JP3454212B2

JP3454212B2 - モータ制御装置

Info

Publication number: JP3454212B2
Application number: JP34294399A
Authority: JP
Inventors: 良三正木; 金子　　悟; 三四郎小原; 光幸本部; 芳美櫻井
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1999-12-02
Filing date: 1999-12-02
Publication date: 2003-10-06
Anticipated expiration: 2019-12-02
Also published as: EP1107448A2; DE60041529D1; US6555988B2; EP1107448A3; EP1107448B8; EP1107448B1; US20010002784A1; JP2001169590A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は同期モータ（リラク
タンスモータを含む）を高性能に制御する制御装置、特
に、磁極位置センサなしで制御を行う制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】同期モータの速度やトルクを制御するた
めには、磁極位置を検出、あるいは、推定する必要があ
る。その検出した磁極位置に基づいて電流制御あるいは
電圧制御を行うことで、同期モータのトルクや速度を制
御できる。近年、この磁極位置を位置検出器で検出する
ことなく、同期モータを制御する磁極位置センサレス制
御方式が提案されている。例えば、特開平7−245981
号，平成８年電気学会産業応用部門全国大会Ｎo.１７０
に記載されているような第１の方法がある。これは交番
電圧を印加してそれに対するモータ電流の平行成分，直
交成分（回転座標系における電流成分）に基づき磁極位
置を推定する方法であり、停止時や低速時に磁極位置セ
ンサを用いないで、磁極位置を検出できる特徴がある。
また、第２の方法として、特開平11−150983号，特開平
11−69884 号などに記載されている追加電圧を重畳する
方法がある。この方法は高トルク領域でも磁気飽和が起
こらないように印加電圧を加えることにより、停止時、
あるいは、低速時における低負荷から高負荷までの範囲
で磁極位置センサレス化を実現できる。また、第３の方
法として、特開平8−205578 号には、パルス幅制御（Ｐ
ＷＭ制御）により同期モータに印加する電圧のベクトル
とそれに対するモータ電流のリプル成分（ベクトル量）
の相関関係から同期モータの突極性を検出する方法が記
載されている。また、この第３の方法は同期モータの電
圧を制御する一般的なＰＷＭ信号を利用しているため、
検出のための追加信号を付加する必要がない利点があ
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、第１の方法は
モータを駆動しながら磁極位置検出を行おうとした場合
には、ノッチフィルタなどを用いたバンドパスフィルタ
やフーリエ積分により、検出用交番電圧と同じ周波数成
分の電流を抽出する必要がある。特に、モータの回転数
が高くなると、モータの入力周波数と検出用交番電圧の
周波数が分離しにくくなるため、高速回転での安定した
駆動が難しいという課題があった。また、インバータの
スイッチング特性による影響を受けないように、配慮す
る必要がある。つまり、ＰＷＭ信号の搬送波周波数が数
ｋＨｚから２０ｋＨｚであるのに対して、検出用交番電
圧の周波数は数１００Ｈｚと低くなっているため、モー
タ駆動しているとき、数１００Ｈｚの騒音がすることが
ある。

【０００４】第２の方法に関しても、モータを停止状態
あるいは低速回転状態で駆動する場合の特性改善を目的
としたものであって、モータを高速で駆動した場合に重
要となる電流検出のタイミング、ＰＷＭ信号の関係が記
述されておらず、高精度に位置検出を行うための配慮が
なされていない。

【０００５】さらに、第３の方法を実現するためには、
ＰＷＭ信号が変化する毎にモータ電流の状態と印加電圧
の相関関係を検出する必要がある。つまり、搬送波の１
周期に対して、少なくとも６回、モータ電流の状態を検
出すること、印加電圧の状態を把握することが条件とな
るため、高性能のコントローラを用いなければならない
という問題点がある。

【０００６】本発明の第１の目的は、安価なコントロー
ラを用いながら、停止状態から高速回転状態までの広範
囲で、モータの電流を検出することにより磁極位置を推
定して同期モータ（リラクタンスモータを含む）を高応
答で制御することである。また、逆起電力の情報を基に
モータ速度が変化した場合にも電流の追従性を補償でき
る高性能のモータ制御装置を実現することを第２の目的
としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流モータ
と、該交流モータに電圧を印加する電力変換器と、搬送
波に同期したＰＷＭ信号により前記印加電圧を制御する
制御装置を備え、前記搬送波に同期して前記交流モータ
の電流を検出することにより前記交流モータの回転子の
磁極位置を推定する。例えば、突極性を有する同期モー
タにおいて、搬送波の半周期毎に印加電圧を変化してモ
ータの電流を検出し、半周期毎の電流差分ベクトル（静
止座標系のベクトル）を求める。次に、２回の電流差分
ベクトルの差（以下、電流差分差ベクトルとよぶことに
する）とそれに対応する２回の印加電圧ベクトルの差
（以下、電圧差ベクトル）を演算し、その位相差が０と
なるように、印加電圧（電圧差ベクトル）を制御する。
以上のような方法により位相差を０にすれば、電圧差ベ
クトルの位相が磁極位置の方向（ｄ軸）となるので、磁
極位置センサレス制御を行うことができる。印加電圧の
変化を搬送波の半周期毎に行うことにより、ＰＷＭ信号
の位相だけを移動することになるので、騒音を発生する
ことがない。また、搬送波に同期して電流を検出するた
め、各相の印加電圧の平均値を正確に把握でき、印加電
圧と電流差分の関係を搬送波周期という短い時間で検出
できる特徴を持っている。そのため、高応答性が要求さ
れるモータ制御分野のセンサレス化に有効である。

【０００８】また、電流の差分ベクトルの情報を用いる
ことにより、同期モータの逆起電力を精度よく検出する
ことができる。そこで、検出した逆起電力を用いて、電
流制御系の逆起電力補償を行うことで、従来の速度から
推定した逆起電力補償よりも電流追従性の良い制御系を
構成することがきる。

【０００９】搬送波周期に同期して電流を検出すること
により、上記以外にも多くの手法で磁極位置を検出でき
ることが今回新たに判明したので、詳細については、以
下に説明する。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１に
より説明する。この実施例は同期モータ１の逆起電力を
利用して磁極位置を検出する方法である。

【００１１】図１は同期モータ１をバッテリー２の直流
エネルギーで駆動するモータ制御システムの構成図であ
る。バッテリー２の直流電圧はインバータ３により３相
の交流電圧に変換され、同期モータ１に印加される。こ
の印加電圧はコントローラ４において次のような演算を
行って決定される。まず、電流指令値発生部６では、モ
ータが発生すべきトルク指令値τｒに対して、ｄ軸電流
指令値ｉdr，ｑ軸電流指令値ｉqrを決定する。ここで、
ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に
直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系を構成す
る。同期モータ１において同じモータ速度ωで、かつ、
同じモータトルクτを発生する条件の下で、ｉdr，ｉqr
の割合を変えることができるが、モータ損失は異なる。
そこで、電流指令値発生部６にモータ速度ωを入力する
ことで、トルク指令値τｒに対してモータ損失が最も少
ない最適なｉdr，ｉqrを出力するようにしている。な
お、モータ速度ωは速度検出部１３において後述する磁
極位置θの変化量から検出している。

