CN102694462A - Dc－dc变换器控制装置及dc－dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明的DC-DC变换器控制装置，用于控制DC-DC变换器，该DC-DC变换器具有夹插在直流输入电压的输入端子和将上述直流输入电压变换了的直流输出电压的输出端子之间的电感器、与上述电感器连接的电容器、和对是否将上述直流输入电压施加给上述电感器进行切换的开关，其特征在于，具备：减法器，生成上述直流输入电压与基准电压的电压差信号；比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；及延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量，上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制，上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。

Description

DC-DC变换器控制装置及DC-DC变换器

本申请基于2011年3月24日提出申请的日本专利申请第2011-65933号并主张其优先权，这里引用其全部内容。 

技术领域

本发明涉及将直流输入电压变换为直流输出电压的DC-DC变换器控制装置及DC-DC变换器。 

背景技术

不使用外部时钟的自激式DC-DC变换器因为不受时钟频率限制动作速度，所以对负载变动的响应较快，此外，因为不需要用于生成脉冲宽度调制PWM(Pulse Width Modulation)信号的电路及进行相位补偿的补偿器，所以具有能够削减电路规模的优点。 

但是，因为不使用外部时钟，所以需要通过某种方法控制开关频率。以往的方法之一是控制在控制电路中使用的比较器的滞后宽度的方法。该情况下的开关频率fsw用以下的(1)式表示。 

[数式1] 

$f_{\mathrm{sw}}=\frac{V_{\mathrm{out}}(1-\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}})}{2\mathrm{kL}}...\left(1\right)$

这里，Vin及Vout是DC-DC变换器的输入电压及输出电压，k是比较器的滞后宽度，L是电感值。 

根据(1)式可知，通过调整比较器的滞后宽度k，能够控制开关频率。 

但是，作为决定开关频率fsw的参数，电感值L也有关系，所以如果电感值L不是已知的，则不能得到所要的开关频率fsw。 

一般而言，在DC-DC变换器中使用的电感器与DC-DC变换器的控制电路IC单独设计的情况较多，在设计控制电路IC的阶段中难以知道该值。此外，即使事前知道了该电感值，因制造偏差及老化等，电感值也会变化，所以在开关频率fsw中也发生误差。 

作为解决该问题的方法，如果设置观测开关频率fsw而调整滞后宽度的反馈环路，则即使电感值L未知，也能够将滞后宽度k自动地调整为适当的值。但是，在DC-DC变换器中原本存在用于使输出电压稳定化的反馈环路(以下称作第1环路)，成为除此以外再设置为了使上述开关频率fsw稳定化而调整滞后宽度的反馈环路(以下称作第2环路)。 

第2环路必须不能给第1环路带来影响、要将第2环路的频带限制得比第1环路低得多，存在响应变慢的问题。 

发明内容

本发明的目的是提供一种即使电感值是未知、也能够高速且稳定地进行开关接通/关断控制的DC-DC变换器控制装置及DC-DC变换器。 

本发明所述的DC-DC变换器控制装置，用于控制DC-DC变换器，该DC-DC变换器具有夹插在直流输入电压的输入端子和将上述直流输入电压变换了的直流输出电压的输出端子之间的电感器、与上述电感器连接的电容器、和对是否将上述直流输入电压施加给上述电感器进行切换的开关，其特征在于，具备：减法器，生成上述直流输入电压与基准电压的电压差信号；比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；及延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量， 

上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制； 

上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，具备检测流过上述电容器的电流的电流检测部；上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述电流检测部是用于检测一端侧被连接于上述输出端子的上述电容器中流过的电流的；上述 电流检测部通过将上述直流输出电压进行微分而检测流过上述电容器的电流。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，具备检测流过上述电感器的电流的电流检测部；上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述电流检测部是用于检测流过上述电感器中的电流的；具备将包含在由上述电流检测部检测到的信号中的直流信号成分除去的高通滤波器；上述比较器基于通过了上述高通过滤器的信号生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述延迟部使用上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率，使上述判断信号延迟由以下的(1)式计算的上述规定的延迟时间td的量， 

(数式1) 

$t_d=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{ref}})V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\frac{1}{f_{\mathrm{sw}}}...\left(1\right).$

