JP4703251B2 - 電源装置の運転方法及び電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、複数のインバータ装置を並列接続してなる電源装置、特に、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置を複数台並列接続してなる電源装置の運転方法及び電源装置に関する。

大容量の出力電力が必要とされる場合、特に、大容量の直流電力が必要とされる場合には、複数の整流装置を並列接続することが古くから行われている。整流装置を複数台並列接続して、並列運転する場合には、例えばそれぞれの整流装置の出力に逆流防止用のダイオードを接続し、その後段側で並列接続することにより、ある整流装置から他の整流装置に電流が流れるのを、つまり横流を防ぐことができる。その他にも横流を防ぐ構成がいろいろ提案されており、整流装置の場合には容易な手段で横流を防ぐことができるので、整流装置の並列運転は広く行われている。

しかし、インバータ装置の並列運転の場合には、交流出力電力を制御するためにそれぞれのインバータ装置をパルス幅制御しながら、横流を小さな値に制限することは難しい。インバータ装置のスイッチング素子をパルス幅制御して出力電圧を目標値に近づけようとすると、インバータ装置間に電圧差、電流差が発生し、また、場合によっては極性が反対になることがあるために、技術的に難しいとされており、これらの問題点を解決する技術が既に種々提案されている。

例えば、主−従インバータ装置の並列運転の開始前に、主インバータ装置の制御回路におけるゼロクロス検出回路からのゼロクロス信号の位相に、従インバータ装置の制御回路からのゼロクロス検出信号の位相を一致させるような位相補正信号を送出し、前記制御回路の制御の基本信号となる基準パルスの位相を前記位相補正信号で補正することによって、主−従インバータ装置の並列運転の安定化を図っているものがある（例えば、特許文献１参照）。その他にも横流を抑制する発明が提案されている（例えば、特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５、特許文献６参照、）
また、複数のインバータ装置の並列運転において、各負荷電流対応値と各インバータ装置の出力電流対応値とをそれぞれの横流検出回路に入力して、インバータ装置間を流れる横流に対応する横流電流対応値を出力し、この横流電流対応値とインバータ装置の出力電圧対応値とから有効電力偏差、無効電力偏差を出力し、その有効電力偏差によって電圧制御値を出力し、前記無効電力偏差から位相制御値を出力することによって、各インバータ装置の内部インピーダンスを等価的にゼロにする瞬時値制御を行い、出力電圧の位相や振幅の過渡的な偏差に対しても安定に制御して横流電流を抑制するものも提案されている（例えば、特許文献７参照）。

更にまた、本発明が適用する一例である定サンプリング型の誤差追従式電源技術に関しても種々の基本的な提案が既になされている(特許文献８〜特許文献１０)。この定サンプリング型の誤差追従式電源の概略について説明すると、インバータとその出力側に接続された出力フィルタとからなるインバータ装置の出力電流を検出する第１の電流検出手段と、前記インバータと前記出力フィルタ間を流れる交流電流を検出する第２の電流検出手段と、前記出力フィルタの電圧を検出する交流電圧検出手段とを備える。そして、前記第１の電流検出器からの電流検出信号に出力電流フィードフォワードゲインβを乗じた信号と、前記交流電圧検出器からの電圧検出信号と正弦波基準電圧信号で代表される指令電圧との差を示す電圧信号に出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号とを加算して得られる電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を形成する。次に、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）と前記第２の電流検出器からの電流検出信号との差を示す誤差信号Δｔが目標追従範囲内であるか否かを一定のサンプリング周期毎に判定する。そして、前記誤差信号Δｔをサンプリングして電流の瞬時値を制御する高周波ＰＷＭ信号を発生し、また、誤差信号Δｔに応じて、前記インバータのスイッチング素子のスイッチングモードを選択する。

前記誤差信号Δｔが負になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号Ｊ（ｔ）よりも小さいので、インバータ装置の出力電流を増加させるスイッチングモードを選択し、また、前記誤差信号Δｔが正になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号Ｊ（ｔ）よりも大きいので、インバータ装置の出力電流を減少させるスイッチングモードを選択することによって、第１の電流検出手段の電流検出信号を所定の範囲内制御しようとするものである。
特開平０８−２０５５４３公報 特開平０８−２２３８０７公報 特開平０９−１４０１４８公報 特開２００１−１７７９９７公報 特開２００２−２６２５７７公報 特開２００４−２３６４９６公報 特開平０８−２２３８０８公報 特開平０７−７９５０公報 特開２０００−１２５５７５公報 特開２０００−３４１９５６公報

しかし、前記特許文献１〜７の発明で開示されている横流の防止対策は、種々の複雑な機能又は回路が必要であり、電源装置のコストが高くなると共に、電源装置自体も大型化するばかりでなく、信頼性が低下することが大きな欠点である。また、このような複雑な機能又は回路を備えていても動作中におけるノイズの発生による横流の発生を防ぐことができないなどの問題がある。
また、前記特許文献８〜１０の発明で開示されている定サンプリング型の誤差追従式電源技術はいろいろな技術的優位性を有しているが、単一のインバータ装置に関する基本的な技術の開示が主であって、インバータ装置の並列運転に関する技術については未だ開示されていない。