【００１２】磁石を有する回転子が回転すると、ｄ−ｑ
軸座標系も回転するので、静止座標系（α−β軸座標
系）からの位相をθとする。つまり、本実施例は磁極の
位相θ（以下、磁極位置θとよぶことにする。）を電流
から検出することが目的である。ｄ軸電流とｑ軸電流を
指令値どおりに制御できれば、同期モータ１はトルク指
令値τｒと一致したトルクを発生することができる。な
お、トルク指令値τｒは直接その値を指示される場合
も、図示していない速度制御演算回路から指令される場
合もある。

【００１３】また、電流センサ５ｕ，５ｖから検出され
たｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖは電流検出部１０におい
て後述する電流検出パルスＰｄのタイミングにより検出
され、座標変換部１１でｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉ
ｄ，ｑ軸電流ｉｑに変換される。この実施例では、電流
検出部１０で検出する電流はＵ相とＶ相の２つの相電流
ｉｕ，ｉｖであるが、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ，ｉｖから求
めることができるので、Ｗ相電流ｉｗの検出を省略して
いる。本発明は３相電流をすべて検出する場合にも適用
できることは当然である。電流制御部７では、ｄ軸電流
指令値ｉdrとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差、ｑ軸電流指
令値ｉqrとｑ軸電流ｉｑのｑ軸電流偏差を演算し、それ
ぞれの電流偏差に対して比例・積分制御演算によってｄ
軸電圧指令値Ｖds，ｑ軸電圧指令値Ｖqsを得る。なお、
逆起電力を補償するための制御方法として、モータ速度
ωを用いた非干渉制御を行う方法も提案されている。ｄ
軸電圧指令値Ｖds，ｑ軸電圧指令値Ｖqsを入力する座標
変換部８では、磁極位置θにより静止座標系の３相電圧
指令値Ｖus，Ｖvs，Ｖwsを演算する。これらの３相電圧
指令値は、後述する磁極位置検出部１２から出力される
検出用電圧指令値Ｖup,Ｖvp,Ｖwpとそれぞれ加算され、
ＰＷＭ信号発生部９に入力されている。ＰＷＭ信号発生
部９における演算により、３相のＰＷＭパルスＰup，Ｐ
vp，Ｐwp，Ｐun，Ｐvn，Ｐwnをインバータ３に出力す
る。これにより、同期モータ１に印加する電圧が決定さ
れる。

【００１４】検出用電圧指令値がＶup＝Ｖvp＝Ｖwp＝０
の場合について、ＰＷＭ信号発生部９の処理内容を図２
により説明する。三角波状の搬送波に対して、各相の電
圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrの波形を比較することによ
り、３相のＰＷＭパルスＰup，Ｐvp，Ｐwpを得ることが
できる。なお、ＰＷＭパルスＰun，Ｐvn，Ｐwnは短絡防
止期間を無視すれば、それぞれＰＷＭパルスＰup，Ｐv
p，Ｐwpを反転したものとなるので、ここでは、説明を
省略する。ＰＷＭパルスはデューティー５０％以上のと
き、平均出力電圧が０あるいは正の値となり、デューテ
ィー５０％未満のとき、平均出力電圧は負の値となる。
図２において、電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrは搬送波が
最大値の時点（例えば、時刻ｔ(２ｎ)，ｔ(２ｎ＋２)）
で更新される。時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋２)までのＰ
ＷＭパルスＰup，Ｐvp，Ｐwpは時刻ｔ(２ｎ＋１)を中心
にした軸対称となっており、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ
＋１)までの各相の印加電圧の平均値はそれぞれ時刻ｔ
(２ｎ＋１）からｔ(２ｎ＋２）までのそれと同じ値にな
る。

【００１５】次に、図１の実施例における重要な要素で
ある磁極位置検出部１２について説明する。Ｕ相電流ｉ
ｕ，Ｖ相電流ｉｖを入力し、図４に示すフローチャート
により検出用電圧指令値Ｖup，Ｖvp，Ｖwpを出力すると
ともに、ｉｕ，ｉｖから磁極位置θを算出する。図４を
用いて、磁極位置検出部１２の処理方法を説明する。ス
テップ１０１において、時刻ｔ(２ｎ）からｔ(２ｎ＋
１）（ここで、ｎは整数。）までの検出用電圧指令値Ｖ
up(２ｎ)，Ｖvp(２ｎ)，Ｖwp(２ｎ)として、それぞれ−
Ｖus(２ｎ)，−Ｖvr(２ｎ)，−Ｖwr(２ｎ)を出力する。
時刻ｔ(ｎ２)において自動的にそれらの値が設定される
ようになっており、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)まで
の各相の電圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrはいずれも０とな
る。具体的には、図３のタイムチャートにおける時刻ｔ
(２ｎ)〜ｔ(２ｎ＋１)，ｔ(２ｎ＋２)〜ｔ(２ｎ＋３)の
電圧指令値が０であることを意味している。次に、ステ
ップ１０３において、時刻ｔ(２ｎ)のときの電流ｉｕ
(２ｎ)，ｉｖ(２ｎ)を入力する。図３では、時刻ｔ(２
ｎ），ｔ(２ｎ＋２）において発生する電流検出パルス
Ｐｄの立ち上がり時に同期して検出した電流値を入力す
ることになる。ステップ１０４では、時刻ｔ(２ｎ＋
１）からｔ(２ｎ＋２）までの検出用電圧指令値Ｖup(２
ｎ＋１），Ｖvp(２ｎ＋１），Ｖwp(２ｎ＋１）として、
それぞれＶus(２ｎ)，Ｖvr(２ｎ)，Ｖwr(２ｎ)を出力
する。図３では、時刻ｔ(２ｎ＋１)〜ｔ(２ｎ＋２）の
電圧指令値が２Ｖus(２ｎ)，２Ｖvr(２ｎ)，２Ｖwr(２
ｎ）であることを意味している。このような制御を行う
と、時刻ｔ(２ｎ）〜ｔ(２ｎ＋２）における電圧指令値
の平均値はＶus(２ｎ)，Ｖvr(２ｎ)，Ｖwr(２ｎ)とな
り、ＰＷＭパルスＰup，Ｐvp，Ｐwpは図２の場合と比較
して、位相が変化しているものの、パルス幅がそれぞれ
同じであることがわかる。つまり、ＰＷＭパルスの位相
を移動する制御をしていることと等価である。検出用電
圧指令値を追加しているが、電流制御の特性にはほとん
ど影響しない特徴を持っている。また、従来は検出用交
番電圧を印加すると、騒音が発生するという問題があっ
たが、搬送波の半周期毎に同期して制御することで、通
常のＰＷＭスイッチングによる音以上には問題となるこ
とはないという特徴がある。

