JP2007074796A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧リップルの影響により、ＤＣブラシレスモータに与えるトルクリップルを低減すること。
【解決手段】正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Ｍを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するＤＣブラシレスモータ６のトルクリップル増加を安価な構成で抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣブラシレスモータの複数の巻線に通電してＤＣブラシレスモータを駆動するインバータ装置に関するものである。

近年、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータとしてＤＣブラシレスモータを使用することにより、可変速度制御を広範囲で実行可能にすると共に、電力消費量を低減する構成が考えられている。この構成においては、インバータ装置によってＤＣブラシレスモータを通電駆動するようにしている。通電方式としてはトルク変動を小さくする方式として、ＤＣブラシレスモータを正弦波駆動する通電方式が知られており（例えば特許文献１参照）、この方式で制御する装置の一例を図８〜１２を用いて以下に説明する。

図８において、交流電源１はリアクタ２を介して整流回路３、平滑コンデンサ４によって直流電圧に変換される。この直流電圧にスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜ＱｚとこれらＱｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚにそれぞれ図示する極性で並列接続されたフリーホイールダイオードＤｕ〜ＤｗおよびＤｘ〜Ｄｚとから構成されるインバータ主回路５が接続される。そして、上記インバータ主回路５の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＤＣブラシレスモータ６の３相の巻線に接続されている。このスイッチング素子を駆動するために、フォトカプラ等の絶縁回路から成る駆動手段７および駆動手段７に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ１００が備えられている。また、ＤＣブラシレスモータ６は、３相の巻線と位置センサとして３個のホールＩＣを有している。また、平滑コンデンサ４とインバータ主回路５を接続する一方のラインに挿入されインバータ主回路５の直流電流を検出する直流電流検出手段８と直流電流検出手段８の出力と基準電流値９を比較する電流比較手段１０と比較結果に基づき駆動信号の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段１１とを備えている。

マイクロコンピュータ１００は、ＤＣブラシレスモータ６を通電制御する機能を有しており、そのための制御プログラム及びこのプログラムの実行に必要なデータを内部に設けられたＲＯＭ（図示せず）に記憶し、作業領域としてＲＡＭ（図示せず）およびタイマ（図９に示す三角波）が設けられている。マイクロコンピュータ１００内部の処理手段として、位置検出手段１０１、回転数検出手段１０２、回転数制御手段１０３、電圧進角決定手段１０４、電圧率データ決定手段１０５、電圧指令決定手段１０６、駆動信号生成手段１０７を有している。

以上の構成においてインバータ主回路５は直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してＤＣブラシレスモータ６に供給する。以下にＤＣブラシレスモータ６の制御動作について説明する。

まず、図９に示すように、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、位置検出手段１０１および回転数検出手段１０２へ与えられるように構成されている。位置検出手段１０１ではＤＣブラシレスモータ１の回転位相に応じて変化する位置センサ信号と予め誘起電圧と位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗとの関係から作成したデータテーブル１（図１０）から位置角θｐを得て、後述する電圧率データ決定手段１０５に出力する。位置検出手段１０１は位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうちのいずれか１つが立ち上がり、または立ち下がることで位相角θｐを更新する。なお、データテーブル１は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｍｕを基準とした電気角で表わされている。一方、回転数検出手段１０２では、一定時間に入力さ
れるセンサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの立ち下がりまたは立ち上がりエッジのいずれかまたは両エッジをカウントし、このカウント値をもとに回転数Ｆを検出し、後述する回転数制御手段１０３、電圧進角決定手段１０４、電圧率データ決定手段１０５に出力する。

まず、回転数制御手段１０３は回転数検出手段１０２により得られた回転数Ｆと目標回転数との偏差に応じて変調率Ｍを決定し、後述する電圧指令決定手段１０６に出力する。具体的には回転数Ｆが目標回転数よりも低い時には変調率Ｍを所定量増加させ、回転数Ｆが目標回転数よりも高い時には変調率Ｍを所定量減少させる。

さらに電圧進角決定手段１０４において回転数検出手段１０２により得られた回転数Ｆから電圧進角βを決定する。図１１に示すように、巻線電流は巻線のインダクタンス成分により、電圧指令値に対して遅れる。そのため、誘起電圧に対して電圧指令値をβ進ませることで、電流位相θｉが最適となるように制御する必要がある。この電圧進角βの具体的な決定方法は、例えば回転数Ｆと電圧進角βの関係を予め数式化もしくはテーブル化することで得られる。