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，具备以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数、输出对应的上述规定的延迟时间的延迟时间选择表；上述延迟部以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数，从上述延迟时间选择表中选择对应的上述规定的延迟时间，使上述判断信号延迟所选择的延迟时间量。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述延迟部具有：控制电压生成部，生成对应于从上述延迟时间选择表输出的延迟时间的控制电压；及延迟电路，具有使上述判断信号延迟的级联连接的多个延迟元件，各延迟元件的延迟时间能够通过上述控制电压调整。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述延迟部具有：延迟锁相环(DLL)电路，使级联连接的多个第1延迟元件的延迟时间同步于时钟信号而进行调整；延迟电路，具有同步于上述多个第1延迟元件的延迟时间而调整延迟时间的、级联连接的多个第2延迟元件；切换电路， 对上述多个第2延迟元件是否分别用于决定上述延迟电路的延迟时间进行切换；延迟时间生成部，基于上述直流输入电压及上述基准电压设定上述延迟电路的延迟时间；及切换控制部，基于由上述延迟时间生成部生成的延迟时间，生成用于切换控制上述切换电路的切换控制信号。 

所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，上述直流输出电压是比上述直流输入电压低的电压电平。 

本发明的DC-DC变换器，其特征在于，具备：电感器，夹插在直流输入电压的输入端子和上述直流输出电压的输出端子之间；电容器，被连接于上述电感器；开关，对是否将上述直流输入电压施加于上述电感器进行切换；减法器，生成上述直流输出电压与基准电压的电压差信号；比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；及延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量， 

上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制； 

上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，具备检测流过上述电容器的电流的电流检测部；上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述电流检测部是用于检测一端侧被连接于上述输出端子的上述电容器中流过的电流的；上述电流检测部通过将上述直流输出电压进行微分而检测流过上述电容器的电流。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，具备检测流过上述电感器的电流的电流检测部；上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述电流检测部是用于检测上述电感器中流过的电流的；具备将包含在由上述电流检测部检测到的信号中的直流信号成分除去的高通滤波器；上述比较器基于通过了上述高通过滤器的信号而生成上述判断信号。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述延迟部使用上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率，使上述判断信号延迟 由以下的(1)式计算的上述规定的延迟时间td的量， 

[数式1] 

$t_d=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{ref}})V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\frac{1}{f_{\mathrm{sw}}}...\left(1\right).$

所述的DC-DC变换器，其特征在于，具备以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数、输出对应的上述规定的延迟时间的延迟时间选择表；上述延迟部以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数，从上述延迟时间选择表中选择对应的上述规定的延迟时间，使上述判断信号延迟所选择的延迟时间量。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述延迟部具有：控制电压生成部，生成与从上述延迟时间选择表输出的延迟时间对应的控制电压；及 

延迟电路，具有使上述判断信号延迟的级联连接的多个延迟元件，各延迟元件的延迟时间能够通过上述控制电压调整。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述延迟部具有：延迟锁相环(DLL)电路，使级联连接的多个第1延迟元件的延迟时间同步于时钟信号而进行调整；延迟电路，具有同步于上述多个第1延迟元件的延迟时间而调整延迟时间的、级联连接的多个第2延迟元件；切换电路，将上述多个第2延迟元件是否分别用于决定上述延迟电路的延迟时间进行切换；延迟时间生成部，基于上述直流输入电压及上述基准电压设定上述延迟电路的延迟时间；及切换控制部，基于由上述延迟时间生成部生成的延迟时间，生成用于切换控制上述切换电路的切换控制信号。 

所述的DC-DC变换器，其特征在于，上述直流输出电压是比上述直流输入电压低的电压电平。 

根据上述结构的DC-DC变换器控制装置及DC-DC变换器，即使电感值是未知的，也能够高速且稳定地将开关接通/关断控制。 

附图说明

图1是第1实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。 

图2是表示直流输出电压Vout的波动部分的电压波形的图。 

图3是第2实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。 

图4是第3实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。 

图5是第4实施方式的DC-DC变换器1的电路图。 

图6是表示第5实施方式的延迟部7的概略结构的块图。 

图7是表示延迟元件DS1的详细结构的一例的电路图。 

图8是第6实施方式的延迟部7的概略的电路图。 

图9是第7实施方式的延迟部7的概略的电路图。 

具体实施方式

参照附图说明实施方式。 

有关本实施方式的一形态的DC-DC变换器控制装置，控制DC-DC变换器，该DC-DC变换器具有夹插在直流输入电压的输入端子与将上述直流输入电压变换了的直流输出电压的输出端子之间的电感器、连接于上述电感的电容器、和对是否将上述直流输入电压施加给上述电感进行切换的开关。DC-DC变换器控制装置具备：减法器，生成上述直流输入电压与基准电压的电压差信号；比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量。上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制。上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。 

