JP4561105B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関するものである。

一般に、ブラシレスモータのトルク制御では、先ず、ブラシレスモータに供給されるＵ，Ｖ，Ｗの三相の相電流の値（相電流値）をｄ−ｑ座標系のｄ，ｑ軸電流値に変換し（ｄ／ｑ変換）、このｄ，ｑ軸電流値と目標値であるｄ，ｑ軸電流指令値との偏差に基づいてフィードバック制御を行う。そして、算出されたｄ，ｑ軸電圧指令値を再びＵ，Ｖ，Ｗ系の相電圧指令値に変換（ｄ／ｑ逆変換）し、該相電圧指令値に基づいてモータ制御信号を生成する制御方法が採用されている。

ここで、ｄ−ｑ座標系とは、モータの回転子の磁束と同一方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸とする直交座標系であり、ｄ／ｑ変換とは、ブラシレスモータに供給される各相電流のベクトルをｄ−ｑ座標系に対して写像することにより、交流を直流として演算可能とする手法である。

ところが、実際には、三相の相電流値をｄ−ｑ座標系に対して正確に写像できない、即ち、ｄ，ｑ座標系における本来のｄ−ｑ座標軸からずれた座標軸上で制御を行っている場合がある。これにより、本来のｑ軸上のｑ軸電流の値がｑ軸電流指令値よりも減少し、その結果、モータトルクが低下してしまうという問題がある。

従来、このような問題を抑制するものとして、平均角速度に基づいて、電流検出時間と回転角検出時間との時間差内に進む回転角を補正してｄ／ｑ変換に用いる回転角を算出するとともに、回転角検出から次の回転角検出までの時間差内に進む回転角を補正してｄ／ｑ逆変換に用いる回転角を算出するモータ制御装置がある。そして、このモータ制御装置を採用することにより、電流検出時における正確な回転角によりｄ／ｑ変換を行うことができるとともに、上記電圧指令値を次の回転角検出タイミングと一致させて出力することができる。これにより、上記電圧指令値をｄ，ｑ座標系に精度良く写像し本来のｄ−ｑ座標軸上でｑ軸電流を制御することができ、その結果、モータトルクの低下を抑制することができる（特許文献１参照）。
特開２００１−１７８１９９号公報

しかし、一方で、ブラシレスモータには、モータインダクタンスＬ（及び電機子巻線抵抗Ｒ）の影響により、各線間電圧の位相に対して各線間電流の位相がφ＝tan^−１（ω・Ｌ
／Ｒ）の式で示される角度だけ遅れる、即ち相電圧指令（相電圧指令値を有する信号）の位相に対して相電流の位相が遅れ角φだけ遅れるという特性がある。

つまり、上記検出タイミングの時間差内に進む回転角に起因する問題を解消したとしても、図９に示すように、モータインダクタンスＬの影響により、実際には、本来のｄ−ｑ座標軸に対して、遅れ角φずれたｄ´−ｑ´座標軸上で制御を行っていることと等価となる。

従って、ｄ軸電流指令値Ｉd*をゼロとすると、本来のｑ軸上のｑ軸電流の値、即ちｑ軸電流値Ｉqは、ｑ軸電流指令値Ｉq*に対してＩq*cosφまで減少してしまう。そして、このｑ軸電流値Ｉqの減少に伴うトルクの低下は、角速度ωが上昇するにつれて顕著となり、例えば、ブラシレスモータを電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に適用した場合には、急操舵時の追従不良の原因となり、ひいては操舵フィーリングの悪化を招くおそれがある。

更に、このような場合、ｄ軸上にＩq*sinφに相当するｄ軸電流値Ｉｄを有する正のｄ
軸電流が発生する。そして、この正のｄ軸電流の発生は、モータの発熱原因となるとともに、ＥＰＳ用モータのように電源電圧に上限がある場合には、ｄ軸干渉項の増大に伴ってモータインダクタンスＬの影響による電圧降下分が減殺されるためｑ軸電流が流れにくくなり、ひいては更なるトルク低下を招くという問題がある。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータインダクタンスの影響によるトルク低下及び無効電流の発生を抑制することができるモータ制御装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、ブラシレスモータに供給される三相の相電流値を二相のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する三相／二相変換手段と、該ｄ軸電流値及びｑ軸電流値とｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値との各偏差に基づき生成されるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の各相電圧指令値に変換する二相／三相変換手段とを備え、該各相電圧指令値に基づいて前記ブラシレスモータを制御するモータ制御装置であって、前記ブラシレスモータの角速度を演算する角速度演算手段と、該角速度の絶対値が所定の値以上であるか否かを判定する判定手段と、該判定に基づいて前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定する決定手段とを備え、該決定手段は、前記角速度の絶対値が前記所定の値以上である場合には、以下の式、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０（但し、Ｉd*：ｄ軸電流指令値、Ｉq*：ｑ軸電流指令値、Ｉq０：入力されるｑ軸電流指令値、Φ０：所定の位相進み角）により前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定し、前記角速度の絶対値が前記所定の値よりも低い場合には、Ｉd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０として前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定することを要旨とする。