次に、電圧率データ決定手段１０５において上記のようにして得られた回転数Ｆ、位相角θｐさらに電圧進角βから巻線３相分の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを取得する。具体的な処理を以下に説明する。マイクロコンピュータ１００内部には、図９に示すようにキャリア周期Ｔｃである三角波によるタイマを内蔵しており、タイマのアンダーフロー毎（周期Ｔｃ）に電圧位相角θｖｎの演算を実行する。下記のｎはタイマのアンダーフローの回数を表しており、センサ信号の変化毎にｎ＝０とすると、電圧位相角θｖｎは以下のように求めることができる。
θｖ０＝θｐ＋β （ｎ＝０のとき）
θｖ１＝θ０＋Δθ
・・・
θｖｎ＝θｎ−１＋Δθ
Δθ＝２・π・ｆ・Δｔ （Δｔ＝Ｔｃ、ｆ[Ｈｚ]は回転数Ｆ[ｒｐｍ]をＨｚ換算した値。）ここで、電圧位相角θｖｎは０≦θｖｎ＜３６０の値をとるデータであるから、上記式の計算結果が３６０以上の場合には、３６０を減算したデータを電圧位相角θｖｎとする。

次に求めた電圧位相角θｖｎをもとに３相分の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを求める。例えばＵ相の電圧率データＤｕは図１２に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θｖｎに対応する電圧率データを読み出す。Ｖ相の電圧率データＤｖについては電圧位相角θｖｎから１２０を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。Ｗ相の電圧率データＤｗについても同様に電圧位相角θｖｎから２４０を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。このようにして得られた電圧率データを電圧指令決定手段１０６に出力する。電圧指令決定手段１０６においては３相の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗそれぞれに変調率Ｍを掛け合わせ、３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを得る。この電圧指令を駆動信号生成手段１０７に出力する。
駆動信号生成手段１０７では図９に示すように得られた電圧指令と三角波のレベルを比較する。電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが三角波よりも大きいときハイレベルであり、そうでないときロウレベルである信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを出力するとともに、これら信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの反転信号として信号Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚを駆動手段７に出力するように構成されている。そして、駆動手段７ではフォトカプラ等で絶縁した後、スイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚへ与えられるように構成されている。これによって、インバータ主回路５のスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚがオンオフ制御されるようになる。この結果、ＤＣブラシレスモータ６の３相の巻線に、ＰＷＭ処理された正弦波電圧が供給されるようになり、ＤＣブラシレスモータ６が正弦波駆動される。

また、ＤＣブラシレスモータ６の巻線電流はＤＣブラシレスモータ６の減磁やインバータ主回路３の保護のために最大電流値を抑制する構成となっている。巻線電流抑制動作はインバータ主回路５の直流電流を検出する直流電流検出手段８によって直流電流を検出し、基準電流値９と比較し、基準電流値よりも検出した直流電流が大きければインバータ主回路５の高電圧側に接続されたスイッチング素子の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗをオフする動作としている。

このような構成の本実施例によれば、ＤＣブラシレスモータ６を正弦波駆動方式で通電制御するように構成したので、ＤＣブラシレスモータ６のトルク変動を小さくすることができる。
特開平１０−１４６０９０号公報

