WO2009091015A1

WO2009091015A1 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置

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Publication number: WO2009091015A1
Application number: PCT/JP2009/050510
Authority: WO
Inventors: Takeshi Ueda; Nobuhiro Uchida; Kouya Yoshida
Original assignee: Jtekt Corporation
Priority date: 2008-01-16
Filing date: 2009-01-16
Publication date: 2009-07-23
Also published as: EP2262098A1; EP2262098B1; CN107040177B; CN103384134A; CN107040177A; US20130197761A1; US20110214934A1; CN103384134B; CN101911467A; CN101911467B; US8410734B2; US8680798B2; EP2262098A4

Abstract

　オープンループ制御部は、ｄｑ軸上の電流指令値ｉd *、ｉq *と電機子巻線鎖交磁束数Φとモータにおけるロータの角速度ωeとに基づきｄｑ軸上の電圧指令値ｖd 、ｖq を求め、ｄｑ軸／３相変換部は、電圧指令値ｖd 、ｖq を相電圧指令値Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。一方、データ取得部は、電流検出値ｉaと電気角θに基づきモータ電流のｄ軸またはｑ軸成分の電気角に関する２次高調波成分が示す電気角に対する依存性を示す角度依存性データを取得し、補正係数決定部は、その角度依存性データに基づき、上記依存性が低減されるように相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する。補正実行部は、決定された補正係数に基づき、ｄｑ軸／３相変換部により得られる相電圧指令値Ｖu，Ｖv，Ｖwを補正する。

Description

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置

　本発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置、および、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。

　従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。

　一般にモータ制御装置は、モータで発生するトルクを制御するために、モータに流れる電流を検出し、モータに供給すべき電流と検出した電流との差に基づきＰＩ制御（比例積分制御）を行う。３相ブラシレスモータを駆動するモータ制御装置には、２相以上の電流を検出するために、２個または３個の電流センサが設けられる。

　なお、本願発明に関連して、特開２００１－１８７５７８号公報には、モータの回路方程式を用いてｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を求めることが開示されている。また、特開２０００－１８４７７３号公報には、モータの温度に応じてｄ軸電流指令値を補正することが開示されている。

　電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置では、電流センサは１００Ａ以上の大電流を検出する必要がある。この電流センサは、サイズが大きく、電動パワーステアリング装置の制御装置の小型化を妨げている。このため、電動パワーステアリング装置などに含まれるモータ制御装置では、電流センサの削減が課題とされている。電流センサを削減できれば、モータ制御装置のコストや消費電力も低減できる。

　電流センサを削減する方法としては、電流センサを１個に削減し、従来と同様のフィードバック制御を行う方法や、電流センサをすべて除去し、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行う方法などが考えられる。

　これらのうち前者の方法には、モータのロータの回転位置によっては、１個の電流センサではフィードバック制御に必要な複数相の電流を検出できないことがあり、モータの制御が不連続になるという問題がある。これに対し、後者の方法では、このような問題は生じない。しかし、後者の方法には、電流についてのフィードバック制御の場合とは異なり、下記の要因によって相間で抵抗値に差が生じるとモータの出力トルクにリップル（「トルクリップル」と呼ばれる）が発生するという問題がある。
　　ｉ）フェイルセーフ用に２相にリレーを配置することでリレーの接点抵抗分の抵抗差が発生する。
　　ii）モータ制御装置とモータを接続するためのコネクタの接触抵抗が相間で異なる。

　特に電動パワーステアリング装置では、操舵フィーリング向上の観点からモータの出力トルクの滑らかさが重要視されるので、このようなトルクリップルの発生を抑制することが求められている。

　また、操舵補助用のブラシレスモータは、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下「ＥＣＵ」という）に内蔵されたモータ駆動回路によって駆動される。電動パワーステアリング装置では、小型化や高効率化、低コスト化が要請されることから、このＥＣＵとブラシレスモータの一体化等につき種々の提案がなされている。

　ところで、ブラシレスモータおよび駆動回路を含むモータ・駆動回路系において抵抗成分につき相間で差があると、モータの出力トルクにおけるリップル（「トルクリップル」と呼ばれる）の発生が問題となる。特に電動パワーステアリング装置では、操舵フィーリング向上の観点からモータの出力トルクの滑らかさが重要視されるので、このようなトルクリップルの発生を抑制することが求められている。

　これに対し、電動パワーステアリング装置において、ブラシレスモータおよび駆動回路を含むモータ・駆動回路系における抵抗成分の各相間での差（以下「相間抵抗差」という）が所定値以下になるように、当該モータ・駆動回路系における抵抗成分を調整する抵抗調整手段を備えるという構成が提案されている（例えば特開２００５－３１９９７１号公報参照）。

　しかし、モータ・駆動回路系における相間抵抗差を解消するために抵抗を付加すると、ブラシレスモータの駆動における効率や応答性の低下を招くことになる。このため、モータの駆動回路を実装する回路基板（以下「モータ駆動回路基板」という）において、モータ・駆動回路系における相間抵抗差が解消されるように配線パターンを形成するのが好ましい。

　ところが、トルクリップルが十分に低減されるように配線パターンを形成しようとすると、上記モータ駆動回路基板における回路パターンが複雑化し、回路パターン形成のためのスペースが増大する。すなわち、モータ駆動回路基板において、電源端子から接地端子に到るまでの経路の配線抵抗が相間で揃うように配線パターンを設計することは可能であるが、配線抵抗をモータ駆動に影響しない程度に十分に小さくすることや、モータ駆動回路を構成するスイッチング素子を対称に配置することは困難である。このため、電源端子からモータ駆動回路の出力端までの抵抗成分（以下「上段アーム抵抗」という）と当該出力端から接地端子までの抵抗成分（以下「下段アーム抵抗」という）とが揃うように配線パターンを形成しようとすると、回路パターンが複雑化すると共に回路パターン形成のために大きなスペースが必要となり、基板サイズが増大する。その結果、電動パワーステアリング装置において、ＥＣＵ内での基板占有面積が大きくなり、小型化等の上記要請に反することになる。

　それ故に、本発明の目的は、相間での抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制されるようにブラシレスモータを駆動することができるモータ制御装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。

　本発明の更なる目的は、ブラシレスモータの駆動回路を実装する回路基板のサイズの増大を抑制しつつトルクリップルを低減することができるモータ制御装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。

　第１の発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧を示す相電圧指令値を求める制御演算手段と、
　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
　前記ブラシレスモータにおけるロータの回転位置を検出する回転位置検出手段と、
　前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分のｑ軸またはｄ軸指令値に対する比の前記ブラシレスモータの電気角に関する２次高調波成分が示す、当該比の当該電気角に対する依存性が低減されるように、前記電流検出手段の検出結果および前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段と
を備えることを特徴とする、モータ制御装置。

　第２の発明は、第１の発明において、
　前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
　前記補正手段は、
　　前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電圧指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
　　前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
　　前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段とを含むことを特徴とする。

　第３の発明は、第１の発明において、
　前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに流すべき電流のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電流指令値として決定し、当該ｑ軸およびｄ軸電流指令値に基づき、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
　前記補正手段は、
　　前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電流指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
　　前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
　　前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段とを含むことを特徴とする。

　第４の発明は、第１の発明において、
　前記補正手段は、前記電流検出手段により得られる電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする。

　第５の発明は、第１の発明において、
　前記補正手段は、前記ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする。

　第６の発明は、車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　第１から第５の発明のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする。

　上記第１の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正されることにより、相間での抵抗値の差（相間抵抗差）によってモータ電流につき相間で生じる差が低減または解消され、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルが抑制される。

　上記第２の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸成分のｑ軸電圧指令値に対する比およびモータ電流のｄ軸成分のｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方が算出され、当該算出された比が電気角に対応づけて角度依存性データとして取得される。この角度依存性データは、モータ電流の電圧指令値に対する比に基づくデータであるので、ブラシレスモータへの印加電圧の変化によるモータ電流のｑ軸またはｄ軸成分への影響が除去されて当該モータ電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角への依存性を適切に示すものとなっている。このような角度依存性データに基づき、ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正される。したがって、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルをより確実に抑制することができる。

　上記第３の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流（モータ電流）のｑ軸成分のｑ軸電流指令値に対する比およびモータ電流のｄ軸成分のｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方が算出され、当該算出された比が電気角に対応づけて角度依存性データとして取得される。この角度依存性データは、モータ電流の電流指令値に対する比に基づくデータであるので、ブラシレスモータに供給すべき電流の変化すなわち電流指令値の変化（またはそれに対応する印加電圧の変化）によるモータ電流のｑ軸またはｄ軸成分への影響が除去されて、当該モータ電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角への依存性を適切に示すものとなっている。このような角度依存性データに基づき、ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分の電気角に対する依存性が低減されるように相電圧指令値が補正される。したがって、相間抵抗差に起因してブラシレスモータで発生するトルクリップルをより確実に抑制することができる。

　上記第４の発明によれば、相電圧指令値を補正するために使用されるモータ電流の検出値およびモータのロータ回転位置の検出値は、モータ電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに取得される。すなわち、モータ電流が当該閾値よりも小さいために発熱による抵抗値の増大が少ないときに補正のための電流検出値および回転位置検出値が取得される。これにより、相間抵抗差が抵抗値に比べて相対的に大きいときに取得された電流検出値および回転位置検出値が相電圧指令値の補正に使用されるので、相間抵抗差を精度よく補償する補正が可能となり、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

　上記第５の発明によれば、相電圧指令値を補正するために使用されるモータ電流の検出値およびモータのロータ回転位置の検出値は、ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに取得される。すなわち、逆起電力が小さく各相の抵抗への印加電圧が比較的大きいときに電流検出値および回転位置検出値が取得される。このような電流検出値および回転位置検出値を用いることにより、相間抵抗差を精度よく補償する補正が可能となり、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生をより確実に抑制することができる。

　上記第６の発明によれば、操舵補助力を与えるブラシレスモータに印加すべき電圧を示す相電圧指令値が補正されることにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制されるので、操舵フィーリングの良好な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

　第７の発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに流れる各相電流を検出する電流検出手段と、
　前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧を示す指令値を求め、当該指令値を相電圧指令値として出力する制御演算手段と、
　前記電流検出手段により検出された各相電流の検出値と当該検出値の検出時点に前記ブラシレスモータに印加された各相電圧の指令値とに基づき各相の抵抗値を算出する相抵抗算出手段と、
　前記相抵抗算出手段により算出される各相の抵抗値に応じて前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備えることを特徴とする。

　第８の発明は、第７の発明において、
　前記相抵抗算出手段は、前記ブラシレスモータに流れる電流の大きさが所定値よりも小さいときに各相の抵抗値を算出することを特徴とする。

　第９の発明は、第７の発明において、
　前記電流検出手段により各相電流が検出される時点における前記補正後の相電圧指令値を記憶する記憶手段を更に備え、
　前記相抵抗算出手段は、前記電流検出手段により検出された各相電流の検出値と前記記憶手段に記憶された相電圧指令値とに基づき各相の抵抗値を算出することを特徴とする。

　第１０の発明は、第９の発明において、
　前記電流検出手段は、
　　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する単一の電流センサと、
　　前記電流センサにより検出される電流の検出値に基づき各相電流の検出値を順次に求める相電流算出手段とを含み、
　前記制御演算手段は、
　　前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示す指令値と前記ブラシレスモータのロータの角速度とに基づき、ブラシレスモータの回路方程式に従い前記相電圧指令値を求めるオープンループ制御手段と、
　　前記電流センサにより検出される電流の検出値に基づき、前記回路方程式に従い前記相電圧指令値を求めるときに使用するパラメータの値を求めるパラメータ算出手段とを含み、
　前記記憶手段は、前記相電流算出手段によりいずれかの相電流の検出値が得られる毎に前記相電圧指令値を記憶することを特徴とする。

　第１１の発明は、車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　第７から第１０の発明のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする。

　上記第７の発明によれば、電流検出手段により得られる各相電流の検出値と制御演算手段により得られる各相電圧の指令値とに基づき各相の抵抗値が算出され、算出された各相の抵抗値に応じて、ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の指令値が補正されることにより、相間抵抗差が補償され、相間抵抗差に起因するトルクリップルが低減される。

　上記第８の発明によれば、ブラシレスモータに流れる電流の大きさが所定値よりも小さいときに各相の抵抗値が算出され、当該算出時点では、電流による発熱に起因する抵抗値の増大が小さく相間抵抗差が相対的に大きいので、各相の抵抗につき精度の高い算出値が得られる。これにより、各相電圧の指令値の補正による相間抵抗差の補償がより正確に行われるので、トルクリップルを十分に低減することができる。

　上記第９の発明によれば、各相電流の検出時点にブラシレスモータに印加された各相電圧の指令値が記憶手段に記憶され、各相電流の検出値と記憶手段に記憶された各相電圧の指令値とに基づき各相の抵抗値が算出される。したがって、電流センサの個数が１個だけであるために全ての相の電流を同時に検出できず、当該電流センサにより得られる電流検出値に基づき順次に各相の電流検出値が得られる場合であっても、各相の抵抗値を算出し、当該各相の抵抗値に応じて各相電圧の指令値を補正することでトルクリップルを低減することができる。

　上記第１０の発明によれば、単一の電流センサで検出された電流の検出値に基づき、各相電圧の指令値を求めるときに使用するパラメータの値が求められ、かつ、単一の電流センサを含む電流検出手段により順次に得られた各相電流の検出値と記憶手段に記憶された各相電圧の指令値とに基づき算出される各相の抵抗値に応じて、各相電圧の指令値が補正される。これにより、複数個の電流センサを使用する場合に比べてコストや消費電流を抑えつつ、上記パラメータの値が製造ばらつきや温度変化等によって変動するときでも高い精度でブラシレスモータを駆動し、トルクリップルの抑制されたモータ出力を得ることができる。

　上記第１１の発明によれば、操舵補助力を与えるブラシレスモータに印加すべき電圧を示す各相電圧の指令値が補正されることにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制されるので、操舵フィーリングの良好な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

