JP2006238646A - 自励式降圧チョッパレギュレータ - Google Patents
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Abstract
【課題】 低消費電力で、安定した出力電圧を供給することが可能な自励式降圧チョッパレギュレータを提供することを目的とする。
【解決手段】 本発明にかかる自励式降圧チョッパレギュレータは、スイッチ素子としてp型MOSトランジスタPT1を設けるとともに、従来のダイオードを用いた整流ではなく、n型MOSトランジスタNT1を設けた同期整流回路を設けることにより、順方向電圧を小さくして、ダイオードで生じていた順方向電圧による損失および発熱による消費電力を低減することができる。
【選択図】 図2
【解決手段】 本発明にかかる自励式降圧チョッパレギュレータは、スイッチ素子としてp型MOSトランジスタPT1を設けるとともに、従来のダイオードを用いた整流ではなく、n型MOSトランジスタNT1を設けた同期整流回路を設けることにより、順方向電圧を小さくして、ダイオードで生じていた順方向電圧による損失および発熱による消費電力を低減することができる。
【選択図】 図2
Description
本発明は、自励式チョッパレギュレータに関し、特に自励式降圧チョッパレギュレータに関する。
従来より、直流電圧の大きさを調整するためにいわゆるチョッパレギュレータが用いられてきた。自励式チョッパレギュレータは、スイッチ素子のオン/オフにより直流電力の変換・制御すなわち降圧あるいは昇圧を行なうものである。この自励式チョッパレギュレータは、いわゆるリップルコンバータと呼ばれるもので出力電圧の低下および上昇に応じて、スイッチ素子をオン/オフすることにより所定の値へと出力電圧の安定化を図るものである。
しかしながら、このスイッチ素子のスイッチング周波数すなわち自励発振の発振周波数は、回路素子のばらつきや配線の引き回しの影響等により変動するおそれがあり、設計段階で意図した所望の発振周波数と異なる周波数によりスイッチ素子がオン/オフを実行するために所望の安定した出力特性が得られないという問題があった。
特開2003−70244号公報においては、スイッチ素子のオン/オフのタイミングを調整する回路を設けることにより、所望の発振周波数に調整し、安定した出力特性が得られる自励式チョッパレギュレータを開示している。
図6は、従来の特開2003−70244号公報における自励式チョッパレギュレータ10を説明するブロック構成図である。
図7は、従来の自励式チョッパレギュレータ10の具体的回路構成図である。
図6を参照して、従来の自励式チョッパレギュレータについて説明する。自励式チョッパレギュレータ10は、ノードN0とノードN11との間に接続され、ノードN0と電気的に結合された入力電圧端子Vinに加えられた入力電圧をスイッチング動作により投入するスイッチ素子12と、スイッチ素子12に接続されてスイッチ素子12を駆動するドライブ回路14と、ノードN0と電気的に結合された入力電圧端子Vinに接続されてドライブ回路14を起動する起動回路16と、スイッチ素子12の出力に接続されてドライブ回路14に正帰還をかける帰還回路18と、ノードN4と電気的に結合された出力電圧端子VoutとノードN11との間に接続されて、スイッチ素子12がオンのときに電磁エネルギを蓄える直流リアクトルL1と、スイッチ素子12の出力と接地側のノードN1との間に接続されて、スイッチ素子12がオフのときの直流リアクトルL1の電磁エネルギによって電流が還流する還流ダイオードD1と、ノードN4と接続されて、直流リアクトルL1の出力電圧を検出して検出結果に基づきドライブ回路14に対して制御信号を出力する電圧検出回路20と、電圧検出回路20とドライブ回路14との間に接続され、電圧検出回路20からドライブ回路14に伝達する制御信号のタイミングを調整する検出タイミング調整回路22とを備える。
入力電圧端子VinにコンデンサC1により平滑された直流電圧Viが加えられると、起動回路16によりドライブ回路14が起動する。ドライブ回路14の起動によってスイッチ素子12がオンし、スイッチ素子12の出力が上昇する。したがって、帰還回路18によってドライブ回路14に正帰還が掛かる。
同時に、直流リアクトルL1に電流が流れ、直線的に電流量が増加して、直流リアクトルL1を通じてコンデンサC3が充電され、出力電圧端子Voutの出力電圧が上昇する。
