CN113039717A - 交流旋转电机控制装置 - Google Patents

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上冈望
正田智久
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Abstract

提供一种交流旋转电机控制装置，能够以简单的电路结构高精度地补偿实际导通占空比相对于根据指令电压而计算出的指令导通占空比的误差。交流旋转电机控制装置(1)基于串联电路中的串联连接的连接点的电位即中点电位的检测值，检测开关元件的实际导通占空比(Dr)，根据指令导通占空比(Do)与实际导通占空比(Dr)之差，计算导通占空比误差(ΔDer)，并基于导通占空比误差(ΔDer)，对电压指令或指令导通占空比(Do)进行校正。

Description

交流旋转电机控制装置
技术领域
本申请涉及交流旋转电机控制装置。
背景技术
电动车、混合动力汽车等电动车辆搭载有作为车辆驱动源的交流旋转电机。逆变器将从直流电源供给的直流电转换为交流电，以对交流旋转电机进行供给。逆变器包括MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等开关元件。
通常，在开关元件中，由于存在导通延迟及截止延迟的延迟时间，因此如果同时进行正极侧的开关元件与负极侧的开关元件的通断的切换，则有时正极侧及负极侧的开关元件短路。为了防止该短路，在正极侧的开关元件的导通期间和负极侧的开关元件的导通期间之间，设置有截止双方的开关元件的死区时间。如果存在死区时间，则对于根据电压指令而计算出的开关元件的指令导通占空比，在实际的导通占空比中产生误差。
在专利文献1所公开的技术中，构成为为了补偿因死区时间而引起的导通占空比的误差，通过前馈控制来补偿死区时间，其中，前馈控制使用了电流控制环路的参照模型电路和电流指令值。
另外，在专利文献2所公开的技术中，构成为基于占空比指令值计算校正指令电压，基于绕组的端子电压推测检测电压，并根据该差分推测因死区时间而引起的损耗电压，通过将死区时间补偿值反馈给dq轴电流指令值，来进行死区时间补偿。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4681453号公报
专利文献2：日本专利第6319532号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1的技术中，需要决定参考模型电路的阈值。为了提高补偿精度，需要在各种条件下切换阈值，存在需要在实机上进行调整作业这样的问题。
在专利文献2的技术中，由于基于电动机的端子电压来推测检测电压，因此需要电压检测电路。为了确保检测精度，还需要用于去除外来噪声的滤波电路，存在电路规模变大的问题。此外，在检测电压的推测、损耗电压的推测中还存在运算处理的负担增加的问题。
因此，期待一种交流旋转电机控制装置，其能够以简单的电路结构高精度地补偿实际导通占空比相对于根据指令电压而计算出的指令导通占空比的误差。
用于解决技术问题的技术手段
本申请所涉及的交流旋转电机控制装置是对设有n相(n为2以上的自然数)的绕组的交流旋转电机进行控制的交流旋转电机控制装置，包括：
逆变器，该逆变器与所述n相的各相相对应地设有n组串联电路，所述串联电路对与直流电源的正极侧连接的正极侧的开关元件和与所述直流电源的负极侧连接的负极侧的开关元件进行串联连接，串联连接的连接点与对应相的所述绕组相连接；
中点电位检测电路，该中点电位检测电路对所述串联电路中的串联连接的连接点的电位即中点电位进行检测；
控制电路，该控制电路基于电压指令或从所述电压指令计算出的指令导通占空比，来对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路
基于所述中点电位的检测值，对所述开关元件的实际导通占空比进行检测，
根据所述指令导通占空比与所述实际导通占空比之差，计算导通占空比的误差，
基于所述导通占空比的误差，校正所述电压指令或所述指令导通占空比。
发明效果
根据本申请所涉及的交流旋转电机控制装置，能够基于中点电位的检测值，检测实际导通占空比，计算导通占空比的误差。而且，通过根据导通占空比的误差来校正电压指令或指令导通占空比，从而能够按照指令来使开关元件导通或截止，能够提高施加到绕组上的电压的控制精度。另外，由于使用中点电位检测电路的中点电位的检测值，因此通过简单的电路结构，能够检测导通占空比的误差。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的交流旋转电机及交流旋转电机控制装置的简要结构图。
图2是实施方式1所涉及的控制电路的框图。
图3是实施方式1所涉及的控制电路的硬件结构图。
图4是用于说明实施方式1所涉及的控制动作的时序图。
图5是说明实施方式1所涉及的死区时间的期间中的绕组电流的正负和开关元件的通断的图。
图6是说明实施方式1所涉及的绕组电流与导通占空比的误差之间的关系特性的图。
图7是说明实施方式1所涉及的占空比误差特性的学习的图。
图8是说明实施方式1所涉及的校正系数特性的图。
图9是说明实施方式1所涉及的学习允许范围的图。
图10是实施方式2所涉及的控制电路的框图。
图11是说明实施方式4所涉及的时间分配的设定的图。
图12是说明实施方式4所涉及的时间分配的设定的时序图。
具体实施方式
1.实施方式1
参照附图对实施方式1所涉及的交流旋转电机控制装置1(下面简称为控制装置1)进行说明。图1是本实施方式所涉及的交流旋转电机2及控制装置1的简要结构图。
1-1.交流旋转电机
交流旋转电机2设有n相(n为2以上的自然数)的绕组。在本实施方式中，交流旋转电机2设为永磁体式的同步交流旋转电机，具有设置了n相的绕组的定子和设置了永磁体的转子。在本实施方式中，设n＝3，并设为U相、V相、W相3相。定子上设有三相绕组Cu、CV、Cw。设三相绕组Cu、Cv、Cw进行星形接线。另外，也可以设三相绕组进行三角形接线。
交流旋转电机2包括旋转传感器16，该旋转传感器16输出与转子的旋转角度相应的电信号。旋转传感器16设为霍尔元件、编码器或旋转变压器等。将旋转传感器16的输出信号输入至控制电路30。
1-2.控制装置1
控制装置1包括逆变器20、电源电压检测电路13、电流检测电路17、中点电位检测电路18、栅极驱动电路12、冗余三相短路电路19及控制电路30。
1-2-1.逆变器等