上記構成によれば、本来のｄ軸上に、Ｉd＝|Ｉq０|×sin（φ−Φ０）の式に示される
値を有するｄ軸電流が発生し、本来のｑ軸上には、Ｉq＝Ｉq０×cos（φ−Φ０）の式に
示される値を有するｑ軸電流が発生する。つまり、本来のｄ−ｑ座標軸に対する制御上のｄ´−ｑ´座標軸のズレが（φ−Φ０）に表される角度まで改善されたことと等価となる。従って、本来のｑ軸上に入力されたｑ軸電流指令値に近い値を有するｑ軸電流を発生させることができ、角速度の上昇時にもモータインダクタンスの影響によるトルク低下を抑えて目標値に近いトルクを発生させることができる。また、本来のｄ軸への正のｄ軸電流の発生を抑制し、これによるモータの発熱やｄ軸干渉項の増大に伴うｑ軸電流の減少を防止することができる。

加えて、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の算出においては、予め設定された所定の値を位相進み角として用い、更に、前記角速度が前記所定の角速度よりも低い場合には、前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値をＩd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０とするため、角速度に応じて位相進み角を逐次演算する場合と比較して演算負荷が小さくなる。また、メモリに角速度と位相進み角とを関連付けたマップを記憶する場合と比較しても必要とするメモリ容量が小さくて済む。従って、演算能力の低い、或いはメモリ容量の小さい安価なマイコンを使用することができ、その結果低コスト化を図ることができる。

請求項２に記載の発明は、ブラシレスモータに供給される三相の相電流値を二相のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する三相／二相変換手段と、該ｄ軸電流値及びｑ軸電流値とｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値との各偏差に基づき生成されるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の各相電圧指令値に変換する二相／三相変換手段とを備え、該各相電圧指令値に基づいて前記ブラシレスモータを制御するモータ制御装置であって、前記ブラシレスモータの角速度を演算する角速度演算手段と、該角速度に基づいて条件判定を行う判定手段と、該条件判定に応じて、前記角速度とモータインダクタンスとの関数に基づいて前記モータインダクタンスの影響による相電圧指令の位相に対する相電流の位相の遅れ角に対応する位相進み角を算出し、又は所定の角度を前記位相進み角とする位相進み角演算手段と、該算出された位相進み角に基づいて、以下の式、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ´、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ´（但し、Ｉd*：ｄ軸電流指令値、Ｉq*：ｑ軸電流指令値、Ｉq０：入力されるｑ軸電流指令値、Φ´：位相進み角）により前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定する決定手段と、を備え、前記関数は、φ＝tan ^-1 （ω・Ｌ／Ｒ）に示される式又はその近似式（但し、φ：遅れ角、ω：角速度、Ｌ：モータインダクタンス、Ｒ：電機子巻線抵抗）に示されるものであることを要旨とする。

上記構成によれば、請求項１に記載の発明と同様に、本来のｄ−ｑ座標軸に対する制御上のｄ´−ｑ´座標軸のズレを（φ−Φ´）に表される角度まで改善したことと等価となる。また、角速度に基づく条件判定に応じて、位相進み角の演算形態を切り替える。これにより、本来のｑ軸上において、入力されたｑ軸電流指令値とｑ軸電流値とが一致するように精度良くｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定してモータインダクタンスの影響によるトルク低下及び無効電流の発生を抑制するとともに、演算能力の低い或いはメモリ容量の小さい安価なマイコンを使用して低コスト化を図ることができる。

請求項３に記載の発明は、前記判定手段は、｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値以下であるか否かを判定し（但し、ω：角速度、Ｌ：モータインダクタンス、Ｒ：電機子巻線抵抗）、前記位相進み角演算手段は、｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値以下であると判定した場合には、前記関数に基づいて前記位相進み角を算出し、前記判定手段が｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値よりも大きいと判定した場合には、前記所定の角度を前記位相進み角とすることを要旨とする。

上記構成によれば、常用角速度領域においては、本来のｑ軸上において、入力されたｑ軸電流指令値とｑ軸電流値とが一致するように精度良くｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定し、常用されない大きな角速度領域では演算負荷或いはメモリ容量を抑えることが可能になる。

本発明によれば、モータインダクタンスの影響によるトルク低下及び無効電流の発生を抑制することができるモータ制御装置を提供することができる。

（参考形態）
以下、本発明をＤＣブラシレスモータの制御装置に具体化した参考形態を図面に従って説明する。

図１に示すように、本参考形態のモータ制御装置１は、モータ制御信号を出力する制御回路２と、モータ制御信号に基づいてブラシレスモータ４に三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力を供給する出力回路５とを備えている。