スイッチ素子12がオンしている場合において、電圧検出回路20は、出力電圧端子Voutの出力電圧を検知し、出力電圧が所定の基準電圧を超えるのを検出すると、検出タイミング調整回路22を介してドライブ回路14をオフする信号を出力する。これによりスイッチ素子12がオフとなる。
スイッチ素子12がオフの期間中は、直流リアクトルL1に蓄えられた電磁エネルギによって電流が還流ダイオードD1を介して還流されて出力電圧端子Voutに接続された平滑コンデンサC3および負荷24に送られる。
スイッチ素子12がオフしている場合において、電圧検出回路20は、出力電圧端子Voutの出力電圧を検知し、出力電圧が所定の基準電圧よりも下がるのを検出すると、検出タイミング調整回路22を介してドライブ回路14をオンする信号を出力する。これにより、再びスイッチ素子12がオンする。
したがって、電圧検出回路20は、出力電圧端子Voutの電圧レベルを検出し、スイッチ素子12のオン/オフを制御する。これに伴い、出力電圧端子Voutに供給される出力電圧は所望の電圧に制御される。
図7を参照して、従来の自励式チョッパレギュレータの回路構成の接続関係について説明する。スイッチ素子12は、トランジスタTR4で構成される。トランジスタTR4は、エミッタ側がノードN0と接続され、コレクタ側がノードN11と接続され、ベース側がノードN2と接続される。
ドライブ回路14は、トランジスタTR3と、抵抗R7およびR8とで構成される。トランジスタTR3は、エミッタ側がノードN1と接続され、コレクタ側が抵抗R7を介してノードN2と接続される。そしてベース側がノードN3と接続される。抵抗R8は、ノードN0とノードN2との間に接続される。
起動回路16は、抵抗R9で構成される。抵抗R9は、ノードN0とノードN3との間に接続される。帰還回路18は、コンデンサC2と、抵抗R10とで構成される。コンデンサC2と、抵抗R10は、ノードN11とノードN3との間に直列に接続される。
電圧検出回路20は、抵抗R3〜R6と、シャントレギュレータU1と、コンデンサC4とで構成される。抵抗R3は、ノードN4とノードN5との間に接続される。抵抗R4は、ノードN5とノードN7との間に接続される。抵抗R5は、ノードN4とノードN8との間に接続される。コンデンサC4は、ノードN7とノードN8との間に接続される。抵抗R6は、ノードN1とノードN8との間に接続される。シャントレギュレータU1は、ノードN8の電圧に応じて動作し、カソード側がノードN7と接続され、アノード側がノードN1と接続される。
検出タイミング調整回路22は、トランジスタTR1,TR2と、抵抗R2と、可変抵抗VR1とで構成される。トランジスタTR2はPNP型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードN4と接続され、コレクタ側が抵抗R2を介してノードN6と接続され、ベース側がノードN5と接続される。トランジスタTR1はNPN型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードN1と接続され、コレクタ側がノードN3と接続される。ベース側がノードN6と接続される。可変抵抗VR1は、ノードN6とノードN1との間に接続される。
出力電圧端子Voutの電圧は、抵抗R5およびR6で分圧され、ノードN8に供給される。この分圧された電圧が、シャントレギュレータU1の基準電圧すなわちしきい値電圧よりも低くなると、シャントレギュレータU1はオフとなる。
シャントレギュレータU1がオフとなると、検出タイミング調整回路22において、バイアス抵抗R4を通じて流れていたベース電流が遮断されるために入力トランジスタTR2はオフとなる。入力トランジスタTR2がオフになると、出力トランジスタTR1は、結合抵抗R2を通じて流れ込んでいたベース電流が遮断されるためにオフとなるが、ベース蓄積電荷が可変抵抗VR1を通じて放電されるまでに時間遅れが生ずる。出力トランジスタTR1がオフとなると、ドライブ回路14において、トランジスタTR3は、抵抗R9を介してベース電流が流れるためにオンとなる。ドライブ回路14のトランジスタTR3がオンとなるとスイッチ素子12のトランジスタTR4は抵抗R7を介してベース電流が流れるためにオンとなる。
したがって、直流リアクトルL1を通じてコンデンサC3が充電され、出力電圧端子Voutへの出力電圧が上昇することとなる。
一方、出力電圧端子Voutの電圧が上昇すると前述したのと逆の動作過程が生じることとなる。
具体的には、ノードN8に供給される分圧された電圧がシャントレギュレータU1の検出電圧すなわち基準電圧よりも高くなると、シャントレギュレータU1がオンする。
