従するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*とδ軸電圧指令値ｖδ^*を出力する。この際、座標変換部１２からのγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδが参照され得る。

座標変換部２５は、加算器２１からの推定磁極位置θ_eに基づきつつ、２相の電圧指令値であるγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を、モータ電圧Ｖ_aのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から成る三相の電圧指令値に逆変換し、それらをＰＷＭインバータ２に出力する。この逆変換には、下記の２つの等式から成る式（３）を用いる。

γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表される電流は、モータ１を駆動するための駆動電流であり、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*にて表される電流は、モータ１の回転子の極性（及び磁極位置）を検出するための検出用電流である。高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*は、高周波の交番電流または回転電流である。ここで、「高周波」とは、その高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の周波数が駆動電流の周波数よりも十分に大きいことを意味している。以下、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の周波数を、第１〜第４実施形態における高周波電圧ｖ_hγ^*及びｖ_hδ^*の周波数と同じく、ω_hと表記する。尚、上記の交番電流及び回転電流は、モータ１に同期しない高周波の電流であるため、この電流の供給によってモータ１が回転することはない（或いは殆ど回転しない）。

γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表される電圧には、モータ１に上記駆動電流を流すためにモータ１へ印加される駆動電圧と、モータ１に上記検出用電流を流すためにモータ１へ印加される検出用電圧とが含まれている。

高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の重畳に応じた高周波の電流がモータ１に流れることになるが、回転子磁束（永久磁石１ａが作る磁束）の向きと固定子磁束（モータ１の固定子に設けられた電機子巻線が作る磁束）の向きとが一致するタイミングにおいて、その高周波電流のγ軸成分によってモータ１に磁気飽和が起こるように、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の値は設定される。

２倍周波数ＢＰＦ１９ｄは、γ軸電圧指令値ｖγ^*を入力信号として受ける、（２×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。２倍周波数ＢＰＦ１９ｄによって、γ軸電圧指令値ｖγ^*の高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）が抽出され（強調され）、その抽出によって得られた信号は、二次抽出γ軸電圧（二次抽出γ軸電圧指令値）ｖ_2hγ^*として出力される。２倍周波数ＢＰＦ１９ｄにおいて、（２×ω_h）の周波数を通過帯域の中心周波数とする必要は必ずしもないが、直流や駆動電流（ｉγ^*及びｉδ^*に対応）の周波数を含む低周波は通過帯域に含めるべきではない。例えば、２倍周波数ＢＰＦ１９ｄの通過帯域の下限周波数は、モータ１の駆動電流の周波数よりも大きく、且つ、２×ω_hよりも小さい周波数範囲から選ばれる。

図３５の軌跡８７ｉは、γ軸を横軸、δ軸を縦軸にとった、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の電流ベクトル軌跡（合成ベクトルの電流ベクトル軌跡）を表しており、軌跡８８ｖは、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*及び二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の電圧ベクトル軌跡（合成ベクトルの電圧ベクトル軌跡）を表している。二次抽出δ軸電圧（二次抽出δ軸電圧指令値）ｖ_2hδ^*は、γ軸電圧指令値ｖγ^*から二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を抽出したのと同様に、δ軸電圧指令値ｖδ^*から二次成分を抽出したものに相当する（抽出手法は、第６実施形態で詳説する）。図３６（ｄ）の波形８９は、電圧ベクトル軌跡８８ｖに対応する二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*の時間変化を表す波形である。

図３５及び図３６は、検出用電流としての高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*が回転電流であり、ｄ軸とγ軸の向きが略一致している場合を例示している。電流制御部１５は、（ｉ_hγ^*＋ｉγ^*−ｉγ）がゼロに追従するようなγ軸電圧指令値ｖγ^*（及びδ軸電圧指令値ｖδ^*）を作成する。この結果、図３５に示す如く、高周波γ軸電流ｉ_hγ^*の正負の振幅差がゼロ（あるいは略ゼロ）になるような電圧がモータ１に印加される。

高周波γ軸電流ｉ_hγ^*の正負の振幅差がゼロであっても、磁気飽和の影響によって、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*の正負の振幅に差が生じている。本実施形態の構成例では、ｄ軸とγ軸の向きが（略）一致している場合に、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*の正の振幅が負の振幅より大きくなる。

２倍周波数ＢＰＦ１９ｄの動作について詳細な説明を加えておく。γ軸とｄ軸が（略）一致しており、モータ１が停止し且つ駆動電圧が印加されていない場合を例にとる。この場合、図３６（ａ）に示されるように、ｖγ^*の位相はｉ_hγ^*の位相からπ／２だけ進み、ｖγ^*において、正側の振幅がやや小さくなる。このｖγ^*を一次成分（１×ω_hの周波数成分）と二次成分（２×ω_hの周波数成分）に分解すると、図３６（ｂ）のようになる。逆に、図３６（ｂ）に示すｖγ^*の一次成分と二次成分を合成すると、正側の振幅の小さいｖγ^*の波形が得られることになる。