　第１２の発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧を示す指令値を求め、当該指令値を相電圧指令値として出力する制御演算手段と、
　前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備え、
　前記駆動手段は、互いに直列に接続された２個のスイッチング素子からなるスイッチング素子対を前記ブラシレスモータの相数だけ電源端子と接地端子との間に並列に接続して構成され、各相に対応する前記２個のスイッチング素子の接続点が出力端として前記ブラシレスモータに接続されるインバータを含み、
　前記補正手段は、前記電源端子から前記インバータの出力端までの経路の抵抗成分と当該出力端から前記接地端子までの経路の抵抗成分との差により生じる当該出力端における電圧のずれが補償されるように、前記相電圧指令値に応じて前記相電圧指令値を相毎に補正することを特徴とする。

　第１３の発明は、第１２の発明において、
　前記補正手段は、
　　前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧の指令値と補正量との対応関係を示す補正マップを相毎に記憶している記憶手段と、
　　前記制御演算手段から出力される相電圧指令値に前記補正マップによって対応付けられる補正量に応じて当該相電圧指令値を相毎に補正することにより前記補正後の相電圧指令値を算出する補正演算手段とを含むことを特徴とする。

　第１４の発明は、車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　第１２または第１３の発明に係るモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする。

　上記第１２の発明によれば、ブラシレスモータに印加すべき電圧を示す相電圧指令値に応じて相毎に当該相電圧指令値が補正されることにより、電源端子からインバータの出力端までの経路の抵抗成分である上段アーム抵抗と当該出力端から接地端子までの経路の抵抗成分である下段アーム抵抗とに差がある場合であっても、当該相電圧指令値に応じた相電圧が精度よくブラシレスモータに印加される。これにより、インバータにおいて上段アーム抵抗と下段アーム抵抗との差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。また、ブラシレスモータに印加すべき電圧を示す相電圧指令値は、インバータの出力端における電圧ずれが補償されるように相毎に補正されるので、相間抵抗差が存在する場合であっても、ブラシレスモータに印加される相電圧の相間での不均衡化が抑制される。これにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生も低減できる。したがって、トルクリップルを低減すべくインバータの上段アームと下段アームの間または相間で抵抗成分が揃うように配線パターンを形成しようとするとインバータの回路基板サイズの増大を招くが、上記第１の発明によれば、相電圧指令値を上述のように補正することで、回路基板サイズの増大を抑えつつトルクリップルを低減することができる。

　上記第１３の発明によれば、ブラシレスモータに印加すべき相電圧の指令値と補正量との対応関係を示す補正マップが相毎に用意されており、それらの補正マップに基づき相電圧指令値が相毎に補正されることにより、上記第１の発明と同様の効果が得られる。なお、このような補正マップは、ブラシレスモータとモータ制御装置からなるシステムについての計算機シミュレーションにより、または、モータ・駆動回路系についての１相分の等価回路に基づく簡易計算により、作成することができる。すなわち、インバータの各相の上段アーム抵抗および下段アーム抵抗やブラシレスモータの相抵抗の設計値または実測値を用いて、当該計算機シミュレーションまたは当該等価回路に基づく簡易計算により当該インバータの各相の出力端における電圧ずれ（または当該インバータのデューティ比と電圧ずれとの関係）を求め、その電圧ずれ等に基づき補正マップを作成することができる。

　上記第１４の発明によれば、ブラシレスモータ駆動用のインバータの回路基板サイズの増大を抑えつつトルクリップルを低減できるので、電動パワーステアリング装置における小型化や高効率化等の要請に応えつつ操舵フィーリングを向上させることができる。

本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。上記第１の実施形態における相電圧指令値の補正の原理を説明するための図である。上記第１の実施形態における相電圧指令値の補正方法を説明するための図である。上記第１の実施形態における補正の具体例を説明するための図である。上記第１の実施形態の変形例における相電圧指令値の補正方法を説明するための図である。本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。上記第３の実施形態における相抵抗の算出方法を説明するための図である。上記第３の実施形態における相抵抗算出部の動作例を説明するためのフローチャートである。本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。本発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。上記実施形態における補正マップの作成を説明するための図である。上記実施形態における補正マップの作成に必要な電圧ずれを求めるための１相分の等価回路を示す回路図である。図１５に示す等価回路に基づき作成される補正マップを説明するための図である。

＜１．電動パワーステアリング装置＞
　図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、ＥＣＵという）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。

　図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。

　電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。

　ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。

　この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。

　本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、各実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。

＜２．第１の実施形態＞
　図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。

　ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値を求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

　３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めた電圧指令値の電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧指令値に応じたデューティー比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ－ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ－ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ－ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。

　電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する電流検出手段として機能する。電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。

　ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a は、マイコン２０に入力される。

　マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、角速度算出部２５、Φ算出部２６、データ取得部４１、補正係数決定部４２、および補正実行部４３として機能する。なお、指令電流算出部２１とオープンループ制御部２２とｄｑ軸／３相変換部２３は、ブラシレスモータ１を駆動するために使用される相電圧指令値を求める制御演算手段を構成する。

　マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の量を示す電流指令値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧を示す電圧指令値を求める。

　角度算出部２４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下、角度θという）を求める。角速度算出部２５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ω_e を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。すなわち、角度算出部２４ではブラシレスモータ１における電気角θが求められる。

　指令電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値をｄ軸電流指令値ｉ_d ^*、後者の値をｑ軸電流指令値ｉ_q ^*という）。より詳細には、指令電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと指令電流との対応づけを記憶したテーブル（以下、アシストマップという）を内蔵しており、アシストマップを参照して電流指令値を求める。アシストマップを用いることにより、或る大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべき電流を示すｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を求めることができる。

　なお、指令電流算出部２１で求めるｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は符号付きの電流値であり、その符号は操舵補助の方向を示す。例えば、符号がプラスのときには右方向へ曲がるための操舵補助が行われ、符号がマイナスのときには左方向へ曲がるための操舵補助が行われる。また、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*は、典型的にはゼロに設定される。

　オープンループ制御部２２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^* ，ｑ軸電流指令値ｉ_q ^* および角速度ω_e に基づき、ブラシレスモータ１に印加すべき電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値をｄ軸電圧指令値ｖ_d 、後者の値をｑ軸電圧指令値ｖ_q という）。ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q は、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
　　ｖ_d＝（Ｒ＋ＰＬ_d）ｉ_d ^*－ω_eＬ_qｉ_q ^*　　　　 …（１）
　　ｖ_q＝（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q ^*＋ω_eＬ_dｉ_d ^*＋ω_eΦ　 …（２）
　ただし、式（１）と（２）において、ｖ_d はｄ軸電圧指令値、ｖ_q はｑ軸電圧指令値、ｉ_d ^*はｄ軸電流指令値、ｉ_q ^*はｑ軸電流指令値、ω_e はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌ_d はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌ_q はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ，Ｖ，Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌ_d 、Ｌ_q およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、Ｒで示される回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。この点は他の実施形態でも同様である。

　ｄｑ軸／３相変換部２３は、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を３相交流座標軸上の電圧指令値に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部２３は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q に基づき、次式（３）～（５）を用いてｕ相電圧指令値Ｖ_u 、ｖ相電圧指令値Ｖ_v およびｗ相電圧指令値Ｖ_w を求める。
　　Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ－ｖ_q×ｓｉｎθ｝　 …（３）
　　Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ－２π／３）
　　　　　　　　　　　－ｖ_q×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　　…（４）
　　Ｖ_w＝－Ｖ_u－Ｖ_v　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 …（５）
　上記の式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めた電気角である。なお、ｕ相電圧指令値Ｖ_u 、ｖ相電圧指令値Ｖ_v およびｗ相電圧指令値Ｖ_w を総称して「相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w 」ともいう。

　データ取得部４１には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された電気角θと、オープンループ制御部２２で算出されたｑ軸電圧指令値ｖ_qとが入力される。データ取得部４１は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流（以下、前者の値をｕ相電流検出値ｉ_u 、後者の値をｖ相電流検出値ｉ_v という）を求め、これらをｄｑ座標軸上の電流値に変換する。より詳細には、データ取得部４１は、ｕ相電流検出値ｉ_u とｖ相電流検出値ｉ_v に基づき、次式（６）を用いてｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
　　ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ－ｉ_u×ｃｏｓ（θ－２π／３）｝　 …（６）

　次にデータ取得部４１は、上記ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電圧指令値ｖ_qに対する比（以下「対電圧ｑ軸電流ゲイン値」または「ｑ軸電流ゲイン値」という）ｉ_q／ｖ_qを、ｖ_q≠０のときに求め、このｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを電流センサ１４での電流検出時点に角度算出部２４で算出される電気角θと対応付けて、データ取得部４１内に記憶する。このようにしてデータ取得部４１は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが算出される毎にその時点の電気角と対応付けて当該ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを記憶していく。これにより、データ取得部４１内には、０～３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータ（以下「角度依存性データ」という）が得られる。なお後述のように、ｑ軸電流の電気角θへの依存性は２次高調波成分に基づくので、角度依存性データを取得する際の電気角θの範囲は０～３６０度よりも狭い範囲、例えば９０～２７０度の範囲でもよい（この点は、後述の変形例や他の実施形態においても同様）。

　補正係数決定部４２は、上記のようにして得られた角度依存性データに基づき、補正実行部４３で後述のように相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w をそれぞれ補正するための補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを決定する。

　補正実行部４３には、上記の補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wと、Φ算出部２６で算出された電機子巻線鎖交磁束数Φと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力され、当該補正実行部４３は、次式（７）～（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。
　　Ｖ_uc ＝（Ｖ_u－ｅ_u）・ｇ_u＋ｅ_u　　…（７）
　　Ｖ_vc ＝（Ｖ_v－ｅ_v）・ｇ_v＋ｅ_v　　…（８）
　　Ｖ_wc ＝（Ｖ_w－ｅ_w）・ｇ_w＋ｅ_w　　…（９）
上記式（７）～（９）において、ｅ_u ，ｅ_v ，ｅ_w は、それぞれ、ブラシレスモータ１におけるｕ相、ｖ相、ｗ相の逆起電力（誘起電圧）である。ところで、ブラシレスモータ１の逆起電力のｑ軸成分はω_eΦであり、ｄ軸成分は０である。そこで補正実行部４３は、これら逆起電力のｄ軸成分およびｑ軸成分を次式（１０）～（１２）により３相交流座標軸上の逆起電力に変換し、その変換により得られる各相の逆起電力ｅ_u ，ｅ_v ，ｅ_w を用いて上記式（７）～（９）に従って補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcを算出する。
　　ｅ_u＝√（２／３）×｛０×ｃｏｓθ－ω_eΦ×ｓｉｎθ｝　 …（１０）
　　ｅ_v＝√（２／３）×｛０×ｃｏｓ（θ－２π／３）
　　　　　　　　　　　－ω_eΦ×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　 …（１１）
　　ｅ_w＝－ｅ_u－ｅ_v　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（１２）
なお式（１０）と（１１）に含まれる角度θは、角度算出部２４で求めた電気角である。

　このようにマイコン２０は、ｄｑ座標軸上の電流指令値ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* を求める処理と、モータの回路方程式に従いｄｑ座標軸上の電圧指令値ｖ_d ，ｖ_q を求める処理と、ｄ軸およびｑ軸電圧指令値ｖ_d ，ｖ_q を相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w に変換する処理と、相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する処理とを行う。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc に基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の補正後の電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc に応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは操舵補助に用いられる。

　Φ算出部２６には、電流センサ１４で検出された電流値ｉ_a と、角度算出部２４で算出された電気角θと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力される。Φ算出部２６は、まず電流値ｉ_a に基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流を求め（以下、前者の値をｕ相電流検出値ｉ_u 、後者の値をｖ相電流検出値ｉ_v という）を求め、これらを次式（１３）と（１４）を用いてｄｑ座標軸上の電流値に変換することにより、ｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
　　ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ－ｉ_u×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　 …（１３）
　　ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ－ｉ_u×ｃｏｓ（θ－２π／３）｝　 …（１４）

　次に、Φ算出部２６は、ω_e≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q 、ｄ軸電流検出値ｉ_d 、ｑ軸電流検出値ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式（１５）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
　　Φ＝｛ｖ_q－（Ｒ＋ＰＬ_q）ｉ_q－ω_eＬ_dｉ_d｝／ω_e　…（１５）
なお、式（１５）は、式（２）のｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｑ軸電流指令値ｉ_q ^*にｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を代入し、その式をΦについて解いたものである。

　Φ算出部２６は、求めたΦ値をオープンループ制御部２２に対して出力する。オープンループ制御部２２は、式（２）を用いてｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるときに、Φ算出部２６で算出されたΦ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、ｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるときにはそのΦ値を使用する。

　Φ算出部２６は、ω_e≠０である限り、任意のタイミングでΦ値を求めてもよい。Φ算出部２６は、例えば、所定の時間間隔でΦ値を求めてもよく、ブラシレスモータ１の駆動開始後に１回だけΦ値を求めてもよく、温度などの状態が変化したときにΦ値を求めてもよい。また、ω_e がゼロに近いときに求めたΦ値には誤差が発生しやすいので、Φ算出部２６は、ω_e が所定の閾値以上であるときに限りΦ値を求めることとしてもよい。

　以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流指令値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により電圧指令値を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求め、電圧指令値を求めるときにはそのΦ値を使用する。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づきΦ値を求めることにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

　また、本実施形態に係るモータ制御装置には、電流センサは１個だけ設けられている。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサを削減することにより、モータ制御装置の小型化、低コスト化および低消費電力化が可能となる。さらに、本実施形態に係るモータ制御装置はオープンループ制御を行うので、１個の電流センサを用いてフィードバック制御を行うモータ制御装置とは異なり、モータの制御が不連続にならない。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、音や振動を抑制することができる。

＜２．１　補正の原理＞
　本実施形態では、電機子巻線抵抗を含む回路抵抗の値についてのｕ相，ｖ相，ｗ相の間での差（以下、この差を「相間抵抗差」という）に起因するトルクリップルの発生を抑制すべく相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するために、補正部４０が設けられている。この補正部４０は、既述のデータ取得部４１と補正係数決定部４２と補正実行部４３から構成されており、補正実行部４３は、データ取得部４１および補正係数決定部４２により得られる補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを用いて既述の式（７）～（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。以下、このような相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w の補正につき図４～図６を参照して説明する。

