KR20060119925A

KR20060119925A - 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치

Info

Publication number: KR20060119925A
Application number: KR1020067004337A
Authority: KR
Inventors: 카오민 타; 히로아키 다카세; 히데유키 고바야시
Original assignee: 닛본 세이고 가부시끼가이샤; 엔에스케이 스티어링 시스템즈 가부시기가이샤
Priority date: 2003-09-02
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2006-11-24
Also published as: US20070029959A1; EP1661792A1; JPWO2005023626A1; US7345442B2; WO2005023626A1; JP4681453B2

Abstract

인버터의 암 단락을 방지하는 데드 밴드 보상에 의하여, 모터 전압 및 전류의 왜곡이나 모터의 토크 리플(torque ripple)이 발생하여 핸들 조작 시에 위화감을 주기 때문에, 전류 지령치에 따라서 작성된 모델 전류를 기초로 하여 전압 왜곡을 추정하는 데드 밴드 보상을 이용함으로써, 모터 전압, 전류 왜곡 및 토크 리플을 개선하여, 전동 파워 스티어링(power steering) 장치의 핸들 조작에 위화감을 주지 않게 된다.

파워 스티어링, 전류 왜곡, 전압 왜곡, 토크, 인버터, 휠링, 데드 밴드

Description

전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치{DEVICE FOR CONTROLLING ELECTRIC-MOTOR POWER STEERING DEVICE}

본 발명은, 자동차나 차량의 조향계(steering system)에 모터에 의한 조향 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링(power steering) 장치의 제어 장치에 관한 것이며, 특히 모터 구동용 인버터의 데드 밴드(dead band) 제어 기능을 개선한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 관한 것이다.

자동차나 차량의 스티어링 장치를 모터의 회전력으로 보조력을 가하는 전동 파워 스티어링 장치는, 모터의 구동력을 감속기를 통하여 기어 또는 벨트 등의 전달 기구에 의해, 스티어링 샤프트 또는 랙(lack) 축에 보조력을 가하도록 되어 있다. 그리고, 상기 모터가 원하는 토크(torque)를 발생하도록 모터에 전류를 공급하기 위하여, 모터 구동 회로에 인버터(inverter) 등이 이용되고 있다.

여기서, 일본국 특허 문헌(일본국 특개평 8(1996)-142884호 공보)에 개시되어 있는 전동 파워 스티어링 장치의 기본적인 구성을 도 1에 나타내고, 그 중에서 모터 구동 회로를 도 2에 상세하게 나타낸다. 도 1에서, 토크 센서(103; torque sensor)에 의하여 검출된 토크가 위상 보상기(121)에 입력되어 토크 지령치가 산출된다. 다음에, 전류 지령 연산기(122)에 토크 지령치가 입력되고, 차속 센서(112; speed sensor)에 의하여 검출된 차속을 더하여 전류 지령 연산기(122)에서 전류 지령치 Iref가 산출된다. 이 제어에서는 피드백 제어가 채용되고, 제어 대상인 모터(11O)의 전류 Imes를 모터 전류 검출 회로(142)에서 검출하고, 비교기(123)에 피드백되어 전류 지령치 Iref와 비교하여 오차가 산출된다. 상기 오차는 비례 연산기(125) 및 적분 연산기(126)에서 이른바 비례 적분 제어된다. 과도 응답을 양호하게 하기 위한 미분 보상기(124)에는 전류 지령치가 입력되고, 가산기(127)에서 미분 보상기(124), 비례 연산기(125) 및 적분 연산기(126)의 각각의 출력이 합산되어 전류 제어치 E가 산출된다. 모터 구동 회로(141)는 입력치인 전류 제어치 E에 따라 모터(110)에 전류를 공급한다. 그리고, 배터리(114)는 모터 구동 회로의 전원이 된다.

상기 모터 구동 회로(141)를 도 2에서 상세하게 나타낸다. 모터 구동 회로(141)는, 스위칭 소자인 FET으로 이루어지는 인버터부와 FET의 게이트를 제어하는 게이트 제어부로 구성되어 있다. 인버터부는 FET1와 FET3에 의한 상하 암, 또는 FET2와 FET4로 이루어지는 상하 암에 의하여 H 브리지가 구성되어 있다. 게이트 제어부는 전류 제어값 E가 변환부(130)에 입력되고, 각각의 FET에 대한 타이밍 신호가 작성되어 게이트 구동 회로(133a, 134a, 133b, 134b)에 입력되어 FET의 게이트 구동이 가능한 게이트 신호가 작성된다. 그러나, 변환부(130)에서 작성된 타이밍 신호가 직접 게이트 구동 회로(134a 및 134b)에 입력되지 않고, 각각 데드 타임 회로(131) 및 데드 타임 회로(132)에 입력되는 것은 다음과 같은 이유가 있기 때문이다.

