TW201240310A - DC-DC converter control apparatus and DC-DC converter - Google Patents

Description

201240310 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明之實施形態係關於一種將直流輸入電壓轉換成 直流輸出電壓的DC-DC轉換器控制裝置及DC-DC轉換器 〇 本申請案係根據2011年3月24日向日本提出申請的 No .2011-65933而主張優先權，並於此參照其全部內容。 【先前技術】 不使用外部時脈的自激式DC-DC轉換器，係具有以 下優點：由於動作速度不受時脈頻率限制所以對於負載變 動的響應快，又由於不需要用以產生PWM ( Pulse Width

Modulation :脈寬調變）信號的電路或進行相位補償的補 償器，所以可削減電路規模。 然而，爲了不使用外部時脈，而有必要以某種手法來 控制切換頻率。習知的手法之一，係控制用於控制電路的 比較器之遲滯寬度（hysteresis width)。該情況的切換頻 率fsw係可以以下之（1 )式來表示。 [數1] f --is_ ... (i)

讲 2kL 在此，Vin及V。^爲DC-DC轉換器的輸入電壓及輸出 電壓，k爲比較器的遲滯寬度，L爲電感値。 依據（1)式，可明白：藉由調整比較器的遲滯寬度 k，可控制切換頻率。 -5- 201240310 然而，由於作爲決定切換頻率fsw的參數係與電感値 L有關，所以當電感値L非爲已知，就無法獲得所期望的 切換頻率fsw。 一般而言，用於DC-DC轉換器的電感器’多爲與 DC-DC轉換器的控制電路1C做個別地設置，且在設計控 制電路1C的階段很難知道該値。又，即便假設事前大致 知道該電感値，由於電感値也會隨著製造不均等或經年變 化等而有所變化，所以在切換頻率fsw上也會發生誤差。 作爲解決此問題的手法，只要設置觀測切換頻率Gw 並調整遲滯寬度的回授迴路（feedback loop )，則即便電 感値L爲未知，也可將遲滯寬度k之値自動地調整成適當 的値。然而，在DC-DC轉換器上原本就存在有用以將輸 出電壓穩定化的回授迴路（以下，稱爲第1迴路），此外 ，爲了將上述的切換頻率fsw穩定化還要設置調整遲滯寬 度的回授迴路（以下，稱爲第2迴路）。 第2迴路，必須不對第1迴路帶來影響，且必須將第 2迴路之頻帶限制得比第1迴路還十分的低，如此有響應 變慢的問題》 【發明內容】 本發明所欲解決之課題，係在於提供一種即便電感値 爲未知，仍能夠既高速又穩定地對開關進行接通/斷開控 制的DC-DC轉換器控制裝置及DC-DC轉換器。 實施形態的DC-DC轉換器控制裝置，係用以控制

-6- S 201240310 DC-DC轉換器的DC-DC轉換器控制裝置，該DC-DC轉換 器係具有：電感器，其係介插於直流輸入電壓的輸入端子 、和將前述直流輸入電壓進行轉換後的直流輸出電壓的輸 出端子之間；及電容器，其係連接於前述電感器；以及開 關，其係切換是否將前述直流輸入電壓施加於前述電感器 ，其特徵爲，具備：減法器，其係產生前述直流輸出電壓 和基準電壓之差電壓信號；及比較器，其係產生顯示前述 差電壓信號之正負判定結果.的判定信號；以及延遲部，其 係使前述判定信號延遲預定延遲時間量，且前述開關，係 根據在前述延遲部使延遲的前述判定信號來進行接通/斷 開控制，而前述預定延遲時間，係藉由前述直流輸入電壓 、前述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率 而決定。 另一實施形態的DC-DC轉換器，其特徵爲，具備： 電感器’其係介插於直流輸入電壓的輸入端子和前述直流 輸出電壓的輸出端子之間；及電容器，其係連接於前述電 感器；及開關’其係切換是否將前述直流輸入電壓施加於 前述電感器’及減法器，其係產生前述直流輸出電壓和基 準電壓之差電壓信號；及比較器，其係產生顯示前述差電 壓信號之正負判定結果的判定信號；以及延遲部，其係使 前述判定信號延遲預定延遲時間量，且前述開關，係根據 在前述延遲部使延遲的前述判定信號來進行接通/斷開控 制’而前述預定延遲時間，係藉由前述直流輸入電壓、前 述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率而決 201240310 定。 依據上述構成的DC-DC轉換器控制裝置及DC-DC轉 換器，即便電感値爲未知，仍能夠既高速又穩定地對開關 進行接通/斷開控制。 【實施方式】 參照圖式就具體例加以說明。 本實施形態之一態樣的DC-DC轉換器控制裝置，係 用以控制DC-DC轉換器，該DC-DC轉換器係具有：電感 器，其係介插於直流輸入電壓的輸入端子、和將前述直流 輸入電壓進行轉換後的直流輸出電壓的輸出端子之間：及 電容器，其係連接於前述電感器；以及開關，其係切換是 否將前述直流輸入電壓施加於前述電感器。DC-DC轉換 器控制裝置，係具備：減法器，其係產生前述直流輸出電 壓和基準電壓之差電壓信號；及比較器，其係產生顯示前 述差電壓信號之正負判定結果的判定信號；以及延遲部， 其係使前述判定信號延遲預定延遲時間量。前述開關，係 根據在前述延遲部使延遲的前述判定信號來進行接通/斷 開控制。前述預定延遲時間，係藉由前述直流輸入電壓、 前述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率而 決定。 (第1實施形態） 第1圖係第1實施形態的DC-DC轉換器1之槪略電 ·