制御回路２には、ブラシレスモータ４に通電される各相電流の値、即ち相電流値Ｉu，
Ｉｖ，Ｉｗを検出するための電流センサ６〜８、及びブラシレスモータ４の回転角（電気角）θを検出するための回転角センサ９が接続されている。そして、制御回路２は、これら各センサにより検出された各相電流値Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗ及び回転角θに基づいてモータ制御信号を出力する。

詳述すると、電流センサ６〜８が出力する信号は相電流演算部１１に入力され、回転角センサ９が出力する信号は回転角演算部１２に入力される。そして、相電流演算部１１及び回転角演算部１２は、それぞれ入力された信号に基づいて各相電流値Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗ及び回転角θを算出する。

相電流演算部１１により算出された各相電流値Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗ、及び回転角演算部１
２により算出された回転角θは、３相／２相変換部１３に入力される。そして、３相／２相変換部１３は、その各相電流値Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗをｄ−ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換し（ｄ／ｑ変換）、ｄ軸電流値Ｉdを減算器１５に、ｑ軸電流値Ｉqを減算器１６に出力する。

また、減算器１５，１６には、ｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*が入力される。尚、本参考形態では、ブラシレスモータ４が永久磁石同期モータであるため、ｄ軸電流指令値Ｉd*はＩd*＝０として減算器１５に入力される。そして、ｑ軸電流指令値Ｉq*は、モータ制御装置１の上位側から減算器１６に入力される。例えば、本参考形態のモータ制御装置１を電動パワーステアリング装置に適用した場合には、モータ制御装置１の上位側の制御装置において、先ず、操舵トルク、車速、回転角及び角速度に基づいて要求されるアシストトルクが演算される。そして、ブラシレスモータ４がそのアシストトルクを発生するため必要とされるｑ軸電流値が演算され、その値がｑ軸電流指令値Ｉq*として減算器１６に入力される。

そして、減算器１５は、ｄ軸電流値Ｉdとｄ軸電流指令値Ｉd*との偏差ΔＩdをＰＩ制御部１７に出力し、減算器１６は、ｑ軸電流値Ｉqとｑ軸電流指令値Ｉq*との偏差ΔＩqをＰＩ制御部１８に出力する。

ＰＩ制御部１７，１８は、それぞれ減算器１５，１６から入力された偏差ΔＩd，ΔＩqに基づいて、実電流であるｄ軸電流値Ｉd，ｑ軸電流値Ｉqがｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*に追従するよう比例積分制御（ＰＩ制御）を行い、それぞれｄ軸電圧指令値Ｖd*，ｑ軸電圧指令値Ｖq*を生成する。そして、ＰＩ制御部１７，１８は、そのｄ軸電圧指令値Ｖd*，ｑ軸電圧指令値Ｖq*を２相／３相変換部２１に出力する。

また、２相／３相変換部２１には、ブラシレスモータ４の回転角が入力される。２相／３相変換部２１は、この回転角に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換し（ｄ／ｑ逆変換）、その各相電圧指令値Ｖu*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をＰＷＭ制御部２２に出力する。そして、ＰＷＭ制御部２２は、入力された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいてモータ制御信号を演算し、算出されたモータ制御信号を出力回路５に出力する。

一方、出力回路５は、直流電源２５とブラシレスモータ４との間に接続されている。そして、制御回路２から入力されるモータ制御信号に基づいて直流電源２５から供給される直流電圧を三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換しブラシレスモータ４に供給する。

詳述すると、出力回路５は、ブラシレスモータ４の相数に対応する複数（６個）のパワーＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＦＥＴ）を備えている。具体的には、出力回路５は、ＦＥＴ２６ａ，２６ｄの直列回路、ＦＥＴ２６ｂ，２６ｅの直列回路及びＦＥＴ２６ｃ，２６ｆの直列回路を並列接続することにより構成されている。そして、ＦＥＴ２６ａ，２６ｄの接続点Ｕはブラシレスモータ４のＵ相コイルに接続され、ＦＥＴ２６ｂ，２６ｅの接続点Ｖはブラシレスモータ４のＶ相コイルに接続され、ＦＥＴ２６ｃ，２６ｆの接続点Ｗはブラシレスモータ４のＷ相コイルに接続されている。

ＰＷＭ制御部２２から出力されるモータ制御信号は、各ＦＥＴ２６ａ〜２６ｆのゲート端子に印加される。そして、このモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ２６ａ〜２６ｆがオン／オフし、出力点である各接続点Ｕ，Ｖ，Ｗからブラシレスモータ４にＵ，Ｖ，Ｗ相の駆動電力が供給されることにより、ブラシレスモータ４が回転する。

また、本参考形態の制御回路２は、ブラシレスモータ４の回転角速度（角速度）に応じて回転角演算部１２が算出した回転角θを補正して２相／３相変換部２１に出力する位相進み制御部３３を備えている。

