KR100240905B1

KR100240905B1 - Npc 인버터 제어 시스템

Info

Publication number: KR100240905B1
Application number: KR1019960067912A
Authority: KR
Inventors: 사토시 미야자끼; 신지 타타라; 꼬사꾸 이찌까와
Original assignee: 니시무로 타이죠; 가부시끼가이샤 도시바
Priority date: 1995-12-19
Filing date: 1996-12-19
Publication date: 2000-01-15
Also published as: CN1055580C; CA2193269A1; CN1163506A; KR970055166A; US5790396A; CA2193269C

Abstract

본 발명에 따르면, 중성점을 갖는 DC 전압을 출력하는 DC 전원, PWM 제어를 통해 DC 전압을 3상의 AC 전압으로 변환하는 NPC 인버터, 전압 기준값의 진폭을 최소 펄스폭으로 정의된 소정값과 비교함으로써 제1 및 제2PWM 모드를 결정하는 모드 선택 유닛, 제1PWM 모드에서 상기 최소 펄스폭을 보장하기 위해 일정 기간내에 극성이 정극성/부극성으로 변화할 때의 소정의 바이어스값을 각각의 위상에서의 전압 기준값에 가산하는 제1전압 기준값 변환 수단, 제2PWM 모드에서 한 위상에서의 전압 기준값이 최소 펄스 폭 기준값에 의해 정의된 소정값보다 작을 때에 상기 최소 펄스폭을 보장하는 값에 의해 한 위상에서의 전압 기준값을 고정시키고 선전압을 상기 전압 기준값에 해당하는 값으로 하도록 다른 2 위상의 전압 기준값을 보정하는 제2전압 기준값 변환 수단, 및 제1PWM 모드에서 PWM 제어 변조 주파수를 떨어뜨려 제1PWM 모드에서 스위칭에 의한 전력 손실을 억압하는 변조 주파수 전환 수단을 구비한 NPC 인버터 제어시스템이 제공된다.

Description

NPC 인버터 제어시스템

본 발명은 PWM 제어를 사용하여 중성점 전위를 갖는 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위한 NPC 인버터(Neutral Point Clamped inverter; 중성점 클램프된 인버터) 제어시스템에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 중성점 전위의 변동을 억제함으로써 제어특성을 개선한 NPC 인버터 제어시스템에 관한 것이다.

NPC 인버터는 중성점을 갖는 DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 것으로서, 지금까지 여러 가지 시스템들이 개발되어 실용화되고 있다. 이러한 유형의 NPC 인버터의 펄스폭변조 제어방법으로서 일본특허출원 특개평 5-268773호에 개시되어 있는 바와 같이, NPC 인버터의 출력전압의 최소 펄스폭을 보장하여 선간전압의 출력전압 전영역에서 평활화된 사인파 전압(smooth sine wave voltage)을 출력하는, 제어불가능한 영역이 없는 PWM 인버터 제어방법이 제안되어 있다.

상기 특허공보에 공개된 제어방법의 개요가 제10도에 도시되어 있으며, 그 요점을 간단히 설명한다. DC전원(1)은 단자 P와 N 사이에 중성점 C를 갖는 DC 전압을 출력하며, 커패시터(2,3)는 단자 P-C와 C-N 사이에 연결되어 있으며, 평활화된 DC 전압을 출력한다. 이러한 중성점 C를 갖는 DC 전압은 NPC 인버터(4)로 입력되어 비교기(16)에서 출력되는 게이트펄스 Gp에 의한 펄스폭변조(PWM)를 통해 AC 전압으로 변환되어, 모터(5)로 공급된다.

PWM제어의 개요를 이하에 설명한다. 제어유닛(9)은 속도기준값 ωr*, 회전각검출기(6)를 통해 검출된 모터의 회전각 θr, 미분기(8)를 통해 얻은 검출된 모터속도값 ωr 및 전류검출기(7)에 의해 검출된 모터전류 Im으로부터 무효(d축)전압기준값 Vd*, 유효(q축)전압기준값 Vq* 및 1차전압벡터의 위상기준값 θ1을 계산하여 출력한다. 좌표변환유닛(10)은 θ1, Vd*, Vq*에 근거하여 3-상에서의 전압 기준값 Vu*, Vv*, Vw*를 출력한다. 산술유닛(11)은 Vd*와 Vq*의 벡터합(1차 전압 기준값의 진폭)을 구해 이를 전압기준값의 진폭 V1*으로 출력한다. 모드선택유닛(12)은 전압기준값 진폭 V1*과 최소 펄스폭에 의해 정의된 소정의 임계값 V1x를 비교하여 V1*≥ V1x인 경우에는 0의 모드신호 M_PWM을, V1* ＜ V1x인 경우에는 1의 모드 신호 M_PWM을 출력하고, 이들 모드 신호는 변환 수단 선택 유닛(18)으로 입력된다. 변환수단선택유닛(18)은 모드신호 M_PWM이 1인 경우에는 제1전압기준값변환수단(14)을 동작시키고, 모드 신호 M_PWM이 0인 경우에는 제2전압기준값 변환수단(13)을 동작시켜서, 좌표변환유닛(10)으로부터 출력된 3-상 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*을 후술하는 변환 기준에 따라 다른 3-상 전압 기준값 Vu2*, Vv2*, Vw2*으로 변환한다.

제1전압기준값변환수단(14)은 극성전환주파수설정유닛(12a)에 의해 주어진 극성전환주파수 Fpn에 따라 다음의 식에 근거하여 3-상 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*을 Vu2*, Vv2*, Vw2*으로 변환한다.

여기서, ±Vb는 최소 펄스폭에 따라 정의된 소정값의 적어도 2배 이상으로 설정되며, 극성전환주파수발생기(14a)에 의해 주어진 고정된 극성전환주파수 Fpn에 근거하여 정극성/부극성 극성으로 주어지는 소정의 바이어스값이다.

제2전압기준값변환수단(13)은 다음의 식들에 근거하여 3-상 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*을 Vu2*, Vv2*, Vw2*으로 변환한다.

U-상 전압기준값 Vu*이 0 ＜ Vu* ＜ Vmin이면 :

여기서, Vmin은 최소 펄스폭에 따라 정하여지는 소정의 전압이다.

V-상 전압기준값 Vv* 또는 W-상 전압기준값 Vw*이 -Vmin ＜ V* ＜ 0이면, 상기 변환식과 마찬가지로 변환된다.

3-상 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*이 모두 V* ＜ -Vmin 또는 Vmin ＜ V*이면, 이 3-상 전압기준값들은 다음의 식에 의해 나타낸 바와 같이 곧바로 출력된다 :

이상과 같이 변환된 전압기준값 Vu2*, Vv2*, Vw2*은 캐리어발생기(15)로부터 주어지는 삼각과 캐리어 Sc와 함께 비교기(16)에 입력되며, 그 대소관계에 따라 펄스폭변조를 수행하도록 게이트펄스 Gp가 출력되고, 따라서 NPC 인버터(4)가 PWM 제어된다.