【００１６】図４のステップ１０６では、時刻ｔ(２ｎ
＋１)のときの電流ｉｕ(２ｎ＋１)，ｉｖ(２ｎ＋１)を
入力する。次に、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)までに
おける各相電流の変化量ｉｕ(２ｎ＋１)−ｉｕ(２ｎ)，
ｉｖ(２ｎ＋１)−ｉｖ(２ｎ)を、つまり、電流差分値Δ
ｉｕ(２ｎ)，Δｉｖ(２ｎ)をステップ１０７で求める。
次のステップ１０８では、電流差分値Δｉｕ(２ｎ)，Δ
ｉｖ(２ｎ)から電流差分ベクトルΔｉ(２ｎ)の位相θｑ
を得る。図３における時刻ｔ(２ｎ）〜ｔ(２ｎ＋１）の
間の印加電圧は各相ともに同じであり、０電圧ベクトル
状態となっている。ここで、同期モータ１の電流差分ベ
クトルΔｉ(２ｎ)は逆起電力だけで変化すると考えて良
いので、電流差分ベクトルΔｉ(２ｎ)の位相はｑ軸の負
方向になる。したがって、電流差分ベクトルΔｉの位相
θｑに対してπ／２［rad］進んだ位相が磁極位置θと
なるので、ステップ１０９では位相θｑにπ／２［ra
d］を加算することで磁極位置θを求めている。つま
り、ＰＷＭパルスをそれぞれ移動する制御を行うことで
搬送波の半周期の電流変化だけで磁極位置を検出できる
ので、騒音を大きくすることなく、高速に磁極位置を検
出できる特徴がある。突極性がある同期モータの場合を
含めて、モータパラメータを用いる必要がないので、高
精度に磁極位置を検出できることも利点である。また、
デッドタイムを考慮したい場合には、各相の電流の方向
に応じて０電圧ベクトルとなるように、印加電圧を調整
しても良い。

【００１７】図５は磁極位置検出部１２の構成方法が異
なる他の実施例であり、同期モータ１が逆突極性（ｄ軸
インダクタンスがｑ軸インダクタンスよりも小さいこと
を意味する）を有する場合に有効な方法である。図５の
ブロック図は電流差分演算部１４，電流差分差ベクトル
位相演算部１５，磁極位置推定部１６，検出用電圧発生
部１７から構成されている。まず、検出用電圧発生部１
７では、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)までの検出用電
圧指令値Ｖup(２ｎ)，Ｖvp(２ｎ)，Ｖwp(２ｎ)を

【００１８】

【数１】Ｖup(２ｎ)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)）

【００１９】

【数２】Ｖvp(２ｎ)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)＋２π／３）

【００２０】

【数３】Ｖwp(２ｎ)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)＋４π／３）とする演算が行われ、出力されている。ここで、θvp
(２ｎ)は時刻ｔ(２ｎ)における磁極位置推定部１６から
の出力である。したがって、検出用電圧指令値のベクト
ル位相はθvp(２ｎ)である。次に、時刻ｔ(２ｎ＋１)か
ら時刻ｔ(２ｎ＋２)までの検出用電圧指令値Ｖup(２ｎ
＋１)，Ｖvp(２ｎ＋１)，Ｖwp(２ｎ＋１)は次のような
演算が行われ、出力される。

【００２１】

【数４】Ｖup(２ｎ＋１)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)＋π）

【００２２】

【数５】Ｖvp(２ｎ＋１)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)＋５π／３）

【００２３】

【数６】Ｖwp(２ｎ＋１)＝Ｖ０cos（θvp(２ｎ)＋π／３）このときの検出用電圧指令値のベクトル位相はθvp(２
ｎ)＋π、つまり、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)まで
の検出用電圧指令値のベクトル位相と反対方向である。

【００２４】電流差分演算部１４では、時刻ｔ(２ｎ）
のときの電流時刻ｉｕ(２ｎ），ｉｖ(２ｎ）と、時刻ｔ
(２ｎ＋１）のときの電流ｉｕ(２ｎ＋１），ｉｖ(２ｎ
＋１）から、時刻ｔ(２ｎ）からｔ(２ｎ＋１）までの電
流差分値Δｉｕ(２ｎ），Δｉｖ(２ｎ）をそれぞれ演算
する。これらの値から電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)を
求める。また、時刻ｔ(２ｎ＋２）のときの電流ｉｕ(２
ｎ＋２),ｉｖ(２ｎ＋２）と、ｉｕ(２ｎ＋１)，ｉｖ(２
ｎ＋１)から、時刻ｔ(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋２）まで
の電流差分値Δｉｕ(２ｎ＋１)，Δｉｖ(２ｎ＋１）を
それぞれ演算する。これらの値から電流差分ベクトルΔ
ｉｂ(２ｎ＋１)を求める。電流差分ベクトルΔｉｂ(２
ｎ＋１)と電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)との差が電流
差分差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)であり、その位相θｉｐ
(２ｎ)を電流差分差ベクトル位相演算部１５において算
出する。この電流差分ベクトル，電流差分差ベクトルは
いずれも静止座標系の値であることが重要である。これ
については後に説明する。

【００２５】磁極位置推定部１６では、電流差分差ベク
トルΔΔｉ(２ｎ)の位相θip(２ｎ)に検出用電圧指令値
のベクトル位相θvp(２ｎ)を近づけるように制御する。
この制御を行って位相θipが位相θvpと安定して一致す
るとき、位相θvpはｄ軸、つまり、磁極位置θとなる。
なお、搬送波の１周期の間にｄ軸の位相が数度以上変化
する場合（つまり、モータ速度ωが速い場合）には、モ
ータ速度ωに応じて位相を補正する制御を行う。

【００２６】図６のベクトル図を用いて、図５で行って
いる制御方法の意味を説明する。図６（ａ）は座標変換
部８から出力される３相電圧指令値Ｖus，Ｖvs，Ｖwsだ
けを同期モータ１に印加したときの電流差分ベクトルの
状態を示したものである。電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)が時
刻ｔ(２ｎ)から時刻ｔ(２ｎ＋２)までの３相電圧指令値
Ｖus，Ｖvs，Ｖwsのベクトルである。電流差分ベクトル
Δｉ(２ｎ)は第１電流差分ベクトルΔｉvs(２ｎ)，第２
電流差分ベクトルΔｉΦ(２ｎ)，第３電流差分ベクトル
Δｉｉ(２ｎ)のベクトル和であり、それぞれ電圧ベクト
ルＶｓ(２ｎ)，逆起電力ベクトル−ｊωΦ(２ｎ)，電流
ベクトルｉ(２ｎ)により影響される成分である。第２電
流差分ベクトルΔｉΦ(２ｎ)は同期モータ２の突極性
（以下、逆突極性も含む）の有無に関わらず、逆起電力
ベクトル−ｊωΦ(２ｎ)と同じ位相になる。また、時刻
ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)までの時間が同期モータ２の
回路時定数に比べて短い場合には、第３電流差分ベクト
ルΔｉｉ(２ｎ)は他の電流差分ベクトルに比べて小さ
く、０と見なしても良い。第１電流差分ベクトルΔｉvs
(２ｎ)の位相は、電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)の位相がｄ軸
またはｑ軸方向でないときには、同期モータ１の突極性
の影響により電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)の位相とは一致し
ない。このように、電流差分ベクトルΔｉ(２ｎ)は電圧
ベクトルＶｓ(２ｎ)と逆起電力ベクトル−ｊωΦ(２ｎ)
の影響を受けているために、このままでは磁極位置θを
検出することは難しい。