詳述すると、位相進み制御部３３は、位相進み角演算部３５と、加算器３６とにより構成される。回転角演算部１２が算出した回転角θは、加算器３６に入力されるとともに、微分器３７に入力される。そして、微分器３７は入力された回転角θに基づいて角速度ωを演算し算出された角速度ωを位相進み角演算部３５に出力する。

位相進み角演算部３５は、φ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式に示される角速度ωとモータ
インダクタンスＬ（及び電機子巻線抵抗Ｒ）との関数に基づいて相電圧指令の位相に対する相電流の位相の遅れ角φに対応する位相進み角Φを算出する。そして、位相進み角演算部３５は、算出された位相進み角Φを加算器３６に出力する。

尚、本参考形態では、角速度ωと位相進み角Φとの関係は、上記φ＝tan^−１（ω・Ｌ／
Ｒ）の式により予め演算されマップの形式でメモリ（図示略）に記憶されている。そして、位相進み角演算部３５は、このマップを参照することにより入力された角速度ωに対応する位相進み角Φを決定する。

加算器３６は、その位相進み角Φを回転角演算部１２から入力された回転角θに加算し、その値を補正後の回転角θ´として２相／３相変換部２１に出力する。そして、２相／３相変換部２１は、この位相進み制御部３３により補正された回転角θ´に基づいてｄ／ｑ逆変換を行う。

尚、本参考形態では、上記のような制御回路２を構成する上記の相電流演算部１１、回転角演算部１２、３相／２相変換部１３、減算器１５，１６、ＰＩ制御部１７，１８、２相／３相変換部２１、ＰＷＭ制御部２２、位相進み制御部３３、及び微分器３７は、マイクロコンピュータ上で実行されるプログラムにより実現される。

そして、回転角演算部１２が回転角検出手段を、３相／２相変換部１３が三相／二相変換手段を、２相／３相変換部２１が二相／三相変換手段を、位相進み制御部３３が回転角補正手段を、位相進み角演算部３５が位相進み角演算手段を、微分器３７が角速度演算手段を構成する。

以上、本参考形態によれば、以下のような作用効果を得ることができる。
（１）モータ制御装置１は、位相進み角演算部３５と加算器３６とにより構成される位相進み制御部３３を備える。位相進み角演算部３５は、φ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式に
示されるブラシレスモータ４の角速度ωとモータインダクタンスＬ（及び電機子巻線抵抗Ｒ）との関数に基づいて相電圧指令の位相に対する相電流の位相の遅れ角φに対応する位相進み角Φを算出する。そして、加算器３６は、その位相進み角Φを回転角演算部１２から入力された回転角θに加算し、その値を補正後の回転角θ´として２相／３相変換部２１に出力する。

このような構成とすれば、２相／３相変換部２１が補正後の回転角θ´に基づいてｄ／ｑ逆変換を行うことにより、予め遅れ角φに対応する位相進み角Φだけ位相が進められた相電圧指令が生成される。そして、この位相が進められた相電圧指令に対し、相電流の位相が遅れ角φだけ遅れることで、ｄ−ｑ座標系においてはｑ軸電流のベクトルが本来のｄ−ｑ座標軸と一致する。これにより、角速度ωが上昇した場合にも正確にｑ軸電流の値を制御することができ、その結果、モータインダクタンスの影響によるトルク低下を防止することができるとともに、無効電流となるｄ軸電流の発生を防止することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明をＤＣブラシレスモータの制御装置に具体化した第１の実施形態を図面に従って説明する。尚、説明の便宜上、参考形態と同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。

図２に示すように、本実施形態のモータ制御装置４１のハードウェア構成は、上記参考形態のモータ制御装置１と同一であり、制御回路４２における制御ブロックのみが相違する。

具体的には、上記参考形態における制御回路２では、角速度ωに応じて上記遅れ角φに対応する進み角Φだけ補正された回転角θ´が位相進み制御部３３から２相／３相変換部２１に入力される、即ち、ｄ−ｑ座標系の位相遅れを補正した回転角θ´に基づいてｄ／ｑ逆変換が行われる（図１参照）。これに対し、本実施形態の制御回路４２では、ｄ−ｑ座標系において制御上のｄ´−ｑ´軸が本来のｄ−ｑ座標軸から遅れ角φだけズレることを織り込んだ上でｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*が決定される。具体的には、本来のｑ軸にモータ制御装置４１の上位側から入力されるｑ軸電流指令値Ｉq０に近いｑ軸電流値Ｉqが発生し、且つ本来のｄ軸における無効電流となる正のｄ軸電流値Ｉdの発生を抑制するようにｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する。

詳述すると、制御回路４２は、ｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する電流指令値制御部４３を備え、電流指令値制御部４３には、モータ制御装置４１の上位側からｑ軸電流指令値Ｉq０が入力されるとともに、微分器３７から角速度ωが入力される。尚、ｑ軸電流指令値Ｉq０は、上記参考形態におけるｑ軸電流指令値Ｉq*に相当す
るものである。そして、電流指令値制御部４３は、この入力されたｑ軸電流指令値Ｉq０
及び角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する。