(第1实施方式) 

图1是第1实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。图1的DC-DC变换器1具备将直流输入电压Vin降压为直流输出电压Vout的电源部分2(直流电压变换部)、和控制电源部分2的控制电路3。电源部分2具有高侧开关SWH、低侧开关SWL、电感器L、平滑电容器C、和该平滑电容器C的寄生电阻ESR。控制电路3对应于DC-DC变换器控制装置。 

在电源部分2的输入端子IN上连接着电压源10，在电源部分2的输出端子OUT上连接着负载4。高侧开关SWH和电感器L串联连接在电压源10与负载4之间。在电源部分2的输出端子OUT与接地端子之间，串 联连接着平滑电容器C和寄生电阻ESR。低侧开关SWL的一端连接在高侧开关SWH与电感器L的连接路径上，低侧开关SWL的另一端连接在接地端子上。 

控制电路3具有生成直流输出电压Vout与基准电压Vref的电压差的减法器5、判断电压差的正负并输出判断信号的比较器6、使判断信号延迟规定的延迟时间量的延迟部7、和使由延迟部7延迟后的判断信号反转的逆变器8。从逆变器8输出的开关控制信号被用于高侧开关SWH和低侧开关SWL的接通/关断的切换。高侧开关SWH和低侧开关SWL交替地接通/关断。 

延迟部7的延迟时间如后述那样，由直流输入电压Vin、基准电压Vref、和将高侧开关SWH及低侧开关SWL接通/关断的频率(开关频率)决定。 

假如在基准电压Vref比直流输出电压Vout高的情况下，从减法器5输出的电压差为负，从比较器6输出的判断信号成为表示负的高电平。由此，高侧开关SWH接通(闭路)，低侧开关SWL关断(开路)，进行使直流输出电压Vout增大那样的控制。反之，在直流输出电压Vout比基准电压Vref高的情况下，从减法器5输出的电压差为正，从比较器6输出的判断信号成为表示正的低电平，高侧开关SWH关断，低侧开关SWL接通，进行使直流输出电压Vout减小那样的控制。 

这里，假设对负载4供给的电流Iload大致一定、即电流Iload仅是直流成分。此时，电容器电流Ic等于电感器L电流IL的波动部分。此外，在平滑电容器C中存在寄生电阻ESR，设其电阻值为ESR。在作为平滑电容器C而使用电解电容器的情况下，在开关频率fsw中，平滑电容器C的阻抗中由寄生电阻ESR带来的阻抗是决定性的情况较多。即，以下的(2)式成立。 

[数式2] 

$\left|\frac{1}{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{\mathrm{sw}}C}\right|<<\mathrm{ESR}...\left(2\right)$

此时，直流输出电压Vout的波动部分可以根据电感器电流IL和寄生 电阻ESR计算。 

图2是表示直流输出电压Vout的波动部分的电压波形的图。图2的横轴表示时间，纵轴表示电压。直流输出电压Vout的波动部分具有对应于开关频率fsw的周期，1周期如图示那样被分为4个区间a、b、c、d。 

区间a是Vout＜Vref，从比较器6输出的判断信号是高电平，高侧开关SWH接通，低侧开关SWL关断。在该区间中，直流输出电压Vout线性地增加。 

在成为Vout＝Vref的时点，从比较器6输出的判断信号从高电平变化为低电平，但由于在从比较器6输出的判断信号与从逆变器8输出的开关控制信号之间存在由延迟部7带来的延迟时间量的偏差，所以在区间b中，高侧开关SWH为接通、低侧开关SWL为关断的状态继续。 

从区间a切换为区间b起经过延迟时间td后，高侧开关SWH成为关断、低侧开关SWL成为接通，进入到区间c中。在区间c中，直流输出电压Vout线性地减小。 

然后，如果再次成为Vout＝Vref，则从比较器6输出的判断信号为高电平，但由于存在延迟部7带来的延迟时间量的偏差，所以继续高侧开关SWH为关断、低侧开关SWL为接通的状态，直流输出电压Vout继续下降。这是区间d，持续时间td的期间。 