　図４は、この補正の原理を説明するための図であり、ブラシレスモータ１に流れる電流のｑ軸成分であるｑ軸電流と電気角θとの関係を示している。より詳しくは、相間抵抗差が無い場合のｑ軸電流ｉ_qoと電気角θとの関係、および、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaと電気角θとの関係が示されている。いま、ｕ相，ｖ相，ｗ相についての電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を、それぞれ「ｕ相抵抗」、「ｖ相抵抗」、「ｗ相抵抗」といい（または、まとめて「相抵抗」と総称し）、それぞれ記号"Ｒｕ"，"Ｒｖ"，"Ｒｗ"で示すものとする。また、記号"Ｒｕ"，"Ｒｖ"，"Ｒｗ"は、ｕ相抵抗、ｖ相抵抗、ｗ相抵抗の値をもそれぞれ示すものとする。

　図４に示すように、これらの相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの間に抵抗差が無い場合（Ｒｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗ）すなわち相間抵抗差が無い場合のｑ軸電流ｉ_qoは、電気角θに関係なく一定の値（固定）となる。これに対し、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaは、電気角θに依存する。より詳しくは、相間抵抗差が有る場合のｑ軸電流ｉ_qaは、図４に示すように、電気角θについての２次高調波成分を含む。これは、ブラシレスモータ１に印加される（正弦波状の）ｕ，ｖ，ｗ相電圧の振幅が互いに同一であっても、相間抵抗差が有る場合には、ブラシレスモータ１に流れるｕ，ｖ，ｗ相電流ｉ_u，ｉ_v ，ｉ_w 間で振幅が相違するので、（６）式より得られるｑ軸電流ｉ_qは一定値に固定されず、電気角θについての２次高調波成分を含むからである。この２次高調波成分の振幅と位相は、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの間での抵抗値の大小関係に応じて異なる。

　したがって、ブラシレスモータ１におけるｑ軸電流ｉ_qの位相に応じて相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正することにより、ｑ軸電流ｉ_qの電気角に対する依存性を低減または解消し、これにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生を抑制することができる。本実施形態における補正部４０は、このような原理に基づきトルクリップルを抑制すべく相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。以下、この補正方法の詳細につき説明する。

＜２．２　補正方法＞
　本実施形態では、既述のように補正部４０のデータ取得部４１により、ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電圧指令値ｖ_qに対する比であるｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが種々の電気角θについて求められ、０～３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとしてがデータ取得部４１内に記憶される。ここで、ｑ軸電流検出値ｉ_qではなくｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータを記憶するのは、ブラシレスモータ１への印加電圧の変化によるｑ軸電流への影響を除去して、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性を示すデータを適切に取得するためである。

　補正部４０の補正係数決定部４２では、上記のようにして取得された角度依存性データに基づき、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qが最大となる電気角（以下「ピーク電気角」という）θｐが求められ、このピーク電気角θｐに応じて、既述の式（７）～（９）における補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。なお、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qに含まれる電気角θについての２次高調波成分にはθ＝０～３６０度の範囲で２つのピークが存在するが、本実施形態における補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wの決定には、θ＝９０～２７０度の範囲に含まれるピーク電気角θｐが使用される。ただし、補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wの決定に使用される電気角θの範囲は、これに限定されるものではない。また、既述の式（７）～（９）からわかるように、補正係数ｇ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の値が１のときには、当該相の抵抗Ｒｘに印加される電圧（の振幅）は補正前と同じであり、補正係数ｇ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の値が１よりも大きいときには、当該相の抵抗Ｒｘに印加される電圧（の振幅）が補正前よりも大きくなる。

　また、上記式（６）から次の事項が導かれる。すなわち、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗがＲｖ＞Ｒｗ，Ｒｕなる関係にあるときには、例えば図５（ａ）に示すようにθ＝９０～１５０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｕ＞Ｒｖ，Ｒｗなる関係にあるときには、例えば図５（ｂ）に示すようにθ＝１５０～２１０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｗ＞Ｒｕ，Ｒｖなる関係にあるときには、例えば図５（ｃ）に示すようにθ＝２１０～２７０度の範囲にピーク電気角θｐが存在する。

　そこで、本実施形態における補正係数決定部４２では、次のようにして補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。なお以下において、角度依存性データに基づく補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wの決定が全くなされていない時点では、これらの補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wとして適切な初期値、例えば"１"（補正無しに相当する値）が設定されているものとする。

（Ａ１）９０［ｄｅｇ］≦θｐ＜１５０［ｄｅｇ］の場合
　現時点のｖ相補正係数ｇ_vを大きくした値を新たにｖ相補正係数ｇ_vとする。これは、ｖ相電流とｕ相およびｗ相電流との振幅差を低減すべく、ｖ相抵抗Ｒｖへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。
（Ａ２）１５０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２１０［ｄｅｇ］の場合
　現時点のｕ相補正係数ｇ_uを大きくした値を新たにｕ相補正係数ｇ_uとする。これは、ｕ相電流とｖ相およびｗ相電流との振幅差を低減すべく、ｕ相抵抗Ｒｕへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。
（Ａ３）２１０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２７０［ｄｅｇ］の場合
　現時点のｗ相補正係数ｇ_wを大きくした値を新たにｗ相補正係数ｇ_wとする。これは、ｗ相電流とｕ相およびｖ相電流との振幅差を低減すべく、ｗ相抵抗Ｒｗへの印加電圧を補正前よりも大きくすることを意味する。

　上記（Ａ１）～（Ａ３）のような補正によれば、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、ｑ軸電流ｉ_qの電気角θに対する依存性が解消され、その結果、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルが抑制される。以下、このような補正の具体例につき更に説明する。

　例えば、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ａ）に示すように１５０［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＝Ｒｖ＞Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相およびｖ相補正係数ｇ_u，ｇ_vが例えばその１．１倍の値に変更される。また、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｂ）に示すように１６５［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｖ＞Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更され、現時点のｖ相補正係数ｇ_vが例えばその１．０５倍の値に変更される。さらに、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｃ）に示すように１８０［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｖ＝Ｒｗなる関係にある。この場合、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更される。更にまた、上記角度依存性データに基づき求められたピーク電気角θｐが図６（ｄ）に示すように１９５［ｄｅｇ］である場合には、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗはＲｕ＞Ｒｗ＞Ｒｖなる関係にあることから、補正係数決定部４２において、現時点のｕ相補正係数ｇ_uが例えばその１．１倍の値に変更され、現時点のｗ相補正係数ｇ_wが例えばその１．０５倍の値に変更される。

　上記において、現時点の補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを変更する際の倍率または変更後の値は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qに含まれる電気角θについての２次高調波成分の変動幅（振幅）に応じて決められる。なお、上記で示した「１．１倍」や「１．０５倍」という数値は一例に過ぎず、実際には、実験データまたは計算機シミュレーション結果等を用いて、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性が抑制されるような適切な補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが決定されるように、補正係数決定部４２による補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wの決定方法を調整するのが好ましい。

　補正実行部４３では、上記のようにして決定された補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを用いて上記式（７）～（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w が補正される。このような補正後の相電圧指令値Ｖ_uc ，Ｖ_vc ，Ｖ_wc は、既述のようにブラシレスモータ１の駆動に使用される。

　以上のように本実施形態によれば、ｑ軸電流の電気角θに関する２次高調波成分が示すｑ軸電流の電気角θに対する依存性が低減または解消されるように相電圧指令値が補正されるので、相間抵抗差が補償されて相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。したがって、図１に示すような電動パワーステアリング装置において操舵補助力を発生させるブラシレスモータ１を駆動するために本実施形態に係るモータ制御装置を使用することにより、良好な操舵フィーリングを運転者に提供することができる。

＜３．第１の実施形態の変形例＞
　次に、上記実施形態の変形例について説明する。なお、以下に述べる変形例の構成要素のうち上記実施形態の構成要素と同一または対応するものについては、同一の参照符号を付し詳しい説明を省略する。

　上記実施形態では、０～３６０度の種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとしてデータ取得部４１により取得され、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが補正係数決定部４２により決定されるが、これに代えて、０～３６０度の種々の電気角θに対する（対電圧）ｄ軸電流ゲイン値ｉ_d／ｖ_dを示すデータが角度依存性データとしてデータ取得部４１により取得され、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wが補正係数決定部４２により決定される構成としてもよい。この構成によれば、補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用いた相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w の補正により、ｄ軸電流ｉ_dの電気角θに対する依存性が低減または解消され、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、上記実施形態と同様、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルを抑制することができる。

　また上記実施形態では、ｑ軸電流検出値ｉ_q自体を示すデータではなくｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを示すデータが角度依存性データとして取得されるが、これに代えて、ｑ軸電流検出値ｉ_qのｑ軸電流指令値ｉ_q ^*に対する比（以下「対指令ｑ軸電流ゲイン値」または「ｑ軸電流ゲイン値」という）ｉ_q／ｉ_q ^*を示すデータを、ｉ_q ^*≠０のときに角度依存性データとして取得するようにしてもよい。この角度依存性データの取得に必要なｑ軸電流指令値ｉ_q ^*は指令電流算出部２１から得られる。このような変形例によっても、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の変化すなわち電流指令値の変化（またはそれに対応するブラシレスモータ１への印加電圧の変化）によるｑ軸電流への影響を除去して、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性を示すデータを適切に取得することができる。以下、この変形例につき図７を参照して説明する。

　上記のｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*が最大となる電気角も「ピーク電気角」と呼ぶものとすると、上記第１の実施形態の場合と同様、既述の式（６）から次の事項が導かれる。すなわち、相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，ＲｗがＲｖ＞Ｒｗ，Ｒｕなる関係にあるときには、図７（ａ）に示すようにθ＝９０～１５０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｕ＞Ｒｖ，Ｒｗなる関係にあるときには、図７（ｂ）に示すようにθ＝１５０～２１０度の範囲にピーク電気角θｐが存在し、Ｒｗ＞Ｒｕ，Ｒｖなる関係にあるときには、図７（ｃ）に示すようにθ＝２１０～２７０度の範囲にピーク電気角θｐが存在する。

　そこで本変形例においても、補正係数決定部４２では、上記第１の実施形態の場合と同様にして補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが決定される。すなわち、９０［ｄｅｇ］≦θｐ＜１５０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｖ相補正係数ｇ_vを大きくした値を新たにｖ相補正係数ｇ_vとする。また、１５０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２１０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｕ相補正係数ｇ_uを大きくした値を新たにｕ相補正係数ｇ_uとする。さらに、２１０［ｄｅｇ］≦θｐ＜２７０［ｄｅｇ］の場合には、現時点のｗ相補正係数ｇ_wを大きくした値を新たにｗ相補正係数ｇ_wとする。そして本変形例の補正実行部４３は、このような新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを用い、既述の式（７）～（９）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。

　なお、現時点の補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを変更する際の倍率または変更後の値は、ｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*に含まれる電気角θについての２次高調波成分の変動幅（振幅）に応じて決められる。実際には、実験データまたは計算機シミュレーション結果等を用いて、ｑ軸電流の電気角θに対する依存性が抑制されるような適切な補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wが決定されるように、補正係数決定部４２による補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wの決定方法を調整するのが好ましい。本変形例における他の構成は、上記実施形態と同様である。

　上記のような変形例によっても、ｕ相、ｖ相、ｗ相の電流の間での振幅差が低減または解消されるので、ｑ軸電流ｉ_qの電気角θに対する依存性が解消され、その結果、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルが抑制される。

　また、上記実施形態や変形例において、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_q，ｉ_d／ｖ_dまたはｉ_q／ｉ_q ^*をデータ取得部４１が取得するタイミングや、上記角度依存性データに基づいて補正係数決定部４２が新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを決定して補正実行部４３に出力するタイミングは、特に限定されない。このような電流ゲイン値の取得タイミングや補正係数の出力タイミングは、例えば所定間隔に設定されていてもよいし、温度などの状態が変化したときに上記角度依存性データを取得して新たな補正係数ｇ_u ，ｇ_v ，ｇ_wを出力するようにしてもよい。

　なお、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを取得する場合には、データ取得のタイミングはｖ_q≠０であれば特に限定されないが、ｑ軸電圧指令値ｖ_qが零に近い場合には誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下するので、ｑ軸電圧指令値ｖ_qが所定の下限値以上であるときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qを取得するようにしてもよい。同様の理由により、上記角度依存性データを構成する電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*を取得する場合には、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*が零に近い場合には誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下するので、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*が所定の下限値（閾値）以上であるときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｉ_q ^*を取得するようにしてもよい。また、ロータの角速度ω_eが大きいときには、逆起電力が大きくなって各相の抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗへの印加電圧が小さくなるので、同様の理由により、上記角度依存性データの取得に際して誤差が発生しやすくピーク電気角θｐの検出精度が低下する。したがって、角速度ω_eが所定の上限値（閾値）以下であるときに限り上記角度依存性データを取得するようにしてもよい。また、角速度ω_eが大きいと逆起電力が大きくなるので、相間抵抗差があってもトルクリップルは小さなものとなる。したがって、角速度ω_eが所定の上限値以下であるときに限り補正実行部４３で相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するようにしてもよい（式（７）～（９）参照）。

　ところで、ブラシレスモータ１に流れる電流（モータ電流）が大きくなると発熱によって抵抗が大きくなるのに対し、通常、相間抵抗差は電流によって変化しない。したがって、モータ電流が大きくなると、相間抵抗差は抵抗値に比べて相対的に小さくなり、その結果、相間での電流差も小さくなる。このため、電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qまたはｉ_q／ｉ_q ^*に含まれる（電気角θについての）２次高調波成分の振幅も小さくなるので、上記角度依存性データから得られるピーク電気角θｐの検出精度が低下する。したがって、モータ電流（例えばｑ軸電流検出値ｉ_q）につき発熱の観点から上限値としての閾値を予め定めておき、モータ電流の検出値または指令値が当該閾値よりも小さいときに限り電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_qまたはｉ_q／ｉ_q ^*を算出して角度依存性データを取得するようにするのが好ましい。

　また、上記実施形態やその変形例では、補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを決定するためにｑ軸電流ゲイン値とｄ軸電流ゲイン値のいずれか一方についての角度依存性データが使用されるが、ｑ軸電流ゲイン値とｄ軸電流ゲイン値の双方についての角度依存性データを取得し、その角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを決定するようにしてもよい。