図１０に示す従来駆動制御装置において特に平滑コンデンサ４の容量が少量である場合に電源周期あるいは負荷条件に起因して直流電圧リップルが増大し、平滑コンデンサ４に接続されたインバータ主回路５にもリップルを持った直流電圧が入力される。この場合、インバータ２０によって電圧リップルが補償されない限り、ＤＣブラシレスモータ６には直流電圧リップルに起因するトルクリップルが生ずる。このようなトルクリップルは、ＤＣブラシレスモータ６の騒音や振動の原因となる。また、ＤＣブラシレスモータ６の減磁やインバータ主回路５の保護のために駆動信号オフ手段１１が設けられている。特に直流電圧リップルが大きく巻線電流にリップルが重畳する場合にこの駆動信号オフ手段１１が作動し、駆動信号が強制的にオフされる結果、通常非可聴域のキャリア周波数で駆動される駆動信号が可聴域になること、及び急激にスイッチング素子をオフする動作のためＤＣブラシレスモータ６に大きなトルク変動を与えることにより騒音や振動が増大するという課題があった。このため、通常は、直流電圧のリップルがＤＣブラシレスモータ６に影響を与えないよう、平滑コンデンサ４に十分な容量を与えて電圧リップルの発生を抑制する等の対策が採られるが、このように構成すると平滑コンデンサ４の分だけ製造コストが高くなってしまう。したがって、本発明のインバータ装置は前記従来の課題を解決するもので、ＤＣブラシレスモータに対する直流電圧リップルの影響を安価な構成で抑制することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電圧を検出する直流電圧検出手段と直流電圧検出手段の一方の出力が接続されたローパスフィルタと、直流電圧検出手段の残りの出力とローパスフィルタの出力とに応じて前記スイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率Ｍを補正することでＤＣブラシレスモータに対する直流電圧リップルの影響を安価な構成で抑制することが可能となる。

本発明は、正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Ｍを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するＤＣブラシレスモータのトルクリップル増加を安価な構成で抑制することができる。

第１の発明は、変調率補正手段の補正周期を駆動信号のキャリア周期Ｔｃとすることにより、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率を直流電圧の略平均値として、直流
電圧リップルに対して補正する回数が多くでき、直流電圧のリップルがインバータ装置の出力電圧へ与える影響を除去することとなり、ＤＣブラシレスモータのトルクリップルを抑制することができる。

第２の発明は変調率Ｄの補正量Ｋを直流電圧の平均値Ｖａｖｅと瞬時値ＶｉｎｓからＫ＝（Ｖａｖｅ／Ｖｉｎｓ−１）・Ｄとして瞬時値に基づき補正することにより、直流電圧のリップルがインバータ装置の出力電圧へ与える影響を除去することとなり、ＤＣブラシレスモータのトルクリップルを抑制することができる。

第３の発明は変調率補正手段の補正周期を前記駆動信号を生成するために必要な電圧位相角とし、前記電圧位相角が所定の位相角範囲で前記補正周期が短くなるように予め作成したデータテーブルに基づき前記補正周期を変更することによりＤＣブラシレスモータの各巻線のピーク電流を抑制できることとなり、駆動信号オフ手段が動作することによる騒音・振動を未然に防止することができる。

第４の発明は、駆動信号のキャリア周期Ｔｃ、補正周期をＴとすると、変調率補正手段の補正周期をＴ＝ｍ・Ｔｃ（ｍは定数）とすることにより、ＤＣブラシレスモータのトルクリップルを抑制しつつ、マイクロコンピュータの演算による負担を軽減することができる。

第５の発明はＤＣブラシレスモータは空気調和機の室外送風機の駆動用モータであり、前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記ＤＣブラシレスモータに設けられたホールＩＣから発生する位置信号とすることにより、簡単な構成とすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１において、交流電源１はリアクタ２を介して整流回路３、平滑コンデンサ４によって直流電圧に変換される。この直流電圧にスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜ＱｚとこれらＱｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚにそれぞれ図示する極性で並列接続されたフリーホイールダイオードＤｕ〜ＤｗおよびＤｘ〜Ｄｚとから構成されるインバータ主回路５が接続される。これらのスイッチング素子を駆動するために、フォトカプラ等の絶縁回路から成る駆動手段７および駆動手段７に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ１００が備えられている。また、平滑コンデンサ４とインバータ主回路５を接続する一方のラインに挿入されインバータ主回路５の直流電流を検出する直流電流検出手段８と直流電流検出手段８の出力と基準電流値９を比較する電流比較手段１０と電流比較手段１０の出力結果に基づき駆動信号の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段１１とを備えている。

また、平滑コンデンサ４に並列に接続され直流電圧を検出する直流電圧検出手段１２と直流電圧検出手段１２の一方の出力が接続されたローパスフィルタ１３と、直流電圧検出手段１２の残りの出力とローパスフィルタ１３の出力とに応じてスイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率Ｍを補正する変調率補正手段１４を備えている。さらにインバータ主回路５の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＤＣブラシレスモータ６の３相の巻線に接続され、ＤＣブラシレスモータ６は、３相の巻線と位置センサとして３個のホールＩＣを有している。