このｖγ^*の二次成分を強調するために２倍周波数ＢＰＦ１９ｄが存在している。ｖγ^*の二次成分が強調された二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を一次成分と二次成分に分解した波形を、図３６（ｃ）に示す。２倍周波数ＢＰＦ１９ｄの通過帯域の中心周波数となるｖ_2hγ^*の二次成分は、振幅が増幅され、位相はｖγ^*の二次成分の位相と同じである。中心周波数でないｖ_2hγ^*の一次成分の位相はｖγ^*の一次成分の位相から約π／２だけ進む。高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の周波数は１×ω_hであるため、二次成分を強調した二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*においても、一次成分は強く残っている。

ｖ_2hγ^*の一次成分と二次成分を（主として）合成したものが、図３６（ｄ）の波形８９に示すｖ_2hγ^*に相当する。ｖ_2hγ^*の位相はｖγ^*の位相から約π／２だけ進み、ｖ_2hγ^*とｉ_hγ^*の位相は約πだけずれる。ｖ_2hγ^*において、正側の振幅は大きく、また正負の振幅差は強調される。尚、モータ１を回転させた場合における誘起電圧や駆動電流は、検出用電流よりも周波数が十分低いため、それらの成分の影響は２倍周波数ＢＰＦ１９ｄを通すことにより、ほぼなくなる。

極性判別部２０ｄは、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*の正負の振幅の大小を比較し、正の振幅が負の振幅よりも大きければ磁極位置推定部１８ｄによって推定された磁極位置の極性が正しいと判断して、磁極位置推定部１８ｄが推定した磁極位置を加算器２１を介してそのまま推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。逆に、正の振幅が負の振幅よりも小さければ磁極位置推定部１８ｄによって推定された磁極位置の極性に誤りがある（即ち、πずれている）と判断して、加算器２１を用いて磁極位置推定部１８ｄが推定した磁極位置に電気角πを加算する補正を施し、補正後の磁極位置を推定磁極位置θ_eとして座標変換部１２等に出力させる。推定磁極位置θ_eは、０〜２πの範囲内（０≦θ_e＜２π）の位相角をとる。

このように、直流成分ではなく電圧波形の歪みに基づいて（直流成分や低周波成分が除去された電圧の二次抽出成分を利用して）極性判別を行われるため、極性判別に対する駆動電流や誘起電圧の影響、電流センサ（電流検出器１１）のオフセットの影響が抑制され、停止時に加え、モータ回転時にも安定した極性判別が可能となる。

１倍周波数ＢＰＦ１７ｄは、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を入力信号として受ける、（１×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。１倍周波数ＢＰＦ１７ｄからは、γ軸電圧指令値ｖγ^*の高周波一次成分（１×ω_hの周波数成分）を抽出した（強調した）一次抽出γ軸電圧ｖ_hγ^*と、δ軸電圧指令値ｖδ^*の高周波一次成分（１×ω_hの周波数成分）を抽出した（強調した）一次抽出δ軸電圧ｖ_hδ^*が出力される。１倍周波数ＢＰＦ１７ｄにおいては、（２×ω_h）の周波数及びそれ以上の周波数は通過帯域外とされ、例えば（１×ω_h）の周波数が通過帯域の中心周波数とされる。

磁極位置推定部１８ｄは、一次抽出γ軸電圧ｖ_hγ^*及び一次抽出δ軸電圧ｖ_hδ^*に基づいて、回転子の磁極位置を±π／２の範囲内で推定する。磁極位置推定部１８ｄは、図３の磁極位置推定部１８と同様に構成できる。つまり、例えば、積（ｖ_hγ^*×ｖ_hδ^*）の直流成分がゼロに収束するように比例積分制御することによって、回転子の磁極位置を±π／２の範囲内で推定するとよい。磁極位置推定部１８ｄによって算出された±π／２の範囲内の磁極位置は加算器２１を用いて補正され、０〜２πの範囲内における磁極位置が推定される。

また、極性判別部２０ｄを、図１７の極性判別部２０のように構成してもよい。即ち、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*にｃｏｓ２ω_hｔ等を乗じて得られた値の直流成分に基づいて極性判別を行うようにしても良い。

また、検出用電流として回転電流の高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*を供給する場合、その回転電流のγ―δ軸上での電流ベクトル軌跡は、例えば、原点を中心とする真円、または、原点を中心としγ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円を成す。また、回転電流の楕円の電流ベクトル軌跡において、γ軸方向を楕円の短軸方向または長軸方向に一致させることは必須ではなく、楕円の長軸または短軸はγ軸からずれていても構わない。

また、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*は交番電流であってもよい。高周波電流を交番電流としても、ｖ_2hγ^*の正負の振幅に極性に応じた差が表れるからである。該交番電流は、例えばγ軸上の交番電流（即ち、ｉ_hδ^*＝０）とされるが、δ軸上の交番電流でなければ（即ち、ｉ_hγ^*≠０、ならば）、どのような交番電流にしてもよい。