8 S 201240310 路圖。第1圖的DC-DC轉換器1，係具備：將直流輸入 電壓Vin降壓成直流輸出電壓乂_的功率級（power stage )2 (直流電壓轉換部）：以及控制功率級2的控制電路 3。功率級2，係具有高側開關SWH、低側開關SWL、電 感器L、平滑電容C以及該平滑電容C的寄生電阻ESR。 控制電路3，係對應於DC-DC轉換器控制裝置》 在功率級2的輸入端子IN係連接有電壓源10，而在 功率級2的輸出端子OUT係連接有負載4。高側開關 SWH和電感器L，係串聯連接於電壓源10和負載4之間 。在功率級2的輸出端子OUT和接地端子之間，係串聯 連接有平滑電容C和寄生電阻ESR。低側開關SWL之一 端係連接於高側開關SWH和電感器L之連接路徑，而低 側開關SWL之另一端係連接於接地端子。 控制電路3，係具有：減法器5，其係產生直流輸出 電壓V。^和基準電壓Vref之差電壓；及比較器6，其係判 定差電壓之正負而輸出判定信號；及延遲部7，其係使判 定信號延遲預定延遲時間量；以及反相器8,其係使在延 遲部7延遲的判定信號反相。從反相器8輸出的開關控制 信號，係用於高側開關SWH和低側開關SWL之接通/斷 開的切換。高側開關SWH和低側開關SWL係交互地進行 接通/斷開。 延遲部7的延遲時間，係如後述般，藉由直流輸入電 壓Vin、基準電壓Vref、以及對高側開關SWH及低側開關 SWL進行接通/斷開的頻率（切換頻率）而決定。 201240310 假設在基準電壓vref比直流輸出電壓乂。(11還高的情 況，從減法器5輸出的差電壓會變成負，而從比較器6輸 出的判定信號，則會變成顯示負的高位準。藉此，高側開 關SWH會接通（閉路），且低側開關SWL會斷開（開路 )，可進行如使直流輸出電壓V〇ut增大的控制。反之， 在直流輸出電壓V。^比基準電壓Vref還高的情況，從減 法器5輸出的差電壓會變成正，而從比較器6輸出的判定 信號則會變成顯示正的低位準，藉此，高側開關SWH會 斷開，且低側開關SWL會接通，可進行如使直流輸出電 壓V。^減少的控制。 在此，假定供給至負載4的電流Ilt)a£l爲大致固定， 亦即電流Iuad僅爲直流成分。此時，電容器電流Ic，係 等於電感器L電流IL之漣波量。又，在平滑電容C係存 在有寄生電阻ESR，且將其電阻値設爲ESR。在使用電解 電容器作爲平滑電容C的情況下，在切換頻率fsw中，平 滑電容C之電感多由寄生電阻ESR所支配。亦即，成立 以下的（2 )式。 [數2] 1

« ESR …（2) 此時，直流輸出電壓Vyt的漣波量，係可根據電感 器電流U和寄生電阻E S R來計算。 第2圖係顯示直流輸出電壓V。^之漣波量的電壓波 形圖。第2圖的橫軸係表示時間，縱軸係表示電壓。直流 輸出電壓V。^的漣波量，係具有與切換頻率fsw相應的週 -10- 201240310 期，且1週期如圖所示可分成4個區間a、b、c、d。 區間a，爲Vcut < Vref ’而從比較器6輸出的判定信 號爲高位準，且高側開關SWH會接通’低側開關SWL會 斷開。在該區間’直流輸出電壓V〇ut係以線性的方式增 加。 在變成的時點，雖然從比較器6輸出的判 定信號會從高位準變化成低位準，但是在從比較器6輸出 的判定信號、和從反相器8輸出的切換控制信號之間，由 於有因延遲部7而造成的延遲時間量之偏移，所以在區間 b，高側開關SWH會繼續呈接通，而低側開關SWL會繼 續呈斷開的狀態。 在從區間a切換至區間b並經過延遲時間td之後， 高側開關SWH會斷開，而低側開關SWL則會變成接通， 且進入區間c。在區間c，直流輸出電壓VQUt係以線性的 方式減少。 之後，當再次變成V^fVref時，雖然從比較器6輸 出的判定信號會變成高位準，但是由於有因延遲部7而造 成的延遲時間量之偏移，所以高側開關SWH會繼續呈斷 開，而低側開關SWL會繼續呈接通的狀態，且直流輸出 電壓會繼續降低》此爲區間d，且在時間td之期間繼 續。 當將直流輸出電壓ν。^的最大値和基準電壓vref2 差電壓設爲Vr將基準電壓Vref和直流輸出電壓Vut的 最小値之差電壓設爲v2，將區間a之長度設爲η，將區 -11 - 201240310 間c之長度設爲t2時，成立以下的（3)至（6)式 [數3] V. -V V2 =-i2—^Hi-tjxESR …（3) V _v v! =-Ja~j~2!!LtdxESR …（4) ” V ~vi = f^xESR L·/ …（5) -V2 =-^HLtdXESR …（6 ) 當根據此等（3)至（6)式，求出ti和t2時，可獲 得以下的（7 )式和（8 )式。 [數4] V. V. -V in v〇ut V. -v : 10 OU1 (7) (8) 如第2圖所示，由於}週期爲（tl+td + t2 + td ) ’所以 切換頻率fsw ’係可以以下的（9 )式來表示。 [數5] (Vin -V0Ut)V0, (9)