本発明は、定サンプリング型の誤差追従式電源技術だけでなく、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置の並列運転に適用するものであって、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できる複数のインバータ装置を並列接続してなる電源装置における横流抑制技術の大幅な簡素化を図ることを主目的としている。

第１の発明は、前記課題を解決するため、出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置の運転方法であって、互いに同期した指令電圧を前記インバータ装置それぞれに与え、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に１以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて得られる信号とを加算して前記インバータ装置の電流目標値を形成し、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を１００％の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置の運転方法を提供する。

第２の発明は、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、２〜１０％の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする前記第１の発明に記載の電源装置の運転方法を提供する。

第３の発明は、前記課題を解決するために、出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置であって、互いに同期した指令電圧を与える電圧指令手段と、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じる電圧利得手段と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に１以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じる電流利得手段と、前記電圧利得手段の出力信号と前記電流利得手段の出力信号とを加算する加算手段と、を有する電流目標形成部を備え、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を１００％の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置を提供する。

第４の発明は、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、２〜１０％の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする前記第３の発明に記載の電源装置を提供する。

第１及び第２の発明によれば、制御パラメータを調整するだけで複数台が並列接続されているインバータ装置間を流れる横流を小さな電流値に確実に制限できる電源装置の運転方法を提供することができる。

第３及び第４の発明によれば、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれかを変えることにより等価内部インピーダンスを変化させて、並列接続されているインバータ装置の出力を調整することにより、インバータ装置間を流れる横流を小さな電流値に確実に制限できる電源装置を提供することができる。

[実施形態１]
図１、図２によって本発明を実施するための最良の実施形態１について説明する。図１は、本発明が採用する制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置の代表的な１例である定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０を説明するための図であり、図２は定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０を並列接続してなる第１の実施形態の電源装置１００を説明するための図である。先ず、図１により定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置８０について説明すると、直流電源１の両端にインバータ２が接続される。直流電源１は一般的なものであって、例えば、商用交流電源の電力を整流して交流を直流に変換する整流装置、又は太陽電池パネルなどである。インバータ２は、フルブリッジ接続してなる４個のＩＧＢＴのような半導体素子Ｓ１〜Ｓ４とそれら半導体素子のそれぞれに逆極性に並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とからなる単相用のインバータである。ただし、インバータ２はフルブリッジ構成のものに限られることは無く、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどのような半導体素子２個とコンデンサ２個とをフルブリッジ構成に接続したハーフブリッジ型の単相インバータ、あるいは特許文献８に示されているように、直流電源１を２個直列に接続して単相倍電圧構成としてなるインバータ単相倍電圧型のインバータなどであってもよい。なお、直流電源１とインバータ２との間には電源スイッチＳＷが設けられている。

インバータ２の交流側ラインＬ１にはインバータ電流ｉ１を検出する変流器（ＣＴ）のような第１の電流検出器３が備えられ、また、交流側ラインＬ１には、電流保持用インダクタＬｐが接続され、この電流保持用インダクタＬｐの負荷側とＬ２との間にフィルタ用抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなる出力フィルタ回路４が接続される。このフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとが直列接続された端子間には、フィルタ電圧検出器５が備えられている。出力フィルタ回路４はフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなるものに限られることは無い。また、フィルタインダクタＬｆを流れるインバータ装置８０の出力電流ｉ２を検出する変流器のような第２の電流検出器６が備えられている。インバータ装置８０の出力端子７Ａ、７Ｂには外部回路として負荷５０が接続されている。負荷５０は、電力供給を受ける一般的な交流負荷、あるいは整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷、又は変圧器と整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷とからなる負荷などであり、インバータ装置８０は、種々の負荷に給電が可能である。

さらに、定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０は、出力電流検出信号と出力電圧検出信号とを後述する所定の処理を行って電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を求める電流目標値形成部８と、この電流目標関数信号Ｊ（ｔ）とインバータ電流検出信号とからインバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングモードを選択するゲート指令・ＰＷＭ制御部９とを備える。これらはマイクロコンピュータのようなディジタル制御が可能な構成となっているのが好ましい。図面では、各検出信号をアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変換回路を省略しているが、この実施形態１ではマイクロコンピュータを用いており、各値をディジタル値として説明する。

電流目標値形成部８は、１８０度ずつ正負に極性が変わる基準正弦波電圧で代表される指令電圧Ｖａを与える電圧指令手段８Ａ、第２の電流検出器６によって検出された出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２に出力電流フィードフォワードゲインβを乗ずる電流利得手段８Ｂ、指令電圧Ｖａからインバータ電圧検出器５によって検出されたインバータ電圧ｖ１の電圧検出値Δｖ１を減算する第１の減算手段８Ｃ、その減算された電圧にフィードバックゲインαを乗ずる電圧利得手段８Ｄ、出力電圧フィードバックゲインαの乗じられた電圧値に対応する電流信号と出力電流フィードフォワードゲインβの乗じられた電流信号とを加算して電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる第２の加算手段８Ｅからなる。