シャントレギュレータU1がオンとなると、検出タイミング調整回路22において、バイアス抵抗R3の電圧降下が大きくなって、抵抗R4を介して入力トランジスタTR2のベース電流が流れるために入力トランジスタTR2はオンとなる。入力トランジスタTR2がオンになると、出力トランジスタTR1もオンする。
出力トランジスタTR1がオンすると、ドライブ回路14のトランジスタTR3はオフとなる。これに伴いスイッチ素子12のトランジスタTR4もオフとなり、出力電圧端子Voutの出力電圧は下降する。
このようにしてスイッチ素子12のトランジスタTR4は、一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰返し、出力電圧端子Voutの出力電圧は一定に保たれる。
この従来の自励式チョッパレギュレータ10のスイッチング周波数すなわち発振周波数は、出力トランジスタTR1のベース蓄積電荷の放電時間と相関関係があるため可変抵抗VR1の抵抗値を調整することにより、発振周波数を調整することができる。具体的には可変抵抗VR1の抵抗値を小さくすると、出力トランジスタTR1のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので遅延時間が短くなり結果的に自励式チョッパレギュレータの発振周波数は高くなる。一方、可変抵抗VR1の抵抗値を大きくすると、出力トランジスタTR1のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるため、遅延時間が長くなり結果的に自励式チョッパレギュレータの発振周波数は低くなることとなる。
特開2003−70244号公報
一方で、直流電力の変換・制御を行なう上記の自励式チョッパレギュレータには、動作安定性が求められるとともに、消費電力の低減および高効率な回路設計が求められている。
理想的には、スイッチ素子12のオン時間に対応したエネルギが入力側から出力側に伝達される。たとえば入力電圧が10Vで出力電圧が5Vの場合、スイッチ素子12のオン時間とオフ時間との合計の時間に対するオン時間の割合を50%に設定することにより、調整を行なうことができる。出力電圧を1Vにする場合には、オン時間の割合を10%に設定し、出力電力を8Vにする場合には、オン時間の割合を80%に設定すればよいことになる。
上述したようにスイッチ素子12がオン時間の場合には、直流リアクトルL1に電流が流れ、スイッチ素子12がオフ時間の場合には、還流ダイオードD1を介して直流リアクトルL1に電流が流れる。
ここで、スイッチ素子12のオン時間とオフ時間との合計の時間が一定だと考えると、スイッチ素子12のオン時間の割合が大きいときにはオフ時間が短いので還流ダイオードD1を介して電流の流れる時間も短くなる。
一方、スイッチ素子12のオン時間の割合が小さい時(オフ−デューティが50%を越える場合)にはオフ時間が長いので還流ダイオードD1を介して電流の流れる時間が長くなる。ここで、還流ダイオードD1を流れる時間が長いほど還流ダイオードD1での損失(ロス)が大きくなり、さらには発熱が生じることになり、結果として消費電力の増大を招く問題が発生する。
また、スイッチ素子12のオン時間の長さが長くて還流ダイオードD1に電流が流れる時間が短くても、その電流値が大きければ還流ダイオードD1(以下、単にダイオードとも称する)での損失が大きくなり、さらには、発熱が生じることになり結果として消費電力の増大を招く問題が発生する。
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、低消費電力で、安定した出力電圧を供給することが可能な自励式降圧チョッパレギュレータを提供することを目的とする。
本発明に係る自励式降圧チョッパレギュレータは、入力電圧を降圧して出力する自励式降圧チョッパレギュレータであって、入力電圧をスイッチングする第1のスイッチ素子と、スイッチ素子と接続され、第1のスイッチ素子のスイッチングに同期して整流するための第2のスイッチ素子を含む、同期整流回路とを備える。
好ましくは、同期整流回路は、第1および第2のスイッチ素子をオン/オフするための信号が伝達される信号経路をそれぞれ有し、第1および第2のスイッチ素子の信号経路は、スイッチ素子をターンオフさせる信号の場合には遅延なく伝達し、ターンオンさせる信号の場合には遅延して伝達する遅延制御回路をそれぞれ含む。
特に、各遅延制御回路は、入力ノードに伝達された信号に対して積分動作を実行する積分回路を含み、積分回路は、入力ノードと出力ノードとの間に設けられた抵抗素子と、所定電圧と出力ノードとの間に設けられたコンデンサとを含み、遅延制御回路は、積分回路の抵抗素子と並列に入力ノードと出力ノードとの間に設けられたダイオードをさらに含む。