Wt2+td td 可明白：若根據（9)式而知道直流輸入電壓Vin和 直流輸出電壓Vu，的話，則可毫無疑義地決定用以設爲 所期望的切換頻率fsw之延遲時間td。又，在DC-DC轉換 器1中’由於可控制直流輸出電壓Vm與基準電壓Vref —致’所以亦可使用Vref來取代上述（9 )式的V。^。 第1圖係實現將（9 )式的V。"置換成Vref之數式的 電路。在第1圖的控制電路3內之延遲部7，係從比較器 6輸入有與（Vin-Vref )相應的判定信號、直流輸入信號 -12-

S 201240310

Vin及基準電壓vref，作爲輸入信號。又，有時也會依情 況將切換頻率fsw輸入於延遲部7。該切換頻率fsw，亦可 不從外部輸入，而將所期望値事先設定於延遲部7。 延遲部7’係根據此等的輸入信號，並根據上述的（ 9 )式’取得延遲時間td，以僅使來自比較器6之判定信 號延遲該延遲時間td量並予以輸出。 藉由設置該延遲部7，則在第2圖的區間b和區間d ，可僅使高側開關SWH和低側開關SWL所切換的時序錯 開延遲時間td，且可在直流輸出電壓VQut，重疊如第2圖 的漣波量。 在從外部對第1圖的延遲部7輸入所期望之切換頻率 fsw的情況下，延遲部7，係將從外部設定的切換頻率fsw 、直流輸入電壓Vin及直流輸出電壓Vut (或是基準電壓 Vref)當作參數，並藉由上述的（9)式求出延遲時間td。 或是，如後述般，亦可將切換頻率fsw、直流輸入電壓Vin 及直流輸出電壓當作參數，並事先準備能夠取得所 對應的延遲時間td之表格，且當有提供輸入參數時，就 檢索該表格，以取得所對應的延遲時間td。 如此，在第1實施形態中，由於是藉由使與直流輸出 電壓Vut和基準電壓Vref之差電壓相應的正負之判定信 號延遲了預定延遲時間td量的切換控制信號，來對高側 開關SWH和低側開關SWL交互地進行接通/斷開’所以 即便電感器L之電感値L爲未知，仍可藉由延遲時間td ，既高速又精度佳地控制切換頻率fsw。 -13- 201240310 (第2實施形態） 第2實施形態係將重心放在平滑電容c之寄生電阻 E S R較小的情況。 桌3圖係第2實施形態的DC-DC轉換器1之槪略電 路圖。在第3圖中’係在與第1圖共通的構成部分附記相 同元件符號，且以下是以差異點爲中心加以說明。 在使用陶瓷電容器等之寄生電阻ESR較小的電容器 作爲平滑電容C的情況，上述的（2)式多爲不成立，且 只要觀測到輸出電壓，就觀察不到如第2圖所示的漣波波 形。因此，第3圖的DC-DC轉換器1，係具備：電容器 電流檢測部1 1，其係檢測流動於平滑電容C的電容器電 流；及放大器12，其係對從減法器5輸出的差電壓乘上 增益；以及加法器13，其係將放大器12的輸出信號和電 容器電流檢測部1 1的輸出信號進行相加。 在加法器1 3相加所得的信號S，係可以以下的（1〇 )式來表示。 S = a (Vout—Vref) +Ic ... (10) 在該（10)式中，只要以成爲a (V^t-Vref) <<IC 的方式設定增益，由於比較器6的輸入信號之波形就會與 第2圖相似，所以在第2圖的區間a、b、c、d求出的上 述（9 )式就會在保持原狀態下成立。亦即，即便是在第 2實施形態中，亦與第1實施形態同樣，可以延遲時間td 來決定所期望的切換頻率fsw。 -14-