逆变器20具有多个开关元件，在直流电源10和三相绕组之间进行直流交流转换。逆变器20与三相各相的绕组相对应地设置有3组串联电路(leg：支线)，该串联电路串联连接有与直流电源10的正极侧相连接的正极侧的开关元件23H(上臂)、以及与直流电源10的负极侧相连接的负极侧的开关元件23L(下臂)。逆变器20包括三个正极侧的开关元件23H和三个负极侧的开关元件23L，合计六个开关元件。而且，正极侧的开关元件23H和负极侧的开关元件23L进行串联连接的连接点与对应相的绕组相连接。
具体而言，在各相的串联电路中，正极侧的开关元件23H的集电极端子与正极侧电线14相连接，正极侧的开关元件23H的发射极端子与负极侧的开关元件23L的集电极端子相连接，负极侧的开关元件23L的发射极端子与负极侧电线15相连接。正极侧的开关元件23H和负极侧的开关元件23L的连接点与对应相的绕组相连接。
开关元件使用具有反向并联连接的二极管的功能的元件。例如，使用反向并联连接有二极管22的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、或具有反向并联连接的寄生二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等。
<栅极驱动电路12>
栅极驱动电路12对开关元件进行通断驱动。栅极驱动电路12经由冗余三相短路电路19连接到各开关元件的栅极端子。栅极驱动电路12根据从控制电路30经由光耦合器等传输而来的控制信号，对各开关元件输出导通信号或截止信号，来对各开关元件进行导通驱动或截止驱动。
<冗余三相短路电路19>
冗余三相短路电路19根据来自控制电路30的指令信号等，强制地短路或打开(导通或截止)各开关元件。短路或打开的开关元件可以是三相的正极侧的开关元件，也可以是三相的负极侧的开关元件，或是全部的开关元件。
<电流检测电路17>
电流检测电路17对流过各相绕组的绕组电流进行检测。电流检测电路17输出与绕组电流相应的电信号，输出信号输入至控制电路30。在本实施方式中，设电流检测电路17是在将开关元件的串联电路的连接点和绕组相连的各相的电线上所具备的霍尔元件等。或者，电流检测电路17可以是与各相的串联电路串联连接的分流电阻。
<中点电位检测电路18>
中点电位检测电路18对串联电路中的正极侧的开关元件和负极侧的开关元件之间的连接点的电位即中点电位进行检测。电流检测电路17输出与中点电位相应的电信号，输出信号输入至控制电路30。在本实施方式中，中点电位检测电路18对三相各相的串联电路的连接点的中点电位进行检测。
在本实施方式中，设中点电位检测电路18是根据中点电位是大于或小于电位阈值来使输出信号导通或截止的电路。在中点电位大于电位阈值时，中点电位检测电路18使输出信号导通，在中点电位小于电位阈值时，中点电位检测电路18使输出信号截止。电位阈值设定为从0到电源电压Vdc范围内的电压(例如电源电压Vdc的二分之一)。在中点电位的上升沿和下降沿中，也可以使用不同的电位阈值。中点电位检测电路18也可以由对电位阈值和中点电位进行比较的比较器那样的简化电路来构成。
<电源电压检测电路13>
电源电压检测电路13对直流电源10向逆变器20供给的电源电压Vdc进行检测。电流电压检测电路13输出与电源电压Vdc相应的电信号，输出信号输入至控制电路30。
<直流电源10>
直流电源10使用能充放电的蓄电装置(例如，锂离子电池、镍氢电池、双电层电容器)。另外，直流电源10也可以设有对直流电压进行升压或降压的直流功率转换器即DC-DC转换器。平滑电容器也可以连接在逆变器20的正极侧电线14和负极侧电线15之间。
1-2-2.控制电路30
控制电路30通过控制逆变器20来控制交流旋转电机2。如图2所示，控制装置30包括后述的运转状态检测部31、基本电压指令运算部32、占空比误差校正部33以及PWM控制部34等。控制电路30的各功能由控制电路30所具备的处理电路来实现。具体而言，控制电路30如图3所示，作为处理电路，包括CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。
作为运算处理装置90，可以包括ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路以及各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以具备多个同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，具备构成为能从运算处理装置90读取数据并向运算处理装置90写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。输入电路92与旋转传感器16、电源电压检测电路13、电流检测电路17、中点电位检测电路18等各种传感器、开关相连接，并具备将这些传感器、开关的输出信号输入至运算处理装置90的A/D转换器、输入端口等。输出电路93与栅极驱动电路12和冗余三相短路电路19等电负载相连接，并具备将控制信号从运算处理装置90输出至这些电负载的输出端口、驱动电路等。
控制电路30所具备的图2的各控制部31～34等的各功能通过由运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92和输出电路93等控制装置30的其它硬件协作来实现。另外，将各控制部31～34等所使用的阈值等设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下，对控制电路30的各功能进行详细说明。
1-2-2-1.运转状态检测部31
运转状态检测部31基于电源电压检测电路13的输出信号，对电源电压Vdc进行检测。运转状态检测部31基于电流检测电路17的输出信号，对流过三相的绕组的绕组电流Iud、Ivd和Iwd进行检测。另外，运转状态检测部31基于旋转传感器16的输出信号，对转子的旋转角度θ(磁极位置θ)和旋转角速度ω进行检测。运转状态检测部31基于中点电位检测电路18的输出信号，对中点电位进行检测。运转状态检测部31在载波CA的波峰及波谷中的一方或双方(本示例中为载波CA的波峰)的定时(PWM运算周期的开始时刻)，对绕组电流、磁极位置θ、旋转角速度ω进行检测。
1-2-2-2.基本电压指令运算部32
基本电压指令运算部32计算由后述的占空比误差校正部33校正之前的三相的电压指令即三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob。例如，基本电压指令运算部32使用公知的向量控制来计算三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob。