＜＜第６実施形態＞＞
次に、本発明の第６実施形態について説明する。図３７は、第６実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、図３４の２倍周波数ＢＰＦ１９ｄ及び極性判別部２０ｄが２倍周波数ＢＰＦ１９ｅ及び極性判別部２０ｅに置換されている点で図３４の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３４の駆動制御装置（第５実施形態）と一致している。図３７において、他の図（図３及び図３４等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

本実施形態（図３７）は、第１実施形態（図３）を第２実施形態（図２５）に変更したしたのと同様の主旨にて、第５実施形態（図３４）を変形した実施形態に相当している。

図３７における２倍周波数ＢＰＦ１９ｅは、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を抽出するという図３４の２倍周波数ＢＰＦ１９ｄの機能に加えて、第５実施形態でも述べた二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*を抽出する機能を実現するものとなっている。

即ち、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅは、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を入力信号として受ける、（２×ω_h）の周波数を通過帯域内に含むバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。２倍周波数ＢＰＦ１９ｅによって、２倍周波数ＢＰＦ１９ｄと同様、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*が抽出される。更に、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅによって、δ軸電圧指令値ｖδ^*の高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）が抽出され（強調され）、その抽出によって得られた信号は、二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*として出力される。

２倍周波数ＢＰＦ１９ｅにおいて、γ軸電圧指令値ｖγ^*から二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を抽出する際のフィルタ特性と、δ軸電圧指令値ｖδ^*から二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*を抽出する際のフィルタ特性は、例えば同じとされる。また、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅのγ軸電圧指令値ｖγ^*から二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を抽出する際のフィルタ特性と、図３４における２倍周波数ＢＰＦ１９ｄのフィルタ特性は同じであるものとする。２倍周波数ＢＰＦ１９ｅにおいて、（２×ω_h）の周波数を通過帯域の中心周波数とする必要は必ずしもないが、直流や駆動電流（ｉγ^*及びｉδ^*に対応）の周波数を含む低周波は通過帯域に含めるべきではない。例えば、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅの通過帯域の下限周波数は、モータ１の駆動電流の周波数よりも大きく、且つ、２×ω_hよりも小さい周波数範囲から選ばれる。

極性判別部２０ｅは、γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合でも正しく極性判別が行えるように、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅによって抽出された二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*及び二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の双方に基づいて極性判別を行うようにしている。

図３８に、γ−δ軸上において、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*が成す電流ベクトル軌跡を軌跡９０ｉにより表し、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*及び二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*が成す電圧ベクトル軌跡を軌跡９１ｖにより表す。図３８は、γ軸とｄ軸が比較的大きくずれている場合を想定している。

電流制御部１５は、（ｉ_hγ^*＋ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉ_hδ^*＋ｉδ^*−ｉδ）の双方がゼロに追従するようなγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を作成する。この結果、図３８の電流ベクトル軌跡９０ｉにも表されているように、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の双方における正負の振幅差がゼロ（あるいは略ゼロ）になるように、且つｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の振幅が等しくなるように、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*は作成される。但し、後にも述べるが、ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の振幅を等しくすることは必須ではない。

上記のような高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*を供給すると、二次成分の電圧ベクトル軌跡９１ｖは略楕円形状を成すが、磁気飽和に起因して、その楕円の短軸方向に沿った、軌跡９１ｖを構成する２つのベクトルｖｃ５とｖｃ６の大きさには差が生じる。

ベクトルｖｃ５及びｖｃ６は、原点を始点とし、軌跡９１ｖの楕円の短軸方向に沿って伸びる二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*と二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の合成ベクトルである。図３８において、ベクトルｖｃ５はγ−δ座標上の原点から第４象限の方向に向かって伸びており、ベクトルｖｃ６はγ−δ座標上の原点から第２象限の方向に向かって伸びている。今、図３８に示す如く、ｄ軸の向きが原点から第４象限に向かう向きの場合、ベクトルｖｃ５の大きさはベクトルｖｃ６の大きさよりも大きくなる。

極性判別部２０ｅは、これに着目して極性判別を行い、０又はπの補正用位相角を加算器２１に供給する。つまり、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の一周期中における、ｖ_2hγ^*とｖ_2hδ^*の合成ベクトルｖ_2h ^*の大きさ（合成電圧の大きさ）に基づいて極性判別を行う。より具体的には、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の一周期中において合成ベクトルｖ_2h ^*の大きさに最小値を与える位相角にπを加算した位相角の向き（図３８においては、ベクトルｖｃ５の向き）を、ｄ軸の向きと判断する（モータ１が非突極機である場合も共通）。図３８の例では、合成ベクトルｖ_2h ^*がベクトルｖｃ６と一致する際に、合成ベクトルｖ_2h ^*の大きさが最小となる。

本実施形態のように構成しても、電圧の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第５実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