인버터부를 구성하는 각 상하 암, 예를 들면 FET1과 FET3은 교대로 온(on), 오프(off)를 반복하고, FET2와 FET4도 교대로 온, 오프를 반복한다. 그러나, FET는 이상적인 스위치가 아니고, 게이트 신호의 지시대로 순간적으로 온, 오프하지 않고, 턴온 타임이나 턴 오프 타임을 필요로 한다. 그러므로, FET1에의 온의 지시와 FET3에의 오프의 지시가 동시에 행해지면, FET1 및 FET3가 동시에 온되어 상하 암이 단락(short)되는 문제점이 있다. 그래서, FET1과 FET3이 동시에 온되지 않도록, 게이트 구동 회로(133a)에 오프 신호를 주었을 때, 게이트 구동 회로(134a)에 즉시 온 신호를 주지 않고 데드 타임 회로(131)에서, 이른바 데드 타임이라는 소정 시간 간격을 두고 온 신호를 게이트 구동 회로(134a)에 주어서, FET1과 FET3의 상하의 단락을 방지하고 있다. 이것은, FET2와 FET4에도 동일하게 해당된다.

그러나, 상기 데드 타임은, 전동 파워 스티어링 장치의 제어에 토크 부족이나 토크 리플(torque ripple)의 문제를 발생시키는 원인이 된다. 이하, 상기 문제에 대하여 상세하게 설명한다.

먼저, 데드 타임, 턴온 타임, 턴 오프 타임의 관계를 도 3(a) ~ 도 3(d)에서 나타낸다. 도 3(a) ~ 3(d)에서, 신호 K를 기본적인 FET1 및 FET3에 대한 온, 오프 신호로 설정한다. 그러나, 실제로는 FET1에는 게이트 신호 K1이 부여되고, FET2에는 게이트 신호 K2가 부여된다. 즉, 데드 타임 Td가 확보되어 있다. FET1과 FET2로부터 구성되는 상(相) 전압을 Van이라 한다. 게이트 신호 K1에 의한 온 신호가 주어져도 즉시 FET는 온되지 않고, 턴온 타임 Ton의 시간동안 턴온되어 있고, 한편 오프 신호를 부여하여도 즉시 오프되지 않고 턴 오프 타임 Toff의 시간 동안 턴 오 프되어 있다. 그리고, Vdc는 인버터의 전원 전압이다.

따라서, 전체 지연 시간 Ttot는 하기 (1)식과 같이 나타낸다.

Ttot = Td + Ton - Toff ···(1)

이 된다. 여기서, 턴온 타임 Ton이나 턴 오프 타임 Toff는 사용하는 FET나 IGBT 등의 종류 및 용량 등에 의해 변화된다. 또, 데드 타임 Td는 일반적으로 턴온 타임 Ton나 턴 오프 타임 Toff보다 길어지게 된다.

다음에, 상기 데드 타임 Td에 의한 영향에 대하여 설명한다.

먼저, 전압에 대하여는 다음과 같은 영향이 있다. 도 3(a) ~ 3(d)에 나타낸 바와 같이, 이상적인 게이트 신호 K에 대해서 실제 게이트 신호 K1이나 K2는 데드 타임 Td의 영향으로 게이트 신호 K와 상이하게 된다. 그러므로 전압에 왜곡이 발생하지만, 그 왜곡 전압의 값 ΔV를 모터 전류의 방향이 플러스(+)일 경우(전류가 전원으로부터 모터로 흐르는 경우)에는 (2)식으로 나타내고, 또, 전류의 방향이 마이너스(-)의 경우(전류가 모터로부터 전원으로 흐르는 경우))에는 (3)식으로 나타낸다.

-ΔV = -(Ttot/Ts)·(Vdc/2) ···(2)

단, Ts는 인버터를 PWM 제어하는 경우의 PWM 주파수 fs의 역수 Ts = 1/fs이다.

ΔV = (Ttot/Ts)·(Vdc/2) ···(3)

이 된다. 상기 (2)식과 (3)식을 하나의 식으로 나타내면 하기 (4)식과 같이 된다.

ΔV = -sign(Is)·(Ttot/Ts)·(Vdc/2) ···(4)

여기서, sign(Is)는 모터 전류의 극성을 나타낸다.

(4)식으로부터 유도되는 것은, 왜곡 전압 ΔV는 주파수 fs가 높고, 전원 전압 Vdc가 작을수록 데드 타임 Td의 영향이 크게 나타나는 것을 알 수 있다.

전압 왜곡에 대한 데드 타임 Td의 영향에 대하여 설명하였으나, 전류 또는 토크도, 데드 타임 Td에 의하여 바람직하지 않은 영향을 받는다. 전류 왜곡에 대해서는, 전류가 플러스로부터 마이너스로, 혹은 마이너스로부터 플러스로 변화할 때에 전류가 제로(0)부근에 가까워지는 현상(제로 클럼프 현상)이 데드 타임 Td에 의해 발생한다. 이것은 부하(모터)가 인덕턴스 때문에, 데드 타임 Td에 의하여 전압의 감소가 전류를 제로로 유지하려고 하는 경향이 있기 때문이다.

또, 토크에 대한 데드 타임 Td의 영향으로서는 토크의 출력 부족이나 토크 리플의 증가로 나타난다. 즉, 전류 왜곡이 저차 고조파를 발생시켜, 그것이 토크 리플의 증가로 연결된다. 또, 토크의 출력 부족은 이상적인 전류로부터 데드 타임 Td의 영향에 의하여 실제 전류가 작아지므로 발생한다.

이와 같은 데드 타임 Td의 바람직하지 않은 영향을 방지하기 위해 각종 대책, 이른바 데드 밴드 보상이 고려되고 있다. 그 기본적인 생각은 (4)식에 나타낸 왜곡 전압 ΔV를 보상하는 것이다. 따라서, (4)식을 보상하기 위해서는 하기 (5)식에서 나타낸 보정 전압 Δu에 의해 보정한다.