在本实施方式中，基本电压指令运算部32通过在dq轴的旋转坐标系上对流过绕组的电流进行控制的电流反馈控制，来计算三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob。dq轴旋转坐标系是由在设置于转子的永磁体的N极方向(磁极位置)上决定的d轴、以及在电气角上比d轴前进了90°(π_/2)的方向上决定的q轴构成的、与转子的电气角上的旋转同步地进行旋转的2轴旋转坐标系。
下面，进行详细说明。基本电压指令运算部32基于目标扭矩、电源电压及转速等，按照最大扭矩电流控制、弱磁控制及Id＝0控制等电流矢量控制方法，来运算d轴电流指令Ido及q轴电流指令Iqo。目标转矩可以从外部装置传输，也可以在基本电压指令运算部32内运算。
基本电压指令运算部32基于磁极位置θ进行三相两相转换及旋转坐标转换，从而将三相的绕组电流Iud、Ivd、Iwd转换成由dq轴旋转坐标系来表示的d轴电流检测值Idd和q轴电流检测值Iqd。
基本电压指令运算部32通过PI控制等进行使d轴电压指令Vdo及q轴电压指令Vqo变化的反馈控制，从而使得dq轴电流检测值Idd、Iqd接近dq轴电流指令Ido、Iqo。
基本电压指令运算部32基于磁极位置θ对dq轴电压指令Vdo、Vqo进行固定坐标转换和二相三相转换，并转换成三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob。也可以使用对三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob施加了三次谐波注入等调制的指令。
1-2-2-3.PWM控制部34
PWM控制部34通过PWM控制(Pulse Width Modulation：脉宽调制)来对各相的正极侧和负极侧的开关元件进行通断控制。在本实施方式中，PWM控制部34基于由后述的占空比误差校正部33对三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob进行校正后的三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo，来对各开关元件进行通断控制。另外，三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo在载波CA的波峰和波谷中的一方或双方(在本例中是载波CA的波峰)的定时之间的期间即PWM运算周期中被运算，并在PWM运算周期的结束时刻被更新。
PWM控制部34基于三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo，生成以PWM周期Tcc及三相各相的指令导通占空比Do_u、Do_v、Do_w进行通断的三相各相的PWM信号。如后述的式(1)所示，将三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo除以电源电压Vdc而得到的值加上0.5而得到的值成为三相各相的指令导通占空比Do_u、Do_v、Do_w。指令导通占空比Do对应于正极侧的开关元件的导通占空比。
在本实施方式中，PWM控制部34基于三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo和载波CA的比较结果，生成使各开关元件通断的PWM信号。如图4所示，设载波CA是在PWM周期Tcc中以0为中心按电源电压Vdc/2的振幅进行振动的三角波，PWM控制部34在电压指令超过载波CA时导通PWM信号，在电压指令低于三角波时截止PWM信号。如果忽略后述的死区时间，则对于各相，在PWM信号为导通时，正极侧的开关元件的控制信号成为导通，负极侧的开关元件的控制信号成为截止，在PWM信号为截止时，正极侧的开关元件的控制信号成为截止，负极侧的开关元件的控制信号成为导通。
<死区时间>
在本实施方式中，构成为对于各相，PWM控制部34隔着死区时间对正极侧的开关元件和负极侧的开关元件交替地导通驱动。即，对于各相，PWM控制部34在正极侧的开关元件的导通驱动期间和负极侧的开关元件的导通驱动期间之间，设有使正极侧和负极侧的开关元件双方的驱动截止的死区时间。
在本实施方式中，对于各相，PWM控制部34使正极侧的开关元件的导通驱动期间比与指令导通占空比Do相对应的导通驱动期间要缩短死区时间，并使负极侧的开关元件的截止驱动期间比与从1减去指令导通占空比Do而得到的占空比相对应的导通驱动期间要延长死区时间。
如图4中示出U相的动作那样，PWM控制部34对于各相产生如上所述那样的通过指令导通占空比Do进行通断的PWM信号。然后，对于各相，PWM控制部34在PWM信号成为导通时对负极侧的开关元件进行截止驱动，在PWM信号成为导通后，当经过了死区时间时，对正极侧的开关元件进行导通驱动，在PWM信号成为截止时对正极侧的开关元件进行截止驱动，在PWM信号成为截止后，在经过了死区时间时，对负极侧的开关元件进行导通驱动。
1-2-2-4.占空比误差校正部33
指令导通占空比Do与实际导通占空比Dr之间由于各种主要原因而产生误差。因此，占空比误差校正部33检测导通占空比误差ΔDer，基于导通占空比误差ΔDer，对三相各相的电压指令进行校正。在本实施方式中，占空比误差校正部33基于导通占空比误差ΔDer对三相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob进行修正，并计算三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo。首先，对导通占空比误差的主要原因进行说明。
<绕组电流的正负所引起的实际导通占空比Dr的变动>
在死区时间的期间中，也根据绕组电流的正负，电流流过设置在正极侧或负极侧的开关元件上且反向并联连接的二极管，因此，正极侧的开关元件的实际导通占空比Dr发生变动。
如图5所示，在死区时间的期间中，在绕组电流为正的情况下，电流流过负极侧的开关元件23L的二极管22，因此，负极侧的开关元件23L实际上成为导通，负极侧的实际导通期间比导通驱动期间要延长死区时间的两倍值。另一方面，由于正极侧的开关元件23H在死区时间的期间中实际上保持截止，因此，正极侧的实际的导通期间保持为导通驱动期间。在死区时间的期间中，正极侧的开关元件23H和负极侧的开关元件23L的连接点的中点电位由于与直流电源10的负极侧导通，因此成为与直流电源10的负极侧同等的电位(在本例中为0、截止)。