如果设直流输出电压Vout的最大值与基准电压Vref的电压差为V1、基准电压Vref与直流输出电压Vout的最小值的电压差为V2、区间a的长度为t1、区间c的长度为t2，则以下的(3)～(6)式成立。 

[数式3] 

$V_2=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_1\&times;\mathrm{ESR}...\left(3\right)$

$V_1=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_d\&times;\mathrm{ESR}...\left(4\right)$

$-V_1=-\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_2\&times;\mathrm{ESR}...\left(5\right)$

$-V_2=-\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_d\&times;\mathrm{ESR}...\left(6\right)$

如果由这些(3)～(6)式求出t1和t2，则可得到以下的(7)式和(8)式。 

[数式4] 

$t_1=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{t}_d...\left(7\right)$

$t_2=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{out}}}{t}_d...\left(8\right)$

如图2所示，由于1周期是(t1+td+t2+td)，所以开关频率fsw用以下的(9)式表示。 

[数式5] 

$f_{\mathrm{sw}}=\frac{1}{t_1+t_d+t_2+t_d}=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\&times;\frac{1}{t_d}...\left(9\right)$

由(9)式可知，只要知道直流输入电压Vin和直流输出电压Vout，就能够唯一地决定用于设为所要的开关频率fsw的延迟时间td。此外，在DC-DC变换器1中，由于进行控制以使直流输出电压Vout与基准电压Vref一致，所以也可以代替上述(9)式的Vout而使用Vref。 

图1是实现将(9)式的Vout替换为Vref的电路。在图1的控制电路3内的延迟部7中，作为输入信号，从比较器6输入对应于(Vin-Vref)的判断信号、直流输入信号Vin、和基准电压Vref。此外，根据情况，有将 开关频率fsw也输入到延迟部7中的情况。该开关频率fsw也可以不从外部输入、而将所要的值预先设定在延迟部7中。 

延迟部7基于这些输入信号，基于上述(9)式取得延迟时间td，使来自比较器6的判断信号延迟该延迟时间td的量而输出。 

通过设置该延迟部7，在图2的区间b和区间d中，能够使高侧开关SWH和低侧开关SWL切换的定时错开延迟时间td，能够将图2那样的波动部分叠加到直流输出电压Vout中。 

在从外部对图1的延迟部7输入所要的开关频率fsw的情况下，延迟部7以从外部设定的开关频率fsw、直流输入电压Vin、和直流输出电压Vout(或基准电压Vref)为参数，通过上述(9)式求出延迟时间td。或者，也可以如后述那样，以开关频率fsw、直流输入电压Vin、和直流输出电压Vout为参数，预先准备能够取得对应的延迟时间td的表，如果被给与输入参数，则检索该表而取得对应的延迟时间td。 

这样，在第1实施方式中，通过使对应于直流输出电压Vout与基准电压Vref的电压差的正负的判断信号延迟了规定的延迟时间td的开关控制信号，将高侧开关SWH和低侧开关SWL交替地接通/关断，所以即使电感器L的电感值L未知，也能够通过延迟时间td高速且高精度地控制开关频率fsw。 

(第2实施方式) 

第2实施方式是考虑到平滑电容器C的寄生电阻ESR较小的情况的实施方式。 

图3是第2实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。在图3中，对于与图1共通的构成部分赋予相同的标号，以下以不同点为中心进行说明。 

在作为平滑电容器C而使用陶瓷电容器等的寄生电阻ESR较小的电容器的情况下，上述(2)式不成立的情况较多，仅通过观察输出电压，观察不到图2所示那样的波动波形。因此，图3的DC-DC变换器1具备检测流过平滑电容器C的电容器电流的电容器电流检测部11、对从减法器5输出的电压差乘以增益的放大器12、和将放大器12的输出信号与电容器电流检测部11的输出信号相加的加法器13。 

由加法器13相加后的信号S用以下的(10)式表示。 

S＝α(Vout-Vref)+Ic    …(10) 

在该(10)式中，只要设定增益、以使α(Vout-Vref)＜＜Ic，比较器6的输入信号的波形就与图2相似，所以在图2的区间a、b、c、d中求出的上述(9)式原样成立。即，在第2实施方式中，也与第1实施方式同样，能够通过延迟时间td决定所要的开关频率fsw。 