電圧指令手段８Ａは、インバータ装置の外部からの同期信号に同期して１８０度で正負に変わる基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）である指令電圧Ｖａを与える、又は予め決められた周波数の基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）で代表される指令電圧Ｖａを発生する。この基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は、インバータ装置８０の出力周波数を決定する。例えば、インバータ装置８０の出力周波数が５０Ｈｚならば、前記基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は５０Ｈｚに決められる。この基準正弦波電圧で代表される指令電圧Ｖａは、インバータ装置の並列運転にとって重要であり、前記基準正弦波電圧の各１周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。指令電圧Ｖａは、前記基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）の瞬時値に相当するディジタル値として与えられる。この基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は、複数のインバータ装置が並列運転される場合には、外部からの共通の同期信号に同期することによって互いが同期してもよいし、あるいはそれぞれのインバータ装置の電圧指令手段８Ａが互いに等しい周波数を有すると共に、追従しあいながら同一時刻に基準正弦波形の指令電圧Ｖａを発生するようなものであってもよい。また、この指令電圧Ｖａは、例えば、フィルタコンデンサＣｆの端子電圧の目標値に相当する値であってもよい。なお、指令電圧Ｖａは必ずしも正弦波である必要は無い。

電流利得手段８Ｂは、第２の電流検出器６によって検出されたインバータ装置８０の出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２に出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて、Δｉ２・βを与える。この出力電流フィードフォワードゲインβは、出力電流によって出力電圧が変化しないようにするための電流利得であって、後述する本発明の重要なファクタとなるものである。本発明では、シーケンスによっても出力電流フィードフォワードゲインβを設定することができる。なお、この実施形態では、出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２は短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。ここで、出力電圧フィードバックゲインαはゼロよりも大きな数値であり、出力電流フィードフォワードゲインβは1以下の数値である。

減算手段８Ｃは、インバータ電圧ｖ１の電圧検出値Δｖ１を短い一定時間ごとにサンプリングして得られた瞬時値に相当するディジタル値を指令電圧Ｖａから減算して差を求める。その減算結果は（Ｖａ−Δｖ１）で表される。したがって、電圧利得手段８Ｄの出力側の信号は（Ｖａ−Δｖ１）に出力電圧フィードバックゲインαの乗じられた（Ｖａ−Δｖ１）・αとなる。この出力電圧フィードバックゲインαも出力電流フィードフォワードゲインβと同様にシーケンスに従って最適値に設定され得る電圧利得値であり、後述するが、本発明にあっては出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとは、インバータ装置の等価内部インピーダンスを決める上で非常に大切なファクタである。加算手段８Ｅは、電流利得手段８ＢからのΔｉ２・βと電圧利得手段８Ｄからの（Ｖａ−Δｖ１）・αとを加算して、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる。そして、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）はゲート指令・ＰＷＭ制御部９に与えられる。

ゲート指令・ＰＷＭ制御部９は、第１の電流検出器３によって検出されたインバータ電流ｉ１の電流検出信号Δｉ１から電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を減算する減算手段９Ａを備える。この電流検出信号Δｉ１も前述のように、短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。したがって、減算手段９Ａは（Δｉ１−Ｊ（ｔ））の演算を行って誤差信号Δｔを求める。この誤差信号は、ゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｂに入力され、下記のようにインバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４のどれに与えられるかがゲート選択される。

ゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｂは、インバータ電流ｉ１の電流検出信号Δｉ１と電流目標関数信号Ｊ（ｔ）との差の極性に従ってゲート指令を行う。ゲート指令は次のとおりである。Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）が負の場合には、インバータ電流ｉ１が目標値よりも小さいのであるから、電流を増大させるスイッチングモードを選択する。そして、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）が正の場合には、インバータ電流ｉ１が目標値よりも大きいから、電流を減少させるスイッチングモードを選択する。つまり、誤差追従式のパルス幅変調では、誤差信号Δｔの極性によって下記のようにスイッチングモードを選択する。
（１）スイッチングモード１として、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）≦０のとき、半導体素子Ｓ３とＳ４とがオンであって、半導体素子Ｓ１とＳ２とがオフである。
（２）スイッチングモード２として、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）＞０のとき、半導体素子Ｓ１とＳ２とがオンであって、半導体素子Ｓ３とＳ４とがオフである。
（３）スイッチングモード３として、直流電源１からの電力供給は行わない環流モードがあり、この場合には、半導体素子Ｓ１、Ｓ４がオンで、半導体素子Ｓ２、Ｓ３がオフ、又は半導体素子Ｓ２、Ｓ３がオンで、半導体素子Ｓ１、Ｓ４がオフである。

インバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４は、誤差信号Δｔの極性に基づいて決められるゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｃからのゲート指令に基づいてオンするか、又はオフのままでいる。例えば、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）≦０の状態が続けば、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）＞０になるまで、半導体素子Ｓ１とＳ２とはオン状態のままであり、半導体素子Ｓ３とＳ４とはオフ状態のままである。この点が、通常用いられる３角波(鋸歯状波)比較方式によるＰＷＭ制御のスイッチング動作と異なるところである。