【００２７】そこで、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)ま
での間は、電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)と検出用電圧ベクト
ルＶｐ(２ｎ)のベクトル和であるＶａ(２ｎ)を印加す
る。このときのベクトル図を図６（ｂ）に示す。検出さ
れる電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)は検出用電圧ベクト
ルＶｐ(２ｎ)により発生する電流差分ベクトルΔｉｖｐ
(２ｎ)と図６（ａ）に示した電流差分ベクトルΔｉ(２
ｎ)とのベクトル和となる。次の時刻ｔ(２ｎ＋１）から
ｔ(２ｎ＋２）までの間は、図６（ｃ）に示すように、
電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｐ(２
ｎ＋１)のベクトル和であるＶｂ(２ｎ＋１）を印加す
る。ここで、

【００２８】

【数７】Ｖｐ(２ｎ＋１）＝−Ｖｐ(２ｎ) となる検出用電圧ベクトルＶｐ(２ｎ＋１)を与えるもの
とする。このとき、検出される電流差分ベクトルΔｉｂ
(２ｎ＋１)は検出用電圧ベクトルＶｐ(２ｎ＋１)により
発生する電流差分ベクトルΔｉｖｐ(２ｎ＋１)と図６
（ａ）の電流差分ベクトルΔｉ(２ｎ＋１)とのベクトル
和となる。同期モータ１の磁束が飽和しない場合には、
Δｉvp(２ｎ＋１)は

【００２９】

【数８】Δｉvp(２ｎ＋１)＝−Δｉvp(２ｎ) という関係で表される。また、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２
ｎ＋２)の間に対して、同期モータ１の磁極の回転位相
が小さいと見なせるようなモータ速度の場合には、図６
（ｃ）のΔｉ(２ｎ＋１)は図６（ｂ）のΔｉ(２ｎ)とほ
ぼ一致している。

【００３０】図６（ｄ）を用いて、時刻ｔ(２ｎ)からｔ
(２ｎ＋１)までの電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)と、時
刻ｔ(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋２)までの電流差分ベクト
ルΔｉｂ(２ｎ＋１)とを検出し、その差である電流差分
差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)を得る目的を説明する。図６
(ｂ)（ｃ)の関係から、Δｉａ(２ｎ)とΔｉｂ(２ｎ＋
１）の差、つまり、電流差分差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)は
２Δｉvp(２ｎ)となることがわかる。先に述べたよう
に、Δｉvp(２ｎ)は検出用電圧ベクトルＶｐ(２ｎ)を印
加することにより生じる成分である。ここで、Ｖｐ(２
ｎ)，Δｉvp(２ｎ）の位相をそれぞれθvp(２ｎ)，θip
(２ｎ)とする。逆突極性を有する同期モータ１におい
て、θvp(２ｎ)がθip(２ｎ)と一致するのは、θvp(２
ｎ)がｄ軸、あるいは、ｑ軸と一致している場合であ
る。θvp(２ｎ)がθip(２ｎ)と一致しないときには、図
６（ｄ）に示すように、ΔΔｉ(２ｎ)（ここでは、２Δ
ｉvpで表示している）がＶｐ(２ｎ)よりもｄ軸に近い状
態にある。そこで、図５の磁極位置推定部１６で説明し
たように、θvp(２ｎ)をθip(２ｎ)に近づける制御を行
えば、ｄ軸で安定する。なお、ｄ軸の正方向か、負方向
かの判断については、逆起電力の方向から推定すること
ができる。このように制御を行えば、逆突極性を有する
同期モータを磁極位置センサなしで、停止状態から高速
回転までトルク制御あるいは速度制御することができ
る。しかも、搬送波の１周期内に磁極位置を検出するこ
とができるので、磁極位置センサがある場合とほぼ同程
度の応答性を得ることが可能である。なお、逆突極性で
なく、突極性を有するモータの場合にも同様の原理によ
りセンサレス制御することができる。

【００３１】図７は磁極位置センサなしで磁極位置を検
出する複数の方法をモータ速度ωに応じて選択するとき
の同期モータの実施例である。モータ制御の全体構成方
法は図１の実施例と同じで、磁極位置検出部１２の構成
方法が図１，図５と異なる。図７に示す磁極位置検出の
ブロック図は電流差分演算部１４，第１の磁極位置検出
部１９，第２の磁極位置検出部２０，第３の磁束位置検
出部２１，演算方法切換部１８から構成されている。電
流差分演算部１４は図５で説明したように演算を行う。
第１の磁極位置検出部１９についても図５で説明したと
おりの演算が行われる。つまり、この演算による磁極位
置推定の原理は同期モータ１の突極性（あるいは逆突極
性）に対する電流変化を利用したものであるので、同期
モータ１が停止状態から中高速領域まで磁極位置を検出
できる。

【００３２】これに対して、第２の磁極位置検出部２０
は逆起電力による電流差分ベクトルを印加電圧の情報か
ら抽出する方法である。この方法はモータ速度が中速か
ら高速までの範囲で有効である。また、第３の磁極位置
検出部２１は印加電圧を変化させないで磁束が回転する
ことで生じる電流差分ベクトルを利用した推定方法であ
り、高速回転時の磁極位置検出に特に有効である。