さらに詳述すると、電流指令値制御部４３は、角速度ωに基づいて条件判定を行う角速度判定部４４と、角速度判定部４４の判定に基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を演算するｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６とを備えている。

図３に示すように、電流指令値制御部４３にｑ軸電流指令値Ｉq０及び角速度ωが入力
されると（ステップ２０１，２０２）、先ず、角速度判定部４４が、入力された角速度ωの絶対値が予め設定された所定の値、即ち角速度ω０以上であるか否かについて判定する（ステップ２０３）。本実施形態では、この所定の角速度ω０は、上述のφ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式において遅れ角φが１９°となる角速度ωに相当する値が設定されている。

次に、上記ステップ２０３において、角速度判定部４４が|ω|≧ω０であると判定した場合（ステップ２０３ ＹＥＳ）には、ｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６は、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する（ステップ２０４）。尚、位相進み角Φ０は、角速度ω０に対応する遅れ角φに相当する値（本実施形態では１９°）が設定されている。

一方、角速度判定部４４が|ω|＜ω０であると判定した場合（ステップ２０３ ＮＯ）には、ｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６は、Ｉd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０としてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する（ステップ２０５）。そして、電流指令値制御部４３は、上記ステップ２０４又はステップ２０５においてｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６が算出したｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*をそれぞれ減算器１５，１６に出力する（ステップ２０６）。

尚、本実施形態では、電流指令値制御部４３が決定手段を構成し、角速度判定部４４が判定手段を構成する。
次に、本実施形態の作用について説明する。

図４に示すように、ブラシレスモータ４の角速度ωが上昇すると、そのモータインダクタンスの影響により相電圧指令の位相に対して相電流の位相が遅れ角φだけ遅れるため、ｄ−ｑ座標系においては、本来のｄ−ｑ座標軸に対して制御上のｄ´−ｑ´座標軸が遅れ角φだけズレる。

そのため、本来のｄ軸及びｑ軸には、それぞれ制御上のｄ´−ｑ´座標軸上の各ｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*のベクトル成分（ｄ軸方向及びｑ軸方向）の和に相当する値を有するｄ軸電流及びｑ軸電流が発生する。

即ち、本来のｄ軸上には、Ｉd＝Ｉd*×cosφ＋Ｉq*×sinφの式に示されるｄ軸電流値
Ｉdを有するｄ軸電流が発生し、本来のｑ軸上には、Ｉq＝−Ｉd*×sinφ＋Ｉq*×cosφの式に示されるｑ軸電流値Ｉqを有するｑ軸電流が発生する。

図５に示すように、本実施形態では、電流指令値制御部４３は、ブラシレスモータ４の角速度ωの絶対値が所定の角速度ω０以上となった場合、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する。

従って、本来のｄ軸上に発生するｄ軸電流値Ｉdは、Ｉd＝−|Ｉq０|×sinΦ０×cosφ
＋Ｉq０×cosΦ０×sinφの式に示される値となり、本来のｑ軸上に発生するｑ軸電流値
Ｉqは、Ｉq＝|Ｉq０|×sinΦ０×sinφ＋Ｉq０×cosΦ０×cosφの式に示される値となる。

そして、これを整理すると、本来のｄ軸上のｄ軸電流値Ｉdは、Ｉd＝|Ｉq０|×sin（φ−Φ０）の式に示される値となり、本来のｑ軸上のｑ軸電流値Ｉqは、Ｉq＝Ｉq０×cos（φ−Φ０）の式に示される値となる。

つまり、本来のｄ−ｑ座標軸に対する制御上のｄ´−ｑ´座標軸のズレが（φ−Φ０）に表される角度まで改善されたことと等価となる。従って、本来のｑ軸上に上位側から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq０に近い値を有するｑ軸電流を発生させることができ、その結果、モータインダクタンスの影響によるトルク低下を抑えるとともに、本来のｄ軸における無効電流となる正のｄ軸電流の発生を抑制することが可能になる。

以上、本実施形態によれば、以下のような作用効果を得ることができる。
（１）モータ制御装置４１は、角速度ωに基づいて条件判定を行う角速度判定部４４と、該判定に基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を演算するｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６とを備え、ｑ軸電流指令値Ｉq０及び角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する電流指令値制御部４３を有している。そして、ｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６は、角速度判定部４４が|ω|≧ω０であると判定した場合には、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する。

これにより、本来のｄ軸上には、Ｉd＝|Ｉq０|×sin（φ−Φ０）の式に示される値を
有するｄ軸電流が発生し、本来のｑ軸上には、Ｉq＝Ｉq０×cos（φ−Φ０）の式に示さ
れる値を有するｑ軸電流が発生する。つまり、本来のｄ−ｑ座標軸に対する制御上のｄ´−ｑ´座標軸のズレが（φ−Φ０）に表される角度まで改善されたことと等価となる。従って、本来のｑ軸上に上位側から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq０に近い値を有するｑ軸電流を発生させることができ、角速度ωの上昇時にもモータインダクタンスの影響によるトルク低下を抑えて目標値に近いトルクを発生させることができる。また、本来のｄ軸への正のｄ軸電流の発生を抑制し、これによるモータの発熱やｄ軸干渉項の増大に伴うｑ軸電流の減少を防止することができる。