よく知られているように、一般的に電源は出力端から見た等価回路は電圧源と等価内部インピーダンスで表現される。もし、等価内部インピーダンスが０であるといくら電流を流しても出力端電圧が変化しない理想的な電源となる。実際には、この等価内部インピーダンスは０にはならず、自由に制御できないものとされている。この等価内部インピーダンスの求め方は、まず出力端を開放したとき（無負荷時）には電流が流れていないため、等価内部インピーダンスによる電圧降下は０である。したがって、無負荷時の電圧Ｖｏが電圧源の出力電圧となる。次に、インピーダンスＺｘのある負荷を接続したときの出力電圧Ｖｃと無負荷電圧Ｖｏとの電圧差が等価内部インピーダンスによる電圧降下となるので、そのときに流れる電流をＩとすると、Ｖｏ−Ｖｃ＝ＸＩの関係になる。したがって、等価内部インピーダンスＸは、Ｘ＝（Ｖｏ−Ｖｃ）／Ｉ＝（Ｖｏ−Ｖｃ）Ｚｘ／Ｖｃとなる。

定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置においては、インバータの電流増幅器としての特性が数式で表現できる点に特徴があり、誤差追従式ＰＷＭに適した上位制御（電流目標形成手段を用いた制御）を採用することにより等価内部インピーダンスを計算することができる。出力フィルタ回路４から見たインバータ２の等価内部インピーダンスＺは抵抗とキャパシタにより構成される。そして、合計抵抗値は制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβの増加に対して直線的に減少し、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαには反比例する。ほとんどの場合、等価回路内のキャパシタンスは小さな抵抗と並列され、その時定数は主回路電流の周波数成分に比べて無視できるほど短いので、インバータ２の等価内部インピーダンスＺは抵抗成分と考えることができる。βの増加に対して直線的に減少し、別の制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαには反比例する。このようなことから、インバータ２の電流ゲインをＧとすると、インバータ２の等価内部インピーダンスＺは、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される。ここで、インバータ２の電流ゲインＧは、インバータ２のデッドタイム、直流電圧、交流電圧などから決まる値であって、ほとんどの場合が０．９９程度になり、１に近似することが可能な値である。なお、電流ゲインＧは計算などによって求めることができず、実測によって求められるインバータ装置固有の値である。しかし、同一回路構成で、電気的特性がほぼ同じインバータ装置にあっては、電流ゲインＧはほぼ同じ値となる。

したがって、実施形態１では、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスＺを呈するインバータ装置、つまり同一回路構成で、同一容量など電気的特性がほぼ同じである定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０（１）、８０（２）を、図２に示すように２台並列接続し、双方の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを横流が許容値以下に制限できる値になるように、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを設定、特に一方の制御パラメータである出力電流フィードフォワードゲインβを調整して設定することによって、横流を抑制することを特徴としている。勿論、３台以上の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を並列接続しても全く同様に適用できる。また、インバータ装置８０（１）、８０（２）の入出力特性がほぼ同じであれば、それぞれの等価内部インピーダンスＺの値を同じにすることにより、インバータ装置８０（１）、８０（２）は負荷電圧をほぼ均等に分担する。

図２の電源装置１００において、各インバータ装置８０（１）、８０（２）の指令電圧Ｖａは、前述したように互いに同期することが要求される。同期信号発生回路１０は、信号線１０Ａを通してインバータ装置８０（１）、８０（２）の各電圧指令手段８Ａに同期信号を与える。図２では２台のインバータ装置８０（１）、８０（２）の出力端子７Ａ、７Ｂを負荷５０の両端に並列に接続した電源装置を運転する例を示しているが、後述から明らかになるように、本発明は多数のインバータ装置を並列運転する場合にも２台の場合と同様に扱えることが一つの大きな特徴である。多数のインバータ装置を並列運転する場合には、信号線１０Ａとして光ファイバを用い、光同期信号を各インバータ装置の各電圧指令手段８Ａに与えることにより、ノイズの影響を受けることがないので、多数台並列でもインバータ装置間を流れる横流を確実に抑制することができる。

同期信号発生回路１０は、予め決められた基準正弦波電圧の半周期又は１周期毎に、あるいは所定周期毎に同期信号を発生する。つまり、指令電圧Ｖａとしての前記基準正弦波電圧の各１周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。各電圧指令手段８Ａは各同期信号の立ち上がりで動作して基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）で代表される指令電圧Ｖａを発生する。したがって、各インバータ装置の出力電圧の周波数は基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）の周波数と同じであり、位相も同じであるから、正常な状態では出力電圧の振幅が大幅に異なることは無い。なお、それぞれのインバータ装置８０（１）、８０（２）の電圧指令手段８Ａが互いに等しい周波数を有すると共に同期する基準正弦波形信号を発生し、かつ互いに追従しあいながら基準正弦波形信号を同一時刻に発生するものである場合には、同期信号発生回路１０を省略することができる。

インバータ装置８０（１）、８０（２）は、同期して定サンプリング型の誤差追従式でＰＷＭ制御しているが、インバータ装置８０（１）、８０（２）の出力電圧の大きさ、つまり振幅は異なることが多い。この場合、出力電圧の振幅の大きなインバータ装置から振幅の小さなインバータ装置に出力電流の一部分が流れようとするが、本発明ではインバータ装置８０（１）、８０（２）が横流を許容値以下に抑制できる程度以上の等価内部インピーダンスＺを有するので、出力電流が増えるほど出力フィルタ回路４の電圧降下が大きくなり、そのインバータの出力電圧が下がる方向になるので、結局はそれぞれのインバータ装置に出力電圧が互いに等しくなるように誤差追従式ＰＷＭ制御が行われることになる。