在上述(10)中，电容器电流Ic比α(Vout-Vref)相位早90°，α(Vout-Vref)的成分向增大延迟时间的方向作用。因而，如果α(Vout-Vref)的成分较大，则延迟时间变大，开关频率fsw下降。 

因而，满足α(Vout-Vref)＜＜Ic的关系是重要的。如果满足该关系，则通过采用上述(9)式、调整延迟时间td，能够设定为所要的开关频率fsw。 

这样，在第2实施方式中，在作为平滑电容器C而使用寄生电阻ESR较小的电容器的情况下，通过测量流过平滑电容器C的电流、并调整从减法器5输出的电压差的增益，与第1实施方式同样，能够通过延迟时间td高速且高精度地设定所要的开关频率fsw。 

(第3实施方式) 

第3实施方式与第2实施方式不同，是测量电感器电流的。 

图4是第3实施方式的DC-DC变换器1的概略的电路图。在图4中，对于与图1共通的构成部分赋予相同的标号，以下以不同点为中心进行说明。 

如果负载电流是一定的，则流过电感器L的电感器电流的波动部分等于电容器电流。在电感器电流中包含有直流成分，所以通过从电感器电流中将直流成分除去，能够得到与电容器电流同样的电流波形。 

所以，图4具备检测电感器电流的电感器电流检测部14、和从检测到的电感器电流中除去直流成分的高通滤波器(HPF)15。除此以外，图4的DC-DC变换器与图3同样，具备对从减法器5输出的电压差乘以增益的放大器12、和将放大器12的输出信号与高通滤波器15的输出信号相加的加法器13。 

加法器13将通过了高通过滤器15的电感器电流的波动部分的信号、与由放大器12调整增益后的电压差αVe相加。由加法器13相加后的信号S用与上述(10)式同样的式子表示，通过设定增益α以使通过了高通过滤器15的电感器电流的波动部分的信号与由放大器12调整增益后的电压差αVe相比大得多，与第1实施方式同样，能够通过延迟时间td设定所要的开关频率fsw。 

另外，在作为电感器电流检测部14而使用变压器的情况下，由于不包含直流成分，所以不再需要高通滤波器。这样，高通滤波器15并不一定是必须的。 

这样，在第3实施方式中，由于由延迟部7使电感器电流的检测结果延迟而生成开关控制信号，所以与第2实施方式同样，能够通过延迟时间td高速且高精度地设定所要的开关频率fsw。 

(第4实施方式) 

第4实施方式是上述第2实施方式的具体例子。 

图5是第4实施方式的DC-DC变换器1的电路图。图5的电路将图3所示的各构成部分的内部结构更详细地表示。在图5中，电容器电流检测部11是包括电容器C1、电阻R1、和运算放大器OP1的微分器。电容器C1连接在DC-DC变换器1的输出端子OUT与运算放大器OP1的虚拟接地点之间。电容器C1的电容是平滑电容器C的1/N，流过平滑电容器C的电流Ic的1/N流到电容器C1中。由于该电流Ic/N流入到电阻R1中，所以电容器电流检测部11的输出电压Vcs1用以下的(11)式表示。 

Vcs1＝Vref-R1(Ic/N)    …(11) 

上述(11)式为直流输出电压Vout＝Vref。由该(11)式可知，电容器电流检测部11的输出电压Vcs1依赖于流过平滑电容器C的电流Ic。 

在图5中，减法器5及放大器12是包括具有电阻值αR2的电阻21、具有电阻值R2的电阻22、和运算放大器OP2的反转放大器。电阻22夹插在DC-DC变换器1的输出端子OUT与运算放大器OP2的反转输入端子 之间，电阻21夹插在运算放大器OP2的反转输入端子与运算放大器OP2的输出端子之间。在运算放大器OP2的正转输入端子中被输入基准电压Vref。 

运算放大器OP2的输出电压Vg1用以下的(12)式表示。 

Vg1＝Vref-α(Vout-Vref)-   …(12) 

加法器13具有电阻23～25、和运算放大器OP3。电阻23夹插在运算放大器OP3的反转输入端子与运算放大器OP1的输出端子之间。电阻24夹插在运算放大器OP3的反转输入端子与运算放大器OP2的输出端子之间。电阻25夹插在运算放大器OP3的非反转输入端子与运算放大器OP3的输出端子之间。 