また、マイクロコンピュータ１００は、ＤＣブラシレスモータ６を通電制御する機能を有しており、そのための制御プログラム及びこのプログラムの実行に必要なデータを内部に設けられたＲＯＭ（図示せず）に記憶し、作業領域としてＲＡＭ（図示せず）およびタ
イマ（図５に示す三角波）が設けられている。マイクロコンピュータ１００内部の処理手段として、位置検出手段１０１、回転数検出手段１０２、回転数制御手段１０３、電圧進角決定手段１０４、電圧位相角決定手段１０５、電圧指令決定手段１０６、駆動信号生成手段１０７を有している。以上の構成においてインバータ主回路５は直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してＤＣブラシレスモータ６に供給する。以下にＤＣブラシレスモータ６を通電制御するマイクロコンピュータ１００の制御動作について説明する。

マイクロコンピュータ１００の処理としては割り込み処理と通常処理がある。割り込み処理としては位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのいずれかの立ち上がりまたは立ち下がりエッジの入力時に発生する第１の割り込み処理と、マイクロコンピュータ１００内部のタイマのアンダーフロー時に発生する第２の割り込み処理がある。通常処理については以下に随時説明するとして、まず第１の割り込み処理について以下に説明する。

図２に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ１００に記憶された第１の割込処理の制御内容を示している。まず位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗのうちのいずれか１つが立ち上がり、または立ち下がると処理を開始し、ステップ２００にて位置角θｐを決定する処理を実行する。図１に示すように、位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、位置検出手段１０１および回転数検出手段１０２へ与えられるように構成され、位置検出手段１０１ではＤＣブラシレスモータ６の回転位相に応じて変化する位置センサ信号と予め誘起電圧と位置センサ信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗとの関係から作成したデータテーブル１（図１２）から位置角θｐを得て、後述する電圧位相角決定手段１０５に出力する。なお、データテーブル１は、Ｕ相の誘起電圧Ｖｍｕを基準とした位相角で表わされている。次のステップ２０１では位置センサ信号入力フラグをＨｉとした後、リターンする。

次に第２の割り込み処理について説明する。図３に示すフローチャートは、マイクロコンピュータ１００のＲＯＭに記憶された第２の割込処理の制御内容を示している。マイクロコンピュータ１００内部には、図５に示すようにキャリア周期Ｔｃである三角波によるタイマを内蔵しており、タイマのアンダーフロー毎に第２の割り込み処理を実行する。まず、ステップ３００においてマイクロコンピュータ１００内部のＲＡＭから変調率Ｍを読み込む。ここで、変調率Ｍは回転数制御手段１０３にて回転数検出手段１０２により得られた回転数Ｆと目標回転数との偏差に応じて決定する。具体的には回転数Ｆが目標回転数よりも低い時には変調率Ｍを所定量増加させ、回転数Ｆが目標回転数よりも高い時には変調率Ｍを所定量減少させる。さらにステップ３０１においてマイクロコンピュータ１００内部のＲＡＭから電圧進角βを読み込む。ここで電圧進角βは電圧進角決定手段１０４において回転数Ｆから決定される。

図１１に示すように、巻線電流は巻線のインダクタンス成分により、電圧指令値に対して遅れる。そのため、誘起電圧に対して電圧指令値をβ進ませることで、電流位相θｉが最適となるように制御する必要がある。この電圧進角βの具体的な決定方法は、例えば回転数Ｆと電圧進角βの関係を予め数式化もしくはテーブル化することで得られる。さらに次のステップ３０２において位置角θｐを読み、ステップ３０３では位置センサ入力フラグのレベル判定を行う。位置センサ入力フラグがＨｉであれば次のステップ３０４にてタイマのアンダーフロー回数を表すｎをクリアすると共に位置センサ入力フラグをクリアする。位置センサ入力フラグがＬｏであればｎをインクリメントする。電圧位相角θｖｎはステップ３０５にて以下のように演算する。
θｖ０＝θｐ＋β （ｎ＝０のとき）
θｖ１＝θ０＋Δθ
・・・
θｖｎ＝θｎ−１＋Δθ
Δθ＝２・π・ｆ・Δｔ （Δｔ＝Ｔｃ、ｆ[Ｈｚ]は回転数Ｆ[ｒｐｍ]をＨｚ換算した値
。）
次にステップ３０６において電圧位相角の制限処理を行う。制限処理は電圧位相角θｖｎは０≦θｖｎ＜３６０の値をとるデータであるから、上記式の計算結果が３６０を越えた場合には、３６０を減算したデータを電圧位相角θｖｎのようにする処理である。次のステップ３０７では求めた電圧位相角θｖｎをもとに３相分の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗを求める。例えばＵ相の電圧率データＤｕは図１４に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θｖｎに対応する電圧率データを読み出す。Ｖ相の電圧率データＤｖについては図１４に示す正弦波の電圧率データから電圧位相角θｖｎから１２０を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。Ｗ相の電圧率データＤｗについても同様に電圧位相角θｖｎから２４０を減算した電圧位相角に対応する電圧率データを読み出す。このようにして得られた電圧率データを電圧指令決定手段１０６に出力する。以上ステップ３０７までの処理を電圧率データ決定手段１０５にて行う。