Δu = sign(Is)·(Ttot/Ts)·(Vdc/2) ···(5)

여기서, 문제가 되는 것은 전류 Is의 극성 sign(Is)를 정확하게 검출할 수 없는 점이다. 전류 Is의 극성을 측정할 때, PWM 제어의 노이즈나 전술한 전류의 제로 클램프 현상에 의하여 전류 Is의 극성을 정확하게 측정하기 곤란하다.

종래의 데드 밴드 보상(예를 들면 문헌(1)(벤 브라힘 「3상 PWM 인버터의 데드 타임 보상 해석」학회지 IEEE-IEC0N98, 2권, p.792 ∼797(Ben-Brahim, The analysis and compensation of dead-time effects in the three phase PWM inverters, Proceedings of the IEEE-IEC0N98, Volume2, p. 792 ∼ 797)에 개시되어 있다.)은 그 방법이 복잡하며, 하드웨어의 추가가 필요하고, 또한 모터 전류 등의 부하 전류의 변화를 고려한 대책을 세우고 있지 않다.

그러므로, 인버터의 상하 암 단락을 방지하기 위한 데드 밴드 보상이 모터 전압, 전류의 왜곡 또는 토크의 출력 부족이나 토크 리플의 증가를 초래하여, 종래의 데드 밴드 보상의 개선책은 복잡하고, 또한 하드웨어의 추가를 초래하며, 또 모터 부하 전류의 영향을 고려하지 않는 불완전한 데드 밴드 보상 방법이었다.

본 발명은 전술한 바와 같은 사정에 따라 이루어진 것이며, 본 발명의 목적은, 구성이 간단하며 모터 부하 전류의 영향도 고려한 데드 밴드 보상 방법을 사용함으로써, 모터 전압, 전류의 왜곡이나 토크 리플이 적은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공하는 것에 있다.

본 발명은, 적어도 스티어링 샤프트에 발생하는 조향 토크 신호에 따라 연산된 전류 지령치와 적어도 상기 전류 지령치를 입력으로 하는 전류 제어 회로의 출력인 전압 지령치에 따라, 스티어링 시스템에 조향 보조력을 부여하는 모터의 전류를 인버터를 사용하여 제어하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 관한 것이며, 본 발명의 목적은, 상기 전류 지령치를 기초로 하여 모델 전류를 작성하고, 상기 모델 전류를 기초로 하여 상기 인버터의 데드 밴드 보상을 행하는 데드 밴드 보상 회로를 구비함으로써 달성된다.

또, 본 발명의 목적은, 상기 데드 밴드 보상 회로의 출력치가, 고정치에 상기 모델 전류에 비례하는 변화치를 가산한 가산치인 것에 의해 달성된다. 또, 본 발명의 목적은, 상기 데드 밴드 보상 회로의 출력치가, 고정치 이하에서는 상기 모델 전류에 비례하는 제2 변화치이고, 상기 고정치 이상에서는 상기 고정치에 상기 모델 전류에 비례하는 변화치를 가산한 가산치인 것에 의해 달성된다. 또, 본 발명의 목적은 상기 고정치가 상기 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 특성으로부터 결정되는 값인 것에 의해 달성된다. 본 발명의 목적은, 상기 모델 전류가 상기 전류 지령치를 입력치로하고, 1차 지연 함수로 구성되는 기준 모델 회로의 출력치인 것에 의해 달성된다. 본 발명의 목적은, 상기 데드 밴드 보상 회로의 입력에 히스테리시스(hysteresis) 특성 회로를 설치함으로써 달성된다. 또, 본 발명의 목적은, 상기 히스테리시스 특성 회로의 히스테리시스 폭이, 상기 모터의 회전 속도 또는 상기 전류 지령치에 따라 산출됨으로써 달성된다.

도 1은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 구성을 나타낸 도이다.

도 2는 전동 파워 스티어링 장치의 인버터의 데드 타임을 고려한 게이트 회로 구성을 나타낸 도이다.

도 3(a) ~ 3(d)는 인버터의 스위칭에서의 데드 타임, 턴온 타임, 턴 오프 타임의 관계를 나타내는 도면이다.

도 4는 본 발명의 데드 밴드 보상을 구비한 전동 파워 스티어링 장치의 기본 제어 방식을 나타낸 도면이다.

도 5는 실시예 1의 데드 밴드 보상 중의 상세한 구성을 나타낸 도면이다.

도 6은 전류 지령치 Iref와 실제 모터 전류 Imes의 관계를 나타내는 도면이다.

도 7은 실시예 1의 데드 밴드 보상의 보상치의 특성을 나타낸 도면이다.

도 8은 실시예 1의 변형예인 데드 밴드 보상 중의 상세한 구성을 나타낸 도면이다.

도 9는 실시예 1의 변형예의 데드 밴드 보상의 보상치의 특성을 나타낸 도면이다.

도 10은 실시예 2의 데드 밴드 보상 중의 상세한 구성을 나타낸 도면이다.

도 11은 실시예 2의 데드 밴드 보상의 보상치의 특성을 나타낸 도면이다.