　なお、上記実施形態や変形例では、オープンループ制御部２２においてｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるために使用されるＲやΦ等は、既知のパラメータとして扱われるが、ΦについてはΦ算出部２６により算出された値が使用される。すなわち、Φについては既知のパラメータとして扱いつつもΦ算出部２６により適宜補正される。しかし、本発明はこれに限定されるものではなく、Φ算出部２６に代えて又はΦ算出部２６と共にＲ算出部を設け、ｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める際に、当該Ｒ算出部により算出されたＲを使用してもよい（この点は、以下に述べる実施形態においても同様）。なお、Ｒ算出部が設けられている場合、当該Ｒ算出部は、例えば、ｉ_q≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q 、ｄ軸電流検出値ｉ_d 、ｑ軸電流検出値ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式を用いて上記式（１）と（２）に含まれる電気子巻線抵抗Ｒを求める。
　　Ｒ＝（ｖ_q－ＰＬ_qｉ_q－ω_eＬ_dｉ_d－ω_eΦ）／ｉ_q

＜４．第２の実施形態＞
　図８は、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置は、第１の実施形態に係るモータ制御装置においてマイコン２０と電流センサ１４をマイコン３０と電流センサ１５に置換したものである。このモータ制御装置は、電流センサ１５が正常に動作しているときにはフィードバック制御を行い、電流センサ１５が故障したときにはオープンループ制御を行う。

　電流センサ１５は、ブラシレスモータ１に供給される３相の駆動電流が流れる経路上に１個ずつ設けられ、３相の駆動電流を個別に検出する。電流センサ１５で検出された３相の電流値（以下、ｕ相電流検出値ｉ_u 、ｖ相電流検出値ｉ_v およびｗ相電流検出値ｉ_w という）は、マイコン３０に入力される。

　マイコン３０は、マイコン２０に対して、３相／ｄｑ軸変換部３１、減算部３２、フィードバック制御部３３、故障監視部３４、および、指令電圧選択部３５を追加したものである。また、マイコン３０においても、上記第１の実施形態と同様に、データ取得部４１，補正係数決定部４２および補正実行部５３からなる補正部５０が実現されているが、補正実行部５３の機能が上記第１の実施形態の場合と若干異なる（詳細は後述）。

　３相／ｄｑ軸変換部３１は、電流センサ１５で検出されたｕ相電流検出値ｉ_u とｖ相電流検出値ｉ_v に基づき、次式（１６）と（１７）を用いてｄ軸電流検出値ｉ_d とｑ軸電流検出値ｉ_q を求める。
　　ｉ_d＝√２×｛ｉ_v×ｓｉｎθ－ｉ_u×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　 …（１６）
　　ｉ_q＝√２×｛ｉ_v×ｃｏｓθ－ｉ_u×ｃｏｓ（θ－２π／３）｝　 …（１７）

　減算部３２は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_q の偏差Ｅ_q を求める。フィードバック制御部３３は、偏差Ｅ_d 、Ｅ_q に対して次式（１８）と（１９）に示す比例積分演算を施して、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^#とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#を求める。
　　ｖ_d ^#＝Ｋ×｛Ｅ_d＋（１／Ｔ）∫Ｅ_d・ｄｔ｝　…（１８）
　　ｖ_q ^#＝Ｋ×｛Ｅ_q＋（１／Ｔ）∫Ｅ_q・ｄｔ｝　…（１９）
ただし、式（１８）と（１９）において、Ｋは比例ゲイン定数であり、Ｔは積分時間である。

　故障監視部３４は、電流センサ１５で検出された３相の電流値が正常範囲内にあるか否かを調べ、電流センサ１５が正常に動作しているか、故障しているかを判断する。故障監視部３４は、３相の電流値がすべて正常範囲内にあるときには「正常」と判断し、１相以上の電流値が正常範囲外にあるときには「故障」と判断する。故障監視部３４は、判断結果を示す制御信号を出力する。

　指令電圧選択部３５は、故障監視部３４で正常と判断されたときには、フィードバック制御部３３で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^#とｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#を出力し、故障監視部３４で故障と判断されたときには、オープンループ制御部２２で求めたｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を出力する。

　電流センサ１５が正常に動作しているときには、故障監視部３４は正常と判断し、指令電圧選択部３５はフィードバック制御部３３の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、ｄｑ軸／３相変換部２３、角度算出部２４、３相／ｄｑ軸変換部３１、減算部３２およびフィードバック制御部３３が動作し、フィードバック制御が行われる。これに加えて、電流センサ１５が正常に動作している間に、角速度算出部２５とΦ算出部２６も動作する。Φ算出部２６は、電流センサ１５が正常に動作している間に、式（１５）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。

　データ取得部４１および補正係数決定部４２も、電流センサ１５が正常に動作している間に、上記第１の実施形態の場合と同様に動作する。すなわち、データ取得部４１は、電流センサ１５からのｕ相電流検出値ｉ_u およびｖ相電流検出値ｉ_v に基づき算出されるｑ軸電流検出値ｉ_q とフィードバック制御部３３からのｑ軸電圧指令値ｖ_q ^#と角度算出部２４からの電気角θと用いて、種々の電気角θに対するｑ軸電流ゲイン値ｉ_q／ｖ_q ^#を示す角度依存性データを取得する。また、補正係数決定部４２は、この角度依存性データに基づき補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを決定する。これらの補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wは補正実行部５３に与えられる。この補正実行部５３には、上記第１の実施形態の場合と同様、これらの補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wと共に、Φ算出部２６から電機子巻線鎖交磁束数Φが、角速度算出部２５から角速度ω_e がそれぞれ与えられる。さらに補正実行部５３には、故障監視部３４での判断結果を示す制御信号も与えられる。

　ところで、電流センサ１５が正常に動作している間は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_q の偏差Ｅ_q が打ち消されるようにフィードバック制御が行われることから、通常、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生は問題とはならない。そこで本実施形態では、補正実行部５３は、故障監視部３４からの上記制御信号に基づき、電流センサ１５が正常に動作している間すなわちフィードバック制御が行われている間は、ｄｑ軸／３相変換部２３から出力される相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正することなく、そのまま３相／ＰＷＭ変調器１２に与える。すなわち、Ｖ_u ＝Ｖ_uc，Ｖ_v ＝Ｖ_vc，Ｖ_w ＝Ｖ_wcである。しかし、フィードバック制御が行われている間においても、上記補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wを使用して相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正するようにしてもよい。

　その後、電流センサ１５が故障すると、故障監視部３４は故障と判断し、指令電圧選択部３５は、オープンループ制御部２２の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３および角度算出部２４が動作し、オープンループ制御が行われる。オープンループ制御部２２は、電流センサ１５が正常に動作している間に求められたΦ値を用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める。これらのｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q は、指令電圧選択部３５を介してｄｑ軸／３相変換部２３に与えられ、そこで相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w に変換される。これらの相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w は補正実行部５３に与えられる。

　補正実行部５３は、故障監視部３４からの制御信号に基づき、電流センサ１５が故障しているときには、上記第１の実施形態の場合と同様、補正係数決定部４２からの補正係数ｇ_u，ｇ_v ，ｇ_wとΦ算出部２６からの電機子巻線鎖交磁束数Φと角速度算出部２５からの角速度ω_e とを用い、既述の式（７）～（１２）に従って相電圧指令値Ｖ_u ，Ｖ_v ，Ｖ_w を補正する。この補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcは３相／ＰＷＭ変調器１２に与えられる。この３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３からなるモータ駆動手段は、これらの相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcの電圧によってブラシレスモータ１を駆動する。

　以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流センサが正常に動作しているときには、電流指令値と電流センサで検出された電流値との差に比例積分演算を施して電圧指令値を求め、電流センサが故障したときには、電流指令値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御を行って電圧指令値を求める。また、オープンループ制御を行うときには、電流センサが正常に動作している間に求めたΦ値（電機子巻線鎖交磁束数Φ）が使用される。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、電流センサが正常に動作している間は、フィードバック制御を行い、高い精度でブラシレスモータを駆動することができる。また、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えないときには、フィードバック制御を行っている間に求めた電機子巻線鎖交磁束数Φを用いてオープンループ制御を行うことにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

　また本実施形態によれば、オープンループ制御を行う場合には、データ取得部４１および補正係数決定部４２により得られる補正係数を用いてｑ軸電流ｉ_qまたはｄ軸電流ｉ_dの電気角θに対する依存性が低減または解消されるように相電圧指令値が補正実行部５３により補正される。これにより、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。したがって、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えない場合であっても、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

　なお、本実施形態においても、データ取得部４１および補正係数決定部４２については上記第１の実施形態の変形例と同様の変形が可能である。

＜５．その他の変形例＞
　上記第１の実施形態や変形例では、電流センサ１４が１個だけ設けられているが、複数個（２個または３個）設けられていてもよい。例えばｕ相およびｖ相用電流センサが設けられている場合には、データ取得部４１およびΦ算出部２６において使用されるｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qは、これらのｕ相およびｖ相用電流センサから出力されるｕ相電流検出値ｉ_u およびｖ相電流検出値ｉ_v をｄｑ座標軸上の電流値に変換することにより得られる。

　また、第２の実施形態に係るモータ制御装置では、故障監視部３４での判断結果によってフィードバック制御とオープンループ制御が切り替えられるが、故障監視部３４での判断以外の判断によって（例えば、運転者の選択によって）フィードバック制御とオープンループ制御を切り替えてもよい。

　なお、本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

＜６．第３の実施形態＞
　次の本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置を図９乃至１１を参照しながら説明する。
　尚、第３の実施形態は、第１の実施形態におけるデータ取得部４１、補正係数決定部４２、および補正実行部４３の代わりに、マイコンが相電流算出部１４１、記憶部１４２、相抵抗算出部１４３、および補正部１４４として機能する点で主に第１の実施形態と異なる。以下の説明において、第１実施形態と同じ構成には同じ符号を付しその説明を省略する。
　本実施形態では、この電流センサ１４と後述の相電流算出部４１とにより、ブラシレスモータ１のｕ相、ｖ相、ｗ相の電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを検出する電流検出手段が構成される。

　第３の実施形態によれば、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。そこで本実施形態では、相電流算出部１４１が、電流センサ１４で検出された電流値Ｉ_aからブラシレスモータ１に流れるｕ相、ｖ相、ｗ相電流の値（以下、それぞれ「ｕ相電流検出値Ｉ_u」、「ｖ相電流検出値Ｉ_v」、「ｗ相電流検出値Ｉ_w」いい、総称して各相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wともいう）を算出する。また、記憶部１４２は、各相電流検出値Ｉ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の検出時点すなわち各相電流検出値Ｉ_xの算出に使用された電流値Ｉａの検出時点における補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcを記憶する。以下では、ｘ相電流検出値Ｉ_xの検出時点における補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcを、それぞれ、記号“Ｖ_ux”，“Ｖ_vx”，“Ｖ_wx”で示すものとする（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　相抵抗算出部１４３は、上記のような相電流算出部１４１および電流センサ１４からなる電流検出手段によって検出された各相電流検出値Ｉ_xと、その検出時点における補正後の相電圧指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）とに基づき、ｕ相抵抗Ｒ_u、ｖ相抵抗Ｒ_v、ｗ相抵抗Ｒ_w（図１０参照）の値を求める。ここで、ｕ相抵抗、ｖ相抵抗、ｗ相抵抗は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相についての電機子巻線抵抗を含む回路抵抗を意味するものとし、それぞれ記号"Ｒ_u"，"Ｒ_v"，"Ｒ_w"で示すものとする。また、記号"Ｒ_u"，"Ｒ_v"，"Ｒ_w"は、ｕ相抵抗、ｖ相抵抗、ｗ相抵抗の値をもそれぞれ示すものとする。なお以下では、ｕ相抵抗、ｖ相抵抗、ｗ相抵抗をまとめて「相抵抗」ともいう。これらの相抵抗に相当する回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗等が含まれる。この点は他の実施形態でも同様である。相抵抗算出部１４３における相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出方法の詳細は後述する。

　補正部１４４には、相抵抗算出部１４３で算出された相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの値と、Φ算出部２６で算出された電機子巻線鎖交磁束数Φと、角速度算出部２５で算出された角速度ω_e とが入力され、当該補正部１４４は、次式（２０）～（２２）に従って相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを補正する。
　　Ｖ_uc＝（Ｖ_u－ｅ_u）・Ｒ_u／Ｒｒ＋ｅ_u　　…（２０）
　　Ｖ_vc＝（Ｖ_v－ｅ_v）・Ｒ_v／Ｒｒ＋ｅ_v　　…（２１）
　　Ｖ_wc＝（Ｖ_w－ｅ_w）・Ｒ_w／Ｒｒ＋ｅ_w　　…（２２）
上記式（２０）～（２２）において、Ｒ_rは、各相に共通に設定される基準とすべき抵抗値（以下「基準抵抗値」という）であり、この基準抵抗値Ｒ_rとして、例えば各相抵抗値の平均値を使用することができ、また、所定時点における特定相の抵抗値を使用してもよい。さらに、この基準抵抗値Ｒｒは、必ずしも固定値でなくてもよい。なお、相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの値が未算出のときには、基準抵抗Ｒｒの値を予め決めておき、Ｒｕ＝Ｒｖ＝Ｒ_w＝Ｒ_rとして補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcを算出してもよい。

　上記式（２０）～（２２）における、ｅ_u ，ｅ_v ，ｅ_w は、第１の実施形態と同様に式（１１）～（１３）から算出する。また、Φ算出部２６による電機子巻線鎖交磁束数Φも第１の実施形態と同様に算出することができるので、Φ値を使用して、電圧指令値を求めることができる。
　以上の構成により、第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

　なお第２の実施形態では、オープンループ制御部２２においてｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求めるために使用されるＲやΦ等は、既知のパラメータとして扱われるが、ΦについてはΦ算出部２６により算出された値が使用される。すなわち、Φについては既知のパラメータとして扱いつつもパラメータ算出手段としてのΦ算出部２６により適宜補正される。しかし、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、Φ算出部２６に代えて又はΦ算出部２６と共にパラメータ算出手段としてのＲ算出部を設け、ｄ軸電圧指令値ｖ_d およびｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める際に、当該Ｒ算出部により算出されたＲを使用してもよい（この点は、以下に述べる他の実施形態においても同様）。なお、Ｒ算出部が設けられている場合、当該Ｒ算出部は、例えば、ｉ_q≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖ_q 、ｄ軸電流検出値ｉ_d 、ｑ軸電流検出値ｉ_q および角速度ω_e に基づき、次式を用いて上記式（１）と（２）に含まれる電気子巻線抵抗Ｒを求める。
　　Ｒ＝（ｖ_q－ＰＬ_qｉ_q－ω_eＬ_dｉ_d－ω_eΦ）／ｉ_q