尚、ｖ_2hγ^*とｖ_2hδ^*の合成ベクトルｖ_2h ^*のｄ軸方向の振幅がｑ軸方向の振幅以上とならない範囲で供給する回転電流の円形の軌跡を歪ませても構わない。即ち、ｄ軸方向と電圧ベクトル軌跡９１ｖの短軸方向との一致が損なわれない範囲で、回転電流における高周波γ軸電流ｉ_hγ^*の振幅と高周波δ軸電流ｉ_hδ^*の振幅を異ならせても構わない。γ―δ軸上で高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*が成す電流ベクトル軌跡は、例えば、原点を中心とする真円、または、原点を中心としγ軸方向を短軸方向または長軸方向とする楕円を成す。

高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の値を作成する際に必要となる高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の位相θ_hは、γ軸を基準として設定され、ある時刻ｔにおいて、回転電流である高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の合成ベクトルｉ_h ^*の位相はω_h・ｔで表される（図４６参照）。従って、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の一周期中において、ｖ_2hγ^*とｖ_2hδ^*の合成ベクトルｖ_2h ^*の大きさが最小となるタイミング（ｖ_2h ^*が図３８のｖｃ６と一致するタイミングであり、以下、「タイミングＴ３」という）における位相ω_h・ｔは、Δθとなる。

つまり、タイミングＴ３における位相ω_h・ｔの値に基づけば、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出可能である（即ち、軸誤差Δθを算出可能である）。尚、その場合は、図３７の磁極位置推定部１８ｄを省略することが可能である。

図４６は、γ軸及びδ軸との関係における、上記合成ベクトルｉ_h ^*及びｖ_2h ^*と、一次抽出γ軸電圧ｖ_hγ^*と一次抽出δ軸電圧ｖ_hδ^*の合成ベクトルｖ_h ^*を示している。合成ベクトルｖ_2h ^*の向きが（Δθ＋π）を示すタイミングＴ３では、ω_h・ｔ及びｉ_h ^*の向きはΔθを示し、ｖ_h ^*の向きはｖ_2h ^*からπ／２だけ遅れた（Δθ＋π／２）を示す。

このため、タイミングＴ３におけるａｒｃｔａｎ（ｉ_hδ^*／ｉ_hγ^*）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。その算出値は、Δθを表すからである。また、タイミングＴ３におけるａｒｃｔａｎ（ｖ_2hδ^*／ｖ_2hγ^*）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。その算出値は、（Δθ＋π）を表すからである。また、また、タイミングＴ３におけるａｒｃｔａｎ（ｖ_hδ^*／ｖ_hγ^*）を算出することによっても、０〜２πの範囲内における磁極位置を算出することは可能である。その算出値は、（Δθ＋π／２）を表すからである。

タイミングＴ３における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｖ_2hδ^*／ｖ_2hγ^*）等は、ｖ_2hγ^*とｖ_2hδ^*とによる電圧ベクトル軌跡９１ｖの楕円の短軸の傾きを表す情報であり、また、極性を表す情報である。それらの双方の情報を利用すれば０〜２πの範囲内における磁極位置が推定可能であり、短軸の傾きを表す情報のみを利用すれば±π／２の範囲内における磁極位置が推定可能である。「タイミングＴ３における位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｖ_2hδ^*／ｖ_2hγ^*）等に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということは、「電圧ベクトル軌跡９１ｖの楕円の短軸の傾き（或るいは、該傾きを表す情報）に基づいて±π／２の範囲内における磁極位置を検出する」ということに含まれる概念である。

また、位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｖ_2hδ^*／ｖ_2hγ^*）等に基づく該磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

ここで、低速回転時とは、モータ１の回転速度が高周波電流作成部２６が供給する高周波電流（ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*）の周波数に比べて十分に低い時を言う。尚、低速回転時は、「実モータ速度ω或いは推定モータ速度ω_e、または、それらが追従すべき外部からのモータ速度指令値が、予め定められた速度以下である時」と、考えることもできる。

このように、直流成分や低周波成分が除去された電圧の二次抽出成分を利用して磁極位置を推定するようにすれば、磁極位置推定に対する駆動電流や誘起電圧の影響、電流センサ（電流検出器１１等）のオフセットの影響が抑制され、停止時に加え、モータ回転時にも安定した磁極位置推定が可能となる。

また、第２及び第４実施形態と同様、モータ１の回転停止時または低速回転時にあっては、本実施形態において説明した手法は、γ軸及びδ軸に限らず、モータ１の固定子に対して固定された任意の直交するα軸及びβ軸についても適用可能である。つまり、上述の説明文や図３７及び図３８中の「γ」を「α」に、「δ」を「β」に置換して考えることができる。