따라서, 전압기준값 진폭 V1*이 임계값 V1x보다 더 작을 경우에는 제1전압기준값변환수단(14)에 의해 소정의 바이어스가 각 상에서의 전압기준값에 가산되거나 또는 그로부터 감산되며, NPC 인버터(4)는 전압 기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 대응하는 제로-교차점 근방의 선간전압을 출력하여 최소 펄스폭을 보장하게 된다. 또한, 전압기준값 V1*의 진폭이 임계값 V1x 이상일 때, 어떤 상에서의 전압기준값의 절대값이 Vmin보다 작을 경우에는 그 상에서의 전압기준값은 제2전압기준값변환수단(13)에 의해 그 극성의 Vmin에 고정되고, 다른 2-상에서의 전압기준값은 선간전압이 변하지 않도록 보정되며, NPC 인버터(4)는 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 대응하는 선간전압을 출력하여 최소 펄스폭을 보장하게 된다.

NPC 인버터는 중성점 전위를 일정 레벨로 유지시키면서 동작해야 하며, 부하 전류의 영향을 받으며 중성점 전위가 출력주파수보다 3배 높은 주파수로 변동하는 특성을 갖는다. 이러한 중성점 전위의 변동은 사인파로 주어지는 2-상의 전압기준값이 정극성으로 되는 기간과 부극성으로 되는 기간이 한 사이클에서 교대로 3번 발생된다는 사실에 기인한다. 즉, 2-상이 양극성일 때는, 이들 2-상의 부하전류는 DC 전원(1)의 정극측 P로부터 중성점 C로 흐르고, 이들이 부극성일 때는, 부하 전류는 DC 전원(1)의 부극측 N으로부터 중성점 C로 흘러 중성점 전위가 변동하게 된다. 이 중성점 전위의 변동량은 부하 전류가 증가함에 따라 증가하며, 주파수의 증가에 따라 감소된다.

제1전압기준값변환수단(14)이 선택되면, 모든 상의 전압기준값의 극성이 극성전환주파수 Fpn에 의해 정극성/부극성으로 전환되며, 따라서 스위칭 주파수가 전환 사이클의 한 사이클당 한 번의 비율로 증가된다. 또한, 3-상 전압기준값 모두의 극성이 균일하게 되기 때문에, 중성점 전위의 변동주파수는 출력주파수의 3배가 되지 않고 극성전환주파수 Fpn과 같게 된다. 따라서, Fpn이 증가되는 경우, 중성점 전위의 변동을 억제하는 효과가 얻어진다. 그러나, 극성전환주파수 Fpn이 증가할 때 스위칭 주파수도 증가하고 스위칭으로 인한 전력 손실도 또한 증가하는 문제점이 있다. 또한, 전압기준값의 진폭 V1*이 임계값 V1x 근방에 있을 때, 제1 및 제2전압기준값변환수단(14,13)간의 전환이 자주 일어나며, 그 결과 스위칭 주파수가 증가하는 문제점도 있다.

다른 유형의 종래의 NPC 인버터 시스템이 제11도에 도시되어 있다. 이 도면에서, DC 전원(20)은 AC 전원(20a)으로부터 정극측 DC 전압 Vpq를 얻는 컨버터(20c)와 직렬로 접속되어 있고, AC 전원(20b)으로부터 부극측 DC 전압 Vdn을 얻는 컨버터(20d)에 직렬로 접속되어 있으며, 리액터(20e,20f)와 커패시터(21,22)로 이루어진 LC 필터를 통해 PN 사이에 평활화된 DC 전압 Vdpn(=Vdp+Vdn)을 출력한다. 중성점 C를 갖는 이 DC 전압 Vdpn은 NPC 인버터(23)에 의해 소망의 AC 전압으로 변환되어 부하(25)에 3-상 AC 전류 Iu, Iv, Iw로서 공급된다. 이들 3-상 AC 전류 Iu, Iv, Iw는 변류기(24)에 의해 피드백 전류 Iuf, Ivf, Iwf로서 검출되며, 변환유닛(3-상에서 2-상으로 변환)(26)에서 유효전류성분 Iqf와 무효전류성분 Idf의 직교좌표신호로 변환된다. 이 유효전류성분 Iqf와 무효전류성분 Idf는 전류제어기(27)에서 유효전류기준값 Iqr과 무효전류기준값 Idr과 각각 비교되고, 각각의 전류 편차를 감소시키도록 유효전압기준값 Eqr과 무효전압기준값 Edr의 직교좌표신호가 출력된다. 이 직교 좌표 신호들 Eqr, Edr은 컨버터(2상에서 3상으로 변환)(28)에서 3-상 AC전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*로 변환된다. 비교기(30)에서는, 이 3상 AC 전압 기준값 Vu*, Vv*, Vw*이 캐리어발생기(29)로부터 출력되는 정극측 및 부극측 캐리어와 비교되어 게이트펄스 Gp로서 출력된다. 인버터(23)는 이 게이트펄스 GP에 의해 펄스폭 변조(PWM) 제어되며, 따라서 PN간의 DC 전압 Vdpn이 AC전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 대응하는 AC 전압들로 변환되고, 3상 AC전류 Iu, Iv, Iw의 유효전류 성분과 무효전류성분이 유효전류기준값 Iqr과 무효전류기준값 Idr에 대응하는 값이 되도록 제어된다.

또한, 정극측 및 부극측 DC 전압 Vpq, Vdn은 전압 검출기 (31,32)에 의해 전압 피드백 Vdpf, Vdnf로서 검출되며, 그의 차전압 ΔVd가 AC 전압 기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 가산되며, 보정된 AC 전압 기준값 Vu2*, Vv2*, Vw2*에 의해 이 차전압이 영으로 되도록 인버터(23)의 AC 출력전압이 제어된다. 그 결과, DC 전원(20)의 정극측과 부극측 DC 전압 Vdp, Vdn간에 차이가 발생하면, 중성점 전위가 변동하여 차전압 ΔV을 발생시키며, 보정된 AC 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*인 AC 전압기준값 Vu2*, Vv2*, Vw2*이 비교기(30)에 주어져 차전압 ΔVd가 영이 되도록 한다. 이와 같이 하여, NPC 인버터(23)는 정극측과 부극측 전원간에 차이가 발생되도록 제어되며 중성점 전위의 변동을 억제하게 된다.

예를 들어, 정극측 DC 전압 Vdp가 부극측 DC 전압 Vdn보다 더 크게 되는 경우에는, 차전압 ΔVd 는 AC 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*을 정극 방향으로 바이어스시키기 위하여 가산되어 정극측 DC 전압 Vdp로부터 공급된 전력은 증가되고 부극측 DC 전압 Vdn으로부터 공급된 전력은 감소되도록 보정제어되어, 그 결과 중성점 전위의 변동이 억제된다.