도 12는 본 발명을 정현파(sine wave) 모터에 적용하여, 그 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.

도 13은 본 발명을 직사각형파 모터에 적용하여, 그 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.

도 14는 모터의 회전 속도 및 전류 지령치와 히스테리시스 폭의 관계를 나타낸 도면이다.

도 15는 실시예 3의 데드 밴드 보상의 보상치의 특성을 나타낸 도면이다.

본 발명은, 전류 지령치로부터 모델 전류 Imod를 작성하고, 상기 모델 전류를 기초로 하여, 전류의 극성 sign(Imod) 및 왜곡 전압 AV의 양을 추정하여, 상기 왜곡 전압 ΔV의 양에 극성을 부여한 보상치를 산출하여 데드 밴드 보상한다. 모델 전류를 이용함으로써, 전술한 극성을 정확하게 측정하는 것이 곤란한 실측 모터 전류를 이용하지 않는 것이 본 발명의 중요한 포인트이다.

[실시예 1]

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예 1에 대하여 상세하게 설명한다.

도 4는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치의 기본 구성이다. 스티어링 샤프트에 발생하는 조향 토크 신호 Tref에 따라 전류 지령치 산출 회로(4)에 의하여 전류 지령치 Iref가 연산된다. 한편, 모터(1)의 전류 Imes를 전류 검출기(6)에서 검출하고, 감산 회로(7)에 피드백하여, 방금 전의 전류 지령치 Iref와 모터 전류 I의 오차를 산출하고, 전류 제어 회로(3)에 입력하여 전압 지령치 u를 산출한다. 그리고, 인버터(2)는 전압 지령치 u를 기초로 하여 PWM 제어된다. 인버터(2)의 구성은 도 2에 나타낸 바와 같이 상하 암이 2개인 단상 인버터일 수도 있고, 상하 암이 3개로 구성되는 3상 인버터일 수도 있다.

이상의 기본 제어 구성에, 본 발명의 데드 밴드 보상 회로(5)가 추가된다. 즉, 데드 밴드 보상 회로(5)에서는 전류 지령치 Iref를 입력으로 하고, 보상치 Δu 가 산출되어, 전류 제어 회로(3)의 출력인 전압 지령치 u에 가산 회로(8)에서 가산된다.

다음에, 데드 밴드 보상 회로(5)를 도 5에서 상세하게 나타낸다. 먼저 데드 밴드 보상 회로(5)의 구성에 대하여 설명하고, 그 다음에 그 작용에 대하여 설명한다.

데드 밴드 보상 회로(5)의 입력으로서의 전류 지령치 Iref가 기준 모델 회로(51)에 입력되어, 모델 전류 Imod가 출력된다. 모터의 실측 전류가 아닌, 상기 모델 전류 Imod에 의해 데드 밴드 보상되는 것이 본 발명의 제1 특징이다.

보상치 Δu는, 보상치 Δu의 극성과 보상치 Δu의 양(이하, 보상치량 Δu2라고 기술함)에 의하여 구성된다.

먼저 보상치 Δu의 극성을 구한다. 기준 모델 회로(51)의 출력인 모델 전류 Imod는 극성 판정 회로(53)에 입력되어, 그 극성이 판정된다. 극성 판정 회로(53)의 출력인 sign(Imod)는, “+1” 또는 “-1”의 형태로 출력된다.

다음에, 보상치 Δu의 양, 즉 보상치량 Δu2를 산출한다. 기준 모델 회로(51)로부터 출력된 모델 전류 Imod는 보상치량 Δu2의 산출에도 사용된다. 먼저 모델 전류 Imod는 절대치 회로(55)에 입력되고, 절대치 회로(55)의 출력인 |Imod|는 변화치 산출 회로(56)에 입력되어 변화치 Δu1이 산출된다. 상기 변화치 Δu1을 고려한 데드 밴드 보상, 즉 모터 부하 변동에 의한 모터 전류의 변화를 고려한 데드 밴드 보상을 행하는 것이 본 발명의 제2 특징이다.

그리고, 고정치 설정 회로(54)에서 설정된 고정치 Δu0와 변화치 Δu1이 가 산 회로(58)에서 가산되고, 그 출력(Δu0 + Δu1)은 보상치량 Δu2에 해당한다. 보상치량 산출 회로는 도 5의 점선 A에 의해 둘러싸이는 부분이며, 절대치 회로(55), 변화치 산출 회로(56), 고정치 설정 회로(54) 및 가산 회로(58)에 의해 구성된다. 모델 전류 Imod는 보상치량 산출 회로에 입력되어, 보상치량이 출력된다.

마지막으로, 극성 판정 회로(53)의 출력인 sign(Imod)와 보상치량 Δu2 = (Δu0 + Δu1)가 극성 부여 회로의 일례인 곱셈 회로(57)에 입력되고, 그 출력으로서 극성을 가진 보상치 Δu가 산출된다. 이상으로 데드 밴드 보상 회로(5)의 기본 구성에 대하여 설명하였다. 이하에서, 각 회로의 작용에 대하여 상세하게 설명한다.

먼저 기준 모델 회로(51)는, 전류 지령치 Iref를 입력하여 모델 전류 Imod를 산출한다. 여기서, 기준 모델 회로(51)의 전달 함수는 하기 (6)식과 같이 된다.