具体的には例えば、回転電流である高周波電流ｉ_hα^*及びｉ_hα^*の双方における正負の振幅差がゼロ（あるいは略ゼロ）になるように、α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を作成する。高周波電流ｉ_hα^*及びｉ_hα^*は、それぞれ検出用電流としての高周波電流のα軸成分及びβ軸成分である。α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*は、それぞれ電圧指令値のα軸成分及びβ軸成分であり、それらは座標変換部２５によって３相の電圧指令値に変換される。２倍周波数ＢＰＦｅがγ軸電圧指令値ｖγ^*から二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*を抽出する際のフィルタ特性と同じフィルタ特性にて、α軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*の高周波二次成分（２×ω_hの周波数成分）を抽出して（強調して）、二次抽出α軸電圧ｖ_2hα^*及び二次抽出β軸電圧ｖ_2hβ^*を得る。

そうすると、α―β軸上で二次抽出α軸電圧ｖ_2hα^*及び二次抽出β軸電圧ｖ_2hβ^*の合成ベクトルが成す電圧ベクトル軌跡は（略）楕円を成し、その楕円の短軸方向に沿った２つの電圧ベクトル（図３８におけるｖｃ５及びｖｃ６に対応）の大きさの大小関係に基づいて、極性判別が可能である。

また、ｖ_2hα^*とｖ_2hβ^*の合成ベクトルの大きさが最小となるタイミングにおける位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｖ_2hβ^*／ｖ_2hα^*）等に基づいて、磁極位置を推定することも可能である。この磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

＜＜第７実施形態＞＞
次に、本発明の第７実施形態について説明する。図３９は、第７実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、図３４の極性判別部２０ｄ及び高周波電流作成部２６が極性判別部２０ｆ及び高周波電流作成部２６ｆに置換されている点で図３４の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３４の駆動制御装置（第５実施形態）と一致している。図３９において、他の図（図３及び図３４等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。

本実施形態（図３９）は、第１実施形態（図３）を第３実施形態（図２８）に変更したしたのと同様の主旨にて、第５実施形態（図３４）を変形した実施形態に相当している。尚、本実施形態は、γ軸とｄ軸の方向が略一致している場合を想定している。

つまり、高周波電流作成部２６ｆは、図３４の高周波電流作成部２６と同様、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*を作成し、それらを加算器２７及び２８に出力するものであるが、その高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*（特に、ｉ_hγ^*の振幅）は、２倍周波数ＢＰＦ１９ｄによって抽出された二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*の正負の振幅差がなくなるように制御される。

図３５の、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*と二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*とが成す電圧ベクトル軌跡８８ｖを参照して考えると、その電圧ベクトル軌跡８８ｖの正の振幅側が減少する方向に制御を行うのである。そうすると、磁気飽和に起因して、検出用電流としての高周波電流ｉ_hγ^*の正負の振幅に差が生じるため、その振幅の大小関係に基づいて極性判別が可能である。

本実施形態のように構成しても、電圧の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第５実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

また、極性判別部２０ｆを、図１７の極性判別部２０のように構成してもよい。即ち、高周波γ軸電流ｉ_hγ^*にｃｏｓ２ω_hｔ等を乗じて得られた値の直流成分に基づいて極性判別を行うようにしても良い。

また、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*は、回転電流であっても良いし、交番電流であってもよい。高周波電流を交番電流としても、ｉ_hγ^*の正負の振幅に極性に応じた差が表れるからである。該交番電流は、例えばγ軸上の交番電流（即ち、ｉ_hδ^*＝０）とされるが、δ軸上の交番電流でなければ（即ち、ｉ_hγ^*≠０、ならば）、どのような交番電流にしてもよい。

＜＜第８実施形態＞＞
次に、本発明の第８実施形態について説明する。図４０は、第８実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。本実施形態おける駆動制御装置は、図３４の２倍周波数ＢＰＦ１９ｄ、極性判別部２０ｄ及び高周波電流作成部２６が２倍周波数ＢＰＦ１９ｅ、極性判別部２０ｇ及び高周波電流作成部２６ｇに置換されている点で図３４の駆動制御装置と相違しており、その他の点において、図３４の駆動制御装置（第５実施形態）と一致している。図４０において、他の図（図３、図３４及び図３７等）と同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分の重複する説明を原則として省略する。尚、本実施形態は、ｄ軸とγ軸が比較的大きくずれている場合などにおいても適用可能となっている。

本実施形態（図４０）は、第１実施形態（図３）を第４実施形態（図３１）に変更したしたのと同様の主旨にて、第５実施形態（図３４）を変形した実施形態に相当している。

つまり、高周波電流作成部２６ｇは、図３４の高周波電流作成部２６と同様、検出用電流として回転電流の高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*を作成し、それらを加算器２７及び２８に出力するものであるが、その高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*は、２倍周波数ＢＰＦ１９ｅが抽出した二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*及び二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の双方における正負の振幅差がなくなるように、且つ二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*と二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の振幅が等しくなるように、制御される。但し、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*と二次抽出δ軸電圧ｖ_2hδ^*の振幅を等しくすることは必須ではない。