【００３３】ここでは、まず、第２の磁極位置演算部２
０について説明する。第２の磁極位置演算部２０は、短
絡時電流差分位相演算部２２，磁極位置推定部２３，検
出用電圧発生部２４から構成されている。短絡時電流差
分位相演算部２２は、図８のフローチャートに示す演算
を行うことにより、逆起電力の位相を演算し、磁極位置
を推定する。そのときの電流と電圧のベクトル図が図９
である。図８のステップ１１０において、電流差分ベク
トルΔｉａ(２ｎ)，Δｉｂ(２ｎ＋１)を入力する。Δｉ
ａ(２ｎ)は印加電圧Ｖａ(２ｎ)を時刻ｔ(２ｎ)〜ｔ(２
ｎ＋１)の間加えたときの電流差分ベクトルである。図
６（ｂ）で説明したベクトル図と同様に、Ｖａ(２ｎ)は
電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)と検出用電圧ベクトルＶｐ(２
ｎ)のベクトル和であり、その関係を図９（ａ）に示
す。同様に、Δｉｂ(２ｎ＋１)は印加電圧Ｖｂ(２ｎ)を
時刻ｔ(２ｎ＋１)〜ｔ(２ｎ＋２)の間加えたときの電流
差分ベクトルである。そのときの印加電圧Ｖｂ(２ｎ＋
１)は電圧ベクトルＶｓ(２ｎ)と検出用電圧ベクトル−
Ｖｐ(２ｎ)のベクトル和であり、その関係を図９(ｂ)に
示す。次のステップ１１１では、印加電圧Ｖａ(２ｎ)に
平行で、かつ、Δｉａ(２ｎ)の頂点を通る直線と、印加
電圧Ｖｂ(２ｎ＋１）に平行で、かつ、Δｉｂ(２ｎ＋
１）の頂点を通る直線とが、交差するベクトル座標か
ら、逆起電力による電流差分ベクトルΔｉΦ(２ｎ)を算
出する。この意味を図９（ｃ）のベクトル図を用いて説
明する。電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)のうち、印加電
圧Ｖａ(２ｎ)に直交する電流差分成分Δｉaq(２ｎ)は逆
突極性が少ない場合、印加電圧Ｖａ(２ｎ)にほとんど影
響されない。つまり、Δｉaq(２ｎ)はほぼ逆起電力によ
る電流差分ベクトルΔｉφ(２ｎ)の成分であると見なす
ことができる。同様に、電流差分ベクトルΔｉｂ(２ｎ
＋１)のうち、印加電圧Ｖｂ(２ｎ＋１)に直交する電流
差分成分Δｉbq(２ｎ＋１)も印加電圧Ｖｂ(２ｎ＋１)に
ほとんど影響されないので、逆起電力による電流差分ベ
クトルΔｉφ(２ｎ)の成分と考えてよい。言い換えれ
ば、電流差分ベクトルΔｉφ(２ｎ)のＶａ(２ｎ)に直交
する成分がΔｉaq(２ｎ)であり、Ｖｂ(２ｎ＋１)に直交
するΔｉφ(２ｎ)の成分がΔｉbq(２ｎ＋１)である。従
って、ステップ１１１の演算を行うことにより電流差分
ベクトルΔｉφ(２ｎ)を求めることができる。ステップ
１１２では、Δｉφ(２ｎ)の位相θφを演算する。上述
したように、この位相が逆起電力の位相そのものであ
る。図９（ｃ）で示すように、このベクトルΔｉφ(２
ｎ)の位相θφがｑ軸（負方向）であるので、この位相
θφにπ／２［rad］を加算することにより、磁極位置
θｄを得ることができる。この演算をステップ１１３で
行う。以上のように、逆起電力を基にして磁極位置を求
めることができる。なお、モータ１の突極性が大きい場
合には、速度などに応じて影響する突極性を考慮して図
８の処理を行うことにより、より精度の高い磁極位置を
検出することができる。図７の短絡時電流差分位相演算
部２２から出力された磁極位置θｄに対して、磁極位置
推定部２３では前回までの処理により求められた磁極位
置θvpをフィードバックすることにより、ノイズに対す
るフィルタリングを行う。このとき、モータ速度ωに対
して位置補償を行うことにより、処理を行う１サンプリ
ング時間の間に変化する磁極位置を考慮することもでき
る。検出用電圧発生部２４については、図９（ａ)(ｂ）
に示す検出用印加電圧Ｖｐを出力するためのもので、磁
極位置θvp、及び、電流制御部７から出力されるｄ軸電
圧指令値Ｖds，ｑ軸電圧指令値Ｖqsを用いてＶｐを決定
する。この決定方法は種々考えることができるが、ここ
では、図９に示すように、Ｖｐが電圧ベクトルＶｓに直
交する方向になるように演算している。これは、Ｖａ，
Ｖｂの絶対値が過度に大きくならないように配慮したも
のである。

【００３４】さらに、モータ速度ωが高くなったときに
高精度に磁極位置検出するための処理を行う手段が第３
の磁極位置検出部２１である。本発明の基本原理は搬送
波に同期した電流の変化から磁極位置を検出するもので
あり、演算に用いる電流変化の時間間隔は短く（例え
ば、搬送波の１周期の時間）、その間には、磁極位置は
あまり変化しないものとして説明した。しかし、モータ
速度が非常に高速になってくると、その時間間隔の間に
も磁極位置が１０度以上変化してしまうこともある。そ
こで、そのようにモータ速度ωが高速の場合には、印加
電圧を変えないで、逆起電力の位置（位相）が変化する
ことによる電流差分ベクトルの変化を検出して磁極位置
を演算する方法である。この方法は、モータ速度ωが高
速のとき、印加電圧を大きくする必要がないので有効で
ある。

【００３５】第３の磁極位置検出部２１は磁束回転時電
流差分位相演算部２５，磁極位置推定部２６，検出用電
圧発生部２７から構成されている。検出用電圧発生部２
７は実際には常に０の値を出力する。磁束回転時電流差
分位相演算部２５では、電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)
とΔｉｂ(２ｎ＋１)との差、つまり、電流差分差ベクト
ルΔΔｉ(２ｎ)を求める。この演算自体は電流差分差ベ
クトル位相演算部１５の処理を同じである。検出用電圧
Ｖup，Ｖvp，Ｖwpが常に０なので、電流差分差ベクトル
ΔΔｉ(２ｎ)は本来ならば０となるはずである。しか
し、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)までの平均した磁極
位置θ(２ｎ)と、時刻ｔ(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋２)ま
での平均した磁極位置θ(２ｎ＋１)は異なるため、その
２つの時間間隔での平均逆起電力ベクトルＶemf(２
ｎ)，Ｖemf(２ｎ＋１)は違う。つまり、Ｖemf(２ｎ＋
１)とＶemf(２ｎ)の差、逆起電力差ベクトルΔＶemf(２
ｎ）により、電流差分差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)は０でな
く、あるベクトル量を有することになる。ここで、ΔＶ
emf(２ｎ）の方向はほぼｑ軸と直交する方向、つまり、
ｄ軸方向(負方向)となる。従って、ΔΔｉ(２ｎ)の方向
もΔＶemf(２ｎ)の方向,ｄ軸方向(負方向)−θｄとな
る。このように、電流差分差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)の方
向を演算することで、−θｄを得ることができる。次
に、磁極位置推定部２６では、前回までの演算で得られ
た磁極位置θと−θｄを用いてノイズ処理を行い、磁極
位置θを出力する。以上のように、第３の磁極位置検出
部２１は印加電圧を変化させないで磁束が回転すること
で生じる電流差分ベクトルを利用した推定方法であり、
高速回転時の磁極位置検出に特に有効である。

【００３６】演算方法切換部１８では、これらの磁極位
置推定部で得られる磁極位置θ（あるいは、θvp）を基
に、モータ速度ωを推定し、そのモータ速度に応じて最
適な磁極位置推定方法を選択する処理を行う。

【００３７】この実施例を用いれば、モータ速度が０か
ら最高速度まで、常に精度よく磁極位置を瞬時に検出で
きるので、高応答・高性能の制御性を有するモータ制御
システムを提供できる。なお、電流検出精度がよく、ノ
イズが少ない電流センサを用いた場合には、磁極位置推
定部２３，２６などのフィルタ処理を行う必要がなく、
搬送波１周期毎に瞬時の磁極位置を推定することも可能
である。また、磁極位置検出の切替の組合わせは後述す
る磁極位置検出方法を活用することもできる。図１０は
演算がより簡単な磁極位置検出方法を示した実施例であ
る。図１０が図１，図５と異なる主な点は、２つの電流
センサを３つに増やしたこと、検出用電圧発生部２８の
出力Ｖｐをｄ軸電圧指令に加算したこと、及び、磁極位
置検出部１２の処理方法を簡単化したことである。図１
の実施例でも述べたように、相電流ｉｕ，ｉｖを検出す
れば、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ，ｉｖから求められるので、
Ｗ相電流ｉｗの検出を省略できるが、この実施例では、
電流センサ５ｗを用いてＷ相電流ｉｗも検出している。
電流検出部１０では、電流検出パルスＰｄにより相電流
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するとともに、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉ
ｗ＝０となるようにオフセット補償を行う。これによ
り、電流センサのオフセット誤差を補償することができ
るので、磁極位置検出の高精度化を実現することができ
る。

【００３８】次に、この実施例の特徴である検出用電圧
発生部２８について説明する。図５でも説明したよう
に、検出用印加電圧Ｖｐは搬送波に同期してｄ軸と推定
される正方向、負方向に印加する。そのため、検出用電
圧発生部２８では、検出用印加電圧Ｖｐを電流検出パル
スＰｄにより交互に正の値と負の値をｄ軸電圧Ｖdsに加
算する処理を行う。