特に、第1および第2のスイッチ素子は、互いに異なるスイッチング特性を有し、第1および第2のスイッチ素子のそれぞれに対応する積分回路のダイオードは互いに異なる向きに接続される。
本発明にかかる自励式降圧チョッパレギュレータは、スイッチ素子を有する同期整流回路を備えた構成であり、ダイオード等を用いた整流作用に基づくダイオードでの損失および発熱による消費電力を抑制し、消費電力の低い高効率な電圧を供給する自励式チョッパレギュレータを実現することができる。
以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰り返さない。
図1は、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1のブロック構成図である。
図1を参照して、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1は、図6で説明した従来の自励式チョッパレギュレータ10と比較して、スイッチ素子12をスイッチ素子13に置換し、ドライブ回路14をドライブ回路15に置換し、電圧検出回路20を電圧検出回路21に置換する。そして、還流ダイオードD1の代わりにトランジスタNT1を設け、トランジスタNT1を駆動するドライブ回路19および電圧検出回路21で検出した信号のタイミングおよびドライブ回路を駆動する時間を調整するための検出タイミング&デッドタイム調整回路23をさらに設ける。その他の点は図6および図7で説明したのと主に同様である。なお、スイッチ素子13およびトランジスタNT1は、それぞれハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子とも称することとする。また、ドライブ回路15,19をそれぞれハイサイドドライブ回路およびローサイドドライブ回路とも称することとする。
本発明においては、以下に説明するようにスイッチ素子としてp型MOSトランジスタを設け、同期整流素子として、還流ダイオードD1の代わりにn型MOSトランジスタNT1を設けた同期整流を実行する同期整流回路を備えた、自励式降圧チョッパレギュレータについて具体的に説明する。
図2は、図1で説明した自励式降圧チョッパレギュレータ1の具体的回路図である。
図2を参照して、ハイサイドスイッチ素子13は、ノードN0とノードN11との間に設けられ、ゲートがノードN2と接続されたp型MOSトランジスタPT1で構成される。
ハイサイドドライブ回路15は、トランジスタNT2,TR6,TR7と、抵抗R15,R16とで構成される。トランジスタTR7は、NPN型バイポーラトランジスタであり、コレクタ側がノードN0と接続され、エミッタ側がノードN2と接続され、ベース側がノードN9と接続される。トランジスタTR6は、PNP型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードN2と接続され、コレクタ側がノードN1と接続され、ベース側がノードN9と接続される。抵抗R15は、ノードN0とノードN9との間に接続される。トランジスタNT2は、n型MOSトランジスタであり、抵抗R16を介してノードN9とノードN1との間に接続され、そのゲートはノードN12と接続される。
ローサイドスイッチ素子は、ノードN11とノードN1との間に設けられ、ゲートがノードN14と接続されたn型MOSトランジスタNT1で構成される。
電圧検出回路21は、抵抗R5,R6,R11,R12と、シャントレギュレータU1と、コンデンサC6と、トランジスタTR5とで構成される。抵抗R5は、ノードN1とノードN8との間に接続される。抵抗R6は、ノードN8とノードN4との間に接続される。シャントレギュレータU1は、ノードN8の電圧に応じて動作し、カソード側がノードN7と接続され、アノード側がノードN1と接続される。抵抗R11は、ノードN0とノードN7との間に接続される。トランジスタTR5はNPN型バイポーラトランジスタであり、コレクタ側がノードN5と接続され、エミッタ側が抵抗R12を介してノードN4と接続され、ベース側がノードN7と接続される。コンデンサC6は、抵抗R12と並列に接続される。