（２）ｄ，ｑ軸電流指令値演算部４６は、ｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*の算出において、予め設定された所定の値を位相進み角Φ０として用い、更に、角速度判定部４４が|ω|＜ω０であると判定した場合には、Ｉd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０としてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する。

このような構成とすれば、角速度ωに応じて位相進み角を逐次演算する場合と比較して演算負荷が小さくなり、メモリに角速度ωと位相進み角とを関連付けたマップを記憶する場合と比較しても必要とするメモリ容量が小さくて済む。従って、演算能力の低い、或いはメモリ容量の小さい安価なマイコンを使用することができ、その結果低コスト化を図ることができる。

（第２の実施形態）
以下、本発明をＤＣブラシレスモータの制御装置に具体化した第２の実施形態を図面に従って説明する。尚、説明の便宜上、第１の実施形態と同一の部分については同一の符号を付して説明を省略する。

図６に示すように、本実施形態のモータ制御装置５１は、上記第１の実施形態のモータ制御装置４１と比較して電流指令値制御部５３のみが相違する。
詳述すると、本実施形態の電流指令値制御部５３は、角速度ωに基づいて条件判定を行う角速度判定部５４と、位相進み角Φ´を演算する位相進み角演算部５５と、算出された位相進み角Φ´に基づいてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を演算するｄ，ｑ軸電流指令値演算部５６とを備えている。

図７に示すように、電流指令値制御部５３にｑ軸電流指令値Ｉq０及び角速度ωが入力
されると（ステップ３０１，３０２）、先ず、角速度判定部５４は、|ω|・Ｌ／Ｒが予め設定された所定値α（本実施形態ではα＝１）以下であるか否かについて判定する（ステップ３０３）。そして、位相進み角演算部５５は、角速度判定部５４の判定に応じて位相進み角Φ´を演算する（ステップ３０４，３０５）。

具体的には、位相進み角演算部５５は、上記ステップ３０３において角速度判定部５４が|ω|・Ｌ／Ｒ≦αと判定した場合（ステップ３０３ ＹＥＳ）には、角速度ωとモータインダクタンスＬとの関数に基づいて相電圧指令の位相に対する相電流の位相の遅れ角φに対応する位相進み角Φ´を演算する（ステップ３０４）。そして、|ω|・Ｌ／Ｒ＞αと判定した場合（ステップ３０３ ＮＯ）には、予め設定された所定値β、即ち所定の角度を位相進み角Φ´とする（ステップ３０５）。

尚、本実施形態では、位相進み角演算部５５は、ステップ３０４において、位相進み角Φ´をφ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の３次近似式、Φ´＝|ω|・Ｌ／Ｒ−（|ω|・Ｌ／Ｒ）^３／３により算出する。そして、ステップ３０５において位相進み角Φ´とされる所定値βは、所定値α（α＝１）に対応する位相進み角Φ´（３８．２°）に相当する値（β＝１−１／３[rad]）が設定されている（図８参照）。

次に、ｄ，ｑ軸電流指令値演算部５６は、上記ステップ３０４又はステップ３０５において位相進み角演算部５５が算出した位相進み角Φ´に基づいて、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ´、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ´の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する（ステップ３０６）。そして、電流指令値制御部５３は、そのｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*をそれぞれ減算器１５，１６に出力する（ステップ３０７）。

尚、本実施形態では、電流指令値制御部５３が決定手段を、角速度判定部５４が判定手段を、位相進み角演算部５５が位相進み角演算手段を構成する。
以上、本実施形態によれば、以下のような作用効果を得ることができる。

（１）角速度判定部５４は、|ω|・Ｌ／Ｒが予め設定された所定値α以下であるか否かについて判定し、位相進み角演算部５５は、角速度判定部５４が|ω|・Ｌ／Ｒ≦αと判定した場合、角速度ωとモータインダクタンスＬ（及び電機子巻線抵抗Ｒ）との関数に基づいて位相進み角Φ´を演算し、|ω|・Ｌ／Ｒ＞αと判定した場合、予め設定された所定値βを位相進み角Φ´とする。そして、位相進み角演算部５５が算出した位相進み角Φ´に基づいて、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ´、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ´の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を算出する。