したがって、多数台のインバータ装置を並列接続してなる電源装置の場合にも、実施形態１の電源装置１００によれば特別に横流抑制のための制御を行うことなく、横流を許容値以下に制限することができる。ここで、等価内部インピーダンスＺは等価的なインピーダンスであるので、実際には電力損失を生じない。したがって、等価内部インピーダンスＺを大きくしても電力損失は増大せず、それだけ横流を小さい値に抑制できるが、出力電圧の低下は大きくなるので、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、各インバータ装置が定格電流を十分に流せる値であって、かつ横流を許容できる電流値に制限できる値であることが望まれる。横流の許容値は電源装置によって異なるので一概に定めることはできないが、例えば、インバータ装置８０（１）、８０（２）の定格電圧をＶｒ、定格電流をＩｒとし、Ｖｒ／Ｉｒ＝ＲとなるときのＲを１００（％）とすると、２〜１０％が好ましい等価内部インピーダンスの値である。具体的な一例として、Ｖｒ＝２００Ｖ、Ｉｒ＝１０Ａとすると、２０Ωが１００％の等価内部インピーダンスＺの値であり、２％は０．４Ω、１０％は２Ωとなる。したがって、先ず各インバータ装置の諸条件から出力電圧フィードバックゲインαをそれぞれ設定し、所定の等価内部インピーダンスとなるように出力電流フィードフォワードゲインβをそれぞれ設定すればよい。各インバータ装置の等価内部インピーダンスは、出力容量が同一でない場合、又は負荷分担が均一でなくてもよければ、同じ値である必要はない。

これら等価内部インピーダンスＺの値は飽くまで一つの目安であり、許容される横流の電流値が大きければ、さらに等価内部インピーダンスＺの割合を前述よりも小さくすることが可能であり、逆に横流の許容電流値がより厳しいものであれば、等価内部インピーダンスＺの割合を前述よりも大きくしなければならない場合もある。したがって、この定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０を複数台で並列運転した場合には、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、横流が許容値以下に制限できる抵抗値になるよう制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとが設定されているから、故障などのトラブルの発生、又は出力電圧フィードバックゲインα、出力電流フィードフォワードゲインβが別々の値に変更されない限りは、特別な制御を行うことなく確実に横流を許容値以下に制限できる。

インバータ２の構成については、前述したようにハーフブリッジ構成、又は直流電源１を２個直列に接続して単相倍電圧構成としてなる単相倍電圧型のインバータなどでもよく、これらの単体の動作については前掲の特許文献で説明されているから説明しないが、ハーフブリッジ構成、又は単相倍電圧型のインバータなどであっても、定サンプリング型で誤差追従式技術を採用したインバータ装置にあっては、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスを呈する。したがって、これらインバータ装置を複数台並列に接続して運転する場合も、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される等価内部インピーダンスＺを許容できない横流の大きさに適合させることによって、横流電流を検出して特別な制御などを行うことなく、前述と同様にインバータ装置間の横流を許容値以下に制限することができる。また、以上の説明では、並列接続される各インバータ装置がほぼ同一の出力容量を有するものとして説明したが、出力容量の異なるインバータ装置を並列接続しても、出力分担に合わせて、等価内部インピーダンスを調整することにより、横流を許容値以下に制限できることは容易に理解できる。

なお、実施形態１では、減算手段８Ｃ又は加算手段８Ｅなどの出力信号を予め決められた範囲に制限する電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、さらにはＰＷＭ制御誤差補正手段などについては、直接本発明に関係しないので省略してあるが、より好ましい動作や正確な制御を行うためにはこれら手段が必要とされる。後の実施形態でも同様であり、電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、又はＰＷＭ制御誤差補正手段については、後述する三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置において説明する。

[実施形態２]
以上の実施形態では、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置として、単相構成の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置、それらの並列接続した定サンプリング型の誤差追従式電源装置について説明したが、三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置９０を複数台並列に接続してなる電源装置２００における横流電流の制限も実施形態１と同様に行えるので、図３、図４を利用して三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置９０、及び電源装置２００について説明する。この実施形態２の電源装置２００もマイクロコンピュータを使用するのに好適であり、特にＡ／Ｄ変換回路を示さないが、各アナログ検出信号はディジタル検出信号に変換され、その後の各処理についてはディジタル処理が行われるものとする。

図３、図４において、図１と図２で用いた記号と同じ記号は同じ名称の部材を示すものとする。図３において、インバータ２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのような自己消弧型の電圧駆動素子で代表される半導体素子Ｓとこれに逆向きに並列接続されたダイオードＤとからなる６個のスイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを三相フルブリッジ構成に接続してなる三相用のインバータである。スイッチ素子ＵとＸとの接続点ａに接続されたラインをＬ１、スイッチ素子ＶとＹとの接続点ｂに接続されたラインをＬ２、スイッチ素子ＷとＺとの接続点ｃに接続されたラインをＬ３とする。それぞれのラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３を流れるインバータ電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃを検出する電流検出器３Ａ、３Ｂ、３Ｃを備える。それぞれのラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３には電流保持用のインダクタＬｐ１、Ｌｐ２、Ｌｐ３が直列に接続されている。また、ラインＬ１とＬ２間、ラインＬ２とＬ３間、ラインＬ１とＬ３間には、フィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなる出力フィルタ回路がそれぞれ接続された出力フィルタ回路４が構成される。そして、各相間のフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとの端子間電圧をそれぞれ検出するフィルタ電圧検出器５Ａ、５Ｂ、５Ｃを備えている。三相交流用の出力フィルタ回路４はフィルタ抵抗Ｒｆを含まない別の回路構成であっても勿論よい。