S 201240310 在上述的（1 ο )式中，電容器電流ie的相位係比 a ( VQut-Vref )還早90°，而a ( V^t-Vref)之成分係朝向 加大延遲時間的方向作用。因而，當0： ( V。^-Vref )之成 分較大時，延遲時間就會變大，且切換頻率fsw會下降。 因而，重要的是要滿足(V^t-Vref) < <1。之關係 。若滿足此關係的話，則可適用上述的（9)式，且藉由 調整延遲時間td，就能夠設定成所期望的切換頻率fsw。 如此，在第2實施形態中，係在使用寄生電阻ESR 較小的電容器作爲平滑電容C的情況時，藉由測定流動於 平滑電容C的電流，並且調整從減法器5輸出的差電壓之 增益，就可與第1實施形態同樣，藉由延遲時間td既高 速又高精度地設定所期望的切換頻率fsw。 (第3實施形態） 第3實施形態與第2實施形態的不同點’係在於測定 電感器電流。 第4圖係第3實施形態的DC-DC轉換器1之槪略電 路圖。第4圖中係在與第1圖共通的構成部分附記相同元 件符號，且以下是以差異點爲中心加以說明。 當負載電流爲固定時’流動於電感器L的電感器電流 之漣波量係等於電容器電流。在電感器電流中’由於含有 直流成分，所以可藉由從電感器電流中去除直流成分’而 抽出與電容器電流相同的電流波形。 因此，第4圖係具備：電感器電流檢測部1 4，其係 -15- 201240310 檢測電感器電流；以及高通濾波器（HPF ) 1 5，其係從被 檢測出的電感器電流中去除直流成分。其他，第4圖的 DC-DC轉換器，係與第3圖同樣地具備：放大器12，其 係對從減法器5輸出的差電壓乘上增益；以及加法器13 ，其係將放大器12的輸出信號和高通濾波器15的輸出信 號進行相加。 加法器13，係將通過高通濾波器15的電感器電流之 漣波量的信號、和在放大器1 2進行增益調整所得的差電 壓aVe進行相加。在加法器1 3相加所得的信號S，係以與 上述的（10)式相同的數式來表示，且藉由以通過高通濾 波器15的電感器電流之漣波量的信號，比在放大器12進 行增益調整所得的差電壓aVe還變得十分大的方式設定增 益α，就能夠與第1實施形態同樣，以延遲時間td來設 定所期望的切換頻率fsw » 另外，在使用變壓器作爲電感器電流檢測部1 4的情 況時，由於變得不包含有直流成分，所以就不需要高通濾 波器15。如此，就不一定需要高通濾波器15。 如此，在第3實施形態中，由於在延遲部7使電感器 電流之檢測結果延遲並產生切換控制信號，所以與第2實 施形態同樣，可藉由延遲時間td既高速又高精度地設定 所期望的切換頻率fsw。 (第4實施形態） 第4實施形態係上述的第2實施形態之具體例。 -16- 201240310 第5圖係第4實施形態的DC-DC轉換器1之電路圖 。第5圖的電路係更詳細地顯示第3圖所示的各構成部分 之內部構成。在第5圖中，電容器電流檢測部1 1，係包 含電容器C1、電阻R1及運算放大器OP1的微分器。電 容器C1，係連接於DC-DC轉換器1的輸出端子OUT和 運算放大器OP1的虛擬接地點之間。電容器C1的容量爲 平滑電容C的1/N，且流動於平滑電容C的電流I。之1/N 會流動至電容器C1。根據該電流Ie/N流入於電阻R1，電 容器電流檢測部1 1的輸出電壓Vcs 1，係可以以下的（1 1 )式來表示。

Vcs1 = Vref-R1 ( I c/N) - (11) 上述（11)式，係設爲直流輸出電壓vQut = vref。從 該（1 1 )式可明白，電容器電流檢測部1 1的輸出電壓 Vcsl，係依存於流動於平滑電容C的電流Ic。 在第5圖中，減法器5及放大器12，係包含具有： 電阻値a R2的電阻21、具有電阻値R2的電阻22以及運 算放大器ΟΡ2的反相放大器。電阻22，係介插於DC-DC 轉換器1的輸出端子OUT和運算放大器ΟΡ2的反相輸入 端子之間，而電阻21，係介插於運算放大器OP2的反相 輸入端子和運算放大器OP2的輸出端子之間。在運算放 大器OP2的非反相輸入端子係輸入有基準電壓Vref。 運算放大器OP2的輸出電壓Vgl，係可以以下的（12 )式來表示。 …（1 2)