加法器13的输出电压S用以下的(13)式表示。 

S＝Vref+α(Vout-Vref)+Ic    …(13) 

比较器6将加法器13的输出电压S与基准电压Vref比较，输出判断信号。如上所述，如果是α(Vout-Vref)＜＜Ic，则判断信号取决于Ic。 

这样，根据第4实施方式的图5的电路，能够通过比较简单的电路得到与第2实施方式同样的效果。 

(第5实施方式) 

第5实施方式是能够应用在上述第1～第4实施方式中的延迟部7的具体例子。 

图6是表示第5实施方式的延迟部7的概略结构的方块图。图6的延迟部7具有将DC-DC变换器1的直流输入电压Vin变换为数字值的第1A/D变换器(ADC1)31、将基准电压Vref变换为数字值的第2A/D变换器(ADC2)32、延迟时间生成部33、控制电压生成部34、和级联连接多个延迟元件DS1的延迟元件组36。 

延迟时间生成部33以直流输入电压Vin及基准电压Vref作为输入参 数，输出对应的延迟时间td。根据情况，延迟时间生成部33也可以除了直流输入电压Vin及基准电压Vref以外还以所要的开关频率fsw作为输入参数而输出对应的延迟时间td。 

控制电压生成部34基于延迟时间td，生成用于控制构成延迟元件组36的延迟元件DS1的延迟时间的控制电压Vcont。 

为了得到所要的开关频率fsw而应设定的延迟时间td，在上述(9)式中设为Vout＝Vref时，则用以下的(10)式表示。 

[数式6] 

$t_d=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{ref}})V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\frac{1}{f_{\mathrm{sw}}}...\left(10\right)$

延迟时间生成部33以直流输入电压Vin及基准电压Vref为输入参数，基于上述(10)式生成用于得到所要的开关频率fsw的延迟时间td。延迟时间生成部33也可以每当被给与新的输入参数时进行(10)式的计算而生成延迟时间td，但为了处理的高效化，优选的是预先准备表示多种输入参数和对应的延迟时间td的关系的表、用于处理的迅速和耗电的降低。 

此外，开关频率fsw也可以作为输入参数而被从外部给与。在此情况下，以直流输入电压Vin、基准电压Vref及开关频率fsw的3个做为输入参数、预先准备用于取得对应的延迟时间td的表就可以。 

由延迟时间生成部33生成的延迟时间td是数字值，所以控制电压生成部34将延迟时间td变换为模拟的控制电压Vcont，以控制各延迟元件DS1的偏置电压。 

控制电压生成部34优选的是为了以延迟时间td作为输入参数取得控制电压Vcont而预先准备表、以便能够迅速地取得对应于延迟时间td的控制电压Vcont。 

图7是表示延迟元件DS1的详细结构的一例的电路图。图7的延迟元件DS1具有级联连接在电源电压Vdd与接地电压之间的3个晶体管M1、M2、M3。晶体管M1、M2构成逆变器8，通过晶体管M3调整输出信号下降时的时间常数。此时，晶体管M3在线性区域中工作，作为通过施加在门极电压上的电压Vcont而等价输出电阻变化的可变电阻元件发挥功能。 

这样，在第5实施方式中，以从外部给与的直流输入电压Vin和基准电压Vref为输入参数，由延迟时间生成部33生成用于得到所要的开关频率fsw的延迟时间td，基于该延迟时间td调整延迟元件DS1的延迟时间，所以能够高精度地与所要的开关频率fsw一致。 

(第6实施方式) 

第6实施方式是能够应用在上述第1～第4实施方式中的延迟部7的另一具体例子，目的是比第5实施方式更正确地控制延迟部7的延迟时间。 

图8是第6实施方式的延迟部7的概略的电路图。图8的延迟部7具有延迟锁相环DLL(Delay Lock Loop)电路41、将DC-DC变换器1的直流输入电压Vin变换为数字值的第1A/D变换器31、将基准电压Vref变换为数字值的第2A/D变换器32、延迟时间生成部33、温度计代码生成部42、和级联连接多个延迟元件DS1[0:n＝1]的延迟元件组44。 

在构成多个延迟元件组44的各延迟元件DS1中设有旁通路径，并且设有选择旁通路径，并且设有选择旁通路径和延迟元件DS1的延迟路径的某个的开关SWB[0:n＝1]。此外，在各延迟元件DS1的级间连接着开关SW[0:n＝1]。这些开关SWB、SW的选择由温度计代码生成部42进行。 