因此，在绕组电流为正的情况下，正极侧的开关元件23H的实际导通占空比Dr保持驱动导通占空比，比指令导通占空比Do减少与死区时间相对应的导通占空比量。如图4所示，在该情况下，在正极侧的开关元件23H实际成为导通的期间，能够检测出中点电位成为与直流电源10的正极侧同等的电位(在本例中为电源电压Vdc、导通)。
另一方面，如图5所示，在死区时间的期间中，在绕组电流为负的情况下，电流流过正极侧的开关元件23H的二极管22，因此，正极侧的开关元件23H实际上成为导通，正极侧的实际导通期间比导通驱动期间要延长死区时间的两倍值。另一方面，由于负极侧的开关元件23L在死区时间的期间中实际上保持截止，因此，负极侧的实际的导通期间保持为导通驱动期间。在死区时间的期间中，中点电位由于与直流电源10的正极侧导通，因此成为与直流电源10的正极侧同等的电位(在本例中为电源电压Vdc、导通)。
因此，在绕组电流为负的情况下，正极侧的开关元件23H的实际导通占空比Dr比驱动导通占空比要增加与死区时间的两倍值相对应的导通占空比量，比指令导通占空比Do要增加与死区时间相对应的导通占空比量。如图4所示，在该情况下，在正极侧的开关元件23H实际成为导通的期间，能够检测出中点电位成为与直流电源10的正极侧同等的电位(在本例中为电源电压Vdc、导通)。
<截止延迟及导通延迟所引起的实际导通占空比Dr的变动>
即使在对PWM信号进行截止驱动后，也存在继续开关元件而使电流流动的时间，因此在开关元件实际成为截止之前存在时间延迟(以下称为截止延迟)。另外，在对PWM信号进行导通驱动后，在开关元件实际成为导通之前也存在时间延迟(以下称为导通延迟)。截止延迟及导通延迟根据绕组电流的大小而变化。在该情况下，在正极侧的开关元件实际成为导通的期间，能够检测出中点电位成为与直流电源的正极侧同等的电位(在本例中为电源电压Vdc、导通)。
<检测到的导通占空比误差ΔDer所进行的校正>
因此，占空比误差校正部33基于中点电位的检测值，对开关元件的实际导通占空比Dr进行检测，根据从电压指令计算出的指令导通占空比Do与实际导通占空比Dr之差，来计算导通占空比误差ΔDer。然而，占空比误差校正部33基于导通占空比误差ΔDer，来校正电压指令。
根据该结构，能够基于中点电位的检测值，检测实际导通占空比Dr，计算导通占空比误差ΔDer。而且，通过根据导通占空比误差ΔDer来校正电压指令，从而能够按照指令来使开关元件导通或断开，能够提高施加到绕组上的电压的控制精度。另外，由于使用中点电位检测电路18的中点电位的检测值，因此通过简单的电路结构，能够检测导通占空比误差ΔDer。
如下式所示，占空比误差校正部33将三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo除以电源电压Vdc而得到的值加上0.5，并计算三相各相的指令导通占空比Do_u、Do_v、Do_w。
Figure BDA0003066586730000131
占空比误差校正部33基于中点电位大于电位阈值的时刻以及中点电位小于电位阈值的时刻，来检测实际导通占空比Dr。
在本实施方式中，如图4中U相的动作所示，占空比误差校正部33利用计时器测量截止截止期间GPR1_u，上述截止截止期间GPR1_u是从U相的串联电路的中点电位小于电位阈值且中点电位成为截止的时刻到中点电位成为截止的时刻为止的期间。另外，占空比误差校正部33利用计时器测量截止导通期间GPR0_u，上述截止导通期间GPR0_u是从中点电位成为截止的时刻到中点电位大于电位阈值且中点电位成为导通的时刻为止的期间。而且，如下式所示，占空比误差校正部33从截止截止期间GPR1_u减去截止导通期间GPR0_u，计算正极侧的开关元件的导通期间，检测正极侧的导通期间除以PWM周期Tcc而得到的值来作为U相的实际导通占空比Dr_u。
Dr_u＝(GPR1_u-GPR0_u)/Tcc
Dr_v＝(GPR1_v-GPR0_v)/Tcc
Dr_w＝(GPR1_w-GPR0_w)/Tcc…(2)
如式(2)所示，对于V相，占空比误差校正部33基于V相的串联电路的中点电位，来测量截止导通期间GPR0_v及截止截止期间GPR1_v，并计算V相的实际导通占空比Dr_v，对于W相，占空比误差校正部33基于W相的串联电路的中点电位，测量截止导通期间GPR0_w及截止截止期间GPR1_w，并计算W相的实际导通占空比Dr_w。
另外，占空比误差校正部33也可以利用计时器测量从中点电位成为导通的时刻到中点电位成为截止的时刻为止的期间，还可以直接测量正极侧的开关元件的导通期间。
占空比误差校正部33基于在上一次的PWM运算周期中(图4中的(n-1))测量得到的截止截止期间GPR1以及截止导通期间GPR0，在本次的PWM运算周期(图4中的(n)))中计算实际导通占空比Dr。
本次的PWM运算周期(图4中的(n))中计算出的实际导通占空比Dr对应于在两个周期前的PWM运算周期(图4中的(n-2))中运算出的、在两个周期前的PWM运算周期的结束时刻(图4中的(a))所设定的指令电压。
因此，如下式所示，对于U相，占空比误差校正部33从在两个周期前的PWM运算周期(图4中的(n-2)中计算出的指令导通占空比Do_u(n-2)中减去在本次PWM运算周期(图4中的(n))中计算出的实际导通占空比Dr_u(n)，并计算本次PWM运算周期的导通占空比误差ΔDer_u(n)。
ΔDer_u(n)＝Do_u(n-2)-Dr_u(n)
ΔDer_v(n)＝Do_v(n-2)-Dr_v(n)
ΔDer_w(n)＝Do_w(n-2)-Dr_w(n)…(3)
对于V相、W相，占空比误差校正部33也基于实际导通占空比Dr_v、Dr_w及指令导通占空比Do_v、Do_w，来计算导通占空比误差ΔDer_v、ΔDer_w。
<导通占空比误差的学习>
占空比误差校正部33可以将检测到的三相各相的导通占空比误差ΔDer_u、ΔDer_v、ΔDer_w反映在接下来所设定的三相各相的电压指令上。然而，检测到的导通占空比误差ΔDer对应于两个周期前的PWM运算周期的控制状态，因此信息会延迟。此外，在该方法中，需要始终检测三相全部的中点电压，检测实际导通占空比Dr，并检测导通占空比误差。
在本实施方式中，占空比误差校正部33构成为学习导通占空比误差特性，使用学习后的误差特性，计算校正用的导通占空比误差ΔDerc，并通过校正用的导通占空比误差ΔDerc，来对三相各相的电压指令进行校正。
如上所述，根据绕组电流的正负及绕组电流的大小，导通占空比误差ΔDer发生变动。在图6中示出了与该绕组电流相应的导通占空比误差ΔDer的示例。如上所述，在绕组电流为正的情况下，由于在死区时间期间中电流流过负极侧的开关元件的二极管，因此，实际导通占空比Dr比指令导通占空比Do要减少与死区时间相对应的导通占空比量，而导通占空比误差ΔDer比指令导通占空比Do要增加与死区时间相对应的导通占空比量。然而，由于截止延迟及导通延迟根据绕组电流的大小而发生变化，因此导通占空比误差ΔDer根据绕组电流的动作点而发生变化。