次のステップ３０８では変調率Ｍの補正周期を決定する。まず、補正周期の決定方法について図４を用いて説明する。図４は電圧位相角θｖｎと補正周期を示すデータテーブル３である。一方、各３相の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗが最大となる電圧位相角は次式のようになる。
θｖｎ＝３０＋６０ｍ（ｍ＝０、１、２、３、４、５）
このときの電圧位相角を基準に±２０°の位相角領域が図４に図示する領域Ａである。それ以外の位相角領域は領域Ｂである。図４は領域Ａでは変調率Ｍの補正周期をＴｃとし、それ以外の領域Ｂでは補正周期を４・Ｔｃとすることを意味している。したがって、ステップ３０８ではデータテーブル３を参照して、補正周期がＴｃか４・Ｔｃかを判断する必要がある。具体的には、まず、電圧位相角θｖｎが領域Ａか領域Ｂかを判定し、領域Ａであれば以下に説明する補正処理を行う。また領域Ｂであっても、補正周期カウンタｍがｍ＝４であれば補正処理を行う。それ以外の場合にはＮへ進み補正周期カウンタｍをインクリメントし変調率Ｍの補正量Ｋを更新せずに前回の補正量Ｋを採用する。次に補正処理について説明する。

まずステップ３０９において、直流電圧検出手段１２からローパスフィルタ１３を介して得られる直流電圧平均値Ｖａｖｅを読み込む。直流電圧はＤＣブラシレスモータ６以外にも負荷が接続されるような場合（例えば本実施の形態のＤＣブラシレスモータ６を空気調和機の室外機に送風機として用いる場合には圧縮機が該当）、特に圧縮機の負荷変動が大きく平滑コンデンサ４の容量が小さい場合には電源周期のみならず、負荷変動の周期にも依存した直流電圧リプルが発生する。そこでこのローパスフィルタ１３は電源周波数や上記例えば圧縮機の負荷変動周波数に対し十分なフィルタ特性を持つようにして与えられる。次のステップ３１０では直流電圧検出手段のもう一方の出力である瞬時値Ｖｉｎｓを取得し、ステップ３１１では変調率Ｍの補正量であるＫを次式に基づき演算する。
Ｋ＝（Ｖａｖｅ／Ｖｉｎｓ−１）・Ｍ
さらに次のステップ３１２において変調率Ｍに補正量Ｋを加えてデータを更新し、ステップ３１３において補正周期カウンタｍをクリアする。以上のステップ３０９から３１３が変調率Ｍの補正に関する処理である。

次のステップ３１４では３相の電圧率データＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗそれぞれに変調率Ｍを掛け合わせ、３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを得て、駆動信号生成手段１０７に出力する。なお、この処理は電圧指令決定手段１０６において実行する。駆動信号生成手段１０７では得られた３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波のレベルを比較する。電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが三角波よりも大きいときハイレベルであり、そうでないときロウレベルである信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを出力するとともに、これら信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの反転信号として信号Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚを出力するように構成されている。そして、これら出力信号はスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚへ与えられるように構成されている
。これによって、インバータ主回路５のスイッチング素子Ｑｕ〜ＱｗおよびＱｘ〜Ｑｚがオンオフ制御されるようになる。この結果、ＤＣブラシレスモータ６の３相の巻線に、ＰＷＭ処理された正弦波電圧が供給されるようになり、ＤＣブラシレスモータ６が正弦波駆動される。