【００３９】磁極位置検出部１２は、図５の実施例で説
明した電流差分演算部１４と電流差分差ベクトル位相演
算部１５から構成されている。電流差分演算部１４で
は、時刻ｔ(２ｎ)からｔ(２ｎ＋１)までの電流差分ベク
トルΔｉａ(２ｎ)と、時刻ｔ(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋
２)までの電流差分ベクトルΔｉｂ(２ｎ＋１)とをそれ
ぞれ３相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから演算し、電流差
分差ベクトル位相演算部１５に出力している。次に、電
流差分差ベクトル位相演算部１５では、電流差分差ベク
トルΔΔｉ(２ｎ)をΔｉｂ(２ｎ＋１)とΔｉａ(２ｎ)の
差により求め、位相θip(２ｎ)を演算する。このΔΔｉ
(２ｎ)の位相θip(２ｎ)をそのまま磁極位置θとして、
座標変換部８，１１、及び、速度検出部１３に出力し、
制御系を構成している。検出用印加電圧Ｖｐを印加する
ｄ軸と推測される方向に対して、電流差分差ベクトルΔ
Δｉ(２ｎ)の位相θip(２ｎ)は実際のｄ軸により近いこ
とを図６で説明した。つまり、図１０の実施例を用いれ
ば、はじめに設定した磁極位置θが実際のｄ軸と異なっ
ていても、電流差分差ベクトルΔΔｉ(２ｎ)の位相θip
(２ｎ)を磁極位置θとすることにより、徐々にｄ軸に近
づき、最終的にｄ軸に一致する。一旦一致したコントロ
ーラの磁極位置θは常に実際の磁極位置、つまり、ｄ軸
を検出し続けることができる。

【００４０】この実施例を用いれば、他の方法よりも簡
単な演算で磁極位置を検出できるので、より安価なモー
タ制御システムを提供できる特徴がある。なお、図１０
の磁極位置検出部１２にノイズ除去用のローパスフィル
タや磁極位置推定部１６を追加してもよい。

【００４１】図１１の実施例は、逆起電力を用いて磁極
位置を推定する方法で、かつ、図７から図９までに示し
た実施例とは異なる他の実施例である。図１１の実施例
における主な新しい点は、電圧ゲイン設定部を設けたこ
と、磁極位置推定部の演算方法が異なること、の２点で
ある。電圧ゲイン設定部では、電流検出パルスＰｄによ
り電圧ゲインＫｐの値を増減する。例えば、時刻ｔ(２
ｎ）からｔ(２ｎ＋１）までの間は、Ｋｐを１より大き
くし、時刻ｔ(２ｎ＋１）からｔ(２ｎ＋２）までの間は
Ｋｐを１よりも小さく設定する。これにより、ｄ軸電圧
指令値Ｖds，ｑ軸電圧指令値ＶqsはそれぞれＫｐにより
増減する。これをベクトル図で表わすと、時刻ｔ(２
ｎ）からｔ(２ｎ＋１）までの電圧ベクトルＶａ(２ｎ)
は電圧指令ベクトルＶｓ（ＶdsとＶqsのベクトル和）と
同相で、かつ、絶対値がＶｓよりも大きくなり、時刻ｔ
(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋２)までの電圧ベクトルＶｂ
(２ｎ＋１)はＶｓと同相で、かつ、絶対値がＶｓよりも
小さくなる。Ｋｐの値としては、例えば、１.１倍と０.
９倍にすることで、Ｖａ(２ｎ）とＶｂ(２ｎ＋１）の平
均値をＶｓとすることができる。これらは印加した電圧
ベクトルＶａ(２ｎ），Ｖｂ(２ｎ＋１)の影響だけでな
く、逆起電力（−ｊωφ）の影響も受けている。そこ
で、逆起電力の位相を検出する。図１１の実施例におけ
る磁極位置検出部は、電流差分演算部と磁極位置推定部
から構成されている。電流差分演算部は、図５の実施例
で述べたように、電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)，Δｉ
ｂ(２ｎ＋１)を演算する。これらの値は磁極位置推定部
３０に入力される。まず、入力したΔｉａ(２ｎ)，Δｉ
ｂ(２ｎ＋１)を用いて、その差である電流差分差ベクト
ルΔΔｉ(２ｎ)を演算する。ΔΔｉ(２ｎ)は電流差分の
差なので、逆起電力の影響を除去することができ、{Ｖ
ｂ(２ｎ＋１)−Ｖａ(２ｎ)}による電流差分ベクトルと
なる。次に、ΔΔｉ(２ｎ)Ｖｂ／（Ｖｂ−Ｖａ）を演算
して、電流差分ベクトルΔｉbv(２ｎ＋１)を算出する。
このΔｉbv(２ｎ＋１)は逆起電力がない状態でＶｂ(２
ｎ＋１）を印加したときの電流差分ベクトルである。次
に、Δｉｂ(２ｎ＋１)とΔｉbv(２ｎ＋１）との差、逆
起電力電流差分ベクトルΔｉφを計算する。Δｉｂ(２
ｎ＋１）はＶｂ(２ｎ＋１）と逆起電力に影響された電
流差分ベクトルであり、Δｉbv(２ｎ＋１）はＶｂ(２ｎ
＋１）だけに影響された電流差分ベクトルであるので、
その差であるΔｉφは逆起電力に影響された成分であ
る。従って、逆起電力電流差分ベクトルΔｉφの位相θ
φを算出することにより、ｑ軸（負方向）を求めること
ができる。位相θφにπ／２［rad］を加算すること
で、ｄ軸、つまり、磁極位置θを得ることができる。

【００４２】この実施例では、検出用印加電圧の代わり
に電圧ゲインを用いるだけで実現できるほか、電流差分
ベクトルのベクトル図を正確に作図することで逆起電力
の位相を容易に検出できる特徴がある。

【００４３】次に、逆起電力を正確に検出して電流制御
系の特性改善に適用したときの実施例を説明する。この
実施例では、磁極位置センサを有するモータ制御システ
ムを対象としたもので、前述した磁極位置センサなしの
制御システム構築とは異なる目的を実現するものであ
る。そのため、磁極位置センサで検出される磁極位置θ
は座標変換部，速度検出部などに出力され、モータ制御
に利用されている。そのほかに処理方法が異なる主なも
のは、電流制御部，逆起電力検出部である。逆起電力検
出部では、３相の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及び、磁極
位置θから逆起電力のｄ軸，ｑ軸成分Ｖde，Ｖqeを算出
する。これらの値は電流制御部に入力され、電流制御系
の逆起電力補償に用いることで、速度急変時などの電流
制御特性を改善することができる。逆起電力の成分を電
流制御系の演算に付加することは、同期モータの内部で
発生する逆起電力を補償することになるので、従来から
広く行われている方法である。しかし、一般的には、モ
ータ速度ωから逆起電力を推定する方法が採用されてい
たため、補償の過不足により速度変動時に電流が変動し
てしまうことがある。また、負荷が機械的な振動系を構
成している場合には逆起電力の過補償により振動を助長
する場合もある。この実施例はこれらの問題を解決し、
速度急変時にも電流指令値どおりにモータ電流を制御で
きるものである。