MR(s) = 1/(1 + Tc· s) ···(6)

여기서, Tc = 1/(2π·fc)이며, fc는 전류 제어 루프의 컷오프(cutoff) 주파수이다.

이 1차 지연 함수는, 도 4의 모터(1)의 특성을 나타내는 함수인 1/(R + s·L)을 전류 제어 회로(3), 인버터(2), 전류 검출 회로(6)에 따라서 유도되는 전류 제어 루프의 모델 함수이다.

여기서, 전류 지령치 Iref와 실제 모터 전류 Imes의 관계의 일례를 도 6에 나타낸다. 실제 모터 전류 Imes는 노이즈를 많이 포함하고 있고, 이것이 제로 전류 부근에서의 극성 판정을 곤란하게 하고 있다. 그래서, 실제 전류 Imes를 사용 하지 않고, 노이즈가 없는 전류 지령치 Iref를 기초로 하여 1차 지연 회로에 의하여 모터 전류를 작성하고 있다.

다음에, 모델 전류 Imod의 극성은 극성 판정 회로(53)에 입력되어, 모델 전류 Imod의 극성인 sign(Imod)가 산출된다. sign(Imod)는 (7)식에 나타낸 바와 같이 “+1” 또는 “-1” 중 어느 한쪽의 값을 가진다. 전술한 바와 같이 노이즈 등의 영향때문에, 실제 모터 전류나 인버터 전류를 측정하여 극성을 정확하게 판정하는 것은 매우 곤란하지만, 본 발명과 같이 모델 전류를 사용하여 판정하면, 이와 같은 곤란한 점을 해소할 수 있다.

Sign(Imod) = +1 또는 -1 ···(7)

다음에, 보상치 산출 회로에 대하여, 즉, 모델 전류 Imod로부터 보상치 Δu의 양인 보상치량 Δu2을 산출하는 방법에 대하여 설명한다. 먼저 모델 전류 Imod가 절대치 회로(55)에 입력되어 |Imod|가 출력된다. 절대치를 구하는 이유는, 보상치의 양을 산출하므로 먼저 극성을 통일시킨다. 다음에, 절대치 회로(55)의 출력 |Imod|는 변화치 산출 회로(56)에 입력되어, 변화치 Δu1이 산출된다. 여기서 변화치 산출 회로(56)의 입력과 출력의 관계는 하기 (8)식과 같이 나타낸다.

Δu1 = Req·|Imod-Ic| ···(8)

이다. 여기서 Req는 등가 저항을 나타낸다. 단, Imod > Ic이다. Ic > Imod > 0에서는, Δu1 = O이다. 즉, 모델 전류 Imod가 작은 값에서는 변화치 Δu1의 보상은 실행되지 않는다. 그리고, 실제로는 전류의 증가에 대해서 변화치는 한계에 도달하게 된다.

여기서 중요한 것은, (8)식에서 나타낸 변화치 Δu1이 모델 전류 Imod에 비례하여 변화하고 있는 것이다. 즉, 모터 부하의 변동에 의한 모터 전류의 변동을 고려한 변화치 Δu1을, 보상치 Δu에 내장하고 있는 점이다. 이것은 종래의 데드 밴드 보상에서는 고려되고 있지 않는 점이다.

한편, 고정치 설정 회로(54)에서 고정치 Δu0가 설정된다. 상기 고정치 ΔuO는하기 (9)식에 의하여 구해진다.

ΔuO = (Ttot/Ts)·(Vdc/2) ···(9)

여기서, 전체 지연 시간 Ttot는 (1)식에 나타낸 바와 같이 Ttot = Td + Ton - Toff이다. 데드 타임 Td나 턴온 타임 Ton 및 턴 오프 타임 Toff는, 인버터에 사용하는 스위칭 소자의 종류 등에 의하여 결정되는 값이다. 예를 들면 FET의 경우라 하더라도, 정격 전압이나 정격 전류가 클수록 턴온 타임 Ton이나 턴 오프 타임 Toff가 커지는 특성이 있다. 또, 대용량의 인버터에 사용되는 FET의 소자는 턴온 타임 Ton이나 턴 오프 타임 Toff이 커지는 경향이 있다. 또, 턴온 타임 Ton이나 턴 오프 타임 Toff가 커지면 상하 암의 단락이 발생하지 않도록 데드 타임 Td도 커진다. Vdc는 배터리 전압에 의해 결정된다.

이상에서 설명한 바와 같이, 고정치 Δu0는 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 인버터에 의해 결정되는 값이다.

다음에, 가산 회로(58)에서 변화치 Δu1와 고정치 Δu0가 (10)식에 나타낸 바와 같이 가산되고, 보상치량인 Δu2가 산출된다.

Δu2 = (Δu0 + Δu1) ···(10)

(10)식의 의미는, 인버터의 종류에 의해 결정되는 고정치 Δu0를 기준으로, 상기 고정치 Δu0에 모터 전류의 영향을 고려한 변화치 Δu1에 의하여 보상치량 Δu2를 조정하고 있다.

마지막으로, 보상치량 Δu2에 극성을 부여하여 보상치 Δu를 산출한다. 구체적으로는, 극성 부여 회로의 일례인 곱셈 회로(57)에서 (11)식에 나타낸 바와 같이, 극성 판정 회로(53)의 출력인 sign(Imod)와 보상치량을 나타낸 (Δu0 + Δu1)이 곱하여 진다.

