JP6248680B2 - 同期整流コンバータおよび同期整流コンバータの制御方法 - Google Patents
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Description
しかし、特許文献1に記載された制御方法は、軽負荷時の効率が低下するという問題がある。
図1は、一般的な同期整流型降圧(Buck)コンバータを示す図であり、(A)が回路図であり、(B)が動作を示すタイムチャートである。
軽負荷であるため、SW2をオフし、SW1をオンする時に、輪Sで示す部分のように、ISW1が負となり、SW1を電流が逆流する。この電流の逆流により効率が低下し、損失が増大する。
図3の(A)に示すように、不連続モード制御の同期整流式コンバータは、図1の(A)の連続モード制御の同期整流式コンバータにおいて、SW2に流れる電流を検出するセンサ16を設けている。センサ16は、電流の逆流を検出するもので、電圧から逆流を検出ものでもよい。図2にも示すように、SW2がオンすると、ISW2は一旦大きな値になるがその後減少し、軽負荷のためにSW2がオンしている間にゼロを超えて減少する。そこで、図3の(B)に示すように、制御回路15は、ISW2がゼロになったことを検出すると、SW2をオフするように制御する。これにより、SW2がオフしてから次にSW1がオンするまでの期間、SW1およびSW2がオフとなり、インダクタLへの電流供給が中断し、電流供給が不連続となる。以上の通り、不連続モード制御を行う同期整流コンバータは、軽負荷時に電流の逆流を防止するので、効率が改善する。
図6の(A)の同期整流コンバータは、センス抵抗Rsで、インダクタL1から容量素子C1に流れるまたはC1からL1に流れる電流を検出し、検出した電流値に応じて第1スイッチング素子FET1および第2スイッチング素子FET2をオン・オフする。これにより、C1の電圧(出力電圧)が所望の電圧値となるように制御される。なお、FET2のオン信号/Qは、FET1のオン信号Qの逆相信号である。さらに、比較器COMP2が、FET2のドレインの電圧をゼロレベルと比較し、FET2を流れる電流の逆流を検出する。逆流していない時には、COMP2の出力N1は「高(H: High)」であり、そのままAND1に入力し、FET2のオン信号/QがFET2のゲートに印加される。逆流が発生すると、COMP2の出力N1は「低(L: Low)」に変化するが、この場合は遅延回路DLを介してAND1に入力するため、FET2は逆流が発生してから遅れてオフする。これにより、インダクタに反転電流を流して、軽負荷時にインダクタのエネルギが過剰に負荷に送られるのを抑制する。
第1実施形態の同期整流コンバータは、インダクタLと、第1(主)スイッチング素子SW1と、第2(同期整流)スイッチング素子SW2と、容量素子Cと、入力端子11および12と、出力端子13および14と、センサ16と、を有する。さらに、第1実施形態の同期整流コンバータは、フィードバック制御回路20と、PWM信号発生回路24と、を有する。なお、図示していないが、容量素子Cの電圧を検出する電圧センサが設けられ、フィードバック制御回路20は、制御回路15に対応し、容量素子Cの電圧に応じてデューティ、すなわちPWM信号を制御する。以上の要素は、図3の(A)に示した不連続モード制御を行う同期整流コンバータのものと同じであり、同様の機能を実現できるものであれば特に限定されない。
出力電流はスイッチングに伴うリップルを有するので、電流値平均化回路31は、出力電流センサ30の検出した出力信号の高周波成分を除去して平均化した信号を生成する。平均化した出力電流が増大した後減少し、閾値Ith以下になると、出力電流低下検出器32の出力がHに変化し、低下検出信号を出力する。出力電流の低下に応じて、出力電圧は、例えば図示のように一時的に上昇する。
第1実施形態では、不連続モード制御に比べて、出力電圧は、負荷が急変すると変動しても、早く目標電圧へ戻ることが分かる。
出力電流を検出するセンサ30は、容量素子Cの一端と出力端子13の間に接続された抵抗RIと、RIの両端の電圧を検出する増幅器OP1と、抵抗R1およびR2と、で形成される。センサ30は、特許文献1に記載されたインダクタの電流を検出する回路に類似した回路である。
ΔIL=VIN*Duty/(L*fSW)
不連続モードに切り替わるのは出力電流IOUTがΔILより小さくなる場合であるため、IOUTがΔIL=VIN*Duty/(L*fSW)より小さい時に出力電流低下と判定されるように、閾値電圧を設定する。
第1実施形態の同期整流コンバータでは、各部をアナログ回路で実現したが、制御に関係する部分はデジタル処理により実現することも可能である。第2実施形態では、電流センサ30のアナログ出力をデジタル信号に変換するA/D変換器60を設ける。さらに、第2実施形態では、フィードバック制御回路20A、ディレイ回路22A、同期整流リセット回路23A、PWM信号発生回路24A、電流値平均化回路31A、出力電流低下検出器32A、ディレイ時間制御回路33Aを、デジタル処理回路で実現する。図14において、破線で囲った部分がデジタル処理で実現される部分で、例えばDSP(Digital Signal Processor)等で実現される。