　次に、相抵抗算出部１４３における相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗの算出方法について説明する。本実施形態では、ｘ相の電流の時間的変化が緩やかなときに当該ｘ相の電流を検出するものとし、当該ｘ相のインダクタンスによって生じる電圧降下を無視できるものとする（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。この場合、ｘ相電流検出値Ｉｘの検出時点でのブラシレスモータ１におけるｕ相、ｖ相、ｗ相の逆起電力（誘起電圧）を"Ｅ_ux"，"Ｅ_vx"，"Ｅ_wx"でそれぞれ示すものとし、ｘ相電流検出値Ｉｘの検出時点でのｕ相、ｖ相、ｗ相の電流値を"Ｉ_ux"，"Ｉ_vx"，"Ｉ_wx"でそれぞれ示すものとすると（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）、下記の式が成立する。
　　Ｖ_uu＝Ｉ_uu・Ｒ_u＋Ｅ_uu　…（２３ａ）
　　Ｖ_vu＝Ｉ_vu・Ｒ_v＋Ｅ_vu　…（２３ｂ）
　　Ｖ_wu＝Ｉ_wu・Ｒ_w＋Ｅ_wu　…（２３ｃ）
　　Ｖ_uv＝Ｉ_uv・Ｒ_u＋Ｅ_uv　…（２４ａ）
　　Ｖ_vv＝Ｉ_vv・Ｒ_v＋Ｅ_vv　…（２４ｂ）
　　Ｖ_wv＝Ｉ_wv・Ｒ_w＋Ｅ_wv　…（２４ｃ）
　　Ｖ_uw＝Ｉ_uw・Ｒ_u＋Ｅ_uw　…（２５ａ）
　　Ｖ_vw＝Ｉ_vw・Ｒ_v＋Ｅ_vw　…（２５ｂ）
　　Ｖ_ww＝Ｉ_ww・Ｒ_w＋Ｅ_ww　…（２５ｃ）
　　Ｉ_uu＋Ｉ_vu＋Ｉ_wu＝０　　…（２６ａ）
　　Ｉ_uv＋Ｉ_vv＋Ｉ_wv＝０　　…（２６ｂ）
　　Ｉ_uw＋Ｉ_vw＋Ｉ_ww＝０　　…（２６ｃ）
　　Ｅ_uu＋Ｅ_vu＋Ｅ_wu＝０　　…（２７ａ）
　　Ｅ_uv＋Ｅ_vv＋Ｅ_wv＝０　　…（２７ｂ）
　　Ｅ_uw＋Ｅ_vw＋Ｅ_ww＝０　　…（２７ｃ）
　　Ｖ_uu＋Ｖ_vu＋Ｖ_wu＝０　　…（２８ａ）
　　Ｖ_uv＋Ｖ_vv＋Ｖ_wv＝０　　…（２８ｂ）
　　Ｖ_uw＋Ｖ_vw＋Ｖ_ww＝０　　…（２８ｃ）

　上記１８個の式（２３ａ）～（２８ｃ）において、相電圧指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）および相電流検出値Ｉ_uu，Ｉ_vv，Ｉ_wwは既知であり、未知数は相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ、相電流値Ｉ_vu，Ｉ_wu，Ｉ_uv，Ｉ_wv，Ｉ_uw，Ｉ_vwおよび誘起電圧Ｅ_ux，Ｅ_vx，Ｅ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）の１８個であるので、上記式（２３ａ）～（２８ｃ）から相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを求めることができる。具体的には下記のようにして相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを求める。

　ｕ相電流が検出されると、相電流算出部１４１がｕ相電流検出値Ｉｕを出力すると共に、記憶部１４２がその検出時点でのｕ相、ｖ相、ｗ相の補正後の電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcをそれぞれＶ_uu，Ｖ_vu，Ｖ_wuとして記憶する。相抵抗算出部１４３は、Ｉｕ≠０のときに、このｕ相電流検出値Ｉ_uとその検出時点の相電圧指令値Ｖ_uu，Ｖ_vu，Ｖ_wuとを用いて次式により与えられるＵa，Ｕｂを算出する。
　　Ｕ_a＝（Ｖ_uu－Ｖ_vu）／Ｉｕ　　…（２９ａ）
　　Ｕ_b＝（Ｖ_uu－Ｖ_wu）／Ｉｕ　　…（２９ｂ）

　ｖ相電流が検出されると、相電流算出部１４１がｖ相電流検出値Ｉ_vを出力すると共に、記憶部１４２がその検出時点での補正後のｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcをそれぞれＶ_uv，Ｖ_vv，Ｖ_wvとして記憶する。相抵抗算出部１４３は、Ｉｖ≠０のときに、このｖ相電流検出値Ｉｖとその検出時点の相電圧指令値Ｖ_uv，Ｖ_vv，Ｖ_wvとを用いて、次式により与えられるＶ_a，Ｖ_bを算出する。
　　Ｖ_a＝（Ｖ_vv－Ｖ_wv）／Ｉ_v　　…（３０ａ）
　　Ｖ_b＝（Ｖ_vv－Ｖ_uv）／Ｉ_v　　…（３０ｂ）

　ｗ相電流が検出されると、相電流算出部１４１がｗ相電流検出値Ｉ_wを出力すると共に、記憶部１４２がその検出時点でのｕ相、ｖ相、ｗ相の補正後の電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcをそれぞれＶ_uw，Ｖ_vw，Ｖ_wwとして記憶する。相抵抗算出部１４３は、Ｉｗ≠０のときに、このｗ相電流検出値Ｉ_wとその検出時点の相電圧指令値Ｖ_uw，Ｖ_vw，Ｖ_wwとを用いて、次式により与えられるＷ_a，Ｗ_bを算出する。
　　Ｗ_a＝（Ｖ_ww－Ｖ_uw）／Ｉ_w　　…（３１ａ）
　　Ｗ_b＝（Ｖ_ww－Ｖ_vw）／Ｉ_w　　…（３１ｂ）

　次に、算出されたＵ_a，Ｕ_b，Ｖ_a，Ｖ_b，Ｗ_a，Ｗ_bを用いて、次式により与えられるｒ_a，ｒ_b，ｒ_c，ｒ_dを算出する。
　　ｒ_a＝Ｕ_a・Ｖ_a・Ｗ_a－Ｕ_b・Ｖ_b・Ｗ_b　　…（３２ａ）
　　ｒ_b＝Ｗ_a・Ｕ_a－Ｗ_a・Ｖ_b＋Ｕ_b・Ｖ_b　　…（３２ｂ）
　　ｒ_c＝Ｕ_a・Ｖ_a－Ｕ_a・Ｗ_b＋Ｖ_b・Ｗ_b　　…（３２ｃ）
　　ｒ_d＝Ｖ_a・Ｗ_a－Ｖ_a・Ｕ_b＋Ｗ_b・Ｕ_b　　…（３２ｄ）

　次に、算出されたｒ_a，ｒ_b，ｒ_c，ｒ_dを用いて、次式により相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを算出する。
　　Ｒｕ＝ｒ_a・ｒ_b／（ｒ_b・ｒ_c＋ｒ_c・ｒ_d＋ｒ_d・ｒ_b）　　…（３３ａ）
　　Ｒｖ＝ｒ_a・ｒ_c／（ｒ_b・ｒ_c＋ｒ_c・ｒ_d＋ｒ_d・ｒ_b）　　…（３３ｂ）
　　Ｒｗ＝ｒ_a・ｒ_d／（ｒ_b・ｒ_c＋ｒ_c・ｒ_d＋ｒ_d・ｒ_b）　　…（３３ｃ）

　既述の式（２０）～（２２）による相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wの補正に必要な相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの値は、ｕ相、ｖ相およびｗ相の電流検出値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wが検出されると上記のように算出することができるが、ブラシレスモータ１に流れる電流が増大すると、発熱によって相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出精度が低下する。以下、この点につき説明する。

　いま、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｖ相抵抗Ｒｖの差を１ｍΩとし、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｗ相抵抗Ｒ_wの差を２ｍΩとする。この場合、Ｒ_u＝１０ｍΩであれば、Ｒ_v＝１１ｍΩ、Ｒ_w＝１２ｍΩとなる。したがって、抵抗比Ｒ_v／Ｒ_u，Ｒ_w／Ｒ_uは、
　　Ｒ_v／Ｒ_u＝１１／１０＝１．１
　　Ｒ_w／Ｒ_u＝１２／１０＝１．２
であるので、抵抗差を相対値で示すと、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｖ相抵抗Ｒ_vの差は１０％であり、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｗ相抵抗Ｒ_wの差は２０％である。

　一般に、相間の抵抗差はモータに流れる電流による発熱には影響されない。このため、電流による発熱によってｕ相抵抗Ｒ_uが例えばＲ_u＝２０ｍΩになったとすると、Ｒ_v＝２１ｍΩ、Ｒ_w＝２２ｍΩとなる。このときの抵抗比Ｒ_v／Ｒ_u，Ｒ_w／Ｒ_uは、
　　Ｒ_v／Ｒ_u＝２１／２０＝１．０５
　　Ｒ_w／Ｒ_u＝２２／２０＝１．１
であるので、抵抗差を相対値で示すと、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｖ相抵抗Ｒ_vの差は５％となり、ｕ相抵抗Ｒ_uに対するｗ相抵抗Ｒ_wの差は１０％となる。

　このように、電流による発熱によって抵抗値が大きくなると、相間の抵抗差は相対的に小さくなる。したがって、相間の抵抗差の観点から見ると、電流による発熱は相抵抗の算出精度を低下させることになる。よって、電流による発熱が小さいときに相抵抗を算出するのが好ましい。そこで本実施形態では、ｕ相、ｖ相およびｗ相電流の指令値または検出値が、予め決められた閾値よりも小さいときに上記のようにして相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出する。以下、このような本実施形態における相抵抗算出部１４３の動作を説明する。

　図１１は、本実施形態における相抵抗算出部１４３の動作例を説明するためのフローチャートである。この動作例では、相抵抗算出部１４３は下記の手順により相抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗを算出する。既述のように相電流算出部１４１は、電流センサ１４により得られる電流検出値Ｉ_aからｕ相、ｖ相、ｗ相電流検出値のいずれかが算出される毎にその電流検出値Ｉ_xを相抵抗算出部１４３に与え（ｘはｕ，ｖ，ｗのいずれか）、相抵抗算出部１４３は、この相電流検出値Ｉ_xを順次受け取る（ステップＳ１０）。相抵抗算出部１４３は、受け取った相電流検出値Ｉ_xがゼロの場合にはステップＳ１０へ戻り、次に算出される相電流検出値Ｉ_yを受け取る（ｙはｕ，ｖ，ｗのいずれか）。このようにしてステップＳ１０，Ｓ１２を繰り返すことにより、ゼロでないｕ相、ｖ相およびｗ相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを受け取ると、相抵抗算出部１４３は、それらの相電流検出値の絶対値｜Ｉ_u｜，｜Ｉ_v｜，｜Ｉ_w｜が全て、予め決められた閾値Ｉｔｈよりも小さいか否かを判定し、その結果、｜Ｉ_u｜，｜Ｉ_v｜，｜Ｉ_w｜のいずれかが閾値Ｉｔｈ以上であればステップＳ１０へ戻り、｜Ｉ_u｜，｜Ｉ_v｜，｜Ｉ_w｜のすべてが閾値Ｉｔｈよりも小さければステップＳ１６へ進む。ここで、閾値Ｉｔｈは、既述のように電流による発熱によって相抵抗の算出精度の低下を防止するために導入されたものであり、発熱による相抵抗の増大が比較的小さい範囲で相抵抗が算出されるように設定される。その具体的な値は、ブラシレスモータおよびそれを駆動するモータ制御装置によって異なり、実際には、個々のブラシレスモータおよびモータ制御装置についての実験や計算機シミュレーション等を用いて決定される。

　ステップＳ１６へ進んだときには、いずれもゼロではなく且つ絶対値が閾値Ｉｔｈよりも小さい各相電流検出値Ｉｘ（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）が得られている。相抵抗算出部１４３は、この各相電流検出値Ｉｘの検出時点での（補正後の）各相電圧指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxを記憶部１４２から取り出し、この各相電圧指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）と上記各相電流検出値Ｉｘとを用い、既述の式（２９ａ）～（３３ｃ）に基づいて相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出する。

　上記のようにして得られた相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値は、相抵抗算出部１４３から補正部１４４に与えられる（ステップＳ２０）。補正部１４４は、これらの相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値を用いて既述の式（２０）～（２２）に基づき相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを補正する。

　このようにして相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出した後は、新たな各相電流検出値Ｉ_xに基づき相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出すべくステップＳ１０へ戻る。

　なお、図１１に示す処理手順による相抵抗算出部１４３の動作は一例であり、相抵抗算出部１４３の動作はこのような処理手順に限定されない。例えば、図１１に示すステップＳ１０～Ｓ２０の処理を所定時間間隔で実行するようにしてもよい。また、図１１に示すステップＳ１０～Ｓ２０の処理を、ブラシレスモータ１の駆動開始後に１回だけ実行してもよく、温度などの状態が変化したときに実行してもよい。

　図１１に示す動作例では、ステップＳ１２の判定結果が"Ｎｏ"で且つステップＳ１４の判定結果が"Ｙｅｓ"の場合に各相電流の検出時点における各相電圧の指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wxが記憶部１４２から取り出されるが、これに代えて、いずれかの相の電流検出値Ｉ_xが得られる毎に、当該相電流検出値Ｉ_xがゼロでないか、その絶対値が閾値Ｉ_thよりも小さいかを判定し、当該相電流検出値Ｉ_xがゼロでなく且つその絶対値が閾値Ｉ_thよりも小さければ、式（２９ａ）（２９ｂ）または（３０ａ）（３０ｂ）または（３１ａ）（３１ｂ）に基づき、当該電流検出値Ｉ_xに対応する中間的なパラメータ値Ｘ_a，Ｘ_bを算出するようにしてもよい（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ；Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）。