DLL电路41对给与各延迟元件43的控制电压Vcont进行控制，以使从外部输入的时钟信号CK的1周期与DLL电路41内的多个延迟元件43的传输延迟时间的总计时间相等。 

温度计代码生成部42由通过延迟时间生成部33生成的数字值构成。将延迟时间td变换为n位的温度计代码D[n-1、…、0]。温度计代码的各位是用于控制延迟元件组44的内部的各个单独的延迟元件DS1的。例如，如果第i位的温度计代码D[i]是“1”，则对应的第i个延迟元件DS1的开关SW[i]接通，SWB[i]关断。由此，通过温度计代码的各位值，能够以各延迟元件DS1设定是否使各延迟元件DS1通过。 

延迟元件组44的内部的各延迟元件DS1的延迟时间受DLL电路41控制为与时钟信号CK的精度相同程度，并且能够以各延迟元件DS1控制是否由各延迟元件DS1延迟，所以能够更细致、并且更高精度地设定延迟时间的设定。 

(第7实施方式) 

第6实施方式表示了将所要的开关频率fsw预先设定在延迟时间生成部33中的例子，但以下说明的第7实施方式是能够从外部设定任意的开关频率fsw的。 

图9是第7实施方式的延迟部7的概略的电路图。在图9中，对于与图8共通的构成部分赋予相同的标号，以下以不同点为中心进行说明。 

图9的延迟部7除了图8的延迟部7的结构以外，还具有用于从外部经由网络设定由数字值构成的基准电压Vref和开关频率fsw的通信接口部45。即，在图9中，通过数字通信接收所要的基准电压Vref和开关频率fsw。 

由此，根据第7实施方式，能够根据负载4的大小动态地调整开关频率fsw，能够实现权衡直流输出电压Vout的波动和变换效率的两者。 

在上述第1～第7实施方式中，说明了将直流输入电压Vin降压而生成直流输出电压Vout的降压型的DC-DC变换器1，但本发明也能够用在升压型的DC-DC变换器1中。此外，在各实施方式中，说明了将高侧开关SWH和低侧开关SWL交替地接通/关断的例子，但并不一定需要交替地接通/关断，也可以设置两开关都关断的期间。此外，也可以仅设置一个开关。 

在上述各实施方式中，既可以将电源部分2与控制电路3统一而用一个半导体芯片构成，也可以例如将控制电路3用半导体芯片构成、将电源部分2的开关SWH、SHL、电感器L及平滑电容器C的至少一部分作为外带部件连接在半导体芯片上。 

以上说明了一些实施方式，但这些实施方式只作为例子提供而并不意味着限定本发明的范围。事实上，这里叙述的新的方法和***可以通过各种形态实施，进而，在不脱离发明的主旨的范围内能够对这里叙述的方法和***的形态进行各种省略、替代及变更。权利要求书和其等价物涵盖这些本发明的主旨和技术范围内的形态或变更。 

Claims (20)

1.一种DC-DC变换器控制装置，用于控制DC-DC变换器，该DC-DC变换器具有夹插在直流输入电压的输入端子和将上述直流输入电压变换了的直流输出电压的输出端子之间的电感器、与上述电感器连接的电容器、和对是否将上述直流输入电压施加给上述电感器进行切换的开关，其特征在于，具备：

减法器，生成上述直流输入电压与基准电压的电压差信号；

比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；及

延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量，

上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制；

上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。

2.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

具备检测流过上述电容器的电流的电流检测部；

上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。

3.如权利要求2所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述电流检测部是用于检测一端侧被连接于上述输出端子的上述电容器中流过的电流的；

上述电流检测部通过将上述直流输出电压进行微分而检测流过上述电容器的电流。

4.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

具备检测流过上述电感器的电流的电流检测部；

上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。

5.如权利要求4所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述电流检测部是用于检测流过上述电感器中的电流的；

具备将包含在由上述电流检测部检测到的信号中的直流信号成分除去的高通滤波器；

上述比较器基于通过了上述高通过滤器的信号生成上述判断信号。

6.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述延迟部使用上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率，使上述判断信号延迟由以下的(1)式计算的上述规定的延迟时间td的量，

[数式1]

$t_d=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{ref}})V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\frac{1}{f_{\mathrm{sw}}}...\left(1\right).$