在绕组电流为负的情况下，由于在死区时间期间中电流流过正极侧的开关元件的二极管，因此，实际导通占空比Dr比指令导通占空比Do要增加与死区时间相对应的导通占空比量，而导通占空比误差ΔDer比指令导通占空比Do要减少与死区时间相对应的导通占空比量。然而，由于截止延迟及导通延迟根据绕组电流而发生变化，因此导通占空比误差ΔDer根据绕组电流的动作点而发生变化。
绕组电流为0时，导通占空比误差ΔDer为0。在绕组电流为0的前后，非线性变强，随着绕组电流从0增加，导通占空比误差ΔDer急剧增加，而随着绕组电流从0减小，导通占空比误差ΔDer急速减少。在线圈电流的正和负时，导通占空比误差ΔDer基本上成为0点对称的特性。
因此，占空比误差校正部33基于绕组电流的检测值和导通占空比误差ΔDer，学习表示绕组电流和导通占空比误差ΔDer之间关系的占空比误差特性。而且，占空比误差校正部33参照所学习到的占空比误差特性，计算与绕组电流的检测值相对应的校正用的导通占空比误差ΔDerc，并基于校正用的导通占空比误差ΔDerc，来对三相各相的电压指令进行校正。
<学习用的绕组电流的检测值>
如上所述，本次的PWM运算周期(图4中的(n))中计算出的实际导通占空比Dr对应于在两个周期前的PWM运算周期(图4中的(n-2))中运算出的、在两个周期前的PWM运算周期的结束时刻(图4中的(a))所设定的指令导通占空比Do，根据上一次的PWM运算周期中(图4中的(n-1))的绕组电流而变化。
因此，占空比误差校正部33使用与检测到实际导通占空比Dr的定时相对应的绕组电流的检测值，来作为学习用的绕组电流的检测值。在本实施方式中，导通误差校正部33基于在上一次的PWM运算周期的开始时刻(图4中的(a))检测到的绕组电流Iud(n-1)以及本次PWM运算周期的开始时刻(图4中的(b))检测到的绕组电流Iud(n)，来计算与本次PWM运算周期中计算出的导通占空比误差ΔDer_u(n)相对应的、学习用的绕组电流的检测值IL_ud(n)。例如，占空比误差校正部33如下式所示，使用插值系数α进行计算。插值系数α设定为0～1之间的值，例如设定为0.5。另外，对于V相、W相，同样地计算学习用的绕组电流的检测值IL_v、IL_w。
IL_u(n)＝α×Iud(n-1)+(1-α)×Iud(n)
IL_v(n)＝α×Ivd(n-1)+(1-α)×Ivd(n)
IL_w(n)＝α×Iwd(n-1)+(1-α)×Iwd(n)…(4)
或者，如下式所示，作为学习用的绕组电流的检测值IL_u、IL_v、IL_w，占空比误差校正部33可以使用电流值IL_ue、IL_ve、IL_we，上述电流值IL_ue、IL_ve、IL_we是基于与检测实际导通占空比Dr的定时相对应的磁极位置θest，对dq轴旋转坐标系上的dq轴电流指令Ido、Iqo进行固定坐标转换和两相三相转换而得到的。在本实施方式中，占空比误差校正部33在各PWM运算周期中，使用比PWM运算周期的开始时刻晚1至2个周期(在本例中为1.5个周期)后的磁极位置θest来推测电流值。然后，占空比误差校正部33将2个周期前的PWM运算周期中推测出的电流值IL_ue(n-2)、IL_ve(n-2)、IL_we(n-2)设定为与本次PWM运算周期中计算出的导通占空比误差ΔDer_u(n)相对应的、学习用的绕组电流的检测值IL_u(n)、IL_v(n)、IL_w(n)。
[数学式1]
Figure BDA0003066586730000181
这里，θ是在各PWM运算周期的开始时刻检测到的磁极位置，ω是在各PWM运算周期的开始时刻检测到的磁极位置的旋转角速度，β是预先设定的周期系数，例如设定为1.5，推测比各PWM运算周期的开始时刻晚PWM运算周期的1.5倍后的磁极位置θest。
<占空比误差特性的学习>
在本实施方式中，占空比误差校正部33构成为用图7及下式所示那样的一次函数来近似绕组电流为正时的占空比误差特性、以及绕组电流为负时的占空比误差特性，并通过使一次函数的系数A、B变化来进行学习。这里，A是斜率，B是截距，I是绕组电流。
|ΔDer|＝A×|I|+B…(6)
由于绕组电流为正时的占空比误差特性和绕组电流为负时的占空比误差特性为0点对称，因此利用一次函数来汇总地学习绕组电流为正的情况和绕组电流为负的情况，而学习绕组电流的绝对值|I|和导通占空比误差的绝对值|ΔDer|之间的关系。另外，由于在相位之间的占空比误差特性是同等的，因此，利用一个一次函数汇总地学习各相的占空比误差特性。
例如，占空比误差校正部33基于本次PWM运算周期中计算出的学习用的绕组电流的检测值IL和导通占空比误差ΔDer，使用带遗忘系数的逐次最小二乘法来更新一次函数的系数A、B。例如，占空比误差校正部33可以基于本次及过去多个PWM运算周期中计算出的学习用的绕组电流的检测值IL和导通占空比误差ΔDer，使用最小二乘法来更新一次函数的系数A、B。另外，也可以使用更高次的多项式来学习占空比误差特性。
<在不可输出区域时，禁止学习>
图9表示基于死区时间的不可输出区域的图表。示出了通过设定死区时间Td，从而在正极侧和负极侧的开关元件的导通驱动期间对指令导通占空比Do产生不可输出区域。在不可输出区域中，相对于指令导通占空比Do，正极侧和负极侧的开关元件的导通驱动期间是与指令导通期间和实际导通期间之差成为死区时间的特性不同的。因此，在指令导通占空比Do处于不可输出区域的情况下，最好不进行占空比误差特性的学习。因此，对于各相，占空比误差校正部33在指令导通占空比Do在预先设定的学习允许范围内的情况下，更新占空比误差特性的学习值，在指令导通占空比在学习许可范围外的情况下不更新占空比误差特性的学习值。
<绕组电流接近0时，禁止学习>
如使用图6所说明那样，在绕组电流为0的前后，非线性变强，并且不能利用一次函数来近似。因此，如下式所示，占空比误差校正部33在学习用的绕组电流的检测值IL的绝对值为预先设定的电流阈值THi以上时，更新占空比误差特性的学习值(在本例中为一次函数的系数A、B)，在学习用的绕组电流的检测值IL的绝对值小于电流阈值THi时，不更新占空比误差特性的学习值。
<计算校正用的导通占空比误差ΔDerc>
如下式所示，对于各相，占空比误差校正部33在绕组电流的检测值的绝对值为电流阈值THi以上时，参照占空比误差特性，来计算与绕组电流的检测值相对应的校正用的导通占空比误差ΔDerc。这里，SIGN(X)是输出输入值X的正负符号的函数。
·|Iud|≥THi时