그러나, 상술한 종래의 NPC 컨버터 시스템에서는, 부하 및/또는 출력 주파수의 변동에 기인하여, 리액터(20e, 20f)와 커패시터(21,22)로 구성된 LC 필터의 공진 주파수에 의해 DC 전압이 진동할 수가 있다. 컨버터(20c,20d)는 DC 전압을 제어하기 위한 전압 제어시스템(도시하지 않음)을 각각 장착하고 있으며, DC 전압은 전압 제어 응답과 공진 주파수의 관계로 진동할 수도 있다. 또한, 현재의 정극 전압 Vdp와 현재의 부극 전압 Vdn이 서로 일치하면서 변동하는 경우에는 차전압 ΔVd이 검출되지 않기 때문에, 상기한 보정 제어에 의해서는 DC전압의 변동이 억제될 수 없다. 또한, 정극측 DC 전압 Vdp와 부극측 DC 전압 Vdn이 인버터(23)로부터 출력된 AC 전류의 유효전류성분의 변동에 의해 동일 위상으로 변동하는 경우에는, 차전압 ΔVd은 영으로 되고, 따라서 DC 전압의 변동을 억제할 수 없다.

그 결과, 종래의 NPC 인버터 시스템에서는, 컨버터의 전압제어응답을 지연시킴으로써 DC 전압의 변동에 대처할 수 밖에 없으며, DC 전압의 변동을 충분히 억제할 수 없었다. 따라서, 압연기를 구동하는 모터가 부하로서 인가될 때, 부하의 변동에 대한 제어 응답이 느려지게 되고, 제어 출력토오크는 변동되며, 압연 동작이 영향을 받게 되어 제품 품질에 악영향을 미칠 수도 있다.

이상의 NPC 인버터 시스템에서 사용되는 종래의 NPC 인버터가 제12도에 도시되어 있다. 동 도면에서, 컨버터(40)는 AC 전원(도시하지 않음)으로부터 DC 전압을 얻어서 이를 리액터(41)를 거쳐 출력하며, 직렬로 접속된 커패시터(42,43)에 의해 중성점 C를 갖는 평활화된 DC 전압을 P와 N사이에 출력한다. PN 사이의 각 상에 대해서 직렬로 접속된 퓨즈(44a∼44f)를 통해 역병렬로 접속된 다이오드로 구성된 스위칭 소자(S1∼S4; Su1∼Su4,Sv1∼Sv4,Sw1∼Sw4)가 있으며, DC 전압의 정극 P, 부극 N과 중성점 C의 3 레벨 중 하나에서의 전위가 펄스의 형태로 각각의 AC 출력단자 U, V, W로 출력되고, 펄스폭변조된 AC 전압이 출력되며, 양호한 품질의 AC 전력이 부하(45)에 공급된다.

정극측 아암(arm)의 스위칭 소자(S1,S2)가 동시에 턴온되면 정극 P의 전위가 출력되며, 부극측 아암의 스위칭 소자(S3,S4)가 동시에 턴온되면, 부극 N의 전위가 출력되고, 양 스위칭 소자(S1,S4) 모두가 턴 오프되고, 스위칭 소자(S2,S4)가 동시에 턴온되면, 중성점 C에서의 전위는 중성점 클램프된 다이오드(D1 또는 D2; Du1 또는 Du2,Dv1 또는 Dv2,Dw1 또는 Dw2)중 어느 하나를 통해 출력된다. 또한, 정극성 AC 전압이 출력될 때, 스위칭 소자 S2는 턴온되고 스위칭 소자 S1은 턴온/오프된다. 부극성 AC 전압이 출력될 때, 스위칭 소자 S3는 턴온되고 스위칭 소자 S4는 턴온/오프된다. 또한, 스위칭 소자(S1,S3와 S2,S4)가 상보적으로 턴온/오프되며 결코 동시에 턴온되지는 않는다. 이 스위칭 제어 동작은 공지되어 있으며, 따라서 그 상세한 설명은 생략한다.

이러한 NPC 인버터 시스템에 있어서, 스위칭 소자 S2가 온상태에 있고 스위칭 소자(S1,S3)가 정극성 AC 전압을 출력시키기 위해 상보적으로 턴온/오프될 때, 스위칭 소자 S1이 턴오프되어야 할 때 턴오프되지 않고 온 상태에 있고, 스위칭 소자 S3가 턴온되거나 스위칭 소자 S1이 턴온되고, 스위칭 소자 S3가 정상적으로는 턴오프되어야 하지만 어떤 이유로 온 상태에 있는 경우에는, 단락 전류가 중성점 클램프된 다이오드 D2를 통해 커패시터(42)로부터 흘러나온다. 이러한 경우에, 스위칭 소자(S1∼S3)가 손상되지 않도록 퓨즈(44a(또는 44c,44e))가 타버린다. 스위칭 소자(S3,S4)가 동시에 턴온될 때, 스위칭 소자 S2가 턴온되면, 중성점 클램프된 다이오드 D1을 통해 커패시터(43)로부터 단락 전류가 흘러나오며, 스위칭 소자(S2∼S4)가 손상되지 않도록 퓨즈(44b(또는 44d,44f))가 타버리며, 이와 같이 문제의 확대가 방지된다.

NPC 인버터 시스템을 상기한 단락 회로로부터 보호하기 위한 퓨즈는, 동작 중에 흐르는 전류가 의해 상당히 가열되며, 상당한 기간동안 고온 환경에 노출되어 점차적으로 열화되어 쉽게 타버리는 경향이 있어서, 보호 특성의 신뢰성을 보장하기 위해서는 정기적으로(예를 들어, 매 1-2년마다) 교체할 필요가 있으며 따라서 비경제적이다. 근래에는, 수 kV DC 전압의 고압 대용량의 NPC 인버터가 반도체 장치의 발달로 실용화되고 있다. 그 결과, 고압 보호용 퓨즈가 필요하게 되어, 상기한 문제에 대처하기 위해, 퓨즈를 사용하지 않는 경제적이고 신뢰성 높은 단락 회로 보호가 요망된다.

본 발명은 상기한 문제점들을 감안하여 이루어진 것으로서, 그 목적은 스위칭 주파수를 증가시키지 않고 중성점 전위의 변동을 효과적으로 억제할 수 있는 NPC 인버터 제어시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 DC 전압의 변동을 검출하여 AC 출력전류의 유효전류성분을 보정 및 제어함으로써 DC 전원의 LC 공진에 의한 DC 전압의 진동을 억제하는, 제어 특성이 개선된 NPC 인버터 제어시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 퓨즈를 사용하지 않고 스위칭 소자를 단락 전류로부터 보호하여 문제의 확대를 예방할 수 있는 경제적이고 신뢰성 높은 NPC 인버터를 제공하는 것이다.