7.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

具备以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数、输出对应的上述规定的延迟时间的延迟时间选择表；

上述延迟部以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数，从上述延迟时间选择表中选择对应的上述规定的延迟时间，使上述判断信号延迟所选择的延迟时间量。

8.如权利要求7所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述延迟部具有：

控制电压生成部，生成对应于从上述延迟时间选择表输出的延迟时间的控制电压；及

延迟电路，具有使上述判断信号延迟的级联连接的多个延迟元件，各延迟元件的延迟时间能够通过上述控制电压调整。

9.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述延迟部具有：

延迟锁相环(DLL)电路，使级联连接的多个第1延迟元件的延迟时间同步于时钟信号而进行调整；

延迟电路，具有同步于上述多个第1延迟元件的延迟时间而调整延迟时间的、级联连接的多个第2延迟元件；

切换电路，对上述多个第2延迟元件是否分别用于决定上述延迟电路的延迟时间进行切换；

延迟时间生成部，基于上述直流输入电压及上述基准电压设定上述延迟电路的延迟时间；及

切换控制部，基于由上述延迟时间生成部生成的延迟时间，生成用于切换控制上述切换电路的切换控制信号。

10.如权利要求1所述的DC-DC变换器控制装置，其特征在于，

上述直流输出电压是比上述直流输入电压低的电压电平。

11.一种DC-DC变换器，其特征在于，

具备：

电感器，夹插在直流输入电压的输入端子和上述直流输出电压的输出端子之间；

电容器，被连接于上述电感器；

开关，对是否将上述直流输入电压施加于上述电感器进行切换；

减法器，生成上述直流输出电压与基准电压的电压差信号；

比较器，生成表示上述电压差信号的正负的判断结果的判断信号；及

延迟部，使上述判断信号延迟规定的延迟时间量，

上述开关基于由上述延迟部延迟了的上述判断信号被接通/关断控制；

上述规定的延迟时间由上述直流输入电压、上述基准电压、和将上述开关接通/关断的频率决定。

12.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

具备检测流过上述电容器的电流的电流检测部；

上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。

13.如权利要求12所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述电流检测部是用于检测一端侧被连接于上述输出端子的上述电容器中流过的电流的；

上述电流检测部通过将上述直流输出电压进行微分而检测流过上述电容器的电流。

14.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

具备检测流过上述电感器的电流的电流检测部；

上述比较器基于对应于由上述电流检测部检测到的电流的信号生成上述判断信号。

15.如权利要求14所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述电流检测部是用于检测上述电感器中流过的电流的；

具备将包含在由上述电流检测部检测到的信号中的直流信号成分除去的高通滤波器；

上述比较器基于通过了上述高通过滤器的信号而生成上述判断信号。

16.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述延迟部使用上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率，使上述判断信号延迟由以下的(1)式计算的上述规定的延迟时间td的量，

[数式1]

$t_d=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{ref}})V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{in}}^2}\frac{1}{f_{\mathrm{sw}}}...\left(1\right).$

17.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

具备以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数、输出对应的上述规定的延迟时间的延迟时间选择表；

上述延迟部以上述直流输入电压、上述基准电压、将上述开关接通/关断的频率的组合作为输入参数，从上述延迟时间选择表中选择对应的上述规定的延迟时间，使上述判断信号延迟所选择的延迟时间量。

18.如权利要求17所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述延迟部具有：

控制电压生成部，生成与从上述延迟时间选择表输出的延迟时间对应的控制电压；及

延迟电路，具有使上述判断信号延迟的级联连接的多个延迟元件，各延迟元件的延迟时间能够通过上述控制电压调整。

19.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述延迟部具有：

延迟锁相环(DLL)电路，使级联连接的多个第1延迟元件的延迟时间同步于时钟信号而进行调整；

延迟电路，具有同步于上述多个第1延迟元件的延迟时间而调整延迟时间的、级联连接的多个第2延迟元件；

切换电路，将上述多个第2延迟元件是否分别用于决定上述延迟电路的延迟时间进行切换；

延迟时间生成部，基于上述直流输入电压及上述基准电压设定上述延迟电路的延迟时间；及

切换控制部，基于由上述延迟时间生成部生成的延迟时间，生成用于切换控制上述切换电路的切换控制信号。

20.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，

上述直流输出电压是比上述直流输入电压低的电压电平。

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