図３８を参照して考えると、上記制御によって高周波電流ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*とが成す電流ベクトル軌跡は、図３８の電流ベクトル軌跡９０ｉを概ねγ軸方向につぶしたような楕円形状を成すことになる。そして、その楕円の長軸方向に沿った、高周波電流ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*との２つの合成ベクトル（図３８のベクトルｖｃ５とｖｃ６に対応）の大きさには、磁気飽和に起因して差が生じる。

極性判別部２０ｇは、これに着目して極性判別を行う。つまり、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の一周期中における、ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の合成ベクトルｉ_h ^*の大きさ（合成電流の大きさ、即ち、回転電流の大きさ）に基づいて極性判別を行う。より具体的には、高周波電流ｉ_hγ^*及びｉ_hδ^*の一周期中において合成ベクトルｉ_h ^*の大きさに最大値を与える位相角の向きを、ｄ軸の向きと判断する（モータ１が非突極機である場合も共通）。

本実施形態のように構成しても、電圧の二次抽出成分を利用して極性判別を行われるため、第５実施形態と同様の効果が得られ、安定した極性判別が可能となる。

また上記のように制御した場合、上述の他の実施形態の説明から自明なように、ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の合成ベクトルｉ_h ^*の大きさが最大となるタイミングにおける位相ω_h・ｔやａｒｃｔａｎ（ｖ_2hδ^*／ｖ_2hγ^*）等に基づいて（高周波電流ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*が成す電流ベクトル軌跡の楕円の長軸の傾き等に基づいて）、０〜２πの範囲内における磁極位置を推定することも可能である（勿論、±π／２の範囲内における磁極位置を推定することも可能である）。磁極位置の算出は、モータ１の回転停止時または低速回転時（特に、回転停止時）に、特に正確に行われる。

高周波電流ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の一周期中において、ｉ_hγ^*とｉ_hδ^*の合成ベクトルｉ_h ^*の大きさが最大となるタイミング（以下「タイミングＴ４」という）における位相ω_h・ｔは、Δθとなる。そして、図４６からも分かるように、ｉ_h ^*の向きがΔθを示すタイミングＴ４では、ω_h・ｔの向きもΔθを示し、ｖ_2h ^*の向きは（Δθ＋π）を示し、ｖ_h ^*の向きはｖ_2h ^*からπ／２だけ遅れた（Δθ＋π／２）を示す。

上記のように、電圧の二次抽出成分を利用して磁極位置推定を行えば、第６実施形態と同様の効果が得られ、安定した磁極位置推定が可能となる。

また、第６実施形態と同様、モータ１の回転停止時または低速回転時にあっては、本実施形態において説明した手法は、γ軸及びδ軸に限らず、モータ１の固定子に対して固定された任意の直交するα軸及びβ軸についても適用可能である。つまり、上述の説明文や図４０中の「γ」を「α」に、「δ」を「β」に置換して考えることができる。

＜＜変形等＞＞
各実施形態に記載した内容は、矛盾しない限り、全ての実施形態に適用可能である。例えば、第１実施形態に記載した内容は、矛盾しない限り、第２〜第８実施形態に適用可能である。

また、第２〜８実施形態においても、第１実施形態と同様、磁極位置の推定後、推定前または推定中に極性判別を行うことが可能である。また、第２〜８実施形態においても、第１実施形態と同様、極性判別等を行うための値（二次抽出γ軸電流ｉ_2hγ、二次抽出α軸電流ｉ_2hα、二次抽出γ軸電圧ｖ_2hγ^*等）を、バンドパスフィルタでなくハイパスフィルタで抽出するようにしてもよい。そのハイパスフィルタは、直流成分及び駆動電流の周波数成分を含む比較的低い周波数成分を減衰させ、（２×ω_h）の周波数成分を通過させる。

また、第２〜８実施形態においても、第１実施形態と同様、駆動電圧の印加による駆動制御と、高周波電圧の印加による極性判別と、高周波電圧の印加による磁極位置推定とを、全て同時に行うか、一部を同時に行うか、或いは互いに異なるタイミングで行うかは任意である。

また、全ての実施形態において、モータ１として非突極機（非突極性を有するモータ）を採用することも可能である。

また、各実施形態の駆動制御装置は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。勿論、ソフトウェア（プログラム）でなはく、ハードウェアのみによって駆動制御装置を構成しても構わない。

また、各実施形態における電流検出器１１は、図３等に示す如く、直接モータ電流を検出する構成にしてもいいし、それに代えて、電源側のＤＣ電流の瞬時電流からモータ電流を再現し、それによってモータ電流を検出する構成にしてもよい。

また、「回転子の磁極位置を±π／２の範囲内で推定する」という表現は、例えば「回転子の磁極位置を０〜πまたはπ〜２πの範囲内での電気角にて推定する」という表現に換言することも可能であり、「回転子の磁極の極性を判別する」という表現は、例えば「回転子の磁極位置が電気角で０〜π及びπ〜２πのいずれの範囲内に属するかを検出する」という表現に換言することも可能である。