본 발명에 따르면, 중성점을 갖는 DC전압을 출력하는 DC전원과, 상기 DC전압을 AC전압으로 변환시키는 PWM제어수단을 갖는 NPC 인버터와, 전압기준값의 진폭을 최소 펄스폭으로 정의되는 소정의 값과 비교하여, 상기 비교 결과에 따라 제1 및 제2PWM모드를 결정하는 모드선택수단과, 상기 제1PWM 모드에 있어서 일정 주기 내에 극성이 정극성/부극성으로 변화하여 상기 최소 펄스폭을 보장하도록 상기 최소 펄스폭에 의하여 정의되는 소정의 바이어스값을 상기 전압기준값에 가산하는 제1전압기준값변환수단과, 선간전압을 상기 전압기준값에 해당하는 값이 되도록 한 상에서의 전압기준값이 다른 상의 최소 펄스폭 기준값에 의해 정의되는 소정의 값보다 작을 때에 상기 최소 펄스폭을 보장하는 값으로 상기 한 상에서의 전압기준값을 고정시키기 위한 제2전압기준값변환수단과, 제1PWM모드에 있어서 PWM 제어수단의 변조주파수를 저하시켜 제1PWM모드에서 스위칭에 의한 전력 손실을 억제하는 변조주파수전환수단을 구비한 NPC 인버터 제어시스템이 제공된다.

또한, 본 발명에 따르면, DC 전압을 LC 필터를 통해 정극측 및 부극측 전압으로 분할하는 중성점을 갖는 DC 전압을 출력하는 DC 전원과, DC 전압을 소망의 주파수의 AC 전압으로 변환하여 부하에 AC 전류를 공급하는 NPC 인버터와, 유효전류기준값과 무효전류기준값을 유효전류성분의 검출값의 무효전류성분의 검출값과 비교하여 전류 편차를 감소시키도록 NPC 인버터를 제어하는 전류제어수단과, DC 전압의 소정의 주파수에 걸친 영역에서의 변동 성분을 보정신호로서 출력하고 상기 보정신호에 의해 DC 전압의 변동을 억제하도록 유효전류기준값을 보정하는 보정수단을 구비한 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템이 제공된다.

또한, 본 발명에 따르면, 2 세트의 직렬 접속된 커패시터의 접속점이 중성점으로서 사용되는 DC 전압을 출력하는 DC 전원과, DC 전압을 AC 전압으로 변환하는 상기 DC 전원의 정극과 부극에 접속된 중성점을 갖는 NPC 인버터와, 상기 DC 전원의 정극측과 부극측 및 상기 중성점 사이에 제공된 리액터와 스위칭 소자로 이루어진 직렬 회로인 제1 및 제2의 분류수단을 구비하고, NPC 인버터의 단락 전류가 검출될 때 상기 제1 및 제2의 분류수단의 스위칭 소자들을 도통(턴온)시킴으로써 NPC 인버터 유닛을 보호하는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터가 제공된다.

제1도는 본 발명의 NPC 인버터 제어시스템의 일실시예를 나타낸 블럭도.

제2도는 제1도에 도시한 실시예의 제2전압기준값변환수단(13)의 동작을 설명하는 전압 파형도.

제3도는 제1도에 도시한 실시예의 제1전압기준값변환수단(14)의 동작을 설명하는 전압 파형도.

제4도는 본 발명의 또 다른 NPC 인버터 시스템의 일실시예를 나타낸 블럭도.

제5a도는 고역통과필터의 특성을 나타내는 블록도.

제5b도는 본 발명의 NPC 인버터 시스템의 일실시예의 주요부의 블록도.

제5c도는 산술유닛의 이득특성을 나타낸 다이어그램.

제6도는 본 발명의 또 다른 NPC 인버터 시스템의 다른 실시예를 나타낸 블럭도.

제7도는 본 발명의 NPC 인버터의 일실시예를 나타낸 블럭도.

제8도는 제7도의 일실시예의 동작을 설명하는 타이밍도.

제9도는 본 발명의 다른 NPC 인버터의 일실시예를 나타낸 블럭도.

제10도는 종래의 NPC 인버터 제어시스템을 나타낸 블럭도.

제11도는 다른 종래의 NPC 인버터 시스템을 나타낸 블럭도.

제12도는 종래의 NPC 인버터를 나타낸 블럭도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : DC 전원 2, 3 : 커패시터

4 : NPC 인버터 5 : 모터

6 : 회전각검출기 7 : 전류검출기

8 : 미분유닛 9 : 제어유닛

10 : 좌표변환유닛 11 : 산술유닛

12 : 모드선택유닛 13 : 제2전압기준값변환수단

14 : 제1전압기준값변환수단

본 발명의 청구항1의 NPC 인버터 제어시스템에 해당하는 실시예가 제1도에 도시되어 있다. 제1도에 도시된 구성에서, 17은 변조주파수전환수단으로서, 모드선택유닛(12)으로부터 주어진 모드신호 M_PWM이 1일 때는 캐리어주파수설정유닛(15)의 설정주파수를 1/2로 감소시켜 출력하고, 모드신호 M_PWM이 0일 때는 캐리어주파수설정유닛(15)의 설정주파수를 그대로 출력하여, 모드 신호 1/0에 따라 변조 주파수 Fc를 전환한다. 캐리어발생기(15)는 변조주파수전환수단에 의해 전환된 변조주파수 Fc의 삼각파캐리어 Sc를 발생한다. 다른 구성요소들은 종래의 NPC 인버터 제어시스템(제10도)에서 사용된 것과 동일하다.

상기한 구성에서, 산술유닛(11)으로부터 출력되는 전압 기준값의 진폭 V1*이 최소 펄스폭에 의해 정의된 소정의 임계값 V1x보다 작을 때(V1*＜V1x)는 1의 모드 신호 M_PWM이 모드선택유닛(12)으로부터 출력되고, 임계값 V1x 이상(V1*≥V1x)일 때에는, 0의 모드 신호 M_PWM이 모드선택유닛(12)로부터 출력된다. 모드 신호 M_PWM이 1일 때에는, 변환수단선택유닛(18)에 의해 제1전압기준값변환수단(14)의 기능이 유효하게 되고, 이와 동시에 변조주파수 Fc가 캐리어주파수설정유닛(15a)의 설정주파수의 1/2로 감소된다. 또한, 모드 신호 M_PWM이 0일 때는, 제2전압기준값변환수단(13)의 기능이 유효하게 되어, 좌표변환유닛(10)으로부터 출력되는 각 상에서의 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*이 Vu2*, Vv2*, Vw2*로 변환된다.

제1전압기준값변환수단(14)의 기능이 유효하게 될 때, 제2도에 도시된 바와 같이, 극성전환주파수 Fpn에 의해 정의된 주기 T1의 구형파의 바이어스전압이 각 상에서의 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 가산되며, 변환된 전압기준값 Vu2*, Vv2*, Vw2*는 주기 T1내에 정극 부극으로 한번 바뀌게 된다. 캐리어 Sc의 주기 T0은 변조주파수 Fc에 따라 결정되며, 정상적인 변조 주기의 2배로 된다. 극성전환주파수 Fpn이 변조주파수 Fc의 1/5로 설정되어 있는 일례가 제2도에 도시되어 있다. 제2전압기준값변환수단(13)의 기능이 유효하게 될 때, 캐리어 Sc의 주기 T0는 캐리어주파수설정유닛(15a)의 설정주파수에 따라 결정되는 정상적인 변조 주기로 변환되어 앞에서와 마찬가지로 억제된다.