以上のような構成及び制御とすることにより、ＤＣブラシレスモータ６のトルクリップルの改善効果について図５〜図７を用いて説明する。図５は上記変調率Ｍの補正制御を行わない場合と行った場合のＤＣブラシレスモータ６の電流波形を比較したものである。図５の横軸は電圧位相角であり、直流電圧リップルに対して図示すように電圧指令値を補正することで巻線電流を正弦波状とすることができる。図５ではＵ相の電圧指令値と巻線電流のみ示しているが、特に各相において電圧率データが最大となる電圧位相角θｖｎ＝３０＋６０ｍ（ｍ＝０、１、２、３、４、５）付近では直流電圧リップルが巻線電流値に与える影響が大きくなるために、補正を行わない場合に巻線電流ピークが突出して大きくなることがある。一方、巻線電流はＤＣブラシレスモータ６の減磁やインバータ主回路５の保護のために最大電流値を抑制する構成となっている。

巻線電流抑制動作は直流電流を検出する直流電流検出手段８によって直流電流を検出し、基準電流値９と比較し、基準電流値よりも検出した直流電流が大きければインバータ主回路５の高電圧側に接続されたスイッチング素子の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗをオフする動作としている。そのため特に電圧率データが最大となる付近の領域Ａにおいて、補正のない場合に巻線電流が過大となり駆動信号が強制的にオフされる結果、通常非可聴域のキャリア周波数で駆動される駆動信号が可聴域になる。さらには急激にスイッチング素子をオフする動作のためＤＣブラシレスモータ６に大きなトルク変動を与えることとなり騒音や振動が増大する。これらにより発生する騒音・振動は本実施例の直流電圧リップルを補正することにより抑制することができる。領域Ａ、領域Ｂの制御動作について以下に説明する。

図６は領域Ａの動作を表すものであり、図は補正前の電圧指令値と補正後の電圧指令値を表している。例えばキャリアカウンタｎ＝１のときの電圧率データＤｕ１とすると、
補正量Ｋ１＝（Ｖａｖｅ／Ｖｉｎｓ１−１）・Ｍ
電圧指令値Ｖｕｎ＝（Ｍ＋Ｋ１）・Ｄｕ１
次のキャリアカウンタｎ＝２でも同様に補正量Ｋ２、電圧指令値Ｖｕ２を求める。このように領域Ａではキャリア周期Ｔｃ毎に補正量Ｋを更新する動作とする。これは直流電圧リップルが巻線電流に与える影響が大きくなるためである。

図７は領域Ｂの動作を表すものであり、図６と同様に電圧指令値と補正後の電圧指令値を表している。例えばキャリアカウンタｎ＝１のときの電圧率データＤｕ１とすると、
補正量Ｋ１＝（Ｖａｖｅ／Ｖｉｎｓ１−１）・Ｍ
電圧指令値Ｖｕ１＝（Ｍ＋Ｋ１）・Ｄｕ１
となる。領域Ｂは比較的電圧率データの小さな領域であり、直流電圧リップルが巻線電流へ与える影響が少ないため、補正周期カウンタｍ＝４となるまで同じ補正量Ｋ１を採用する。

このような構成及び動作とすることで、平滑コンデンサ４の容量が小さく直流電圧リップルが大きな場合にでもＤＣブラシレスモータ６の直流電圧リップルに起因するトルクリップルを抑制可能となり、ひいてはＤＣブラシレスモータ６の騒音・振動を抑制することが可能となる。また、巻線電流が過大に上昇することも抑制できるため、ＤＣブラシレスモータ６の減磁やインバータ主回路３の保護のために設けられた電流保護回路が動作することによるキャリア音の増大や、急激にスイッチング素子をオフする保護動作のためにトルク変動が増大し、騒音や振動が増大することもない。さらに直流電圧のリップルを抑制
するために平滑コンデンサに十分な容量を与えることも不要であるばかりか、さらに低容量化し製造コストを低コスト化することも可能となる。