ステップS11では、A/D変換器60により、出力電流のA/D変換が行われる。
ステップS12では、デジタル出力電流の平均化処理を行い、平均化した出力電流を算出する。
ステップS13では、平均化した出力電流が閾値を超えているか判定し、超えていれば反転信号のディレイは固定値で行うので、S11に戻り、閾値以下の場合にはステップS14に進む。
ステップS14では、ディレイ設定値レジスタRGからディレイ設定値を読み込む。
ステップS15では、反転電流を検出してからのディレイ時間を生成する。
ステップS16では、生成したディレイ時間に基づいて同期整流リセット処理を行い、SW2をオフする。
出力電流を検出するA/D変換器60は、出力電流の変化を即座に検出できることが必要である。出力電流の最大変化量は、通常電源の仕様としてdi/dtが定義される。このdi/dtに対して、変化量を検出するには、di/dtで示される周波数成分1/dtに対して倍のサンプリング周波数が必要になる。この時の周波数は1/dtとなる。ここで、dtは、出力電流が最大変化する時の時間とする。
また、出力電流に含まれるスイッチング周波数fswの成分以上に対しては、負荷急変応答に対応する必要が無いため、それ以下の周波数とする。
以上のことから、A/D変換器60のサンプリング周波数Fsampleは、
1/dt≦Fsample≦fsw
となる。
13、14 出力端子
15 制御回路
16 センサ
20 フィードバック制御回路
21 電流反転検出回路
22 ディレイ回路
23 同期整流リセット回路
24 PWM信号発生回路
30 電流センサ
31 電流値平均化回路
32 出力電流低下検出器
33 ディレイ時間制御回路
L インダクタ
SW1 第1(主)スイッチング素子
SW2 第2(同期整流)スイッチング素子
C 容量素子
Claims (5)
- 誘導素子と、
前記誘導素子の一端と入力端子の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、
前記誘導素子の一端と入力端子の他端との間に接続された第2スイッチング素子と、
前記誘導素子の他端と入力端子の他端との間に接続された容量素子と、
前記誘導素子と前記容量素子の接続ノードの電圧を検出し、検出した電圧に基づいて前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を交互に導通させる制御信号を出力する制御回路と、
前記第2スイッチング素子から前記誘導素子に供給する電流の方向の反転を検出し、反転信号を出力する電流反転検出回路と、
前記反転信号を遅延して遅延反転信号を出力する遅延回路と、
前記遅延反転信号に応じて、前記第2スイッチング素子を遮断状態にするように前記制御信号を変化させる同期整流リセット回路と、
前記誘導素子と前記容量素子の接続ノードから負荷に供給する出力電流の低下を検出し、出力電流低下検出信号を出力する軽負荷状態検出部と、
前記出力電流低下検出信号の発生から徐々に値が低下する遅延制御信号を発生する遅延制御回路と、を有し、
前記遅延回路は、前記遅延制御信号の値に応じて前記遅延反転信号の遅延量を変化させる、ことを特徴とする同期整流コンバータ。 - 前記軽負荷状態検出部は、前記出力電流が、前記誘導素子を流れる電流の変化分より小さくなる時に、前記出力電流低下検出信号を出力する請求項1に記載の同期整流コンバータ。
- 前記制御回路、前記遅延回路、前記同期整流リセット回路および前記遅延制御回路は、DSPにより実現される請求項1または2に記載の同期整流コンバータ。
- 誘導素子と、前記誘導素子の一端と入力端子の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、前記誘導素子の一端と入力端子の他端との間に接続された第2スイッチング素子と、前記誘導素子の他端と入力端子の他端との間に接続された容量素子と、を有し、前記誘導素子と前記容量素子の接続ノードの電圧を検出し、検出した電圧に基づいて前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を交互に導通させる同期整流コンバータの制御方法であって、
前記第2スイッチング素子から前記誘導素子に供給する電流の方向の反転を検出し、
前記反転の検出後、遅延して前記第2スイッチング素子を遮断状態にし、
前記誘導素子と前記容量素子の接続ノードから負荷に供給する出力電流の低下を検出し、
前記出力電流の低下検出からの時間に応じて、前記反転の検出から前記第2スイッチング素子を遮断状態にするまでの遅延量を変化させる、ことを特徴とする同期整流コンバータの制御方法。 - 前記出力電流の低下は、前記出力電流が、前記誘導素子を流れる電流の変化分より小さくなる時に検出する請求項4に記載の同期整流コンバータの制御方法。
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