また、各実施形態において、モータ１に電圧（検出用電圧など）を印加する電圧印加手段は、電流制御部（１５）を主として含んで構成される。また、各実施形態における２倍周波数ＢＰＦ（１９等）は抽出手段を構成する。また、各実施形態において、回転子の極性の検出、及び／又は、±π／２の範囲内における磁極位置の検出を行う検出手段は、極性判別部（２０等）を主として含んで構成される。

また、本明細書及び図面を参照する際において、α、β、γ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。例えば、モータの回転によって駆動する電気自動車や、空気調和機等に用いられる圧縮機等に好適である。

本発明に係るモータ駆動システムの全体的構成を示すブロック図である。 図１のモータをベクトル制御する際の解析モデル図である。 本発明に第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３のモータに流れる電流のベクトル軌跡を表す図である。 図３のモータに流れる電流のγ軸成分の二次成分を強調した、二次抽出γ軸電流の波形などを表す図である。 図３のモータに流れる電流の二次成分のベクトル軌跡を表す図である。 図３のモータに流れる電流の一次成分のベクトル軌跡を表す図である。 図３の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧のベクトル軌跡を表す図である。 図８の高周波電圧を印加したときに、図３の１倍周波数ＢＰＦから出力される電流一次成分のベクトル軌跡を表す図である。 図３の磁極位置推定部の動作を説明するための図である。 図３の磁極位置推定部の動作を説明するための図である。 図３の磁極位置推定部の内部構成例を示す図である。 極性判別結果を利用した、推定磁極位置の補正手法を説明するための図である。 極性判別結果を利用した、推定磁極位置の補正手法を説明するための図である。 極性判別結果を利用した、推定磁極位置の補正手法を説明するための図である。 極性判別結果を利用した、推定磁極位置の補正手法を説明するための図である。 図３の極性判別部の内部構成例を示す図である。 図１７の極性判別部の動作を説明するための図である。 図１７の極性判別部の動作を説明するための図である。 図３の構成の一部の変形例を示す図である。 図３の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧（回転電圧）のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す第１例である。 図３の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧（回転電圧）のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す第２例である。 図３の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧（回転電圧）のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す第３例である。 図３の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧（交番電圧）のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す第４例である。 本発明に第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図２５の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 図２６の電流二次成分の大きさの時間変化を表す図である。 本発明に第３実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図２８の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 図２８の高周波電圧作成部から出力される高周波電圧のγ軸成分の波形を表す図である。 本発明に第４実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３１の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 図３１の高周波電圧作成部が作成する高周波電圧のベクトル軌跡と、電流二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 本発明に第５実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３４の高周波電流作成部が作成する高周波電流のベクトル軌跡と、電圧二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 図３４のモータに印加される電圧のγ軸成分の二次成分を強調した、二次抽出γ軸電圧などの波形を表す図である。 本発明に第６実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図３７の高周波電流作成部が作成する高周波電流のベクトル軌跡と、電圧二次成分のベクトル軌跡との関係を表す図である。 本発明に第７実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 本発明に第８実施形態に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 極性判別の手法の原理を説明するための図である。 極性判別の手法の原理を説明するための図である。 従来のモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図４３のモータ駆動システムが極性判別に用いる、γ軸電流の波形図である。 本発明の第２実施形態等にて参照される、ベクトル図である。 本発明の第６実施形態等にて参照される、ベクトル図である。

符号の説明

１ モータ
２ ＰＷＭインバータ
３ 駆動制御装置
１１ 電流検出器
１２ 座標変換部
１３、１４ 減算器
１５ 電流制御部
１６ ＬＰＦ
１７、１７ｄ １倍周波数ＢＰＦ
１８、１８ｄ 磁極位置推定部
１９、１９ａ、１９ｄ、１９ｅ ２倍周波数ＢＰＦ
２０〜２０ｇ 極性判別部
２１ 加算器
２２、２２ｂ、２２ｃ 高周波電圧作成部
２３、２４ 加算器
２５ 座標変換部
２６、２６ｆ、２６ｇ 高周波電流作成部
２７、２８ 加算器
θ_e 推定磁極位置
ｖ_u ^* Ｕ相電圧指令値
ｖ_v ^* Ｖ相電圧指令値
ｖ_w ^* Ｗ相電圧指令値
ｖγ^* γ軸電圧指令値
ｖδ^* δ軸電圧指令値
ｉγ^* γ軸電流指令値
ｉδ^* δ軸電流指令値
ｉγ γ軸電流
ｉδ δ軸電流
ｖ_hγ^* 高周波γ軸電圧
ｖ_hδ^* 高周波δ軸電圧
ｉ_hγ 一次抽出γ軸電流
ｉ_hδ 一次抽出δ軸電流
ｉ_2hγ 二次抽出γ軸電流
ｉ_2hδ 二次抽出δ軸電流
ｉ_hγ^* 高周波γ軸電流
ｉ_hδ^* 高周波δ軸電流
ｖ_hγ^* 一次抽出γ軸電圧
ｖ_hδ^* 一次抽出δ軸電圧
ｖ_2hγ^* 二次抽出γ軸電圧
ｖ_2hδ^* 二次抽出δ軸電圧