Vg1 = Vref—a (Vout—Vref) -17- 201240310 加法器1 3，係具有電阻23至25以及 OP3。電阻23，係介插於運算放大器0P3的 子和運算放大器OP1的輸出端子之間。電阻 於運算放大器OP3的反相輸入端子和運算放 輸出端子之間。電阻25，係介插於運算放大器 反相輸入端子和運算放大器OP3的輸出端子之 加法器13的輸出電壓S，係可以以下的 表示。 S=Vref+a (Vout—Vref) +lc …（12 比較器6，係比較加法器13的輸出電壓 壓Vref，並輸出判定信號。如上述般，若爲a )< < I。的話，則判定信號係依存於Ic。 如此，依據第4實施形態的第5圖之電路 較簡單的電路，來獲得與第2實施形態同樣的 (第5實施形態） 第5實施形態係能夠適用於上述第1至第 的延遲部7之具體例。 第6圖係第5實施形態的延遲部7之槪略 圖。第6圖的延遲部7，係具有：第1 A/D轉有 )31，其係將DC-DC轉換器1的直流輸入電 成數位値；及第2A/D轉換器（ADC2) 32，其 壓\^轉換成數位値；及延遲時間產生部33 壓產生部34;以及延遲元件群36，其係級聯 運算放大器 反相輸入端 2 4，係介插 ；:器OP2的 f OP3的非 間。 (13 )式來 丨） S和基準電 (Vout-Vref ，則可以比 效果。 4實施形態 構成的方塊 !器（ADC1 壓Vin轉換 係將基準電 :及控制電 連接複數個 -18-

S 201240310 延遲元件DS1而成。 延遲時間產生部3 3，係將直流輸入電壓Vin及基準電 壓Vref當作輸入參數，並輸出所對應的延遲時間td。依情 況，延遲時間產生部3 3，亦可除了直流輸入電壓Vin及基 準電壓Vref，還將所希望的切換頻率fsw當作輸入參數’ 並輸出所對應的延遲時間td。 控制電壓產生部34，係根據延遲時間td，產生用以 控制構成延遲元件36的各延遲元件DS 1之延遲時間的控 制電壓V e。n t。 爲了獲得所期望的切換頻率fSW而應設定的延遲時間 td，係在上述的（9)式中，當時，可以以下的 (10 )式來表示。 酬 t (Vin_]^f.)_YgL 丄 ..· (1〇) β fsw 延遲時間產生部33，係將直流輸入電壓Vin及基準電 壓Vref當作輸入參數，並根據上述的（10)式產生用以獲 得所期望的切換頻率fsw之延遲時間td。延遲時間產生部 33，雖然亦可在每次提供新的輸入參數時進行（10)式的 計算以產生延遲時間td，但是爲了處理的效率化，則較佳 是事先準備顯示複數種類的輸入參數、和所對應的延遲時 間td之關係的表格以達處理的迅速化和消耗功率的減低 〇 又，亦可將切換頻率fsw當作輸入參數並從外部提供 。該情況，只要將直流輸入電壓Vin、基準電壓Vref及切 -19 - 201240310 換頻率fsw之三個當作輸入參數，並事先準備用以取得所 對應的延遲時間td之表格即可。 由於在延遲時間產生部33所產生的延遲時間td爲數 位値，所以控制電壓產生部34，係將延遲時間td轉換成 類比的控制電壓Ve()nt，並控制各延遲元件DS1的偏向電 壓。 控制電壓產生部34，係爲了可迅速地取得與延遲時 間td相應的控制電壓Ve(jnt，較佳是將延遲時間td當作輸 入參數並爲了取得控制電壓Vec)nt而事先準備表格。 第7圖係顯示延遲元件DS 1的詳細構成之一例的電 路圖。第7圖的延遲元件DS1，係具有級聯連接於電源電 壓 Vdd和接地電壓之間的三個電晶體Ml、M2、M3。電 晶體Ml、M2係構成反相器8，且藉由電晶體M3，來調 整輸出信號下降時的時間常數。此時’電晶體Μ 3係在線 性區域動作，且發揮作爲等效輸出電阻會因施加於閘極電 壓的電壓Vec)nt而產生變化的可變電阻元件之功能。 如此，在第5實施形態中’由於是將從外部提供的直 流輸入電壓Vu和基準電壓當作輸入參數’並在延遲 時間產生部33產生用以取得所期望的切換頻率fsw之延 遲時間td，進而根據該延遲時間td來調整延遲元件D S 1 的延遲時間，所以可精度佳地與所期望的切換頻率fsw — 致。 (第6實施形態）