　また、図１１に示す動作例では、ステップＳ１４において、各相電流の検出値の絶対値が閾値Ｉ_thよりも小さいか否かが判定されるが、これに代えて、各相電流の指令値の絶対値が閾値Ｉ_thよりも小さいか否かを判定するようにしてもよい。この場合、各相電流の指令値は、指令電流算出部２１により得られるｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*を３相交流座標軸上の値に変換することにより求めることができる。また、これらに代えて、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉ_d ^*，ｉ_q ^*の絶対値または２乗和が所定の閾値よりも小さいか否かで判定するようにしてもよい。より一般的には、ブラシレスモータ１に流れる電流の大きさが所定値よりも小さいときに相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出することで、電流による発熱に起因する相抵抗算出精度の低下が防止できればよい。

　また、各相の電流値の絶対値等が所定の閾値よりも小さく発熱が小さい場合であっても、式（２９ａ）～（３１ｂ）における各相電流値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wがゼロに近い場合には誤差が発生しやすいので、ステップＳ１４の判定に加えて、各相電流検出値の絶対値｜Ｉ_u｜，｜Ｉ_v｜，｜Ｉ_w｜が別の閾値I_th2よりも大きいか否かを判定し（ただし、Ｉ_th＞Ｉ_th2）、当該閾値Ｉ_th2よりも大きい場合にのみ相抵抗を算出するようにしてもよい。

　以上のように本実施形態によれば、各相電流の検出値Ｉ_xとその検出時点の各相電圧の指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）とを用いて相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wが算出され、現時点の各相電圧の指令値Ｖ_yが当該相の抵抗Ｒ_yの値に応じて補正される（ｙ＝ｕ，ｖ，ｗ）。すなわち、これらの相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値を用いて式（２０）～（２２）により各相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wが補正される。ここで、式（２０）～（２２）は、各相電圧指令値Ｖ_yのうち当該相の抵抗Ｒ_yへの印加電圧に相当する部分が当該抵抗Ｒ_yの値に比例するように各相電圧指令値Ｖ_yが補正されることを表している（ｙ＝ｕ，ｖ，ｗ）。このような補正により、相間抵抗差が補償され、相間抵抗差に起因するトルクリップルが低減される。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置を用いた電動パワーステアリング装置によれば、モータの出力トルクが滑らかになり、操舵フィーリングが向上する。

　しかも本実施形態によれば、相電圧指令値の補正に使用する相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの値は、各相電流が小さくて発熱による抵抗値の増大が小さいときに算出されるので、精度良く相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wが算出される。これにより、相電圧指令値の補正による相間抵抗差の補償がより正確に行われ、その結果、トルクリップルを十分に低減することができる。

＜７．第４の実施形態＞
　図１２は、本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置は、第３の実施形態に係るモータ制御装置においてマイコン２０と電流センサ１４をマイコン３０と電流センサ１５に置換したものである。このモータ制御装置は、電流センサ１５が正常に動作しているときにはフィードバック制御を行い、電流センサ１５が故障したときにはオープンループ制御を行う。すなわち、第１の実施形態に対する第２の実施形態と同様のものである。以下の説明において、第２実施形態と同じ構成には同じ符号を付しその説明を省略する。

　マイコン３０においても、上記第３の実施形態と同様に相抵抗算出部１５３および補正部１５４を備えているが、本実施形態では、ブラシレスモータ１に供給される３相の駆動電流が個別に検出されることから、相電流算出部１４１および記憶部１４２を備えていない。

　電流センサ１５が正常に動作している間、相抵抗算出部５３は、上記第３の実施形態の場合と同様に相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出する。すなわち、相抵抗算出部１４３は、電流センサ１５によって検出された各相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wと、その検出時点における補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcとに基づき、ブラシレスモータ１におけるｕ相抵抗Ｒ_u、ｖ相抵抗Ｒ_v、ｗ相抵抗Ｒ_wの値を求める。ここで、ｕ相、ｖ相およびｗ相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wは同時に検出されるものとする。このため、上記検出時点における相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcは、第１の実施形態における各相電流の検出時点の各相電圧指令値Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）に対応する。したがって、図１１に示すフローチャートにおける"Ｖ_ux，Ｖ_vx，Ｖ_wx（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）"を"Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wc"に置き換えれば、このフローチャートは本実施形態における動作例を示すことになるので、相抵抗算出部５３についての詳しい説明を省略する。

　相抵抗算出部５３により得られる相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値は、補正部５４に与えられる。この補正部５４には、上記第１の実施形態の場合と同様、これらの相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値と共に、Φ算出部２６から電機子巻線鎖交磁束数Φが、角速度算出部２５から角速度ω_e がそれぞれ与えられる。さらに補正部５４には、故障監視部３４での判断結果を示す制御信号も与えられる。

　ところで、電流センサ１５が正常に動作している間は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*とｄ軸電流検出値ｉ_d の偏差Ｅ_d 、および、ｑ軸電流指令値ｉ_q ^*とｑ軸電流検出値ｉ_q の偏差Ｅ_q が打ち消されるようにフィードバック制御が行われることから、通常、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生は問題とはならない。そこで本実施形態では、補正部５４は、故障監視部３４からの上記制御信号に基づき、電流センサ１５が正常に動作している間すなわちフィードバック制御が行われている間は、ｄｑ軸／３相変換部２３から出力される相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを補正することなく、そのまま３相／ＰＷＭ変調器１２に与える。すなわち、Ｖ_u＝Ｖ_uc，Ｖ_v＝Ｖ_vc，Ｖ_w＝Ｖ_wcである。しかし、フィードバック制御が行われている間においても、上記相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値を使用して相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを補正するようにしてもよい。

　その後、電流センサ１５が故障すると、故障監視部３４は故障と判断し、指令電圧選択部３５は、オープンループ制御部２２の出力を選択する。このとき、指令電流算出部２１、オープンループ制御部２２、ｄｑ軸／３相変換部２３および角度算出部２４が動作し、オープンループ制御が行われる。オープンループ制御部２２は、電流センサ１５が正常に動作している間に求められたΦ値を用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q を求める。これらのｄ軸電圧指令値ｖ_d とｑ軸電圧指令値ｖ_q は、指令電圧選択部３５を介してｄｑ軸／３相変換部２３に与えられ、そこで相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに変換される。これらの相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wは補正部５４に与えられる。

　補正部５４は、故障監視部３４からの制御信号に基づき、電流センサ１５が故障しているときには、上記第１の実施形態の場合と同様、相抵抗算出部５３からの相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出値とΦ算出部２６からの電機子巻線鎖交磁束数Φと角速度算出部２５からの角速度ω_e とを用い、既述の式（２０）～（２２）に従って相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ_wを補正する。この補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcは３相／ＰＷＭ変調器１２に与えられる。この３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３からなるモータ駆動手段は、これらの相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcの電圧によってブラシレスモータ１を駆動する。

　以上に示すように、第２の実施形態と同様に、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えないときには、フィードバック制御を行っている間に求めた電機子巻線鎖交磁束数Φを用いてオープンループ制御を行うことにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。

　また第４の実施形態によれば、オープンループ制御を行う場合には、電流センサが正常に動作している間に求めた相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの値を用いて、相間抵抗差が補償されるように相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wが補正部５４により補正される（式（２０）～（２２）参照）。このため、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、相間抵抗差に起因するトルクリップルの発生が抑制される。したがって、電流センサが故障し、フィードバック制御を行えない場合であっても、良好な操舵フィーリングを得ることができる。

＜８．変形例＞
　上記第１の実施形態では、電流センサ１４が１個だけ設けられているが、複数個（２個または３個）設けられていてもよい。例えばｕ相およびｖ相用電流センサが設けられている場合には、相抵抗算出部１４３において相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出に使用されるｕ相およびｖ相電流検出値は、これらのｕ相およびｖ相用電流センサから出力されるｕ相電流検出値Ｉ_uおよびｖ相電流検出値Ｉ_vを使用すればよく、ｗ相電流検出値Ｉ_wは、相電流算出部１４１において次式により求めればよい。
　　Ｉｗ＝－Ｉｕ－Ｉｖ
なお、電流センサ１４が複数個設けられている場合には、同一時点においてｕ相、ｖ相およびｗ相の電流検出値を得ることができるので、記憶部１４２は必ずしも必要ではなく、電流センサ１４が３個設けられている場合（相数に等しい個数だけ設けられている場合）には、相電流算出部１４１は不要となる。この場合、当該複数個の電流センサにより電流検出手段が構成される。

　また、上記第１および第２の実施形態では、相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wに基づき式（７）～（９）により相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wが補正されるが、本発明は、このような式（７）～（９）による補正に限定されない。より一般的には、相間抵抗差を補償すべく、各相電圧指令値Ｖ_xのうち当該相の抵抗Ｒ_xへの印加電圧に相当する部分が当該抵抗Ｒ_xの値と正の相関を有するように各相電圧指令値Ｖ_xを補正すればよい（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　ところで、ブラシレスモータ１のロータの角速度ω_eが大きいときには、逆起電力が大きくなって相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wへの印加電圧の割合が小さくなるので、逆起電力の算出誤差の影響を受けやすくなり、相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wの算出精度が低下する。したがって、角速度ω_eにつき閾値を設け、角速度ω_eが当該閾値よりも小さいときにのみ相抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wを算出するようにしてもよい。

　また、上記第１および第２の実施形態に係るモータ制御装置は、３相ブラシレスモータ１を駆動するように構成されているが、本発明は、これに限定されるものではなく、４相以上のブラシレスモータを駆動するモータ制御装置にも適用可能である。

＜９．第５の実施形態＞
　次に本発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置を図１３乃至１６を用いて説明する。
　第５の実施形態に係るモータ制御装置は、上記の実施形態と同様に図１に示す電動パワーステアリング装置に用いられる。よって、電動パワーステアリングの説明はここでは省略する。

　図１３は、本実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１３に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、マイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略称する）２２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器２４１、モータ駆動回路２４３、および、電流センサ２４５を備えている。

　ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値を求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。

　３相／ＰＷＭ変調器２４１とモータ駆動回路２４３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めた電圧指令値の電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器２４１は、マイコン２０で求めた３相の電圧指令値に応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号（図１３に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路２４３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ－ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ－ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。すなわち、モータ駆動回路２４３において各相に対し２個ずつＭＯＳ－ＦＥＴが割り当てられており、当該２個のＭＯＳ－ＦＥＴは互いに直列に接続されてスイッチング素子対をなし、このようなスイッチング素子対が電源端子と接地端子との間に相数だけ並列に接続されることによりインバータが構成される。そして、各相に対応する２個のＭＯＳ－ＦＥＴ（スイッチング素子対）の接続点は、インバータにおける当該相の出力端としてブラシレスモータ１に接続される。各相に２個ずつ対応するＭＯＳ－ＦＥＴの導通状態が当該相に対応する２つのＰＷＭ信号（互いに反転関係にある２つのＰＷＭ信号）によって制御され、これによりｕ相、ｖ相、ｗ相の出力端Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに得られる電圧が、それぞれｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧としてブラシレスモータ１に印加される。このようにしてブラシレスモータ１に電圧が印加されることにより、モータ駆動回路２４３からｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流がブラシレスモータ１に供給される。

　電流センサ２４５は、ブラシレスモータ１に供給されるｕ相電流およびｖ相電流を示す検出信号を出力し、これらの検出信号はマイコン２０に入力される。

　マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、ｑ軸電流指令値決定部２２１、ｄ軸電流指令値決定部２２２、減算器２２３，２２４、ｑ軸電流ＰＩ制御部２３１、ｄ軸電流ＰＩ制御部２３２、第１座標変換部２３３、第２座標変換部２３４、補正演算部２３６、補正記憶部２３７、電流検出部２１４、および角度算出部２１５として機能する。なお、ｑ軸電流指令値決定部２２１とｄ軸電流指令値決定部２２２と減算器２２３，２２４とｑ軸電流ＰＩ制御部２３１とｄ軸電流ＰＩ制御部２３２と第１および第２座標変換部２３３，２３４と電流検出部２１４と角度算出部２１５は、ブラシレスモータ１に印加すべき相電圧を示す相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを求める制御演算手段を構成する。また、補正演算部２３６は、ブラシレスモータ１のｕ，ｖ，ｗ相にそれぞれ対応した３個の加算器２３６_u，２３６_v，２３６_wからなり、補正記憶部２３７は、ｕ相，ｖ相およびｗ相補正マップ２３７_u，２３７_v，２３７_wを格納している。そして、このような補正演算部２３６と補正記憶部２３７は、上記の相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを補正する補正手段を構成する。

　マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流を示す電流指令値とブラシレスモータ１のロータの回転角（電気角）とに基づき、モータ駆動回路２４３に与えるべき電圧を示す相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcを求める。なお以下におて、便宜上、ｕ相，ｖ相およびｗ相のうち任意の１つの相に着目して説明する場合には、その着目した相を「ｘ相」として言及するものとする。

　ｑ軸電流指令値決定部２２１は、トルクセンサ３によって検出された操舵トルクＴと車速センサ４によって検出された車速Ｓとに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｑ軸成分を示すｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を決定する。このｑ軸電流指令値ｉ^* _qは、ブラシレスモータ１が発生すべきトルクに対応する電流値であり、減算器２２３に入力される。一方、ｄ軸電流指令値決定部２２２は、ブラシレスモータ１に供給すべき電流のｄ軸成分を示すｄ軸電流指令値ｉ_d ^*を決定する。ブラシレスモータ１に流れる電流のｄ軸成分は、トルクに関与しないので、典型的にはｉ_d ^*＝０である。このｄ軸電流指令値ｉ_d ^*は減算器２２４に入力される。

　電流検出部２１４は、電流センサ２４５からの検出信号に基づき、モータ駆動回路２４３からブラシレスモータ１に供給される電流のうちｕ相電流およびｖ相電流の検出値をそれぞれｕ相電流検出値Ｉ_uおよびｖ相電流検出値Ｉ_vとして出力する。これらのｕ相およびｖ相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_vは、第１座標変換部２３３に与えられる。また、角度算出部２１５は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転位置を示す電気角θを求める。この電気角θは、第１および第２座標変換部２３３，２３４に与えられる。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が電気角θとなる。