Claims (8)

1. 回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、永久磁石型同期モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、
   所定の周波数の交番電圧または回転電圧を検出用電圧として前記モータに印加する電圧印加手段と、
   前記検出用電圧に応じて前記モータに流れるモータ電流のγ軸成分から該γ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出γ軸電流を抽出する抽出手段と、
   前記抽出γ軸電流を利用して前記回転子の磁極の極性を検出する検出手段と、を備え、
   前記抽出手段は、前記周波数の２倍よりも低い所定の除去周波数以下の周波数成分を減衰させることによって前記抽出を行う
   ことを特徴とするモータの駆動制御装置。
2. 前記検出手段は、前記抽出γ軸電流の正負の振幅に基づいて前記極性を検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータの駆動制御装置。
3. 前記検出手段は、前記抽出γ軸電流の正負の振幅差がゼロに近づくように前記検出用電圧を制御したときの、前記検出用電圧のγ軸成分に基づいて前記極性を検出する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータの駆動制御装置。
4. 任意の直交する２軸をｘ軸及びｙ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、
   所定の周波数の回転電圧を検出用電圧として前記モータに印加する電圧印加手段と、
   前記検出用電圧に応じて前記モータに流れるモータ電流のｘ軸成分から該ｘ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｘ軸電流を抽出するとともに、前記モータ電流のｙ軸成分から該ｙ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｙ軸電流を抽出する抽出手段と、
   前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流を利用して、前記モータの回転子の磁極の極性の検出及び±π／２の範囲内における磁極位置の検出の少なくとも一方を行う検出手段と、を備え、
   前記２軸は、前記モータの回転に伴って回転する回転軸、または前記モータの固定子に対して固定された固定軸であり、
   前記抽出手段は、前記周波数の２倍よりも低い所定の除去周波数以下の周波数成分を減衰させることによって前記抽出を行う
   ことを特徴とするモータの駆動制御装置。
5. 前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電流と前記抽出ｙ軸電流の合成電流の大きさに基づいた前記極性の検出、及び、
   ｘ−ｙ軸上において前記抽出ｘ軸電流と前記抽出ｙ軸電流とが成す電流ベクトル軌跡の長軸の傾きに基づいた±π／２の範囲内における前記磁極位置の検出の、少なくとも一方を行う
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータの駆動制御装置。
6. 前記検出手段は、前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電圧を制御したときの、前記回転電圧の大きさに基づいた前記極性の検出、及び、
   前記抽出ｘ軸電流及び前記抽出ｙ軸電流の双方における正負の振幅差がゼロに近づくように前記回転電圧を制御したときの、ｘ−ｙ軸上における前記回転電圧の電圧ベクトル軌跡の短軸の傾きに基づいた±π／２の範囲内における前記磁極位置の検出の、少なくとも一方を行う
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータの駆動制御装置。
7. 回転子を構成する永久磁石が作る磁束に平行な軸をｄ軸、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、
   所定の周波数の交番電流または回転電流を検出用電流として前記モータに流すための電圧を前記モータに印加する電圧印加手段と、
   前記電圧印加手段が印加する前記電圧のγ軸成分から該γ軸成分の直流成分を少なくと
   も減衰させた抽出γ軸電圧を抽出する抽出手段と、
   前記抽出γ軸電圧を利用して前記回転子の磁極の極性を検出する検出手段と、を備え、
   前記抽出手段は、前記周波数の２倍よりも低い所定の除去周波数以下の周波数成分を減衰させることによって前記抽出を行う
   ことを特徴とするモータの駆動制御装置。
8. 任意の直交する２軸をｘ軸及びｙ軸とし、モータを駆動制御するモータの駆動制御装置において、
   所定の周波数の回転電流を検出用電流として前記モータに流すための電圧を前記モータに印加する電圧印加手段と、
   前記電圧印加手段が印加する前記電圧のｘ軸成分から該ｘ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｘ軸電圧を抽出するとともに、前記電圧のｙ軸成分から該ｙ軸成分の直流成分を少なくとも減衰させた抽出ｙ軸電圧を抽出する抽出手段と、
   前記抽出ｘ軸電圧及び前記抽出ｙ軸電圧を利用して、前記モータの回転子の磁極の極性の検出及び±π／２の範囲内における磁極位置の検出の少なくとも一方を行う検出手段と、を備え、
   前記２軸は、前記モータの回転に伴って回転する回転軸、または前記モータの固定子に対して固定された固定軸であり、
   前記抽出手段は、前記周波数の２倍よりも低い所定の除去周波数以下の周波数成分を減衰させることによって前記抽出を行う
   ことを特徴とするモータの駆動制御装置。
   
   

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