본 실시예에서는 모드 신호 M_PWM이 1일 경우, 상기한 바와 같이 소정의 바이어스가 전압기준값에 가산되거나 그로부터 감산되며, NPC 인버터(4)는 전압기준값의 제로-교차점 근방의 최소 펄스폭을 보장하면서 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*에 대응하는 평활한 사인파 선간전압을 출력한다. 이 경우, 변조주파수는 정상적인 레벨의 1/2로 감소되며, 극성전환주파수 Fpn이 큰 레벨로 설정되는 때에도, 정상적인 변조주파수 Fc 이하로 된다. 전압기준값이 낮은 영역내에서는 일반적으로 출력 주파수도 낮기 때문에, 고조파함유율도 또한 낮으며, 제어 효율은 저하되지 않는다. 따라서, 극성전환주파수 Fpn이 더 높은 레벨로 설정될 때에도, 스위칭으로 인한 전력 손실이 정상적인 레벨보다 높게 되는 것은 아니며, 중성점 전위의 변동을 효과적으로 억제할 수 있다.

또한, 제1도에 도시된 모드 선택 유닛(12)은 전압기준값 V1*이 최소 펄스폭에 따라 결정되는 소정의 임계값 V1x보다 작을 때는(V1*＜V1x) 모드 신호 M_PWM을 1로 설정하고, 작은 값 ΔV가 V1x에 가산되는 때는 (V1*≥V1x+ΔV) 모드 신호 M_PWM을 0으로 설정함으로써 모드 전환시에 히스테리시스 특성을 가지도록 구성하여 NPC 인버터가 최소 펄스폭에 따라 정의된 소정값 V1x 근방에서 전압기준값 V1*의 진폭으로 동작될 경우 채터링(chattering)의 발생을 방지하고 모드 전환으로 인한 스위칭 주파수의 증가를 억제할 수 있다.

상기한 본 발명에 따르면, 전압기준값의 진폭이 최소 펄스폭에 따라 정의된 소정값보다 작은 저전압 영역에서 스위칭 주파수를 증가시킴이 없이 중성점 전위의 변동을 억제할 수 있는 NPC 인버터 제어시스템을 제공할 수 있다.

본 발명의 또 다른 NPC 인버터시스템의 일실시예가 제4도에 도시되어 있다.

제4도에 도시된 NPC 인버터 시스템의 구성에 있어서, 33은 정극측 DC 전압 Vdpf의 검출값과 부극측 DC 전압 Vdnf의 검출값으로부터 보정신호 Iqc를 얻는 유효전류보정유닛으로서, 정극측 DC 전압 Vdpf의 검출값과 부극측 DC 전압 Vdnf의 검출값을 가산한 값 (Vdpf+Vdnf), 즉 DC 전원(20)의 PN간의 DC 전압 Vpdn을 얻기 위한 가산기(34)와 PN간의 DC 전압 Vdpn이 변동할 때 변동 성분의 소정 주파수 이하의 DC 성분을 포함하는 저주파수 영역을 제거함으로써 보정신호 Iqc로서 고주파 영역만을 출력하기 위한 고역 통과 필터(35)를 구비하고 있다. 36은 보정신호 Iqc를 유효 전류 기준값 Iqr에 가산하기 위한 가산기이다. 다른 것들은 종래의 NPC 인버터 시스템과 동일한 구성으로 되어 있다.

상기한 구성에 있어서, NPC 인버터 시스템(23)은 종래의 인버터 시스템과 마찬가지로 유효전류기준값 Iqr과 무효전류기준값 Idr 에 근거하여 3-상 AC 전류 Iu, Iv, Iw를 출력하며, DC 전원(20)의 정극측 DC전압 Vdp와 부극측 DC전압 Vdn간에 차이가 발생되고 차전압 ΔVd가 검출되면, 종래의 NPC 인버터 시스템과 마찬가지로 AC 전압기준값 Vu*, Vv*, Vw*가 보정 제어되어 변동하는 중성점 전위를 억제하게 된다.

또한, 본 실시예에서는, DC 전원(20)의 PN간의 DC 전압 Vdpr 이 변동할 때, 변동 성분의 소정 주파수 이하의 DC 성분을 포함하는 저주파 영역이 제거된 고주파 영역의 보정신호 Iqc가 유효전류보정유닛(33)으로부터 출력되어 가산기(36)를 통해 유효전류기준값 Iqr에 가산된다. 그 결과, PN간의 DC 전압 Vdpn이 변동하면, NPC 인버터(23)로부터 출력되는 AC 전류 Iu, Iv, Iw의 유효전류성분이 보정제어되어 전압 변동을 억제한다. 예를 들어, PN간의 DC 전압 Vdpn이 증가하는 방향으로 변화하면, 유효전류성분은 증가하는 방향으로 보정되고, DC 전압 Vdpn이 감소하는 방향으로 변화하면, 유효전류성분은 감소하는 방향으로 보정되어, 그 결과 DC 전압 Vdpn의 변동이 억제된다.

제5a도는 고역통과필터(35)의 특성을 나타내는 전달함수를 도시한 것으로서, 35a는 입력 신호의 소정의 시정수 T에 의해 결정된 주파수 이하의 DC 성분을 포함하는 저주파 영역만을 통과시키는 전달 블럭이고, 35b는 전달 블럭(35a)를 통과한 입력 신호의 저주파 영역을 감산하기 위한 감산기이며, 35c는 감산기(35b)의 출력 신호를 소정의 레벨로 변환하여 보정신호 Iqc로서 출력하는 증폭기이다. 상기한 구성으로부터, 입력 신호 Vdpn(PN간의 DC 전압 Vdpn의 검출된 값)으로부터 소정 시정수 T에 의해 결정되는 주파수 이하의 DC 성분을 포함하는 저주파 영역이 제거된 고주파 성분만이 보정신호 Iqc로서 출력된다.

본 실시예에 따르면, 부하/출력주파수의 변동으로 인하여 DC 전원(20)의 LC 필터의 공진 주파수로 공진하며 DC 전압이 변동할 때, 고역 통과 필터(35a)의 시정수 T를 적절히 설정함으로써 DC 전압 변동을 효과적으로 억제하는 덤핑 효과(dumping effect)를 얻을 수 있고, 진동 현상을 일으키지 않고 DC 전원으로서 동작하는 컨버터의 전압 제어 응답을 개선시킬 수 있다. 따라서, 압연기를 구동하기 위한 모터가 부하로서 인가되는 경우, 압연 동작에 주어지는 영향 뿐만 아니라 모터의 제어 출력 토오크의 변동이 억제되고, 제품 품질에 악영향을 주는 문제점이 해결된다.