更に、各相の出力電流ｉ２ａ、ｉ２ｂ、ｉ２ｃを検出する出力電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃが備えられ、出力端子７Ａと７Ｂとの間には負荷５０Ａが接続され、出力端子７Ｂと７Ｃとの間には負荷５０Ｂが、また、出力端子７Ａと７Ｃとの間には負荷５０Ｃがそれぞれ接続されている。なお、１相分の電流検出器及び１相分のフィルタ電圧検出器、例えば、３Ｂ、６Ｂ及び５Ｂを省略することができる。また、単相構成の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置同様に、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる電流目標値形成部８、及び電流目標関数信号Ｊ（ｔ）とインバータ電流検出信号とからインバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングモードを選択するゲート指令・ＰＷＭ制御部９を備える。

電流目標値形成部８を説明する前に、ｄｑ変換について簡単に説明すると、ｄｑ変換は、三相交流インバータを取り扱う上でしばしば使われており、三相交流の電圧と電流とを電源電圧に同期したｄｑ軸（回転座標系）上の値に変換するものであって、ｄｑ変換を行うことによって、三相交流を直流と同様に扱うことができる。電流目標値形成部８において、フィルタ電圧指令手段８ａは、出力する目標電圧となる三相平衡交流電圧の指令値、ここではフィルタコンデンサＣｆの端子電圧の目標電圧値をｄｑ変換してなる直流の指令電圧値Ｖｆを出力する。コンデンサ電流指令手段８ｂは、フィルタコンデンサＣｆに流れる電流を補正するための直流の電流指令値Ｉｆを与える。フィルタコンデンサＣｆの電圧が指令電圧値Ｖｆにあるものと想定して、そのときにフィルタコンデンサＣｆに流れる電流を予め計算して求め、その電流になるように電流指令を加えて補正している。要するに、負荷に流れる電流をフィードフォワードしているのと基本的には同じである。ここで、ｄ軸電流は有効電流であって、ｑ軸電流は無効電流であるので、コンデンサの場合には、ｄｑ座標では電流指令値Ｉｆはｑ軸成分だけである。また、ＰＷＭ電流誤差補償手段８ｃは、誤差追従式ＰＷＭでは電流指令値Ｉｆに対して出力電流にずれが生じるので、このずれをゼロにするために補正するものである。

フィルタ電圧検出器５Ａ、５Ｂ、５Ｃによって検出された電圧は、三相−二相変換後にｄｑ変換を行う行列ＵＭ（行列Ｕは回転行列、行列Ｍは三相−二相変換行列である。）を有する座標変換手段８ｄによってｄｑ変換された後に、ローパスフィルタ８ｅを通して、減算手段８ｆに信号Δｖｆとして入力される。減算手段８ｆはフィルタ電圧指令手段８ａの電圧指令値ＶｆからΔｖｆを減算した（Ｖｆ−Δｖｆ）＝ＵΔｖ（ｔ）出力する。この値ＵΔ（ｔ）は電圧リミッタ８ｇによって予め決められた範囲を制限され、電圧帰還手段８ｈによって制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαが乗ぜられた上で、加算手段８ｉに加えられる。

出力電流ｉ２ａ、ｉ２ｂ、ｉ２ｃの電流検出信号は、ｄｑ変換行列を有する座標変換手段８ｊによってｄｑ変換された後に、電流利得手段８ｋによって別の制御パラメータである出力電流フィードフォワードゲインβが乗ぜられた上で、加算手段８ｉに加えられる。また、コンデンサ電流指令手段８ｂからの電流指令値Ｉｆは電流利得手段８ｌによって電流フィードフォワードゲインγが乗ぜられた上で、加算手段８ｉに加えられる。ここで、出力電流フィードフォワードゲインβは１以下の数値であり、出力電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインγはゼロよりも大きい数値である。そして、加算手段８ｉによって電圧値に対応する電流信号と電流信号と電流指令信号とが加算されてなる信号は、信号リミッタ８ｍによって予め決められた範囲に制限された上で、ＰＷＭ電流誤差補償手段８ｃからの電流補償値Ｉｃとが加算手段８ｎで加算され、逆座標変換行列（ＵＭ）^−１を有する座標変換手段８ｐによって処理され、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）としてゲート指令・ＰＷＭ制御部９に与えられる。