　第１座標変換部２３３は、電気角θを用い次式（３４）および（３５）に従って、上記のｕ相およびｖ相電流検出値Ｉ_u，Ｉ_vをｄｑ座標上の値であるｑ軸およびｄ軸電流検出値ｉ_q，ｉ_dに変換する。
　　ｉ_d＝√２×｛Ｉｖ×ｓｉｎθ－Ｉ_u×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝ …（３４）
　　ｉ_q＝√２×｛Ｉｖ×ｃｏｓθ－Ｉ_u×ｃｏｓ（θ－２π／３）｝ …（３５）
このようにして得られたｑ軸およびｄ軸電流検出値ｉ_q，ｉ_dは減算器２２３，２２４にそれぞれ入力される。

　減算器２２３は、ｑ軸電流指令値ｉ^* _qとｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差であるｑ軸電流偏差（ｉ^* _q－ｉ_q）を算出し、ｑ軸電流ＰＩ制御部２３１は、このｑ軸電流偏差（ｉ^* _q－ｉ_q）に対する比例積分制御演算によってｑ軸電圧指令値ｖ_qを求める。減算器２２４は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dとｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差であるｄ軸電流偏差（ｉ^* _d－ｉ_d）を算出し、ｄ軸電流ＰＩ制御部２３２は、このｄ軸電流偏差（ｉ^* _d－ｉ_d）に対する比例積分制御演算によってｄ軸電圧指令値ｖ_dを求める。このようにして求められたｑ軸およびｄ軸電圧指令値ｖ_q，ｖ_dは、第２座標変換部２３４に入力される。

　第２座標変換部２３４は、電気角θを用い次式（３６）～（３８）に従って、上記のｑ軸およびｄ軸電圧指令値ｖ_q，ｖ_dを３相交流座標上の値である相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに変換する（以下では、これらの相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを、それぞれ「ｕ相電圧指令値Ｖ_u」、「ｖ相電圧指令値Ｖ_v」、「ｗ相電圧指令値Ｖ_w」ともいう）。
　　Ｖ_u＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓθ－ｖ_q×ｓｉｎθ｝　 …（３６）
　　Ｖ_v＝√（２／３）×｛ｖ_d×ｃｏｓ（θ－２π／３）
　　　　　　　　　　　－ｖ_q×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　　 …（３７）
　　Ｖ_w＝－Ｖ_u－Ｖ_v　　　　　　　　　　　　　　　　　　 …（３８）
これらの相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wは、補正演算部２３６の加算器２３６ｕ，２３６ｖ，２３６ｗにそれぞれ与えられると共に、補正記憶部３７に格納されたｕ相、ｖ相およびｗ相補正マップ２３７ｕ，２３７ｖ，２３７ｗにそれぞれ与えられる。

　ｘ相補正マップ２３７ｘ（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）は、ｘ相の電圧指令値と当該電圧指令値に必要な補正量とを対応づけるためのマップである。ｘ相補正マップ２３７ｘによりｘ相電圧指令値Ｖ_xに対応する補正量が得られ、これらの補正量は補正演算部２３６におけるｘ相に対応する加算器２３６ｘにそれぞれ与えられる（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　補正演算部２３６において、ｘ相に対応する加算器２３６ｘは、ｘ相補正マップ２３７ｘにより得られる補正量をｘ相電圧指令値Ｖｘに加算することにより当該ｘ相電圧指令値Ｖ_xを補正する（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。このようにして得られた補正後のｕ相、ｖ相およびｗ相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcは３相／ＰＷＭ変調器２４１に与えられる。

　既述のように３相／ＰＷＭ変調器２４１は、これらの補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcに応じたデューティ比を有する３種類のＰＷＭ信号Ｕ，Ｖ，Ｗとその否定信号を生成する。モータ駆動回路２４３は、これら３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御されることにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。これによりブラシレスモータ１が回転し、トルクを発生する。

　なお、モータ駆動回路２４３からブラシレスモータ１への電流経路のうちｕ相およびｖ相の電流経路には電流センサ２４５が挿入されており、この電流センサ２４５は、既述のように、ブラシレスモータ１に供給されるｕ相およびｖ相電流を示す検出信号を出力する。また、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐは、既述のように、位置検出センサ５によって検出される。ｕ相およびｖ相電流を示す検出信号および回転位置Ｐを示す検出信号は、マイコン２０に入力され、上記のようにブラシレスモータ１の駆動制御に使用される。

＜１０．相電圧指令値の補正について＞
　ブラシレスモータ１の出力トルクに含まれるリップル（トルクリップル）を抑制すべく、モータ・駆動回路系において相間抵抗差が生じないようにモータ駆動回路基板（モータ駆動回路２４３が実装される回路基板）の回路パターンを形成するのが好ましい。しかし、電源端子から接地端子に到るまでの経路の抵抗成分に相間で差が生じないように配線パターンを形成しても、各相につき、電源端子からモータ駆動回路２４３の出力端までの経路の抵抗成分（以下「上段アーム抵抗」という）と当該出力端から接地端子までの経路の抵抗成分（以下「下段アーム抵抗」という）との間に差がある場合には、トルクリップルが発生する。これに対し、モータ・駆動回路系において相間抵抗差が生じないようにするだけでなく、各相につき上段アーム抵抗と下段アーム抵抗とが等しくなるように配線パターンを形成しようとすると、モータ駆動回路基板における回路パターンが複雑化し、回路パターン形成のためのスペースが増大する。

　そこで本実施形態では、モータ駆動回路基板の面積の増大を抑えるべく、各相につき上段アーム抵抗と下段アーム抵抗との間に生じる差（以下、「上下段抵抗差」という）を許容している。そして、トルクリップルの発生を抑制すべく上下段抵抗差が相毎に補償されるように、上記補正演算部２３６および補正記憶部２３７からなる補正手段によって相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wが補正される。以下、この補正手段による補正の詳細について説明する。

　本実施形態では、上下段抵抗差を補償するために補正演算部２３６において相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに加算すべき補正量は、相毎に用意された補正マップを参照して求められる。すなわち、ｕ相、ｖ相およびｗ相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに加算される補正量は、ｕ相、ｖ相およびｗ相補正マップ２３７，２３７ｖ，２３７ｗによって当該ｕ相、ｖ相およびｗ相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wにそれぞれ対応付けられた補正量である。このようなｕ相、ｖ相およびｗ相補正マップ２３７ｕ，２３７ｖ，２３７ｗは、相電圧指令値と補正量との具体的な対応の仕方が異なるように設定することが可能であるが、いずれの補正マップもその作成方法や利用方法は同様である。そこで以下では、ｕ相、ｖ相およびｗ相をｘ相で代表させて説明する。

　図１４は、本実施形態におけるｘ相補正マップ２３７ｘの作成を説明するための回路図であり、モータ駆動回路２４３およびブラシレスモータ１からなるモータ・駆動回路系の回路構成を示している。電源端子Ｎｐｗからｘ相の出力端Ｎｘまでの抵抗成分すなわちｘ相の上段アーム抵抗は、その上段アームにおけるスイッチング素子（ＦＥＴ）のオン抵抗と配線抵抗からなり、ｘ相の出力端Ｎｘから接地端子Ｎｇｄまでの抵抗成分すなわちｘ相の下段アーム抵抗は、その下段アームにおけるスイッチング素子（ＦＥＴ）のオン抵抗と配線抵抗からなる。なお、図１５では示されていないが、ブラシレスモータ１が回転している場合には、ブラシレスモータ１の各相には逆起電力が発生する。以下、この図１４を参照して、ｘ相補正マップの作成について説明する（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　モータ駆動回路２４３が実装される回路基板（モータ駆動回路基板）において、電源端子Ｎｐｗから接地端子Ｎｇｄに到るまでの経路の抵抗成分が相間で等しくなるように配線パターンが形成されていても、ｘ相につき上段アーム抵抗と下段アーム抵抗との間に差（上下段抵抗差）が存在すると、出力端Ｎ_xの電圧Ｖ_xaが本来の電圧からずれる。本実施形態では、この電圧ずれを補償するためのｘ相電圧指令値Ｖ_xの補正量がｘ相補正マップ２３７ｘによって与えられる。

　モータ駆動回路２４３のｘ相の出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xaは、モータ駆動回路２４３に供給される直流電源の電圧をＶ_bとし、ｘ相の上段アームのスイッチング素子のオン期間の比率であるデューティ比をＤ_xで示すものとすると、理想的（Ｒｂ＝Ｒｇ＝０の場合）には、
　　Ｖ_xa＝Ｄ_x・Ｖ_b　　…（３９）
となる。しかし実際には、上段アーム抵抗Ｒ_bおよび下段アーム抵抗Ｒ_gはゼロでない値を有しており、Ｒ_b≠Ｒ_gであるので、出力端の電圧Ｖ_xaは、上記式（３９）で与えられる値Ｄ_x・Ｖ_bからずれる。

　一方、制御演算手段（の第２座標変換部２３４）から出力されるｘ相電圧指令値Ｖ_xは、モータ駆動回路２４３のｘ相上段アームのスイッチング素子のオン期間の比率を示すｘ相デューティ比Ｄ_xに対応し、
　　Ｄ_x＝Ｖ_x／Ｖ_b　…（４０）
である。上記のようにＲｂ≠Ｒｇであることから、式（４０）で与えられるデューティ比Ｄ_xでｘ相に対応する２個のスイッチング素子が駆動されると、モータ駆動回路２４３の出力端Ｎ_xには相電圧指令値Ｖ_x通りの電圧が得られない。

　これに対し本実施形態では、各相における上段アーム抵抗Ｒｂ、下段アーム抵抗Ｒｇ、およびブラシレスモータ１の抵抗成分（以下「モータ相抵抗」という）Ｒｍの設計値または実測値を用いて、各種のデューティ比Ｄ_xにつき当該デューティ比Ｄ_xに対応する理想的な出力端電圧Ｖ_xa（＝Ｄ_x・Ｖ_b＝Ｖ_x）に対する実際の出力端電圧Ｖ_xaのずれを予め求めておく。そして、各種のデューティ比Ｄ_xにつき、そのデューティ比Ｄ_xにおける上記電圧ずれを補償するための相電圧指令値Ｖ_x（＝Ｄ_x・Ｖ_b）の補正量を決定し、当該補正量とその相電圧指令値Ｖ_xまたはデューティ比Ｄ_xとを対応付けるデータをｘ相補正マップ２３７ｘとして補正記憶部２３７に格納しておく（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　本実施形態では、このようにして作成されたｕ相、ｖ相およびｗ相補正マップ２３７ｕ，２３７ｖ，２３７ｗを参照して相毎に得られる補正量を相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに加算することにより、補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcが得られる。そして、この補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcに応じて、ＰＷＭ電圧形インバータとしてのモータ駆動回路の２４３の各スイッチング素子（ＦＥＴ）が駆動（オン／オフ）される。これによりモータ駆動回路２４３の出力端Ｎ_u，Ｎ_v，Ｎ_wに得られる電圧Ｖ_ua，Ｖ_va，Ｖ_waが、ブラシレスモータ１に印加される。

＜１１．補正マップの作成の具体例＞
　本実施形態において使用する各相の補正マップ２３７ｕ，２３７ｖ，２３７ｗを作成するには、各相につき、上段アーム抵抗Ｒｂ、下段アーム抵抗Ｒｇ、およびモータ相抵抗Ｒｍの設計値または実測値を用いて、各種のデューティ比Ｄ_xにおける（モータ駆動回路２４３の）出力端電圧Ｖ_xaが理想値（＝相電圧指令値Ｖ_x）からどの程度ずれるかを求める必要がある。このような出力端Ｎ_xにおける電圧ずれは、上記抵抗Ｒｂ，Ｒｇ，Ｒｍの設計値または実測値を用いて、モータ駆動回路２４３を含むモータ制御装置とブラシレスモータ１とからなるシステムの動作を計算機でシミュレーションすることにより求めることができる。

　このような計算機シミュレーションを行うことなく、モータ駆動回路２４３とブラシレスモータ１からなるモータ・駆動回路系（図１４）のうち１相分の構成を示す等価回路を簡易なモデルに基づいて表現し、相毎の等価回路に基づいて出力端Ｎｘにおける電圧ずれを求めることもできる。以下、ｘ相における出力端Ｎｘの電圧ずれをこの簡易モデルで求め、その電圧ずれに基づきｘ相補正マップ２３７ｘを作成するという方法について説明する（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　図１５Ａ、１５Ｂは、いずれも、図１４に示すモータ・駆動回路系のうちの１相分であるｘ相の構成を示す回路図である。この１相分の回路構成を用いる簡易モデルでは、ブラシレスモータ１における逆起電力は考慮されていない。図１５Ａは、ｘ相電流がモータ駆動回路４３からブラシレスモータ１に流れる場合を示しており、図１５Ｂは、ｘ相電流がブラシレスモータ１からモータ駆動回路４３に流れる場合を示している。また、図１５Ａ、１５Ｂにおいて、上段アームにおけるスイッチング素子（以下「上段スイッチング素子」という）ＳＷＸ_uのオン抵抗および配線抵抗を含む抵抗成分は、上段アーム抵抗Ｒｂとして示されており、下段アームにおけるスイッチング素子ＳＷＸ_d（以下「下段スイッチング素子」という）のオン抵抗および配線抵抗を含む抵抗成分は、下段アーム抵抗Ｒ_gとして示されている。なお、Ｒ_mはブラシレスモータ１におけるｘ相の抵抗成分を示している。

　図１５Ａに示すようにｘ相電流がモータ駆動回路２４３からブラシレスモータ１に流れる場合において、上段スイッチング素子ＳＷＸｕがオン状態のとき、そのｘ相電流Ｉｘは
　　Ｉ_x＝（Ｖ_b－Ｖ_m）／（Ｒ_b＋Ｒ_m）　　…（４１）
であるので、このときの出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xuは、
　　Ｖ_xu＝（Ｖ_b－Ｖ_m）Ｒ_m／（Ｒ_b＋Ｒ_m）＋Ｖ_m　　…（４２）
となる。ここで、Ｖｂはモータ駆動回路２４３に与えられる直流電源の電圧であり、Ｖ_mはブラシレスモータ１の中性点Ｎｎの電圧である。また、ブラシレスモータ１は誘導性負荷であることから、この場合において上段スイッチング素子ＳＷＸ_uがオフ状態となり下段スイッチング素子ＳＷＸ_dがオン状態となっても、上記式（４１）で示される電流Ｉ_xが引き続き流れる。したがって、下段スイッチング素子ＳＷＸ_dがオン状態のときの出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xdは、
　　Ｖ_xd＝－Ｉ_x・Ｒ_g
　　　　　＝－（Ｖ_b－Ｖ_m）Ｒ_g／（Ｒ_b＋Ｒ_m）　　…（４３）
となる。よって、ブラシレスモータ１に印加されるｘ相電圧に相当する出力端電圧Ｖ_xaは、上段スイッチング素子ＳＷＸ_uのオン期間の比率であるデューティ比Ｄ_xを用いて、式（４２）と（４３）より次式のように表すことができる。
　　Ｖ_xa＝Ｄ_x・Ｖ_xu＋（１－Ｄ_x）・Ｖ_xd
　　　　　＝（Ｖ_b－Ｖ_m）｛Ｄ_x・（Ｒ_m＋Ｒ_g）－Ｒ_g｝／（Ｒ_b＋Ｒ_m）
　　　　　　　＋Ｄ_x・Ｖ_m　　　　…（４４）