【００４４】さらに詳細に電流制御部の処理内容を説明
する。電流検出パルスＰｄにより、電流制御系の有効／
無効を切り替えている。ｄ軸電流制御演算部，ｑ軸電流
制御演算部はｄ軸，ｑ軸電流指令値ｉdr，ｉqrに対し
て、それぞれｄ軸，ｑ軸電流をフィードバックしてそれ
らの電流偏差が０となるように制御演算が行われる。ｄ
軸，ｑ軸切替部では、電流検出パルスＰｄによりｄ軸，
ｑ軸電流制御演算部の演算結果を出力するか、０を出力
するかを切り替えている。具体的には、時刻ｔ(２ｎ）
から時刻ｔ(２ｎ＋１）までの間を出力０にし、時刻ｔ
(２ｎ＋１)からｔ(２ｎ＋２)までは電流制御演算結果を
出力するようにしている。つまり、電流制御系として考
えた場合、平均値としては、１／２の電圧しか出力され
ないことになる。そこで、この制御系では、電流制御系
のゲインを通常の２倍とすることにより、同一の電流制
御特性を確保することができる。ｄ軸，ｑ軸電圧指令値
Ｖds，Ｖqsはｄ軸，ｑ軸切替部の出力に逆起電力検出部
で演算されるｄ軸，ｑ軸逆起電力Ｖde，Ｖqeの値をそれ
ぞれ加算することで得ている。次に、逆起電力検出部に
ついて説明する。逆起電力検出部はα軸電流差分検出
部，β軸電流差分検出部，座標変換部，ｄ軸逆起電力演
算部，ｑ軸逆起電力演算部から構成される。α軸電流差
分検出部，β軸電流差分検出部は３相の相電流ｉｕ，ｉ
ｖ，ｉｗを入力し、時刻ｔ(２ｎ)から時刻ｔ(２ｎ＋１)
までの電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)を検出するための
もので、電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ）のうち、α軸
成分Δｉ_aα(２ｎ），Δｉ_aβ(２ｎ）をそれぞれの電流
差分検出部で検出する。これらの静止座標系（α−β軸
系）の電流差分値を座標変換部によりｄ−ｑ軸回転座標
系に変換し、電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)のｄ軸成分
Δｉad(２ｎ)，ｑ軸成分Δｉaq(２ｎ)を算出する。Δｉ
ad(２ｎ)，Δｉaq(２ｎ)はあくまでも静止座標系上で見
た電流差分ベクトルΔｉａ(２ｎ)のｄ軸，ｑ軸成分であ
ることに留意する必要がある。また、時刻ｔ(２ｎ)から
時刻ｔ(2ｎ＋1)までは、ｄ軸，ｑ軸切替部の出力は０に
なっているので、ｄ軸，ｑ軸逆起電力Ｖde，Ｖqeだけが
ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖds，Ｖqsとしてそれぞれ出力さ
れる。そのため、Ｖdeが同期モータの実際のｄ軸逆起電
力より大きい場合、ｄ軸電流差分値Δｉadは正の値とな
り、逆にＶdeが小さい場合、Δｉadは負の値となる。Ｖ
qeについても同様の結果となる。そこで、ｄ軸逆起電力
演算部，ｑ軸逆起電力演算部において、Δｉad，Δｉad
がそれぞれ０になるように、ｄ軸，ｑ軸逆起電力Ｖde，
Ｖqeの演算を行う。この制御演算により、Δｉad，Δｉ
adがいずれも０となれば、ｄ軸，ｑ軸逆起電力Ｖde，Ｖ
qeが実際の同期モータの逆起電力と一致したことを意味
する。このｄ軸，ｑ軸逆起電力Ｖde，Ｖqeを電流制御部
に出力する。これが本実施例の制御方法である。

【００４５】従来のように、モータ速度から逆起電力を
推定すると、実際の逆起電力との間に過不足が生じて電
流制御系の特性を低下させる原因となっていた。これに
対して、本方式のように、実際の逆起電力と完全に一致
する電圧を逆起電力の補償量として制御に用いれば、本
来の逆起電力の補償を完全に行うことができるので、電
流制御の特性を常に高性能に維持できる特徴がある。

【００４６】次に、磁極位置センサを用いないで、従来
の電流制御よりもモータ速度急変時の特性を向上するた
めの実施例を説明する。本実施例では、前例と比較し
て、磁極位置センサがないこと、磁極位置検出部で磁極
位置θと逆起電力の検出を行うこと、逆起電力の補償を
電流制御部でなく、静止座標系の各相電圧に印加するこ
とにより行うことが主な違いである。本実施例における
電流制御部の演算方法では逆起電力Ｖde，Ｖqeを加算し
ない。この実施例で重要な処理を行う磁極位置検出部
は、まず、電流差分検出部で、電流検出パルスＰｄのタ
イミングにより、時刻ｔ(２ｎ)から時刻ｔ(２ｎ＋１)ま
での各相の電流差分値Δｉｕ(２ｎ)，Δｉｖ(２ｎ)，Δ
ｉｗ(２ｎ)を算出する。これらの値はΔｉ_aα(２ｎ)，
Δｉ_aβ(２ｎ)と同じ情報を持っている。本実施例にお
いても、時刻ｔ(２ｎ）から時刻ｔ(２ｎ＋１）までの間
は、各相の逆起電力Ｖue，Ｖve，Ｖweを印加電圧として
インバータを制御するだけなので、各相の電流差分値Δ
ｉｕ(２ｎ)，Δｉｖ(２ｎ)，Δｉｗ(２ｎ)が０となるよ
うに、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相逆起電力演算部の演算を行う。
これにより、実際の同期モータの逆起電力を収斂演算に
より得ることができる。この考え方については、前に示
した実施例とほぼ同じである。次に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相
逆起電力演算部で得られた逆起電力Ｖue，Ｖve，Ｖweか
ら逆起電力の位相θｑ（ｑ軸の負方向）を演算すること
ができる。これを行うのが磁極位置推定部である。この
ように、本実施例では、磁極位置センサなしで、電流制
御性能を常に確保する制御系を実現できる。ここでは、
逆起電力を用いる方法を説明したが、先に述べたよう
に、同期モータの突極性（あるいは逆突極性）を利用し
て磁極位置を検出する方法と逆起電力推定による電流制
御性の確保を両立する方法を適用してもよい。

【００４７】以上が、本発明の一実施例であり、電流セ
ンサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出する方法
を述べた。同期モータとしては、円筒型のロータ，突極
性を持つロータのいずれにも適用できることを述べた。
また、同期モータの他に、リラクタンスモータでも突極
性を利用して本発明を適用することができる。また、本
実施例では、説明が複雑になるために省略したが、モー
タの回転子がサンプリング時間中に回転することによる
影響を考慮して磁極位置を演算するようにしても、本実
施例を適用できることはいうまでもない。さらに、磁極
位置検出を搬送波１周期毎に行う方法について述べてき
たが、搬送波の複数周期毎に１周期の電流変化を用いて
検出する方法や、搬送波の複数周期単位の電流変化を基
に磁極位置検出を行う方法などが同じ手法で実現でき
る。応用としては、電気自動車やハイブリッド自動車に
適用できるほか、現在１２０度通電方式のインバータ制
御を用いてセンサレス制御している磁石モータに対して
も、本実施例を用いれば、１８０度通電方式のインバー
タ制御によりトルク脈動と低騒音のセンサレスシステム
を提供できる。