他方、各ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３を流れるインバータ電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃはそれぞれの電流検出器３Ａ、３Ｂ、３Ｃによって検出され、それら電流検出信号はゲート指令・ＰＷＭ制御部９に入力される。ゲート指令・ＰＷＭ制御部９では、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）からそれら電流検出信号を差し引いた誤差信号Δｔが求められ、単相のインバータ装置の場合と同様に、誤差信号Δｔの極性に従ってゲート指令、つまりスイッチングモードの選択を行う。三相交流インバータ装置における基本的なスイッチングモード、つまりゲート指令は下記の６通りである。

ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３をａ相、ｂ相、ｃ相とし、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）と各相を流れる電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃとの差をΔａ、Δｂ、Δｃとする。
（１）スイッチングモード1は、Δａ≧０、Δｂ＜０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｙ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｖ、Ｗ、Ｘがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側（インバータ側）では、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１を流れる電流が増加する。
（２）スイッチングモード２は、Δａ≧０、Δｂ≧０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｗ、Ｘ、Ｙがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１とｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２とを流れる電流が増加する。
（３）スイッチングモード３は、Δａ＜０、Δｂ≧０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｖ、Ｘ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｗ、Ｙがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、ｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２を流れる電流が増加する。
（４）スイッチングモード４は、Δａ＜０、Δｂ≧０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｖ、Ｗ、Ｘがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｙ、Ｚがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、ｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２とｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３とを流れる電流が増加する。
（５）スイッチングモード５は、Δａ＜０、Δｂ＜０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｗ、Ｘ、Ｙがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｚがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、ｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３を流れる電流が増加する。
（６）スイッチングモード６は、Δａ≧０、Δｂ＜０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｗ、Ｙがオンで、スイッチ素子Ｖ、Ｘ、Ｚがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１とｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３とを流れる電流が増加する。

そして、前記誤差信号Δａ、Δｂ、Δｃの極性に従って行われるゲート指令によって、前記誤差信号Δａ、Δｂ、Δｃをゼロにするように制御される定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０にあっては、前記実施形態のインバータ装置８０と同様に（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスＺを呈する。したがって、このような定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０を、図４に示すように、２台以上並列接続した各定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置の共通の同期信号は座標変換手段８ｄ、８ｊ、８ｐにそれぞれ与えられ、各インバータ装置を同期させる。

したがって、実施形態２でも、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）の式で表される等価内部インピーダンスＺを呈する三相交流インバータ装置の一例である、回路構成が同一で電気的特性がほぼ同一である定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置９０を、図４に示すように２台以上並列接続し、横流を許容値以下に制限できる等価内部インピーダンスＺになるように、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを設定、特に出力電流フィードフォワードゲインβを調整して設定すると同時に、すべてのインバータを同期させることによって、横流を抑制できる。単相の場合と同様に、定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０の場合も、並列接続されたすべてのインバータ装置は横流を許容値以下に抑制できる程度以上の等価内部インピーダンスＺを有するので、出力電流が増えるほどフィルタ回路４Ａ、４Ｂの電圧降下が大きくなり、そのインバータの出力電圧が下がる方向になるので、結局はそれぞれのインバータ装置に出力電圧が互いに等しくなるように誤差追従式ＰＷＭ制御が行われることになる。

したがって、多数台の定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０を並列接続してなる電源装置２００の場合にも、本発明によれば特別に横流抑制のための制御を行うことなく、横流を許容値以下に制限することができる。ここで、等価内部インピーダンスＺは等価的なインピーダンスであるので、実際には電力損失を生じないが、等価内部インピーダンスＺを大きくすれば、それだけ横流を小さい値に抑制できるものの、出力電圧の低下が大きくなってしまう。したがって、各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、各三相交流インバータ装置が定格電流を十分に流せる値であって、かつ横流を許容値以下に制限できる値であることが望まれる。各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは負荷分担を均一にする場合には、ほぼ同じ値に設定され、負荷分担が均一でなくてもよい場合には、等価内部インピーダンスＺの値も同じでなくともよい。また、前述したようにインバータ装置の出力容量は同じでなくとも、等価内部インピーダンスの値を適切に設定することによって、横流を許容値以下に制限できる。なお、運転中における各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、定格電流を十分に流せる値であることが望まれる。また、三相インバータの出力電圧を１８０°位相の異なる正弦波、つまり単相３線電圧として用いた場合も、全く同様にこの発明を適用することができる。

負荷需要の増大に伴って、図４に示すように、インバータ装置９０を並列に接続する必要が生じる。この場合には、並列接続する前にその接続されるインバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍである第１の設定値に変更しておき、その状態でインバータ装置を同期検定することなく並列接続する。並列接続した後に、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとをシーケンスに従って調整して、横流を許容値以下に制限できる値まで等価内部インピーダンスＺを減少させる。また、負荷需要の減少に伴ってあるインバータ装置の電力供給を事実上停止させるときには、当該インバータ装置の制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβを調整して等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍである第１の設定値に変更する。これによって、当該インバータ装置を機械的に切り離すことなく、事実上休止状態にすることができる。必要があれば、この状態で不図示の電源スイッチをオフにして当該インバータ装置を切り離してもよい。