Δu = sign(Imod)·Δu2

= sign(Imod)·(Δu0 +Δu1) ···(11)

이다. 여기서, sign(Imod)는 “+1” 또는 “-1”의 값을 가지므로, 보상치 Δu는(Δu0 + Δu1) 또는 -(Δu0 + Δu1)의 값을 취한다. 상기 보상치 Δu를 도시하면 도 7과 같이 된다.

상기한 바와 같이 산출된 보상치 Δu는, 가산 회로(8)에서 도 4에서 나타낸 전류 제어 회로(3)의 출력인 전압 지령치 u에 가산된다. 전압 지령치 u에 대해 보상치 Δu가 가산되는 의미는, 전압 지령치 u의 나타낸 기본 제어에, 상하 암 단락을 방지하기 위한 데드 타임에 의한 전압, 전류 왜곡이나 토크 리플을 개선시키는 보상치 Δu를 고려하여 제어하는 것이다.

본 실시예에 의하면 모델 전류를 사용하므로, 노이즈가 많고 오판정이 많은 실측 전류의 극성 판정을 사용하지 않고, 간단한 제어 회로 구성에 의하여 모터 전압 및 전류 왜곡의 발생을 방지하고, 토크 리플이 많아지는 것을 방지하는 데드 밴 드 보상을 실현할 수 있다.

도 8에 실시예 1의 변형예를 나타낸다. 본 변형예는, 기준 모델 회로(51)의 출력에 히스테리시스 회로(52)를 추가한 실시예이다. 부하 전류가 영점을 통과할 때 극성이 불안정하게 이루어지는 것(보상치의 채터링(chattering))을 방지하여, 안정된 제어를 가능하게 하는 점에서 개선된 변형예이다. 히스테리시스 회로(52)를 고려한 보상치 Δu를 도시하면 도 9와 같이 된다. 모델 전류에는 노이즈가 적기 때문에, 실제 모터 전류를 사용한 경우에 비해서 히스테리시스 폭을 작게 할 수 있으므로, 보다 정확한 데드 밴드 보상이 가능하게 된다.

그리고, 본 실시예에서는 보상치 Δu를 구하는 스텝으로서, 극성 sign(Imod)와 보상치의 양 Δu2를 분리하여 산출했지만, 분리하지 않고 보상치 Δu를 산출하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다.

[실시예 2]

이상 설명한 실시예 1에서는, 히스테리시스 회로(52)의 유무에 관계없이, 모델 전류 Imod가 0[A] 부근에서는, 고정치 -Δu0로부터 고정치 Δu0로 급격하게 변화하는 부분, 또는 고정치 ΔuO로부터 고정치 -Δu0로 급격하게 변화하는 부분이 있다. 고정치 Δu0의 값이 작은 경우는, 이러한 급격한 변화는 핸들 조작의 휠링(wheeling)에 위화감을 주지 않지만, 고정치 Δu0의 값이 큰 경우는, 이 급격한 변화에 의해, 핸들 조작의 휠링이 악화되는 문제점이 있다. 그리고, 고정치 Δu0의 값이 커지는 것은, 주로 대형 차량에서의 대용량 FET 등을 사용하는 경우를 생각할 수 있다.

그래서, 상기 문제를 해결하기 위해는, 고정치 Δu0 대신, 모델 전류 Imod가 작은 영역(고정치 Δu0 이하)에서도 모델 전류 Imod에 비례하는 제2 변화치의 특성을 갖게하여, 고정치 Δu0에 이르면 실시예 1과 같이 모델 전류 imod에 비례한 변화치 Δu1과 고정치 Δu0를 가산한 보상치 Δu인 (Δu0 + Δu1)에 따라서, 실시예 1과 같은 데드 밴드 보상을 실시한다.

이 생각에 따른 데드 밴드 보상 회로(5)를 도 10에서 상세하게 나타낸다. 또, 그 데드 밴드 보상의 보상치의 특성을 도 11에 나타낸다. 도 10에서, 실시예 1의 데드 밴드 보상 회로와 상이한 것은 고정치 설정 회로(54)의 부분이다. 실시예 2에서는, 고정치 설정 회로(54) 대신 제2 변화치 Δu3를 산출하는 제2 변화치 산출 회로(60)를 설치하고 있다. 제2 변화치 산출 회로(60)는, 모델 전류 Imod에 비례하는 제2 변화치 Δu3를 산출하는 모델 전류 Imod가 0[A] 부근에서는 불감대를 가지고 있다. 제2 변화치의 Δu3 변화의 경사나 불감대의 크기는, FET의 종류나 핸들 조작의 휠링 등에 의해 장치마다 구체적으로 결정된다. 데드 밴드 보상 회로(5)의 그 외의 부분의 구성 및 작용은 실시예 1과 동일하다.

실시예 2의 데드 밴드 보상 회로(5)에 의한 데드 밴드 보상 특성을 도 11에 나타낸다. 이와 같은 특성은, 제2 변화치 산출 회로(60)의 불감대에 의해 채터링을 방지하고, 제2 변화치 Δu3에 의해 고정치 Δu0로부터 고정치 -ΔAu0까지의 급격한 변화를 방지할 수 있다. 그 결과, 실시예 2는 실시예 1의 문제점인 핸들 조작의 휠링의 악화를 방지할 수 있는 효과를 가진다.