-20- S 201240310 第6實施形態係能夠適用於上述第1至第4實施形態 的延遲部7之其他具體例，且其目的在於比第5實施形態 還更正確地控制延遲部7的延遲時間。 第8圖係第6實施形態的延遲部7之槪略電路圖。第 8圖的延遲部7，係具有：延遲鎖定電路（Delay Lock Loop)(以下簡稱DLL電路）41 ;及第1 A/D轉換器31 ，其係將DC-DC轉換器1的直流輸入電壓乂^轉換成數 位値；及第2A/D轉換器32，其係將基準電壓Vref轉換成 數位値：及延遲時間產生部 33 ;及溫度計編碼（ thermometer code)產生部42;以及延遲元件群44，其係 級聯連接複數個延遲元件DS1[0 : n-1]而成。 在構成複數個延遲元件群44的各延遲元件DS1，係 設置有旁通路徑，且設置有選擇旁通路徑和延遲元件DS1 的延遲路徑之其中一個的開關SWB[0: n-1]。又，在各延 遲元件DS1之級間隙連接有開關SW[0 : n-1]。此等開關 SWB、SW之選擇，係藉由溫度計編碼產生部42而進行。 DLL電路41，係以從外部輸入的時脈信號CK之1週 期、和DLL電路41內的複數個延遲元件43之傳輸延遲 時間的總計時間成爲相等的方式，控制提供給各延遲元件 43的控制電壓Vet)nt。 溫度計編碼產生部42，係將由在延遲時間產生部3 3 產生的數位値所構成之延遲時間td，轉換成η位元的溫度 計編碼D[n-1,···，〇]。溫度計編碼的各位元，係用以控制 延遲元件群44之內部之各自個別的延遲元件DS 1者。例 -21 - 201240310 如，若第i位元的溫度計編碼D[i]爲「1」的話，則所對 應的第i個延遲元件DS1之開關SW[i]會接通’而SWB[i] 會斷開。藉此，可藉由溫度計編碼的各位元値，來對各延 遲元件DS1設定是否使其通過各延遲元件DS1。 延遲元件群44之內部之各延遲元件DS1的延遲時間 ，係藉由DLL電路41，而控制成與時脈信號CK之精度 相同程度，且由於可對各延遲元件DS1控制是否在各延 遲元件DS1使其延遲，所以可更細腻且更高精度地設定 延遲時間之設定。 (第7實施形態） 雖然第6實施形態係顯示將所期望的切換頻率fsw事 先設定於延遲時間產生部33之例，但是以下說明的第7 實施形態係可從外部設定任意的切換頻率fSW ° 第9圖係第7實施形態的延遲部7之槪略電路圖。在 第9圖中，係在與第8圖共通的構成部分附記相同元件符 號，且以下是以差異點爲中心加以說明。 第9圖的延遲部7，係除了第8圖的延遲部7之構成 ，還具有通訊介面部45’該通訊介面部45係用以從外部 透過網路設定由數位値所構成的基準電壓Vref和切換頻率 fsw。亦即，在第9圖中，係藉由數位通訊來接收所期望 的基準電壓Vref和切換頻率fsw。 藉此，依據第7實施形態，能夠按照負載4的大小， 而動態地調整切換頻率fsw，且可謀求直流輸出電壓 -22- β 201240310 的漣波和轉換效率的取捨（trade-off)之同時並存。 在上述的第1至第7實施形態中，雖然已說明將直流 輸入電壓Vin予以降壓而產生直流輸出電壓V〇ut的降壓型 之D C - D C轉換器1，但是本發明亦能夠適用於升壓型之 DC-DC轉換器1。又，在各實施形態中，雖然已說明對高 側開關SWH和低側開關SWL交互地進行接通/斷開之例 ，但是並不一定要使其交互地進行接通/斷開，亦可設置 兩開關同時變成斷開的期間。又，亦可僅設置一個開關。 在上述的各實施形態中，可將功率級2和控制電路3 合倂並由一個半導體晶片而構成，又可例如以半導體晶片 構成控制電路3，並將功率級2之開關SWH、SWL、電感 器L及平滑電容C之至少一部分當作外加零件而連接於 半導體晶片。 雖然已說明某些具體例，但是此等具體例僅是例示， 而非發明範圍之限制。更確切地說，新的方法和系統可具 體表現在其他形式的變化；此外，只要在未脫離本發明精 神下該方法和系統均可作各種的省略、替換及變更。隨附 申請專利範圍及其等價物如爲了彌補如此形式或修正仍是 落在本發明之精神和範疇內。 【圖式簡單說明】 第1圖係第1實施形態的D C - D C轉換器1之槪略電 路圖。 第2圖係顯示直流輸出電壓ν<)ιη之漣波量的電壓波 -23- 201240310 形圖。 第3圖係第2實施形態的DC-DC轉換器1之槪略電 路圖。 第4圖係第3實施形態的DC-DC轉換器1之槪略電 路圖。 第5圖係第4實施形態的DC-DC轉換器1之電路圖 〇 第6圖係第5實施形態的延遲部7之槪略構成的方塊 圖。 第7圖係顯示延遲元件DS1的詳細構成之一例的電 路圖。 第8圖係第6實施形態的延遲部7之槪略電路圖。 第9圖係第7實施形態的延遲部7之槪略電路圖。 【主要元件符號說明】 1 : DC-DC轉換器 2 :功率級 3 :控制電路 4 :負載 5 :減法器 6 :比較器 7 :延遲部 8 :反相器 1 0 :電壓源 -24-