三相インバータ装置９０（１）〜９０（Ｎ）のいずれかを前述のように投入したり、事実上休止させる場合、あるいは商用交流電源系統から解列したり、あるいは投入する場合には、フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを急峻に変化させるのは好ましくない。例えば、前記三相インバータ装置が負荷に給電しているときに、それらインバータ装置の内のいずれかのインバータ装置が出力電力の発生を事実上休止するときには、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを最大設定値Ｚｍまで設定時間をかけて増大させるのが好ましい。この設定時間は、商用交流電源系統に連系していないときには前記インバータ装置の出力周期ｔの３倍以上の時間が好ましく、この設定時間をかけることによって、サージの影響が小さいショックレスの事実上の給電休止が可能となる。また、給電中の前記インバータ装置を試験又は保守・点検するときには、試験又は保守・点検する当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを最大設定値Ｚｍまで増大させた後に試験又は保守・点検を行うか、あるいは当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを最大設定値Ｚｍまで増大させた後に、電源スイッチをオフにし、その後に試験又は保守・点検を行えば、試験又は保守・点検の場合にもサージの影響が小さいショックレスの給電休止が可能となる。

以上の実施形態では、定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を単独運転、並列運転にかかわらず、商用交流電源系統から独立して運転する場合について主に述べたが、商用交流電源系統に連系して運転する場合がある。この場合には、この定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を商用交流電源系統から切り離し、つまり解列したり、あるいは投入することが必要になる場合がある。商用交流電源系統に連系するときには、予めシーケンスに従って制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを調整することによって、連系する全てのインバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍである第１の設定値にして事実上は休止状態にしておき、この状態で同期検定することなく商用交流電源系統に連系させる。

そして、連系した後に、シーケンスに従って出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを大きくすることによって、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍから運転時の値Ｚｓまで徐々に小さくしながら、前記インバータ装置の位相を商用交流電源系統の位相に合わせる。このとき、商用交流電源系統にサージ電圧など発生させないために、連系した全てのインバータ装置の等価内部インピーダンスＺを、商用交流電源系統の周期Ｔの５０倍以上の時間をかけて徐々に小さくするのが好ましい。また、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、前述のように横流を許容値に制限できる程度の値にされる。

また、逆に給電を事実上休止していたいずれかのインバータ装置が出力電力の供給を開始するときには、最大設定値Ｚｍに設定されている当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを、前述した設定時間をかけて前記最大設定値Ｚｍよりも小さい等価内部インピーダンスＺｓまで減少させれば、サージの影響が小さいショックレスの給電開始が可能となる。試験又は保守・点検の場合にも同様であり、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺが最大設定値Ｚｍのときに電源スイッチをオンにし、その後、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを急峻に変化させずに、前述の設定時間以上かけて変化させることによって、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを運転時の小さな値まで徐々に減少させればよい。

以上の説明では、実施形態としてサンプリング型の誤差追従式電源装置について述べたが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβのような制御パラメータだけによって等価内部インピーダンスが調整、つまり変更できる電源装置すべてに適用することができる。

本発明に係る実施形態１に用いる定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置８０を示す図である。 本発明に係る実施形態１における定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置を複数台並列に接続してなる電源装置１００のブロック構成を示す図である。 本発明に係る実施形態２に用いる定サンプリング型の誤差追従式三相インバータ装置９０を示す図である。 本発明に係る実施形態２における定サンプリング型の誤差追従式三相インバータ装置を複数台並列に接続してなる電源装置２００のブロック構成を示す図である。

符号の説明

１・・・直流電源
２・・・インバータ
３・・・インバータ電流検出器
４・・・出力フィルタ回路
５・・・フィルタ電圧検出器
６・・・出力電流検出器
７・・・出力端子
８・・・電流目標値形成部
８Ａ・・・電圧指令手段
８Ｂ・・・電流利得手段
８Ｃ・・・減算手段
８Ｄ・・・電圧利得手段
８Ｅ・・・加算手段
８ａ・・・フィルタ電圧指令手段
８ｂ・・・コンデンサ電流指令手段
８ｃ・・・ＰＷＭ電流誤差補償手段
８ｄ・・・座標変換手段
８ｅ・・・ローパスフィルタ
８ｆ・・・減算手段
８ｇ・・・電圧リミッタ
８ｈ・・・電圧帰還手段
８ｉ・・・加算手段
８ｊ・・・座標変換手段
８ｋ・・・電流利得手段
８ｌ・・・電流利得手段
８ｍ・・・信号リミッタ
８ｎ・・・加算手段
８ｐ・・・座標変換手段
９・・・ゲート指令・ＰＷＭ制御部
９Ａ・・・減算手段
９Ｂ・・・ゲート指令・ＰＷＭ回路
１０・・・同期信号発生回路
５０・・・負荷回路

Claims (4)

1. 出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置の運転方法であって、
   互いに同期した指令電圧を前記インバータ装置それぞれに与え、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に１以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて得られる信号とを加算して前記インバータ装置の電流目標値を形成し、
   前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を１００％の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置の運転方法。
2. 前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、２〜１０％の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置の運転方法。
3. 出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置であって、
   互いに同期した指令電圧を与える電圧指令手段と、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じる電圧利得手段と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に１以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じる電流利得手段と、前記電圧利得手段の出力信号と前記電流利得手段の出力信号とを加算する加算手段と、を有する電流目標形成部を備え、
   前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を１００％の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置。
4. 前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、２〜１０％の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。

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