また、電圧位相角θｖｎによって変調率Ｍの補正量Ｋを更新する周期を変更せず、キャリア周期毎に補正値Ｍを更新することで、電圧位相角全域に亘ってＤＣブラシレスモータ６のトルクリップルを抑制することができ、より負荷変動の大きな負荷にも対応できるとともに、平滑コンデンサ４をさらに小容量化することができるため、製造コストの低コスト化が可能となる。

また、電圧位相角θｖｎによって変調率Ｍの補正量Ｋを更新する周期Ｔａｄｊを変更せず、Ｔａｄｊ＝Ｔｃ・ｎ（ｎは正の整数）固定とすることで、マイクロコンピュータ１００が補正量Ｋを演算するためのステップ数（２０７〜２１２）を削減できるため、演算による負担が減り、より低コストなマイクロコンピュータが採用可能となり、また、空調機の室外機のように圧縮機と送風機を１個のマイクロコンピュータで運転する場合には演算の負担減は有利となる。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、正弦波駆動を行うインバータ装置において、直流電圧のリップルを検出して、スイッチング素子のオン時間に比例する変調率Ｍを補正し、直流電圧のリップルの影響を除去し、インバータの出力電流をより正弦波状にすることで直流電圧のリップルにより増大するＤＣブラシレスモータ６のトルクリップル増加を安価な構成で抑制することができるので、エアコン等のファンモータ、電気自動車の駆動用モータ、または、洗濯機の駆動用モータ等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１における割り込み処理１を示す制御フロー図 本発明の実施の形態１における割り込み処理２を示す制御フロー図 本発明の実施の形態１における補正周期を表すテーブル図 本発明の実施の形態１における補正の効果を表す図 本発明の実施の形態１における領域Ａの動作を表す図 本発明の実施の形態１における領域Ｂの動作を表す図 従来のインバータ装置の構成を示すブロック図 従来のインバータ装置の特性図 従来のインバータ装置における位置角を表すテーブル図 従来のインバータ装置における電流位相と電圧進角の関係を表す特性図 従来のインバータ装置における電圧率データを表すテーブル図

符号の説明

１ 交流電源
２ リアクタ
３ 整流回路
４ 平滑コンデンサ
５ インバータ主回路
６ ＤＣブラシレスモータ
７ 駆動手段
８ 直流電流検出手段
１０ 電流比較手段
１１ 駆動信号オフ手段
１２ 直流電圧検出手段
１３ ローパスフィルタ
１４ 変調率補正手段
１００ マイクロコンピュータ

Claims (5)

1. 交流電源を整流平滑して得られる直流電圧に複数のスイッチング素子が３相ブリッジ接続されたインバータ主回路が接続され、前記インバータ主回路によって前記直流電圧を正弦波状の交流電圧に変換してＤＣブラシレスモータに供給するインバータ装置において、前記直流電圧を検出する直流電圧検出手段と前記直流電圧検出手段の一方の出力が接続されたローパスフィルタと、前記直流電圧検出手段の残りの出力と前記ローパスフィルタの出力とに応じて前記スイッチング素子の駆動信号のオン時間に比例する変調率を補正する変調率補正手段と前記直流電圧と前記インバータ主回路を接続する一方のラインに挿入され、直流電流を検出する直流電流検出手段の出力と基準電流を比較し駆動信号生成手段の信号を所定時間オフする駆動信号オフ手段とを備え、前記変調率補正手段は前記変調率の補正周期を前記駆動信号のキャリア周期Ｔｃに基づき決定することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記ローパスフィルタの出力をＶａｖｅ、前記直流電圧出力手段の出力をＶｉｎｓ、変調率をＭとすると、前記変調率補正手段の補正量Ｋを、Ｋ＝（Ｖａｖｅ／Ｖｉｎｓ−１）・Ｍとすることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 前記所定の物理量は前記駆動信号を生成するために必要な電圧位相角であり、前記電圧位相角が所定の位相角範囲で前記補正周期が短くなるように予め作成したデータテーブルに基づき前記補正周期を変更することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
4. 前記補正周期をＴとすると、前記駆動信号のキャリア周期Ｔｃを、Ｔ＝ｍ・Ｔｃ（ｍは定数）とすることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
5. 前記ＤＣブラシレスモータは空気調和機の室外送風機の駆動用モータであり、前記誘起電圧と一定の位相関係を持つ信号は、前記ＤＣブラシレスモータに設けられたホールＩＣから発生する位置信号であることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。

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