ΔDerc_u＝SIGN(Iud)×A×|Iud|+B
·|Ivd|≥THi时
ΔDerc_v＝SIGN(Ivd)×A×|Ivd|+B
·|Iwd|≥≥THi时
ΔDerc_w＝SIGN(Iwd)×A×|Iwd|+B
X≥0时，SIGN(X)＝+1
X＜0时，SIGN(X)＝-1…(7)
另一方面，如下式所示，对于各相，占空比误差校正部33在绕组电流的检测值的绝对值小于电流阈值THi时，参照预先设定有绕组电流与校正系数K0之间关系的校正系数特性Fcmp，来计算与绕组电流的检测值相对应的校正系数K0，并且参照占空比误差特性来计算与绕组电流的检测值相对应的导通占空比误差，将校正系数K0与导通占空比误差相乘，从而计算出最终的导通占空比误差ΔDerc。
·|Iud|＜THi时
K0_u＝Fcmp(|Iud|)
ΔDerc_u＝SGN(Iud)×K0_u×(A×|Iud|+B)
·|IvdI＜THi时，
K0_v＝Fcmp(|Ivd|)
ΔDerc_v＝SIGN(Ivd)×K0_v×(A×|Ivd|+B)
·|Iwd|＜THi时，
K0_w＝Fcmp(|Iwd|)
ΔDerc_w＝SIGN(Ivd)×K0_w×(A×|Iwd|+B)…(8)
这里，Fcmp()是将绕组电流的绝对值作为输入变量的校正系数特性的函数，如图8所示，在绕组电流的绝对值为电流阈值THi时输出1，在绕组电流的绝对值为0时输出0，并在两点之间进行插值。在本实施例中，校正系数特性Fcmp设为斜率为1/THi、截距为0的一次函数。此外，校正系数特性可以是高次函数或表格数据。
另外，作为在式(7)及式(8)中使用的各相的绕组电流的检测值Iud、Ivd、Iwd，也可以使用在基于校正后的电压指令来实际通断开关元件的定时的绕组电流的推测值。具体地，如式(5)的第1式和第2式所示那样，作为各相的绕组电流的检测值Iud、Ivd、Iwd，占空比误差校正部33可以使用电流值IL_ue、IL_ve、IL_we，上述电流值IL_ue、IL_ve、IL_we是基于磁极位置θest对dq轴的旋转坐标系上的dq轴电流指令Ido、Iqo进行固定坐标转换和两相三相转换而得到的。磁极位置θest基于校正后的电压指令设定在与实际通断开关元件的定时相对应的磁极位置，β设定为1至2之间的值(在本示例中为1.5)。占空比误差校正部33将在本次PWM运算周期中推测出的电流值IL_ue、IL_ve、IL_we用作各相的绕组电流的检测值Iud、Ivd、Iwd。
占空比误差校正部33如下式所示，对三相各相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob加上三相各相的校正用的导通占空比误差ΔDerc_u、ΔDerc_v、ΔDerc_w与电源电压Vdc相乘而得到的值，进而计算出三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo。然后，PWM控制部34基于校正后的三相各相的电压指令Vuo、Vvo、Vwo，对开关元件进行通断控制。
Figure BDA0003066586730000221
2.实施方式2
接着，对实施方式2所涉及的控制装置1进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置1的基本结构与实施方式1相同，而与实施方式1不同的点在于，PWM控制部34基于从三相各相的指令电压计算出的指令导通占空比Do与载波的比较结果，生成PWM信号，占空比误差校正部33基于导通占空比误差来校正指令导通占空比Do。
图10表示本实施方式所涉及的控制装置1的框图。如下式所示，基本电压指令运算部32对以与上述实施方式1同样的方法计算出的三相各相的基本电压指令Vuob、Vvob、Vwob除以电源电压Vdc而得到的值加上0.5，来计算三相各相的基本指令导通占空比Dob_u、Dob_v、Dob_w。
Figure BDA0003066586730000222
占空比误差校正部33通过与实施方式1同样的方法，计算三相各相的校正用的导通占空比误差ΔDerc_u、ΔDerc_v、ΔDerc_w。占空比误差校正部33如下式所示，对三相各相的基本指令导通占空比Dob_u、Dob_v、Dob_w加上三相各相的校正用的导通占空比ΔDerc_u、ΔDerc_v、ΔDerc_w，计算三相各相的指令导通占空比D_u、Do_v、Do_w。
Figure BDA0003066586730000223
PWM控制部34基于校正后的三相各相的指令导通占空比Do_u、Do_v、Do_w，对各开关元件进行通断控制。PWM控制部34基于三相各相的指令导通占空比Do_u、Do_v、Do_w和载波CA的比较结果，生成对各开关元件进行通断的PWM信号。在本实施方式中，载波CA设为以PWM周期Tcc在0和1之间振动的三角波，在指令导通占空比Do超过载波CA的情况下，导通PWM信号，在指令导通占空比Do低于三角波的情况下截止PWM信号。与实施方式1同样地，对于各相，PWM控制部34隔着死区时间并交替地导通驱动正极侧的开关元件和负极侧的开关元件。
3.实施方式3
接着，对实施方式3所涉及的控制装置1进行说明。对与上述实施方式1同样的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置1的基本结构与实施方式1相同，而与实施方式1不同的点在于，占空比误差校正部33在绕组电流为正时和为负时，独立地学习占空比误差特性。
栅极驱动电路12的驱动信号经由冗余三相短路电路19连接到开关元件的栅极端子。因此，产生由于冗余三相短路电路19的介入而导致的截止延迟及导通延迟。特别是，在冗余三相短路电路19对三相的正极侧的开关元件的驱动信号进行强制驱动的情况下，或者在对三相的负极侧的开关元件的驱动信号进行强制驱动的情况下，在冗余三相短路电路19介入的开关元件和冗余三相短路电路19未介入的开关元件之间，截止延迟及导通延迟是不同的。另外，无论是否存在冗余三相短路电路19，正极侧的开关元件与负极侧的开关元件的截止延迟和导通延迟有时会根据特性差而不同。因此，在绕组电流为正的情况和绕组电流为负的情况下，由于占空比误差特性发生变化，因此通过独立地学习，能够提高校正精度。
在本实施方式中，如式(12)所示，占空比误差校正部33在绕组电流I为正时学习正用的占空比误差特性，在绕组电流I为负时学习负用的占空比误差特性。占空比误差校正部33通过使正用的一次函数的系数Ap、Bp、负用的一次函数的系数An、Bn发生变化来进行学习。
·I＞0时，
|ΔDer|＝Ap×|I|+Bp
·I＜0时，
|ΔDer|＝An×|I|+Bn