ローサイドドライブ回路19は、トランジスタTR8,TR9,NT3と、抵抗R17,R18とで構成される。トランジスタTR8は、NPN型バイポーラトランジスタであり、コレクタ側がノードN0と接続され、エミッタ側がノードN14と接続され、ベース側がノードN10と接続される。トランジスタTR9は、PNP型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードN14と接続され、コレクタ側がノードN1と接続され、ベース側がノードN10と接続される。抵抗R17は、ノードN0とノードN10との間に接続される。トランジスタNT3は、n型MOSトランジスタであり、抵抗R18を介してノードN10とノードN1との間に接続され、そのゲートはノードN13と接続される。
検出タイミング&デッドタイム調整回路23は、トランジスタTR2と、抵抗R2,R13,R14,R19,R20と、可変抵抗VR1と、ダイオードD2,D3と、コンデンサC4,C5とで構成される。
トランジスタTR2は、PNP型バイポーラトランジスタであり、エミッタ側がノードN0と接続され、コレクタ側が抵抗R2を介してノードN6と接続され、ベース側が抵抗R14を介してノードN5と接続される。抵抗R13は、ノードN0とノードN5との間に接続される。可変抵抗VR1は、ノードN6とノードN1との間に接続される。ダイオードD2のカソード側はノードN6と接続され、アノード側はノードN12と接続される。抵抗R19は、ダイオードD2と並列にノードN12とノードN6との間に接続される。ダイオードD3のアノード側はノードN6と接続され、カソード側はノードN13と接続される。抵抗R20は、ダイオードD3と並列にノードN13とノードN6との間に接続される。コンデンサC4は、ノードN12とノードN1との間に接続される。コンデンサC5は、ノードN13とノードN1との間に接続される。
次に、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1の動作について説明する。
電源が投入されると、抵抗R11を介してシャントレギュレータU1のカソード側が「H」レベルとなる。これに伴い、トランジスタTR5にベース電流が流れ、トランジスタTR5がオンする。トランジスタTR5のオンに伴い、トランジスタTR2のベース電流が抵抗R14を介して流れ、トランジスタTR2もオンする。
ここで、トランジスタTR2のオンにより、ノードN6の電圧レベルVCが上昇する。たとえば上昇した時のノードN6の電圧レベルVCがトランジスタNT2,NT3をオン、オフさせる場合の「H」レベルであるとする。なお、以下に説明するようにこのノードN6の電圧レベルに応じた信号が2つの信号経路を介して伝達されてトランジスタPT1およびNT1がオン/オフする。具体的には、2つの信号経路として、ハイサイドドライブ回路15およびローサイドライブ回路19にそれぞれノードN6の電圧レベルに応じた信号が伝達される。
ノードN6の電圧レベルVCが「H」レベルになるとダイオードD2が逆バイアスとなる。したがって、ダイオードD2、抵抗R19およびコンデンサC4で構成される回路は、実質的には抵抗R19およびコンデンサC4からなるいわゆる積分回路と等価である。積分回路は、信号の立ち上がりおよび立ち下がりの波形をなまらせるため、ノードN6の電圧レベルが急峻に「H」レベルとなった場合においてもトランジスタNT2のゲート電位はゆっくりと上昇し、電圧VCが「H」レベルになってから少し遅れてトランジスタNT2がオンする。トランジスタNT2のオンに伴い、トランジスタTR6,TR7にベース電流が流れ、トランジスタTR6,TR7もオンする。トランジスタTR6,TR7のオンに伴い、ハイサイドスイッチ素子13のトランジスタPT1がオンし、上述したように直流リアクトルL1を通じてコンデンサC3が充電され、出力電圧端子Voutへの出力電圧が上昇することとなる。
他方、ダイオードD3、抵抗R20およびコンデンサC5で構成される回路は、電圧VCが「H」レベルになるとダイオードD3が順バイアスとなるため、抵抗R20が無視されて、実質的にダイオードD3およびコンデンサC5からなる回路として動作する。この回路の場合、直列に接続された抵抗がないためコンデンサC5は急激に充電され、トランジスタNT3のゲート電位が急峻に上昇する。 すなわち、トランジスタNT3がすぐにオンする。トランジスタNT3がオンすると、トランジスタTR8,TR9にベース電流が流れ、トランジスタTR8,TR9もオンする。トランジスタTR8,TR9のオンに伴い、ノードN14の電位レベルは下降し、ローサイドスイッチ素子のトランジスタNT1はオフする。したがって、ノードN6の電圧レベルVCが「H」レベルになった場合には、図3の時刻T1に示されるようにトランジスタNT1のゲート電圧が急峻に下降してトランジスタNT1がオフし、少し遅れてトランジスタPT1のゲート電圧が下降してトランジスタPT1がオンするように動作する。