【００４８】

【発明の効果】本発明によれば、電流センサを用いるだ
けで、通常のＰＷＭ制御を行いながらオンラインで磁極
位置を検出できるので、機械的な回転位置を計測する磁
極位置センサを用いないで、低騒音で、かつ、トルク制
御性の優れた同期モータの駆動システムを低コストで提
供できる効果がある。

【００４９】また、通常の磁極位置センサを用いる場合
にも、逆起電力をリアルタイムに検出することにより常
に高性能の電流制御性を確保するモータ制御システムを
提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＰＷＭ信号を発生する搬送波に同期して電流の
変化を検出することにより、同期モータの磁極位置を検
出する本発明を適用したときの一実施例を示す構成図で
ある。

【図２】従来のＰＷＭ信号を発生するときの搬送波とＰ
ＷＭ信号の関係を示すタイムチャートである。

【図３】３相短絡状態の電流差分値を検出するための３
相の電圧指令値，搬送波信号、及び、ＰＷＭ信号との関
係を示すとともに、電流の取り込みタイミングを示した
タイムチャートである。

【図４】図１の構成方法における磁極位置を検出する演
算方法を示したフローチャートである。

【図５】図１のシステム構成における磁極位置検出部１
２の演算方法が異なる他の実施例を示した制御ブロック
図である。

【図６】図５における磁極位置検出の原理を説明した同
期モータの電流・電圧ベクトル図である。

【図７】図１のシステム構成において、モータ速度に適
した演算方法を選択する磁極位置検出部１２の演算方法
を示した他の実施例である。

【図８】図７における第２の磁極位置推定部２０の処理
内容を示すフローチャートである。

【図９】第２の磁極位置推定部２０の演算により磁極位
置検出を行う原理を示した同期モータの電流・電圧ベク
トル図である。

【図１０】ｄ軸電圧指令を変化させて磁極位置検出の演
算方法を簡単化した同期モータの磁極位置センサレス制
御システムの構成図である。

【図１１】電圧指令値の大きさを同位相で変化させなが
ら逆起電力を検出して磁極位置を推定する同期モータの
磁極位置センサレス制御システムの構成図である。

【符号の説明】

１…同期モータ、２…バッテリー、３…インバータ、４
…コントローラ、５ｕ，５ｖ，５ｗ…電流センサ、６…
電流指令値発生部、７…電流制御部、８，１１，３７…
座標変換部、９…ＰＷＭ信号発生部、１０…電流検出
部、１２…磁極位置検出部、１３…速度検出部、１４…
電流差分演算部、１５…電流差分差ベクトル位相演算
部、１６，２３，２６，３０，４４…磁極位置推定部、
１７…検出用電圧発生部、１８…演算方法切換部、１９
…第１の磁極位置検出部、２０…第２の磁極位置検出
部、２１…第３の磁束位置検出部、２２…短絡時電流差
分位相演算部、２４，２７，２８…検出用電圧発生部、
２５…磁束回転時電流差分位相演算部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者本部光幸茨城県ひたちなか市大字高場2520番地株式会社日立製作所自動車機器グループ内 (72)発明者櫻井芳美茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (56)参考文献特開平10−229699（ＪＰ，Ａ) 特開平８−256496（ＪＰ，Ａ) 特開平10−32993（ＪＰ，Ａ) 特開平４−125092（ＪＰ，Ａ) 特開平10−80180（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/16 H02P 21/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、搬送波に同期したＰＷＭ信号により
前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装
置において、前記搬送波の１周期の範囲内でＰＷＭ信号
を移動して、前記交流モータの電流の変化量から前記交
流モータの回転子位置を推定する位置推定装置を備えた
ことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、搬送波に同期したＰＷＭ信号により
前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装
置において、前記搬送波に同期して一定時間毎に前記交
流モータの電流変化量を検出する電流変化量検出装置
と、複数の前記電流変化量とそれに対応する複数の前記
印加電圧の関係から前記交流モータの回転子位置を推定
する位置推定装置を備えたことを特徴とするモータ制御
装置。
【請求項３】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、搬送波に同期したＰＷＭ信号により
前記印加電圧を制御する制御装置を備えたモータ制御装
置において、推定磁極位置方向（ｄ軸）に前記搬送波に
同期して検出用電圧を付加する電圧付加装置と、前記搬
送波に同期して一定時間毎に前記交流モータの電流変化
量を検出する電流変化量検出装置と、複数の前記電流変
化量から前記交流モータの回転子位置を推定する位置推
定装置を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制
御する制御装置を備えたモータ制御装置において、ベク
トルの位相が異なる前記印加電圧を複数回印加し、それ
ぞれに対する前記交流モータの電流変化量から逆起電力
を検出して前記交流モータの回転子位置を推定する位置
推定装置を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制
御する制御装置を備えたモータ制御装置において、ベク
トルの位相が一致して、かつ、大きさが異なる前記印加
電圧を複数回印加し、それぞれの前記印加電圧に対する
前記交流モータの電流変化量から前記交流モータの回転
子位置を推定する位置推定装置を備えたことを特徴とす
るモータ制御装置。
【請求項６】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制
御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記
印加電圧に対する前記交流モータの電流変化量の位相差
が０度、あるいは、１８０度となるように前記印加電圧
の位相を制御することで、前記交流モータの回転子位置
を推定する位置推定装置を備えたことを特徴とするモー
タ制御装置。
【請求項７】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制
御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記
印加電圧に対する前記交流モータの電流変化量が０とな
るように前記印加電圧を制御することで、前記交流モー
タの回転子位置を推定する位置推定装置を備えたことを
特徴とするモータ制御装置。
【請求項８】交流モータと、該交流モータに電圧を印加
する電力変換器と、ＰＷＭ信号により前記印加電圧を制
御する制御装置を備えたモータ制御装置において、前記
交流モータの電流変化量が所定区間０となるように電圧
を制御する電流変化制御装置を備え、前記電流変化制御
装置により前記交流モータの逆起電力を検出、または、
補償することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項９】請求項１において、前記電流を検出する区
間が０電圧ベクトル状態になるようにＰＷＭ信号を移動
することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１０】請求項１又は２において、前記印加電圧
の差分ベクトルに対する前記電流変化量の差分ベクトル
の位相が一致するように前記印加電圧を制御すること
で、前記回転子位置を検出することを特徴とするモータ
制御装置。
【請求項１１】請求項１，２，４のいずれかにおいて、
前記交流モータの運転状態により変化させる前記印加電
圧の印加位相を変更することを特徴とするモータ制御装
置。
【請求項１２】請求項１乃至８において、前記電流を前
記ＰＷＭ信号に同期した搬送波の半周期、あるいは、そ
の整数倍毎に検出することを特徴とするモータ制御装
置。
【請求項１３】請求項１乃至８において、前記電流の変
化量は静止座標系の値を用いることを特徴とするモータ
制御装置。
【請求項１４】請求項１乃至８において、前記交流モー
タは同期モータ、または、リラクタンスモータであるこ
とを特徴とするモータ制御装置。