S 201240310 C :平滑電容 E S R :寄生電阻 fsw :切換頻率

Ic :電容器電流 U :電感器電流

Iload :電流 IN :輸入端子 L :電感器 OUT :輸出端子 SWL :低側開關 SWH :高側開關 td :延遲時間 V i η :直流輸入電壓 V直流輸出電壓 vref :基準電壓 a、b、c、d :區間 11、12 :長度

Vi ' V2 ' aVe :差電壓 α :增益 S :信號（輸出電壓） Vcsl :輸出電壓 OP1〜OP3 :運算放大器 Vgl :輸出電壓 D S 1 :延遲元件 201240310 V d d :電源電壓 Ml〜M2 :電晶體 CK :時脈信號 IC :控制電路 k :遲滞寬度 R1 :電阻 1 1 :電容器電流檢測部 12 :放大器 1 3 :加法器 1 4 :電感器電流檢測部 15 :高通濾波器 2 1〜2 5 :電阻 3 1 :第 1 A/D 轉換器（ADC1 ) 32:第 2A/D 轉換器（ADC2) 3 3 :延遲時間產生部 34 :控制電壓產生部 3 6 :延遲元件群 41 : DLL電路 42 :溫度計編碼產生部 43 :延遲元件 44 :延遲元件群 45 :通訊介面部 C1 :電容器 R2、a R2 :電阻値

S

Claims (1)

1. 201240310 七、申請專利範圍： 1. —種DC-DC轉換器控制裝置，係用以控制DC-DC 轉換器的DC-DC轉換器控制裝置，該DC-DC轉換器係具 有：電感器，其係介插於直流輸入電壓的輸入端子、和將 前述直流輸入電壓進行轉換後的直流輸出電壓的輸出端子 之間；及電容器，其係連接於前述電感器；以及開關，其 係切換是否將前述直流輸入電壓施加於前述電感器，其特 徵爲，具備： 減法器，其係產生前述直流輸出電壓和基準電壓之差 電壓信號；及 比較器，其係產生顯示前述差電壓信號之正負判定結 果的判定信號；以及 延遲部，其係使前述判定信號延遲預定延遲時間量， 且 前述開關，係根據在前述延遲部使延遲的前述判定信 號來進行接通/斷開控制，而 前述預定延遲時間，係藉由前述直流輸人電壓、前述 基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率而決定 〇 2. 如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換器控制 裝置，其中，具備：電流檢測部，其係檢測流動於前述電 容器的電流，且 前述比較器，係根據與在前述電流檢測部檢測出之電 流相應的信號，來產生前述判定信號。 201240310 3. 如申請專利範圍第2項所述的DC-DC轉換 裝置’其中，前述電流檢測部，係檢測流動於一端 在前述輸出端子的前述電容器之電流，且 前述電流檢測部，係藉由微分前述直流輸出電 檢測流動於前述電容器的電流。 4. 如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換 裝置，其中，具備：電流檢測部，其係檢測流動於 感器的電流，且 前述比較器，係根據與在前述電流檢測部檢測 流相應的信號，來產生前述判定信號。 5. 如申請專利範圍第4項所述的DC-DC轉換 裝置，其中，前述電流檢測部，係檢測流動於前述 的電流，且 具備：高通濾波器，其係將在前述電流檢測部 的信號中所含之直流信號成分予以去除’而 前述比較器，係根據通過前述高通濾波器的信 產生前述判定信號。 6. 如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換 裝置，其中，前述延遲部，係使用前述直流輸入電 述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻 前述判定信號延遲藉由以下之（1 )式計算而得的 定延遲時間td， [數1] t mi 1 …⑴ d \/2 r 器控制 側連接 壓，而 器控制 前述電 出之電 器控制 電感器 檢測出 號，來 器控制 壓、前 率，使 前述預 -28 S 201240310 7. 如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換器控制 裝置，其中，具備：延遲時間選擇表，其係將前述直流輸 入電壓、前述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開 的頻率之組合，作爲輸入參數，並輸出所對應的前述預定 延遲時間，且 前述延遲部，係將前述直流輸入電壓、前述基準電壓 、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率之組合，作爲輸 入參數，並從前述延遲時間選擇表，選擇所對應的前述預 定延遲時間，以使前述判定信號延遲該選擇出的延遲時間 量。 8. 如申請專利範圍第7項所述的DC-DC轉換器控制 裝置，其中，前述延遲部，係具有： 控制電壓產生部，其係產生與從前述延遲時間選擇表 輸出之延遲時間相應的控制電壓；以及 延遲電路，其係具有使前述判定信號延遲之進行級聯 連接的複數個延遲元件，且各延遲元件之延遲時間能夠藉 由前述控制電壓來調整。 9. 如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換器控制 裝置，其中，前述延遲部，係具有： 延遲鎖定電路（Delay Locked Loop)，其係使進行 級聯連接的複數個第1延遲元件之延遲時間與時脈信號同 步而進行調整；及 延遲電路，其係具有可與前述複數個第1延遲元件之 延遲時間同步而調整延遲時間之進行級聯連接的複數個第 -29- 201240310 2延遲元件；及 切換電路，其係切換是否使用前述複數個第2延遲元 件之各個以便決定前述延遲電路之延遲時間；及 延遲時間產生部，其係根據前述直流輸入電壓及前述 基準電壓，而設定前述延遲電路之延遲時間；以及 切換控制部，其係根據在前述延遲時間產生部產生的 延遲時間，而產生用以切換控制前述切換電路的切換控制 信號。 10.如申請專利範圍第1項所述的DC-DC轉換器控 制裝置，其中，前述直流輸出電壓，係比前述直流輸入電 壓還低的電壓位準。 1 1·—種DC-DC轉換器，其特徵爲，具備： 電感器，其係介插於直流輸入電壓的輸入端子和前述 直流輸出電壓的輸出端子之間；及 電容器，其係連接於前述電感器；及 開關，其係切換是否將前述直流輸入電壓施加於前述 電感器，及 減法器，其係產生前述直流輸出電壓和基準電壓之差 電壓信號；及 比較器，其係產生顯示前述差電壓信號之正負判定結 果的判定信號；以及 延遲部，其係使前述判定信號延遲預定延遲時間量， 且 前述開關，係根據在前述延遲部使延遲的前述判定信 •30- 201240310 號來進行接通/斷開控制，而 前述預定延遲時間，係藉由前述直流輸入電壓、前述 基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率而決定 〇 12. 如申請專利範圍第1 1項所述的DC-DC轉換器， 其中，具備：電流檢測部，其係檢測流動於前述電容器的 電流，且 前述比較器，係根據與在前述電流檢測部檢測出之電 流相應的信號’來產生前述判定信號。 13. 如申請專利範圍第12項所述的DC-DC轉換器， 其中，前述電流檢測部，係檢測流動於一端側連接在前述 輸出端子的前述電容器之電流，且 前述電流檢測部，係藉由微分前述直流輸出電壓，而 檢測流動於前述電容器的電流。 1 4 ·如申請專利範圍第1 1項所述的D C - D C轉換器， 其中’具備：電流檢測部，其係檢測流動於前述電感器的 電流，且 前述比較器’係根據與在前述電流檢測部檢測出之電 流相應的信號，來產生前述判定信號。 I5.如申請專利範圍第14項所述的DC-DC轉換器， 其中’前述電流檢測部’係檢測流動於前述電感器的電流 ，且 具備··商通濾波器’其係將在前述電流檢測部檢測出 的信號中所含之直流信號成分予以去除，而