そして、例えば出力電圧の分圧値がシャントレギュレータU1の基準電圧(しきい値電圧)を超えると、シャントレギュレータU1のカソード側が「L」レベルとなり、トランジスタTR5がオフする。トランジスタTR5のオフに伴い、トランジスタTR2がオフする。トランジスタTR2がオフすると、ノードN6の電圧レベルVCは下降する。たとえば、下降した時のノードN6の電圧レベルVCがトランジスタNT2,NT3をオフ、オン動作させる場合の「L」レベルに設定された場合、上述と逆の動作が起こる。すなわち、ダイオードD2が順バイアスとなるためダイオードD2、抵抗R19およびコンデンサC4で構成される回路は、上述したように実質的にダイオードD2およびコンデンサC4からなる回路として機能する。したがって、トランジスタNT2のゲート電位は急峻に下がり、トランジスタNT2はオフする。トランジスタNT2のオフに伴い、トランジスタTR6,TR7もオフする。これに伴い、ハイサイドスイッチ素子であるトランジスタPT1はオフする。
他方、ダイオードD3、抵抗R20およびコンデンサC5で構成される回路は、ダイオードD3については、逆バイアスとなるためダイオードD3、抵抗R20、コンデンサC5で構成される回路は、上述したように積分回路として機能する。したがって、トランジスタNT3のゲート電位はゆっくりと低下し、ノードN6の電圧レベルVCが「L」レベルになってから少し遅れてトランジスタNT3がオフする。これに伴い、TR8,TR9がオフする。したがって、トランジスタNT1のゲート電位が上がり、オンすることにより、出力電圧端子Voutの電圧レベルが下降する。したがって、ノードN6の電圧レベルVCが「L」レベルになった場合には、図3の時刻T2に示されるようにトランジスタPT1のゲート電圧が急峻に上昇してトランジスタPT1がオフし、少し遅れてトランジスタNT1のゲート電圧が上昇してトランジスタNT1がオンするように動作する。
すなわち、上述したように2つの信号経路には、それぞれ信号の伝達(遅延)を制御する回路が含まれており、スイッチ素子をターンオフさせる信号の場合には信号を遅延なく伝達し、ターンオンさせる信号の場合には遅延させて伝達している。
そして、トランジスタNT1およびPT1のオンの切り換え時には両方がともにオフするデッドタイムがあるため、トランジスタNT1およびPT1が同時にオンして短絡されて大電流が流れることがないように制御し、消費電力を低減することができる。
また、出力電圧の分圧値がシャントレギュレータU1の基準電圧(しきい値電圧)より低くなると、シャントレギュレータU1はオフする。これに伴い、シャントレギュレータのカソード側が「H」レベルとなり、トランジスタTR5がオンする。トランジスタTR5のオンに伴い、トランジスタTR2がオンする。そして、上述したようにトランジスタNT2がオンし、スイッチ素子13のトランジスタPT1がオンして出力電圧端子Voutの電圧レベルが上昇する。
このようにしてスイッチ素子13のトランジスタPT1は、一連のフィードバックループの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作を繰返し、出力電圧端子Voutの出力電圧は一定に保たれる。
図4は、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1における効率−出力電流特性を説明する図である。なお、ここでは、入力電圧Viを5Vとして、出力電圧Voutを1.8Vに設定した場合が示されている。
ここで、効率とは入力電力に対する出力電力の比を示している。図4に示されるように本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータの如く自励式同期整流回路を適用することにより、すなわち、ダイオードD1を用いたダイオード整流ではなく、MOSトランジスタを用いた同期整流回路とすることにより、ダイオードD1と比較して順方向電圧を小さくすることにより整流効率を向上させて、ダイオードD1等での損失および発熱による消費電力の上昇を抑制することができ、効率が良くなることがわかる。すなわち、本願の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータは、従来の図7に示される自励式チョッパレギュレータよりも低消費電力で、安定した出力電圧を供給することが可能である。