다음에, 본 발명의 데드 밴드 보상을 사용하여 시뮬레이션 한 결과를 도 12(a), 12(b) 및 도 13(a), 13(b)에 나타낸다.

도 12(a)는 3상 정현파 모터에 본 발명의 데드 밴드 보상을 적용하지 않는 경우, 도 12(b)는 데드 밴드 보상을 적용한 경우의 1상 분의 모터 전류의 결과에 대하여 나타내고 있다. 도 12(a)에 나타낸 바와 같이 데드 밴드 보상을 이용하지 않으면, 모터 전류의 피크치 부근이나 제로 점 부근에서 왜곡이 발생하고 있다. 한편, 도 12(b)에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 데드 밴드 보상을 행하는 경우는, 도 12(a)와 비교하여 전류의 왜곡은 거의 발생하지 않는다.

도 13(a)는 3상 직사각형파 모터에 데드 밴드 보상을 적용하지 않는 경우, 도 13(b)는 데드 밴드 보상을 적용한 경우의 모터 전류의 결과에 대하여 각각 나타내고 있다. 도 13(a)의 데드 밴드 보상을 행하지 않는 경우는, 전류 지령치 Iref에 대해서 실제 전류 Imes가 상당히 왜곡되어 있는 것을 알 수 있다. 이것을 상세하게 살펴보면, 어느 상의 제로 전류 부근의 왜곡의 영향이 다른 상의 최대 전류 부근의 왜곡에 영향을 주고 있다. 도 12(a)의 정현파 전류 모터의 시뮬레이션에서, 전류 파형이 제로 부근과 최대 전류 부근에서 왜곡이 발생하고 있지만, 도 13(a)의 발생 이유와 동일하다고 볼 수 있다. 모터 전류의 최대 전류가 왜곡되면, 모터의 토크 리플이 크게 발생하게 된다. 한편, 도 13(b)의 데드 밴드 보상을 실시한 경우에는, 실제 전류 Imes는 전류 지령치 Iref에 보다 가까운 값을 발생하여, 전류 왜곡도 명백하게 적어진다. 즉, 본 발명의 데드 밴드 보상을 사용하면, 정현파 전류 모터에서도 직사각형파 전류 모터에서도 전류의 왜곡이 적어져서, 토크 리플도 억제할 수 있다.

[실시예 3]

다음에, 히스테리시스 특성 회로의 히스테리시스 폭의 개선에 관한 실시예에 대하여 설명한다. 그것은, 모델 전류 Imod는 실제 모터 전류 Imes를 완전하게 모델화하지 못하고, 모델 전류 Imod와 실제 모터 전류 Imes의 사이에는 오차가 존재하는 문제점이 있으며, 그 문제에 대하여 도 14를 참조하여 설명한다.

도 14(a)는, 전류 지령치 Iref가 크고, 또한 모터의 회전 속도 ω도 빠른 경우의 모델 전류 Imod와 실제 모터 전류 Imes의 관계를 나타낸 도면이다. 한편, 도 14(b)는, 전류 지령치 Iref가 작고, 또한 모터의 회전 속도 ω가 느린 경우의 모델 전류 Imod와 실제 모터 전류 Imes의 관계를 나타낸 도면이다.

도 14(a)의 t = tA에서, 모델 전류 Imod의 플러스와 마이너스로 극성을 판정하는 경우, 모델 전류 Imod가 이미 플러스에서 마이너스로 극성이 변하였음에도 불구하고, 실제 모터 전류 Imes는 아직도 플러스의 극성이므로, 틀린 극성 데드 밴드 보상을 실시한다. 이를 방지하기 위해 히스테리시스 특성을 가지지만, 도 14(a)의 모델 전류 Imod와 실제 모터 전류 Imes의 관계와, 도 14(b)에서의 상기 전류들의 관계를 비교하면, 전류 지령치 Iref가 크고, 모터의 회전 속도ω가 빠를 수록 오차가 커진다. 즉, 전류 지령치 Iref, 또는 모터의 회전 속도 ω를 고려한 히스테리시스 폭을 결정할 필요가 있다.

이와 같은 문제를 개선한 실시예를, 도 15를 참조하여 설명한다. 도 15의 실시예는, 모델 전류 Imod를 극성 판정에만 사용한 예이며, 또, 본 실시예에서는, 전류 지령치 Iref와 모터 회전 속도 ω의 양쪽을 고려하여 히스테리시스 폭을 산출 한다. 그 구성은 모터의 회전 속도 ω를 히스테리시스 폭 산출 회로(61)에 입력하여, 먼저 기준이 되는 히스테리시스 폭 W1을 결정한다. 한편, 전류 지령치 Iref를 절대치 회로(55)에 입력하여, 전류 지령치의 크기 |Iref|를 산출한다. 그리고, 승산기(62)에 의하여 전류 지령치 Iref의 크기 |Iref|도 고려한 히스테리시스 폭 W2를, W2 = |Iref| × W1에 의하여 산출한다. 그리고, 산출된 히스테리시스 폭 W2가 입력된 히스테리시스 특성 내장 극성 판정 회로(63)에서 극성 sign(Imod)을 산출하여 출력한다.