　ところで、デューティ比Ｄ_xに対応する理想的なｘ相電圧すなわちＲ_b＝Ｒ_g＝０のときの出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xoは、
　　Ｖ_xo＝Ｄ_x・Ｖ_b　　…（４５）
である。また、出力端Ｎｘにおける電圧ずれはＶ_xa－Ｖ_xoであるので、本実施形態では補正量ΔＶ_xを
　　ΔＶ_x＝Ｖ_xo－Ｖ_xa　　…（４６）
とする。したがって、抵抗Ｒ_b，Ｒ_g，Ｒ_mの設計値または実測値が与えられると（Ｖ_b，Ｖ_mは既知）、ｘ相電流がモータ駆動回路２４３からブラシレスモータ１に流れる場合すなわちＤ_x＞０．５の場合につき、種々のデューティ比Ｄ_xに対する補正量ΔＶ_xを式（４４）～（４６）より求めることができる。

　一方、図１５Ｂに示すようにｘ相電流がブラシレスモータ１からモータ駆動回路２４３に流れる場合において、下段スイッチング素子ＳＷＸ_dがオン状態のとき、そのｘ相電流Ｉ_xは
　　Ｉ_x＝Ｖ_m／（Ｒ_g＋Ｒ_m）　　…（４７）
であるので、このときの出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xdは、
　　Ｖ_xd＝Ｖ_m・Ｒ_g／（Ｒ_g＋Ｒ_m）　　…（４８）
となる。また、ブラシレスモータ１は誘導性負荷であることから、この場合において下段スイッチング素子ＳＷＸ_dがオフ状態となり上段スイッチング素子ＳＷＸ_uがオン状態となっても、上記式（４７）で示される電流Ｉ_xが引き続き流れる。したがって、上段スイッチング素子ＳＷＸ_uがオン状態のときの出力端Ｎｘの電圧Ｖ_xuは、
　　Ｖ_xu＝Ｖ_b－Ｉ_x・Ｒ_b
　　　　　＝Ｖ_b－Ｖ_m・Ｒ_b／（Ｒ_g＋Ｒ_m）　　…（４９）
となる。よって、ブラシレスモータ１に印加されるｘ相電圧に相当する出力端電圧Ｖ_xaは、Ｎ_xにおける上段スイッチング素子ＳＷＸ_uのオン期間の比率であるデューティ比Ｄ_xを用いて、式（４８）と（４９）より次式のように表すことができる。
　　Ｖ_xa＝Ｄ_x・Ｖ_xu＋（１－Ｄ_x）・Ｖ_xd
　　　　　＝Ｖ_m・｛Ｒ_g－Ｄ_x・（Ｒ_b＋Ｒ_g）｝／（Ｒ_g＋Ｒ_m）
　　　　　　＋Ｄ_x・Ｖ_b　　　　　…（５０）

　ところで、デューティ比Ｄ_xに対応する理想的なｘ相電圧すなわちＲ_b＝Ｒ_g＝０のときの出力端Ｎ_xの電圧Ｖｘｏは、
　　Ｖ_xo＝Ｄ_x・Ｖ_b　　…（５１）
である。したがって、抵抗Ｒ_b，Ｒ_g，Ｒ_mの設計値または実測値が与えられると、ｘ相電流がブラシレスモータ１からモータ駆動回路２４３に流れる場合すなわちＤｘ＜０．５の場合につき、種々のデューティ比Ｄ_xに対する補正量ΔＶ_xを式（５０）と（５１）と（４６）より求めることができる。

　以上のようにして、式（４４）～（４６）および式（５０）～（５１）より、種々のデューティ比Ｄ_xに対する補正量ΔＶ_xを求めることができるので、ｘ相につきデューティ比Ｄ_xに補正量ΔＶ_xを対応付けるｘ相補正マップ３７ｘを作成することができる（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

　図１６は、上記の簡易モデルによる図１５Ａ、１５Ｂの等価回路に基づき作成される補正マップの一例を示す図である。ただし、この図１６は、便宜上、デューティ比Ｄ_xと補正量ΔＶ_xとの対応関係を、Ｒ_b＞Ｒ_gの場合とＲ_b＝Ｒ_g≠０の場合とＲ_b＜Ｒ_gの場合とＲ_b＝Ｒ_g＝０の場合（理想の場合）という４つの場合について同時に示している。上記のように、本発明を実施しようとするモータ制御装置のモータ駆動回路２４３およびブラシレスモータ１についての抵抗Ｒ_b，Ｒ_g，Ｒ_mの設計値または実測値を用いれば（電源電圧Ｖ_b、中性点電圧Ｖ_mは既知）、各相につきデューティ比Ｄ_xに補正量ΔＶ_xを対応付ける補正マップとして、それらの抵抗Ｒ_b，Ｒ_g，Ｒ_mの抵抗値に応じた補正２マップ３７ｘを作成することができる。すなわち、上下段抵抗差および相間抵抗差を反映させた補正マップ２３７ｘ（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）を作成することができる。このようにして作成された補正マップ２３７ｘは、図１６に示す４つの場合のうち理想の場合（Ｒ_g＝Ｒ_b＝０の場合）を除く３つの場合のいずれかに対応する曲線（折れ線）によって種々のデューティ比Ｄ_xと相電圧指令値Ｖｘの補正量とを対応付けるマップとなっている。ここで、デューティ比Ｄ_xは、（補正前の）ｘ相電圧指令値Ｖ_xを用いてＤ_x＝Ｖ_x／Ｖ_bと表すことができる。したがって、このｘ相補正マップ２３７ｘは、ｘ相電圧指令値Ｖ_xにその補正量ΔＶ_xを対応付けるマップとして使用することができる（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）。

＜１２．効果＞
　上記のような本実施形態によれば、制御演算手段によって算出された相電圧指令値Ｖ_x（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）が、上段アーム抵抗Ｒ_bや下段アーム抵抗Ｒ_g等の設計値または実測値等に基づき作成された補正マップ２３７ｘを参照して補正演算部２３６により相毎に補正され（図１３参照）、補正後の相電圧指令値Ｖ_uc，Ｖ_vc，Ｖ_wcに応じて、ＰＷＭ電圧形インバータとしてのモータ駆動回路２４３の各スイッチング素子（ＦＥＴ）が駆動（オン／オフ）される。これにより、モータ駆動回路２４３における上段アーム抵抗Ｒ_bと下段アーム抵抗Ｒ_gとに差（上下段抵抗差）がある場合であっても、相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに応じた電圧が精度よくブラシレスモータ１に印加される。また、相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wは、相毎に作成された補正マップ２３７_u，２３７_v，２３７_wを参照して各相電圧指令値Ｖ_xに応じて相毎に補正されるので、モータ・駆動回路系において相間抵抗差が存在する場合であっても、ブラシレスモータ１に印加される相電圧Ｖ_ua，Ｖ_va，Ｖ_waの相間での不均衡化が抑制される。

　したがって、このような本実施形態によれば、ブラシレスモータ１におけるトルクリップルを低減することができる。ところで、インバータとしてのモータ駆動回路２４３における上下段抵抗差や相間抵抗差が解消されるように配線パターンを形成することによりトルクリップルの発生を抑制しようとすると、モータ駆動回路基板のサイズの増大を招く。これに対し本実施形態によれば、相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wの補正によりトルクリップルが低減されるので、モータ駆動回路基板のサイズの増大を回避することができ、配線抵抗の増大も避けることができる。このため、本実施形態に係るモータ制御装置を使用した電動パワーステアリング装置において、モータ駆動回路基板のサイズ増大を抑えることで小型化や高効率化、低コスト化等の要請に応えつつ、トルクリップルを抑制して操舵フィーリングを向上させることができる。

＜１３．変形例＞
　上記実施形態では、ブラシレスモータ１に流れる電流のｑ軸およびｄ軸成分がｑ軸およびｄ軸電流指令値ｉ_q ^*，ｉ_d ^*にそれぞれ等しくなるようにフィードバック制御が行われる構成（図１３）となっているが、モータの回路方程式に基づくオープンループ制御によってブラシレスモータ１が駆動される場合であっても本発明を適用することができる。

　なお本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

Claims

　ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧を示す相電圧指令値を求める制御演算手段と、
　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
　前記ブラシレスモータにおけるロータの回転位置を検出する回転位置検出手段と、
　前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸またはｄ軸成分のｑ軸またはｄ軸指令値に対する比の前記ブラシレスモータの電気角に関する２次高調波成分が示す、当該比の当該電気角に対する依存性が低減されるように、前記電流検出手段の検出結果および前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段と
を備えることを特徴とする、モータ制御装置。
　前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
　前記補正手段は、
　　前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電圧指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電圧指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
　　前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
　　前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段と
を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
　前記制御演算手段は、前記ブラシレスモータに流すべき電流のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電流指令値として決定し、当該ｑ軸およびｄ軸電流指令値に基づき、前記ブラシレスモータに印加すべき電圧のｑ軸およびｄ軸成分をそれぞれｑ軸およびｄ軸電圧指令値として算出し、当該ｑ軸およびｄ軸電圧指令値を前記ブラシレスモータに印加すべき電圧の各相成分に変換することにより前記相電圧指令値を求め、
　前記補正手段は、
　　前記電流検出手段の検出結果に基づき、前記ブラシレスモータに流れる電流のｑ軸成分の前記ｑ軸電流指令値に対する比および前記ブラシレスモータに流れる電流のｄ軸成分の前記ｄ軸電流指令値に対する比の少なくとも一方を算出し、当該算出された比を前記回転位置検出手段の検出結果に基づき前記ブラシレスモータの電気角に対応づけて角度依存性データとして記憶するデータ取得手段と、
　　前記角度依存性データに基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正するための補正係数を決定する補正係数決定手段と、
　　前記補正係数決定手段により決定された補正係数に基づき前記相電圧指令値を補正する補正実行手段と
を含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
　前記補正手段は、前記電流検出手段により得られる電流の検出値が予め決められた閾値よりも小さいときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
　前記補正手段は、前記ブラシレスモータのロータの角速度が予め決められた閾値以下であるときに前記電流検出手段および前記回転位置検出手段により得られる電流および回転位置の検出値に基づき、前記２次高調波成分が示す前記電気角に対する依存性が低減されるように前記相電圧指令値を補正することを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
　車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　請求項１から５のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。
　ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに流れる各相電流を検出する電流検出手段と、
　前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧を示す指令値を求め、当該指令値を相電圧指令値として出力する制御演算手段と、
　前記電流検出手段により検出された各相電流の検出値と当該検出値の検出時点に前記ブラシレスモータに印加された各相電圧の指令値とに基づき各相の抵抗値を算出する相抵抗算出手段と、
　前記相抵抗算出手段により算出される各相の抵抗値に応じて前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備えることを特徴とする、モータ制御装置。
　前記相抵抗算出手段は、前記ブラシレスモータに流れる電流の大きさが所定値よりも小さいときに各相の抵抗値を算出することを特徴とする、請求項７に記載のモータ制御装置。
　前記電流検出手段により各相電流が検出される時点における前記補正後の相電圧指令値を記憶する記憶手段を更に備え、
　前記相抵抗算出手段は、前記電流検出手段により検出された各相電流の検出値と前記記憶手段に記憶された相電圧指令値とに基づき各相の抵抗値を算出することを特徴とする、
請求項７に記載のモータ制御装置。
　前記電流検出手段は、
　　前記ブラシレスモータに流れる電流を検出する単一の電流センサと、
　　前記電流センサにより検出される電流の検出値に基づき各相電流の検出値を順次に求める相電流算出手段とを含み、
　前記制御演算手段は、
　　前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示す指令値と前記ブラシレスモータのロータの角速度とに基づき、ブラシレスモータの回路方程式に従い前記相電圧指令値を求めるオープンループ制御手段と、
　　前記電流センサにより検出される電流の検出値に基づき、前記回路方程式に従い前記相電圧指令値を求めるときに使用するパラメータの値を求めるパラメータ算出手段とを含み、
　前記記憶手段は、前記相電流算出手段によりいずれかの相電流の検出値が得られる毎に前記補正後の相電圧指令値を記憶することを特徴とする、請求項９に記載のモータ制御装置。
　車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　請求項７から１０のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。
　ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧を示す指令値を求め、当該指令値を相電圧指令値として出力する制御演算手段と、
　前記相電圧指令値を補正する補正手段と、
　前記補正手段による補正後の相電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備え、
　前記駆動手段は、互いに直列に接続された２個のスイッチング素子からなるスイッチング素子対を前記ブラシレスモータの相数だけ電源端子と接地端子との間に並列に接続して構成され、各相に対応する前記２個のスイッチング素子の接続点が出力端として前記ブラシレスモータに接続されるインバータを含み、
　前記補正手段は、前記電源端子から前記インバータの出力端までの経路の抵抗成分と当該出力端から前記接地端子までの経路の抵抗成分との差により生じる当該出力端における電圧のずれが補償されるように、前記相電圧指令値に応じて前記相電圧指令値を相毎に補正することを特徴とする、モータ制御装置。
　前記補正手段は、
　　前記ブラシレスモータに印加すべき相電圧の指令値と補正量との対応関係を示す補正マップを相毎に記憶している記憶手段と、
　　前記制御演算手段から出力される相電圧指令値に前記補正マップによって対応付けられる補正量に応じて当該相電圧指令値を相毎に補正することにより前記補正後の相電圧指令値を算出する補正演算手段と
を含むことを特徴とする、請求項１２に記載のモータ制御装置。
　車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　請求項１２または１３に記載のモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。