본 발명의 복수의 NPC 인버터 시스템의 일실시예가 제6도에 도시되어 있다. 본 실시예에는, 하나의 DC 전원(20)으로부터 출력되는 중성점 C를 갖는 DC 전압을 복수의 NPC 인버터(231∼23n)에 공급하고, 독립적인 AC 전류를 모터(부하)(251∼25n)에 공급하는 공통 전력 공급 시스템이 도시되어 있다.

제6도에서, 371∼37n은 각각의 유효(토오크)전류기준값 Idr과 무효(여기)전류기준값 Idr에 근거하여 NPC 인버터(231∼23n)와 모터(부하)(251∼25n)를 제어하는 제어유닛으로서, 보정신호 Iqc를 각각의 유효전류기준값 Iqr1∼Iqrn에 가산하기 위한 가산기(361∼36n)가 설치되어 있다.

상기한 구성에 있어서, 공통 DC 전원의 PN간의 전압이 변동하면 변동 성분의 소정 주파수 이하의 DC 성분을 포함하는 저주파 영역이 제거된 고주파 영역의 보정신호 Iqc가 유효전류 보정유닛(33)으로부터 토오크전류기준값 Iqr1∼Iqrn에 가산되고, NPC 인버터(231∼23n)로부터 출력된 AC 전류의 유효(토오크) 전류 성분이 보정제어되어 PN간의 전압 변동을 억제하게 된다.

본 실시예의 경우에, NPC 인버터(231∼23n)는 독립적으로 동작할 수 있고, 다른 주파수들을 출력할 수 있으며, 따라서 DC 전압은 각각의 주파수 차와 DC 전원(20)의 LC 공진 주파수와의 관계로 인해 변동할 수도 있다. 이 DC 전압 변동은 유효전류보정유닛(33)의 고역 통과 필터(35)의 시정수 T가 적당한 값으로 설정될 때 억제될 수 있다.

본 발명의 NPC인버터 시스템의 또 다른 실시예가 제5b도에 도시되어 있다. 본 실시예는 산술 유닛(381∼38n)이 부가되어 있다는 점 외에는 제6도의 실시예와 동일하다.

이 산술 유닛(381∼38n)은 유효전류성분 Iqr1∼Iqrn에 따라 이득이 변화하는 증폭기를 구비하고 있으며, 유효전류보정유닛(33)으로부터 출력된 보정신호 Iqc에 대한 유효전류기준값 Iqr1∼Iqrn의 증가에 비례하여 감소하는 이득이 곱해진 제2보정신호 Iqc1∼Iqcn을 출력한다. 각각의 전류제어수단에 주어지는 각각의 유효전류기준값은 DC 전압 변동을 억제하도록 이 제2보정신호에 의해 보정된다.

제5c도는 산술 유닛(381∼38n)의 이득 특성으로서, 유효전류기준값 Iqr1∼Iqrn의 크기(절대값)에 대한 이득의 변화의 관계를 나타내고 있다.

특성 C1은 유효전류기준값 Iqr1∼Iqrn의 크기(절대값)의 증가에 따라 산술유닛(381∼38n)의 이득을 감소시키고 있으며, 소정의 유효전류기준값 Iqrx에서 이득을 0으로 만든다.

특성 C2는 유효전류기준값 Iqr1∼Iqrn의 크기(절대값)가 소정값 Iqrx 이하로 될 때 이득을 일정 레벨로 유지하는 것으로서, Iqrx를 초과할 때는 이득을 0이 되게 한다.

이들 실시예에 따르면, 공통 전력공급 시스템의 복수의 NPC 인버터(231∼23n)에 의해 AC 전류를 모터(부하)(251∼25n)에 공급하는 경우, 소정의 유효전류기준값 Iqrx 이하의 유효전류성분을 공급하는 NPC 인버터에만 제2보정신호 Iqc를 제공하고, 소정의 유효전류기준값 Iqrx 이상의 유효전류성분을 공급하는 NPC 인버터에는 제2보정신호 Iqc를 제공하지 않음으로써 경부하가 걸린 NPC 인버터(부하가 없는 경우를 포함)에 의해 DC 전압의 변동 성분을 제어할 수 있다. 따라서, DC 전압이 DC 전원의 LC 필터의 공진으로 진동하여 전압 변동이 억제될 때에는, 모든 NPC 인버터의 동작 상태를 관측하면서 압연 부하를 갖는 모터(부하)에 AC 전류를 공급하는 NPC 인버터에는 제2보정신호를 제공하지 않고, 과잉 출력 전류는 갖는 NPC 인버터에 의해 보정 및 제어가 수행되며, 따라서 압연 동작은 악영향을 받지 않는다.

이상의 설명에서는, 정극측 DC 전압 Vdpf 의 검출값과 부극측 DC 전압 Vdnf의 검출값을 가산함으로써 DC 전원(20)의 PN간의 DC 전압을 구하는 일례가 제시되어 있다. PN간의 DC 전압을 직접 검출하는 전압 검출기를 사용하여도 PN간의 DC 전압을 마찬가지로 구할 수 있다.

본 발명에 따르면, DC 전압의 변동 성분을 검출함으로써 변동 전압을 억제하도록 AC 출력 전류의 유효전류성분을 보정 및 제어할 수 있고, DC 전원의 LC 공진으로 인해 생기는 DC 전압의 진동 현상을 억제함으로써 DC 전압을 안정되게 할 수 있으며, NPC 인버터 시스템에 개선된 제어 특성을 제공하는 것이 가능하다.

본 발명의 제1도, 제4도 및 제6도에 적용할 수 있는 NPC 인버터의 일실시예가 제7도에 도시되어 있다. 제7도에서, 50a, 50b는 단락 명령 Sc에 응답하여 도통(턴온)되는 단락 스위칭 소자이고, 51a, 51b는 커패시터(42,43)에 접속된 리액터이며, 60은 중성점 C와 인버터유닛(46) 사이를 흐르는 순간전류는 검출하기 위한 변류기이고, 70은 검출전류 Ic가 소정값을 초과할 때 단락명령 Sc와 중단명령 RCB를 출력하기 위한 제어유닛이다. 다른 요소들은 종래의 NPC 인버터(제12도)와 동일하며, 동일한 참조번호가 부여되어 있다. 또한, 본 실시예에서, 직렬로 접속된 스위칭 소자 S1∼S4(Su1∼Su4,Sv1∼Sv4,Sw1∼Sw4)로 흐르는 전류의 변화율을 제한하기 위한 리액터(52a,52b)가 인버터유닛(46)의 DC 입력의 P측과 N측에 제공되어 있다. NPC 인버터는 리액터들이 모든 상에 대해 직렬로 접속되어 있는 스위칭 소자 S1∼S4에 직렬로 접속되도록 하는 구성으로 할 수 있다.