例如，在学习用的绕组电流的检测值IL为正时，占空比误差校正部33基于学习用的绕组电流的检测值IL与导通占空比误差ΔDer，使用带遗忘系数的逐次最小二乘法，更新正用的一次函数的系数Ap、Bp，在学习用的绕组电流的检测值IL为负时，占空比误差校正部33使用带遗忘系数的逐次最小两乘法，基于学习用的绕组电流的检测值IL和导通占空比误差ΔDer，更新负用的一次函数的系数An、Bn。
如下式所示，对于各相，占空比误差校正部33在绕组电流的检测值的绝对值为电流阈值THi以上时，与绕组电流的检测值的正负相应地参照正用或负用的占空比误差特性，来计算与绕组电流的检测值相对应的校正用的导通占空比误差ΔDerc。
·|Iud|≥THi时，
Iud≥0时、ΔDerc_u＝Ap×|Iud|+Bp
Iud＜0时、ΔDerc_u＝-(An×|Iud|+Bn)
·|Ivd|≥THi时，
Ivd≥0时、ΔDerc_v＝Ap×|Ivd|+Bp
Ivd＜0时、ΔDerc_v＝-(An×|Ivd|+Bn)
·|Iwd|≥THi时，
Iwd≥0时、ΔDerc__w＝Ap×|Iwd|+Bp
Iwd＜0时、ΔDerc_w＝-(An×|Iwd|+Bn)…(13)
另一方面，如下式所示，对于各相，占空比误差校正部33在绕组电流的检测值的绝对值小于电流阈值THi时，参照预先设定有绕组电流与校正系数K0之间关系的校正系数特性Fcmp，来计算与绕组电流的检测值相对应的校正系数K0，并且与绕组电流的检测值的正负相应地参照正用或负用的占空比误差特性，来计算与绕组电流的检测值相对应的导通占空比误差，将校正系数K0与导通占空比误差相乘，从而计算出最终的导通占空比误差ΔDerc。
·|Iud|＜THi时，
K0_u＝Fcmp(|Iud|)
Iud≥0时，
ΔDerc_u＝K0_u×Ap×|Iud|+Bp
Iud＜0时，
ΔDerc_u＝-K0_u×(An×|Iud|+Bn)
·|Ivd|＜THi时，
K0_v＝Fcmp(|Ivd|)
Ivd≥0时，
ΔDerc_v＝K0_v×Ap×|Ivd|+Bp
Ivd＜0时，
ΔDerc_v＝-K0_v×(An×|Ivd|+Bn)
·|Iwd|＜THi时，
K0_w＝Fcmp(|Iwd|)
Iwd≥0时，
ΔDerc_w＝K0_w×Ap×|Iwd|+Bp
Iwd＜0时，
ΔDercw＝-K0_w×(An×|Iwd|+Bn)…(14)
4.实施方式4
接着，对实施方式4所涉及的控制装置1进行说明。对与上述实施方式1同样的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置1的基本结构与实施方式3相同，而与实施方式1不同的点在于，占空比误差校正部33将时间分割为多个期间，获取在各期间所设定的相的学习用数据。
在本实施方式中，占空比误差校正部33将时间分割为多个期间，设定在各期间绕组电流为正的一个相和绕组电流为负的一个相，对于各期间所设定的两个相，基于中点电位的检测值，检测实际导通占空比Dr，根据指令导通占空比Do与实际导通占空比Dr之差，计算导通占空比误差ΔDer，并基于绕组电流的检测值和导通占空比误差ΔDer，来更新占空比误差特性的学习值。
在本实施方式中，如图11和图12所示，将磁极位置旋转720deg的时间分割为每60deg的12个期间，在各期间，设定有学习用的绕组电流的检测值IL为正的一个相、和学习用的绕组电流的检测值IL为负的一个相。另外，各期间的相位被设定为在相位间不存在期间数的偏差。在本实施方式中，当U相的学习用的绕组电流的检测值IL_u、IL_ue成为0时，基于调整了偏移值η后得到的调整磁极位置θestη(＝θest+η+π)[rad]来分割期间，从而使得磁极位置变为0。偏移值η使用下式，基于dq轴电流指令Ido、Iqo来进行计算。另外，为了便于说明，使用了[rad]和[deg]，但两者仅转换了单位。
[数学式2]
Figure BDA0003066586730000261
根据该结构，能够使在同时期计算出学习用数据的相数减少到绕组电流为正的一个相和绕组电流为负的一个相这两个相，从而能够降低运算负载。另外，由于能够在同时期计算出绕组电流为正的相和绕组电流为负的相的学习用数据，因此能够没有偏差地进行正用的占空比误差特性的学习值的更新和负用的占空比误差特性的学习值的更新。
[其它实施方式]
最后，对本公开的其它实施方式进行说明。此外，下面说明的各实施方式的结构并不限于分别单独地进行应用，只要不产生矛盾，也能与其它实施方式的结构相组合来进行应用。
(1)上述各实施方式中，以n＝3的三相的情况为示例进行了说明。但是，n可以设定为n＝2、4等2以上的任意自然数。
(2)在上述各实施方式中，以占空比误差校正部33在相之间学习共通的占空比误差特性的情况为示例进行了说明。然而，占空比误差校正部33可以构成为单独地学习各相的占空比误差特性。根据该结构，能够学习相之间的开关元件的个体差异。
(3)在上述各实施方式中，以中点电位检测电路18检测三相全部的串联电路的中点电压，占空比误差校正部33检测三相各相的实际导通占空比并计算学习用数据的情况为例进行了说明。然而，也可以构成为中点电位检测电路18被设为对能够检测中点电压的仅1相的串联电路的中点电压进行检测的电路，占空比误差校正部33对能够检测中点电压的仅1相的实际导通占空比进行检测，计算学习用数据，基于能够检测中点电压的仅1相的学习用数据，来学习占空比误差特性，并将所学习的占空比误差特性用于三相各相的校正用的导通占空比误差ΔDerc的计算。根据该结构，在相之间的开关元件的个体差异较小的情况下，能够进一步简化中点电位检测电路18的电路结构，并且能够降低学习用数据的运算负担。
虽然本申请记载了各种示例性实施方式和实施例，但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用，可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设为包含对至少一个构成要素进行变形、添加或省略的情况，以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。
标号说明
1 交流旋转电机控制装置
2 交流旋转电机
10 直流电源
17 电流检测电路
18 中点电位检测电路
19 冗余三相短路电路
20 逆变器
22 二极管
23H 正极侧的开关元件
23L 负极侧的开关元件
30 控制电路
31 运转状态检测部
32 基本电压指令运算部
33 占空比误差校正部
34 PWM控制部
Do 指令导通占空比
Dr 实际导通占空比
Fcmp 校正系数特性
IL 绕组电流的检测值
K0 校正系数
THi 电流阈值