여기서, 상기 히스테리시스 특성 내장 극성 판정 회로(63)의 동작에 대하여 설명한다. 모델 전류 Imod가 히스테리시스 폭 W2보다 큰 경우에는, 극성 sign(Imod)로서 “+1”을 산출한다. 반대로, 모델 전류 Imod가 히스테리시스 폭 -W2보다 작은 경우에는, 극성 sign(Imod)로서 “-1”을 산출한다. 또, 모델 전류 Imod가 히스테리시스 폭 -W2보다 크고 히스테리시스 폭 +W2보다 작은 경우는, 전회의 극성 sign(Imod)를 사용한다.

상기와 같이 극성 판정을 전류 지령치 Iref 및 모터의 회전 속도 ω를 기초로 하여 히스테리시스 폭 W2를 결정함으로써, 모델 전류 Imod와 실제 모터 전류 Imes의 모델화 오차에 의한 극성 판정의 오검출을 방지할 수 있다. 본 실시예에서는, 전류 지령치 Iref와 모터의 회전 속도 ω의 양쪽을 사용하여 히스테리시스 폭 W2를 산출했지만, 어느 한쪽을 기초로 하여 히스테리시스 폭 W2를 산출할 수도 있다. 또, 모터의 회전 속도 ω로부터 히스테리시스 폭 W1을 결정하는 경우나, 전류 지령치 Iref로부터 절대치 |Iref|를 산출할 때에만, 테이블을 사용할 수도 있다. 본 실시예에서는, 절대치의 산출은 계산량을 작게 하기 위해, 테이블을 사용하지 않았다.

이상 설명한 바와 같이, 극성 판정을 위한 히스테리시스 폭을 전류 지령치 또는 모터의 회전 속도에 따라 결정함으로써, 모델화 오차에 의한 극성 판정의 오검출을 방지할 수 있어서, 데드 밴드 보상을 효과적으로 실행할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에서는 모델 전류를 사용하므로 극성 판정이 곤란한 모터 전류를 실측할 필요가 없고, 또 모터 전류의 변화도 고려한 데드 밴드 보상을 실시하므로, 인버터의 상하 암 단락을 확실하게 방지하면서, 모터 전압 및 전류의 왜곡이 적으면서 토크 리플도 적은 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있다. 또, 본 발명을 실시하기 위해 하드웨어를 추가할 필요가 없는 것도 본 발명의 유용한 효과이다.

본 발명의 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에, 전류 지령치로부터 모델 전류를 기초로 하여 데드 밴드 보상하므로, 종래의 노이즈를 포함하는 실측 전류를 기초로한 데드 밴드 보상과 달리, 모터 전압 및 전류의 왜곡이 적거나, 또는 토크 리플이 감소되도록 데드 밴드 보상을 행할 수 있는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공할 수 있다.

또, 모델 전류를 사용하여 모터 부하의 변동에 의한 모터 전류의 변화도 고려한 데드 밴드 보상을 실시하므로, 종래와 같은 고정치에 의해서만 행해지는 데드 밴드 보상과는 달리, 모터 전압 및 전류의 왜곡이 적거나, 또는 토크 리플이 감소되도록 데드 밴드 보상을 할 수 있는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공 할 수 있다.

본 발명의 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치는, 전류 지령치로부터 모델 전류를 기초로 하여 데드 밴드 보상을 실시하므로, 종래의 노이즈를 포함한 실측 전류를 기초로 한 데드 밴드 보상과는 달리, 모터 전압 및 전류의 왜곡이 적거나, 또는 토크 리플이 적은 데드 밴드 보상을 실시할 수 있다.

Claims

적어도 스티어링 샤프트(steering shaft)에 발생하는 조향 토크(steering torque) 신호에 따라 연산된 전류 지령치와, 적어도 상기 전류 지령치를 입력으로 하는 전류 제어 회로의 출력인 전압 지령치를 기초로 하여, 스티어링 기구에 조향 보조력을 부여하는 모터의 전류를 인버터(inverter)를 사용하여 제어하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 있어서,

상기 전류 지령치를 기초로 하여 모델 전류를 작성하고, 상기 모델 전류를 기초로 하여 상기 인버터의 데드 밴드(dead band) 보상을 행하는 데드 밴드 보상 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 데드 밴드 보상 회로의 출력치가, 고정치에 상기 모델 전류에 비례하는 변화치를 가산한 가산치인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
제1항에 있어서,

상기 데드 밴드 보상 회로의 출력치가, 고정치 이하에서는 상기 모델 전류에 비례하는 제2 변화치이고, 상기 고정치 이상에서는 상기 고정치에 상기 모델 전류에 비례하는 변화치를 가산한 가산치인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장 치의 제어 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서,

상기 고정치가 상기 인버터를 구성하는 스위칭 소자의 특성에 의하여 결정되는 값인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 모델 전류는 상기 전류 지령치를 입력으로 하고, 1차 지연 함수로 구성되는 기준 모델 회로의 출력인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
제2항에 있어서,

상기 데드 밴드 보상 회로의 입력에 히스테리시스(hysteresis) 특성 회로가 설치되는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
제6항에 있어서,

상기 히스테리시스 특성 회로의 히스테리시스 폭이, 상기 모터의 회전 속도 또는 상기 전류 지령치를 기초로 하여 산출되는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.