상기한 구성에서, 중성점 C를 통해 흐르는 순간전류는 변류기(60)에 의해 검출되며, 이 검출된 전류 Ic의 크기(절대값) 및 극성은 제어 유닛(70)에 의해 항상 모니터된다. 단락전류가 정극측 또는 부극측 스위칭 소자로 흐르는 경우에, 단락 회로 전류에 비례하는 크기의 정극 또는 부극 검출 전류 Ic가 변류기(60)로부터 출력되며, 그 크기가 소정값을 초과하는 경우에는, 제어 유닛(70)은 단락스위칭 소자(50a 또는 50b)를 도통(턴온)시키기 위해 단락명령 Sc를 출력한다. 이와 동시에, 인버터유닛(46)의 PWM 제어가 중단되며, 모든 상에서의 스위칭 소자들(S1∼S3 또는 S2∼S4)이 도통(턴온)된다. 따라서, 단락전류가 리액터(51a,52a) 또는 리액터(51b,52b)로 분류되며, 단락이 발생한 상에서의 스위칭 소자로 흐르는 전류는 모든 상에서의 스위칭 소자에 의해 공유되어 감소된다. 분류비는 리액터(51a,52a) 또는 리액터(52a,52b)의 인덕턴스 비(inductance ratio)에 따라 결정되기 때문에, 정극측 또는 부극측 스위칭 소자로 흐르는 단락전류를 허용 전류내로 제한하도록 리액터의 인덕턴스비를 결정함으로써, 스위칭 소자가 손상되는 것을 방지하고 보호할 수 있다.

제어유닛(70)은 단락명령 Sc를 출력하는 것과 동시에 컨버터(40)의 동작을 중단시키기 위한 중단명령 RCB도 출력하며, 따라서 대부분의 단락전류는 커패시터(42 또는 43)의 축적전하(에너지)의 방전전류가 된다. 이 방전전류는 커패시터(42)와 리액터(51a,52a)의 회로 또는 커패시터(43)과 리액터(51b,52b)의 회로로 흐르기 때문에, 이 방전전류는 그의 공진주파수에 의해 결정되는 진동파형전류가 되며, 커패시터(42 또는 43)의 축적전하(에너지)가 자기에너지로서 리액터(51a,52a) 또는 리액터(52a,52b)로 이동되고, 그 커패시터의 축적 전하가 영으로 되며, 전압이 영으로 될 때 방전전류가 최대로 되고 자기에너지도 최대로 된다. 이 시점으로부터, 자기 에너지의 방출에 의한 방전전류가 계속적으로 흐르게 되며, 커패시터(42 또는 43)는 반대 극성으로 충전되고, 자기에너지가 영으로 되고 전류가 영으로 될 때, 단락 스위칭 소자(50a 또는 50b)는 턴-오프되며, 동시에 온으로 되어 있는 인버터 유닛(46)의 스위칭 소자는 턴-오프된다. 또한, 이 시점에서, 커패시터(42 또는 43)의 전압의 극성이 반전된 상태로 바뀌게 된다. 따라서, 이 시점으로부터, 방전전류가 커패시터(42 또는 43)로부터 인버터(46)의 각 상의 중성점 클램프된 다이오드(D1 또는 D2)(Du1 또는 Du2, Dv1 또는 Dv2, Dw1 또는 Dw2)와 스위칭 소자(S1 또는 S4)에 역병렬로 접속된 다이오드와 리액터(52a 또는 52b)를 통해 역방향으로 흐른다. 이러한 경우에, 방전회로의 공진주파수는 약간 낮아지고, 진동전류는 주기가 길어지고 크레스트값이 높으며(high crest value), 반주기 후에는 영으로 되어 커패시터(42 또는 43)에서의 전압은 원래의 극성으로 복귀된다.

제8도는 단락 문제가 인버터유닛(46)의 U-상에서의 정극측 스위칭 소자들에서 발생될 때의 동작의 일례를 나타낸 것이다. 이제, 스위칭 소자(Su2)가 온에 있는 상태로 스위칭 소자(Su1,Su3)가 상보적으로 턴온/오프되어 PWM 제어가 수행되는 경우에, 시점 t1에서 스위칭 소자(Su1)는 온 상태로부터 턴오프되고 스위칭 소자(Su3)는 턴온되며, 스위칭 소자(Su1)는 턴오프되지 않고 스위칭 소자(Su3)가 턴온되는 경우, DC 전원의 P와 C사이의 회로는 리액터(52a), 스위칭 소자(Su1,Su2,Su3) 및 중성점 클램프된 다이오드(Du2)를 통해 단락 회로가 되며, 방전 전류 Is가 단락전류로서 커패시터(42)로부터 흘러나온다. 이 방전전류는 변류기(60)에 의해 정극성의 검출전류 Ic로서 검출된다. 이 방전 전류 Is의 크기(절대값)가 소정 전류 Io를 초과하는 경우에는, 제어유닛(70)은 방전전류 Is의 극성으로부터 정극측 아암이 단락상태에 있는 것으로 판단하여 단락 스위칭 소자(50a)를 턴온하기 위해 단락명령 Sc를 출력하여 PWM 제어를 정지시키고 모든 상에서의 스위칭 소자(Su1∼SU3,Sv1∼Sv3,Sw1∼Sw3)를 턴온시킨다. 그 결과, 방전전류는 리액터(51a,52a)로 분류되며, 진동전류로서 그곳으로 흐르게 되고, 공진 주기의 반주기 후에 그 전류는 영으로 된다. 이 시점 t2에서, 단락 스위칭 소자(50a)와 모든 상에서의 스위칭 소자(Su1∼Su3,Sv1∼Sv3,Sw1∼Sw3)가 턴오프된다. 이 시점 t1∼t2의 기간 동안에 커패시터(42)의 전압 Vc1의 극성이 반전된다. 시점 t2로부터, 커패시터(42)의 반전된 전압 Vc1에 의해, 방전전류는 강제적으로 커패시터(42)로부터 모든 상에서의 중성점 클램프된 다이오드(Du1,Dv1,Dw1)와 스위칭 소자(Su1,Sv1,Sw1)에 역병렬로 접속된 다이오드와 리액터(52a)를 통해 역방향으로 흐르게 된다. 이 방전전류는 리액터(52a)로만 흐르기 때문에, 방전회로의 공진주파수는 약간 낮아지게 되며, 진동전류는 주기가 길어지며 크레스트값도 낮아지며, 반주기 후인 시점 t3에서 전류는 영으로 되고 커패시터(42)의 전압 Vc1은 원래의 극성으로 복귀된다. 이 경우에, 정극 반주기 단락 전류가 모든 상에서의 스위칭 소자(Su1∼Su3,Sv1∼Sv3,Sw1∼Sw3)와 중성점 클램프된 다이오드(Du2,Dv2,Dw2)로 나누어져 흐르게 되고, 따라서 리액터(51a,52a)의 인덕턴스 비를 적당한 값으로 설정함으로써 스위칭 소자로 흐르는 단락 전류를 허용 범위내로 제한하는 것이 가능하게 되고, 따라서 스위칭 소자를 보호할 수 있게 된다.