図5は、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1における効率−出力電流特性を説明する別の図である。なお、ここでは、入力電圧Viを5Vとして、出力電圧Voutを1.3Vに設定した場合が示されている。
図5に示されるように出力電圧Voutを低電圧に設定する場合には、従来構成の回路よりもより顕著に効率が高いことがわかる。
なお、電圧検出回路21は、入力電圧Viを動作電圧として起動しているため、抵抗R11が起動回路の役割を果たすようになり、それによって図7に設けられていた起動回路は省かれている。
また、本発明の実施の形態に従う自励式降圧チョッパレギュレータ1のスイッチング周波数すなわち発振周波数は、トランジスタNT2のベース蓄積電荷の放電時間と相関関係があるため可変抵抗VR1の抵抗値を調整することにより、発振周波数を調整することができる。具体的には可変抵抗VR1の抵抗値を小さくすると、トランジスタNT2のベース蓄積電荷の放電時間が短くなるので遅延時間が短くなり結果的に自励式降圧チョッパレギュレータの発振周波数は高くなる。一方、可変抵抗VR1の抵抗値を大きくすると、トランジスタNT2のベース蓄積電荷の放電時間が長くなるため、遅延時間が長くなり結果的に自励式降圧チョッパレギュレータの発振周波数は低くなることとなる。この点については、従来の構成と同様である。
さらに、論理素子を用いない回路構成であり、安価な自励式降圧チョッパレギュレータを実現することができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1,10 自励式降圧チョッパレギュレータ、12,13 スイッチ素子、14,15,19 ドライブ回路、16 起動回路、18 帰還回路、20,21 電圧検出回路、22 検出タイミング調整回路、23 検出タイミング&デッドタイム調整回路、24 負荷。
Claims (4)
- 入力電圧を降圧して出力する自励式降圧チョッパレギュレータであって、
前記入力電圧をスイッチングする第1のスイッチ素子と、
前記スイッチ素子と接続され、前記第1のスイッチ素子のスイッチングに同期して整流するための第2のスイッチ素子を含む、同期整流回路とを備える、自励式降圧チョッパレギュレータ。 - 前記同期整流回路は、
第1および第2のスイッチ素子をオン/オフするための信号が伝達される信号経路をそれぞれ有し、
前記第1および第2のスイッチ素子の信号経路は、スイッチ素子をターンオフさせる信号の場合には遅延なく伝達し、ターンオンさせる信号の場合には遅延して伝達する遅延制御回路をそれぞれ含む、請求項1記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。 - 各前記遅延制御回路は、
入力ノードに伝達された前記信号に対して積分動作を実行する積分回路を含み、
前記積分回路は、
入力ノードと出力ノードとの間に設けられた抵抗素子と、
所定電圧と前記出力ノードとの間に設けられたコンデンサとを含み、
前記遅延制御回路は、前記積分回路の前記抵抗素子と並列に前記入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられたダイオードをさらに含む、請求項2記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。 - 前記第1および第2のスイッチ素子は、互いに異なるスイッチング特性を有し、
前記第1および第2のスイッチ素子のそれぞれに対応する積分回路のダイオードは互いに異なる向きに接続される、請求項3記載の自励式降圧チョッパレギュレータ。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2005051559A JP2006238646A (ja) | 2005-02-25 | 2005-02-25 | 自励式降圧チョッパレギュレータ |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2012205352A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-10-22 | Toshiba Corp | Dc−dc変換器制御装置およびdc−dc変換器 |
-
2005
- 2005-02-25 JP JP2005051559A patent/JP2006238646A/ja not_active Withdrawn
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