Δder 导通占空比误差。

Claims (14)

1.一种交流旋转电机控制装置，
该交流旋转电机控制装置对设有n相(n为2以上的自然数)的绕组的交流旋转电机进行控制，其特征在于，包括：
逆变器，该逆变器与所述n相的各相相对应地设有n组串联电路，所述串联电路对与直流电源的正极侧连接的正极侧的开关元件和与所述直流电源的负极侧连接的负极侧的开关元件进行串联连接，串联连接的连接点与对应相的所述绕组相连接；
中点电位检测电路，该中点电位检测电路对所述串联电路中的串联连接的连接点的电位即中点电位进行检测；以及
控制电路，该控制电路基于电压指令或从所述电压指令计算出的指令导通占空比，来对所述开关元件进行通断控制，
所述控制电路，
基于所述中点电位的检测值，对所述开关元件的实际导通占空比进行检测，
根据所述指令导通占空比与所述实际导通占空比之差，计算导通占空比误差，
基于所述导通占空比误差，对所述电压指令或所述指令导通占空比进行校正。
2.如权利要求1所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
还包括电流检测电路，该电流检测电路对流过各相的所述绕组的绕组电流进行检测，
所述控制电路基于所述绕组电流的检测值和所述导通占空比误差，学习表示所述绕组电流与所述导通占空比误差之间的关系的占空比误差特性，
并且参照所学习的所述占空比误差特性，计算与所述绕组电流的检测值相对应的所述导通占空比误差，基于所计算出的所述导通占空比误差，来对所述电压指令或所述指令导通占空比进行校正。
3.如权利要求2所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路利用一次函数来近似所述绕组电流为正时的所述占空比误差特性以及所述绕组电流为负时的所述占空比误差特性，使一次函数的系数发生变化从而进行学习。
4.如权利要求2或3所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路在学习所述占空比误差特性时，使用与检测到所述实际导通占空比的定时相对应的所述绕组电流的检测值。
5.如权利要求2或3所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路使用电流值作为用于学习所述占空比误差特性的所述绕组电流的检测值，所述电流值是基于与检测所述实际导通占空比的定时相对应的磁极位置对dq轴的旋转坐标系上的dq轴电流指令进行固定坐标转换和两相三相转换而得到的。
6.如权利要求2至5中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路在所述绕组电流的检测值的绝对值为预先设定的电流阈值以上时，更新所述占空比误差特性的学习值，在所述绕组电流的检测值的绝对值小于所述电流阈值时，不更新所述占空比误差特性的学习值。
7.如权利要求6所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
对于各相，在所述绕组电流的检测值的绝对值为所述电流阈值以上时，所述控制电路参照所述占空比误差特性，计算与所述绕组电流的检测值相对应的所述占空比误差，
对于各相，在所述绕组电流的检测值的绝对值小于所述电流阈值时，所述控制电路参照预先设定有所述绕组电流与校正系数之间的关系的校正系数特性，计算与所述绕组电流的检测值相对应的所述校正系数，并且参照所述占空比误差特性，计算与所述绕组电流的检测值相对应的所述导通占空比误差，将所述导通占空比误差与所述校正系数相乘，从而计算出最终的所述导通占空比误差。
8.如权利要求2至7中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路使用电流值作为参照所述占空比误差特性计算所述导通占空比误差时所使用的所述绕组电流的检测值，所述电流值是基于磁极位置对dq轴的旋转坐标系上的dq轴电流指令进行固定坐标转换和两相三相转换而得到的，所述磁极位置与基于校正后的所述电压指令或所述指令导通占空比实际通断所述开关元件的定时相对应。
9.如权利要求2至8中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路在所述指令导通占空比在预先设定的学习允许范围内时，更新所述占空比误差特性的学习值，在所述指令导通占空比在所述学习允许范围外时，不更新所述占空比误差特性的学习值。
10.如权利要求2至9中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路将时间分割为多个期间，在各期间设定所述绕组电流为正的一个相和所述绕组电流为负的一个相，对于在各期间所设定的两个相，基于所述中点电位的检测值，检测所述实际导通占空比，并根据所述指令导通占空比与所述实际导通占空比之差，计算所述导通占空比误差，基于所述绕组电流的检测值和所述导通占空比误差来更新所述占空比误差特性的学习值。
11.如权利要求1至10中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述中点电位检测电路是根据所述中点电位大于或小于电位阈值来导通或截止输出信号的电路。
12.如权利要求1至11中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
所述控制电路基于所述中点电位大于电位阈值的时刻以及所述中点电位小于所述电位阈值的时刻，来检测所述实际导通占空比。
13.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
对于各相，所述控制电路夹着死区时间对所述正极侧的开关元件和所述负极侧的开关元件交替地导通驱动，
对于各相，所述控制电路将所述正极侧的开关元件的导通驱动期间比与所述指令导通占空比相对应的导通驱动期间缩短所述死区时间，将所述负极侧的开关元件的截止驱动期间比与所述指令导通占空比相对应的导通驱动期间延长所述死区时间。
14.如权利要求13所述的交流旋转电机控制装置，其特征在于，
对于各相，所述控制电路生成利用所述指令导通占空比进行通断的PWM信号，在所述PWM信号成为导通时，对所述负极侧的开关元件进行截止驱动，并在所述PWM信号成为导通后，在经过了死区时间时，对所述正极侧的开关元件进行导通驱动，在所述PWM信号成为截止时，对所述正极侧的开关元件进行截止驱动，并在所述PWM信号为截止后，在经过了所述死区时间时，对所述负极侧的开关元件进行导通驱动。
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