このような構成とすれば、上記第１の実施形態と同様に、本来のｄ−ｑ座標軸に対する制御上のｄ´−ｑ´座標軸のズレを（φ−Φ´）に表される角度まで改善したことと等価となる。また、角速度ωに基づく条件判定により位相進み角Φ´の演算形態を切り替えることで、常用角速度領域においては、本来のｑ軸上に上位側から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq０とｑ軸電流値Ｉqとが一致するように精度良くｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定し、非常用角速度領域では演算負荷或いはメモリ容量を抑えることが可能になる。従って、演算能力の低い或いはメモリ容量の小さい安価なマイコンを使用して低コスト化を図りつつ、精度よくモータインダクタンスの影響によるトルク低下及び無効電流の発生を抑制することができる。

（２）位相進み角演算部５５は、位相進み角Φ´をφ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の３次近
似式、Φ´＝|ω|・Ｌ／Ｒ−（|ω|・Ｌ／Ｒ）^３／３により算出する。従って、更に演算
負荷を低減することができる。

なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、各相電流値Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗを検出するための３つの電流セン
サ６〜８を設けた。しかし、これに限らず、２つの電流センサにより各相電流値Ｉu，Ｉ
ｖ，Ｉｗのうちの何れか２つの相電流を検出し、該検出された２つの相電流から演算により残る相電流を検出する構成としてもよい。

・上記参考形態では、角速度ωと位相進み角Φとの関係は、上記φ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式により予め演算されマップの形式でメモリ（図示略）に記憶され、位相進み角演算部３５は、このマップを参照することにより入力された角速度ωに対応する位相進み角Φを決定することとした。しかし、これに限らず、φ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式
により入力された角速度ωに対応する位相進み角Φを逐次演算する構成であってもよく、第２の実施形態の位相進み角演算部５５のようにφ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の近似式にて算出する構成であってもよい。

・上記参考形態では、位相進み制御部３３は、角速度ωとモータインダクタンスＬ（及び電機子巻線抵抗Ｒ）との関数に基づいて算出された位相進み角Φを回転角演算部１２が算出した回転角θに加算し、その値を補正後の回転角θ´として２相／３相変換部２１に出力することとした。しかし、これに限らず、予め設定された所定の位相進み角を回転角演算部１２が算出した回転角θに加算する構成としてもよい。

・また、その場合には、上記第１及び第２の実施形態の角速度判定部４４，５４のように、角速度ωに基づいて条件判定を行う判定手段を設けてもよく、位相進み角演算部は、該判定に応じて、上記関数にも基づいて位相進み角を演算し、又は予め設定された所定値を位相進み角とする、或いは位相進み角を算出しない構成としてもよい。

・上記第１及び第２の実施形態では、電流指令値制御部４３，５３には、ともに角速度判定部４４，５４を設けた。しかし、これに限らず、これら角速度判定部４４，５４を廃し、上記参考形態の位相進み制御部３３のように角速度ωに関わらず一様な演算形態によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する構成であってもよい。

・また、その場合には、上記関数に基づいて算出された位相進み角を用いても、所定の位相進み角を用いてｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定する構成であってもよい。

・上記第１の実施形態では、所定の角速度ω０は、上述のφ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の
式において遅れ角φが１９°となる角速度ωに相当する値に設定され、位相進み角Φ０は、その遅れ角φに相当する１９°が設定されることとしたが、所定の角速度ω０及び位相進み角Φ０は任意に設定してもよい。

・上記第１の実施形態では、電流指令値制御部４３は、角速度判定部４４が|ω|≦ω０である場合に、Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０の式によりｄ軸電流指令値Ｉd*，ｑ軸電流指令値Ｉq*を決定し、|ω|＞ω０である場合には、Ｉd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０とする構成であってもよい。これは、上述のように参考形態における位相進
み制御部に判定手段を設けた場合についても同様である。

・上記第２の実施形態では、所定値αをα＝１として設定し、所定値βをα＝１に対応する位相進み角Φ´（３８．２°）に相当する値（β＝１−１／３[rad]）として設定し
たが、所定値α及び所定値βは任意に設定してもよい。

・上記第２の実施形態では、位相進み角演算部５５は、位相進み角Φ´をφ＝tan^−１（
ω・Ｌ／Ｒ）の３次近似式により算出する構成とした。しかし、これに限らず、１次近似式や５次以上の近似式により算出する構成としてもよく、φ＝tan^−１（ω・Ｌ／Ｒ）の式
により入力された角速度ωに対応する位相進み角Φを逐次演算する構成であってもよい。また、参考形態の位相進み角演算部３５のように、メモリに記憶されたマップにより決定する構成であってもよい。

・上記第２の実施形態では、角速度判定部５４は、|ω|・Ｌ／Ｒが予め設定された所定値α（本実施形態ではα＝１）以下であるか否かについて判定する構成とした。しかし、これに限らず、角速度判定部は、角速度ωの絶対値が予め設定された所定の値以下であるか否かにより判定を行う構成としてもよい。

・上記第２の実施形態では、位相進み角演算部５５は、角速度判定部５４が|ω|・Ｌ／Ｒ≧αと判定した場合に、上記関数に基づいて位相進み角Φ´を算出し、|ω|・Ｌ／Ｒ＜αと判定した場合には、予め設定された所定値βを位相進み角Φ´として算出する構成としてもよい。これは、上述のように参考形態における位相進み制御部に判定手段を設けた場合にも同様である。