   -31 - 201240310 前述比較器，係根據通過前述高通濾波器的信號，來 產生前述判定信號。 1 6.如申請專利範圍第1 1項所述的DC-DC轉換器’ 其中，前述延遲部，係使用前述直流輸入電壓、前述基準 電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率，使前述判 定信號延遲藉由以下之（1)式計算而得的前述預定延遲 時間td， [數1] td=(Uref)Vref 1 ··· (1) vi2n C 。 17. 如申請專利範圍第1 1項所述的DC-DC轉換器， 其中，具備：延遲時間選擇表，其係將前述直流輸入電壓 、前述基準電壓、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率 之組合，作爲輸入參數，並輸出所對應的前述預定延遲時 間，且 前述延遲部，係將前述直流輸入電壓、前述基準電壓 、以及對前述開關進行接通/斷開的頻率之組合，作爲輸 入參數，並從前述延遲時間選擇表，選擇所對應的前述預 定延遲時間，以使前述判定信號延遲該選擇出的延遲時間 量。 18. 如申請專利範圍第17項所述的DC-DC轉換器， 其中，前述延遲部，係具有： 控制電壓產生部，其係產生與從前述延遲時間選擇表 輸出之延遲時間相應的控制電壓；以及 延遲電路，其係具有使前述判定信號延遲之進行級聯 -32- S 201240310 連接的複數個延遲元件，且各延遲元件之延遲時間能夠藉 由前述控制電壓來調整。 1 9.如申請專利範圍第1 1項所述的D C - D C轉換器， 其中，前述延遲部，係具有： 延遲鎖定電路（Delay Locked Loop )，其係使進行 級聯連接的複數個第1延遲元件之延遲時間與時脈信號同 步而進行調整；及 延遲電路，其係具有可與前述複數個第1延遲元件之 延遲時間同步而調整延遲時間之進行級聯連接的複數個第 2延遲元件；及 切換電路，其係切換是否使用前述複數個第2延遲元 件之各個以便決定前述延遲電路之延遲時間；及 延遲時間產生部，其係根據前述直流輸入電壓及前述 基準電壓，而設定前述延遲電路之延遲時間；以及 切換控制部，其係根據在前述延遲時間產生部產生的 延遲時間，而產生用以切換控制前述切換電路的切換控制 信號。 2〇·如申請專利範圍第1 1項所述的DC-DC轉換器， 其中’前述直流輸出電壓，係比前述直流輸入電壓還低的 電壓位準。