参考形態のモータ制御装置の制御ブロック図。 第１の実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図。 第１の実施形態の電流指令値制御部の制御態様を示すフローチャート。 ｄ−ｑ座標系に位相遅れが発生した場合のｄ，ｑ軸電流指令値とｄ，ｑ軸電流値の関係を示す説明図。 第１の実施形態の作用を示す説明図。 第２の実施形態のモータ制御装置の制御ブロック図。 第２の実施形態の電流指令値制御部の制御態様を示すフローチャート。 第２の実施形態の位相進み角演算部の位相進み角演算の態様を示す説明図。 モータインダクタンスの影響に起因するｄ−ｑ座標系の位相の遅れを示す説明図。

１，４１，５１…モータ制御装置、４…ブラシレスモータ、６〜８…電流センサ、９…回転角センサ、１１…相電流演算部、１２…回転角演算部、１３…３相／２相変換部、１７，１８…ＰＩ制御部、２１…２相／３相変換部、２２…ＰＷＭ変換部、３３…位相進み制御部、３５，５５…位相進み角演算部、３７…微分器、４３，５３…電流指令値制御部、４４，５４…角速度判定部、４６，５６…ｄ，ｑ軸電流指令値演算部、Ｉu，Ｉｖ，Ｉｗ…相電流値、θ，θ´…回転角、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、ΔＩd，ΔＩq…偏差、Ｖd*…ｄ軸電圧指令値、Ｖq*…ｑ軸電圧指令値、Ｖu*，Ｖｖ*，Ｖｗ*…相電圧指令値、ω，ω０…角速度、φ…遅れ角、Φ，Φ０，Φ´…位相進み角、Ｉq０…ｑ軸電流指令値、α，β…所定値。

Claims (3)

1. ブラシレスモータに供給される三相の相電流値を二相のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する三相／二相変換手段と、該ｄ軸電流値及びｑ軸電流値とｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値との各偏差に基づき生成されるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の各相電圧指令値に変換する二相／三相変換手段とを備え、該各相電圧指令値に基づいて前記ブラシレスモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記ブラシレスモータの角速度を演算する角速度演算手段と、
   該角速度の絶対値が所定の値以上であるか否かを判定する判定手段と、
   該判定に基づいて前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定する決定手段とを備え、
   該決定手段は、前記角速度の絶対値が前記所定の値以上である場合には、以下の式、
   Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ０、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ０
   （但し、Ｉd*：ｄ軸電流指令値、Ｉq*：ｑ軸電流指令値、Ｉq０：入力されるｑ軸電流
   指令値、Φ０：所定の位相進み角）
   により前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定し、
   前記角速度の絶対値が前記所定の値よりも低い場合には、
   Ｉd*＝０、Ｉq*＝Ｉq０として前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定すること
   、を特徴とするモータ制御装置。
2. ブラシレスモータに供給される三相の相電流値を二相のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する三相／二相変換手段と、該ｄ軸電流値及びｑ軸電流値とｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値との各偏差に基づき生成されるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の各相電圧指令値に変換する二相／三相変換手段とを備え、該各相電圧指令値に基づいて前記ブラシレスモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記ブラシレスモータの角速度を演算する角速度演算手段と、
   該角速度に基づいて条件判定を行う判定手段と、
   該条件判定に応じて、前記角速度とモータインダクタンスとの関数に基づいて前記モータインダクタンスの影響による相電圧指令の位相に対する相電流の位相の遅れ角に対応する位相進み角を算出し、又は所定の角度を前記位相進み角とする位相進み角演算手段と、
   該算出された位相進み角に基づいて、以下の式、
   Ｉd*＝−|Ｉq０|×sinΦ´、Ｉq*＝Ｉq０×cosΦ´
   （但し、Ｉd*：ｄ軸電流指令値、Ｉq*：ｑ軸電流指令値、Ｉq０：入力されるｑ軸電流
   指令値、Φ´：位相進み角）
   により前記ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を決定する決定手段と、を備え、
   前記関数は、φ＝tan ^-1 （ω・Ｌ／Ｒ）に示される式又はその近似式
   （但し、φ：遅れ角、ω：角速度、Ｌ：モータインダクタンス、Ｒ：電機子巻線抵抗）
   に示されるものであること、を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記判定手段は、｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値以下であるか否かを判定し、
   （但し、ω：角速度、Ｌ：モータインダクタンス、Ｒ：電機子巻線抵抗）
   前記位相進み角演算手段は、
   ｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値以下であると判定した場合には、
   前記関数に基づいて前記位相進み角を算出し、
   前記判定手段が｜ω｜・Ｌ／Ｒが所定の値よりも大きいと判定した場合には、
   前記所定の角度を前記位相進み角とすること、を特徴とするモータ制御装置。

Images