단락 문제가 인버터(46)의 U-상에서의 부극측 스위칭 소자에서 발생하는 경우, 방전전류는 커패시터(43)로부터 중성점 클램프된 다이오드(Du1,Dv1,Dw1), 스위칭 소자(Su2∼Su4,Sv2∼Sv4,Sw2∼Sw4) 및 리액터(52b)를 통해 흐르게 되며, 부극성 검출전류 Ic가 변류기(60)로부터 검출되고, 제어유닛(70)은 단락 스위칭 소자(50b)를 턴온시키기 위한 단락 명령 Sc를 출력하며, 따라서 상술한 바와 동일한 방식으로 보호 동작이 수행된다.

본 발명의 NPC 인버터의 또 다른 실시예가 제9도에 도시되어 있다. 본 실시예에서는, 변류기(60u,60v,60w)가 인버터 유닛(46)의 모든 U, V, W 상에 대한 중성점으로/중성점으로부터 흐르는 전류를 검출하도록 제공되어 있으며, 제어유닛(70)에는 이들 검출 전류(Icu,Icv,Icw)로부터 단락 문제를 발생시킨 위상을 검출 및 표시하기 위한 기능이 제공되어 있다. 본 실시예에서, 임의의 상에서 문제가 발생되어 DC 전압의 P와 C 또는 N과 C 사이에 단락이 발생하는 경우에, 단락 전류는 해당상의 변류기로 흐르게 되며, 상기한 바와 마찬가지로 보호 동작이 수행된다. 또한, 제어유닛(70)은 검출 전류(Icu,Icv,Icw)를 모니터하여, 최초로 소정 전류 Io를 초과한 검출 전류로부터 단락 문제를 발생시킨 상을 판별하고, 그 검출 전류의 극성으로부터 단락된 아암이 정극측인지 부극측인지를 판별하여 표시한다.

본 실시예에 의하면, 단락 문제를 발생시킨 스위칭 소자를 쉽게 검출할 수 있어 유지 보수성을 향상시킬 수 있다.

상기 실시예에서는, 중성점 전류는 검출함으로써 NPC인버터의 보호 동작을 수행하는 일례가 설명되어 있으나, 커패시터(42,43)의 방전 전류를 검출하는 전류검출기를 사용하여 이 동작을 수행할 수도 있다. 또한, 정극측 또는 부극측 중 어느 하나만을 동작시키는 일례를 사용하여 단락 스위칭 소자를 설명하고 있으나, P와 N간의 회로가 단락된 경우, 상기한 전류검출기를 사용하여 양극성측 단락 스위칭 소자 모두를 동작시킬 때에도, 마찬가지로 동작하며 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또한, 2세트의 직렬로 접속된 커패시터를 사용하여 중성점을 갖는 DC 전압을 얻고, 3 레벨 전위의 PWM 제어를 통해 AC 전압을 얻기 위한 NPC 인버터가 상기에서 설명되어 있으나, 직렬로 접속된 2N 세트의 커패시터에 의해 정극 P와 중성점 C사이 또한 부극 N과 중성점 C사이의 DC 전압을 다단계로 분할하여 3레벨 이상의 다중 레벨 전위의 PWM 제어를 통해 AC 전압을 얻는 인버터에도 본 발명의 보호 기술을 적용할 수 있다.

상기한 본 발명에 따르면, 전압기준값의 진폭이 최소 펄스폭에 따라 정의된 소정값보다 작은 저전압 영역에서 스위칭 주파수를 증가시키지 않고, 중성점 전위의 변동을 억제할 수 있는 NPC 인버터 제어시스템을 제공할 수 있다.

본 발명에 따르면, DC 전압의 변동 성분을 검출함으로써 변동 전압을 억제하도록 AC 출력 전류의 유효전류성분을 보정 및 제어할 수 있고, DC 전원의 LC공진으로 인해 생기는 DC 전압의 진동 현상을 억제함으로써 DC 전압을 안정되게 할 수 있으며, NPC 인버터 시스템에 개선된 제어 특성을 제공하는 것이 가능하다.

본 발명의 NPC 인버터에 따르면, NPC 인버터에서 단락 문제가 발생하는 경우, 단락 회로로부터 스위칭 소자들을 보호하기 위한 퓨즈를 사용하지 않고도 스위칭 소자를 보호할 수 있기 때문에, 정기적으로 퓨즈를 교체할 필요가 없게 되고, NPC 인버터 시스템에 용이한 유지 보수, 개선된 경제적 효과 및 단락 회로 방지에 대한 개선된 신뢰성을 제공하는 것이 가능하다.

Claims

중성점을 갖는 DC전압을 출력하는 DC전원과, 상기 DC전압을 AC전압으로 변환시키는 PWM제어수단을 갖는 NPC 인버터로 구성되는 NPC(neutral point clamped) 인버터 제어시스템에 있어서, 전압기준값의 진폭을 최소 펄스폭으로 정의되는 소정의 값과 비교하여, 상기 비교 결과에 따라 제1 및 제2PWM모드를 결정하는 모드선택수단; 상기 제1PWM모드에 있어서 일정 주기 내에 극성이 정극성/부극성으로 변화하여 상기 최소 펄스폭을 보장하도록, 상기 최소 펄스폭에 의하여 정의되는 소정의 바이어스값을 상기 전압기준값에 가산하는 제1전압기준값변환수단; 선간전압을 상기 전압기준값에 해당하는 값이 되므로, 한 상에서의 전압기준값이 다른 상의 최소 펄스폭 기준값에 의해 정의되는 소정의 값보다 작을 때에, 상기 최소 펄스폭을 보장하는 값으로 상기 한 상에서의 전압기준값을 고정시키기 위한 제2전압기준값변환수단; 및 제1PWM모드에 있어서, PWM 제어수단의 변조주파수를 저하시키는 변조주파수전환수단을 구비한 것을 특징으로 하는 NPC인버터 제어시스템.
제1항에 있어서, 상기 모드선택수단은 상기 전압기준값의 진폭이 상기 최소 펄스폭에 의해 결정되는 소정의 값보다 작을 때에는 모드를 제1PWM모드로 결정하고, 상기 전압기준값의 진폭이 상기 소정의 값보다 클 때에는 제2PWM모드로 결정하며, 모드 전환시 히스테리시스 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.
중성점을 갖는 DC전압을 출력하는 DC전원과, DC전압을 AC전압으로 변환하는 PWM제어수단을 갖는 NPC 인버터로 구성되는 NPC 인버터 제어시스템에 있어서, 유효전류기준값과 무효전류기준값을 유효전류성분과 무효전류성분의 검출값과 비교하여 전류편차를 감소시키도록 상기 NPC인버터를 제어하는 전류제어수단; 및 상기 DC전압의 소정의 주파수 이상의 영역에서의 변동성분을 보정신호로서 출력하여, 상기 보정신호에 의해 상기 DC전압의 변동을 억제하도록 상기 유효전류기준값을 보정하는 보정수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.
중성점을 갖는 DC전압을 출력하는 DC전원과, 상기 DC전압을 AC전압으로 변환하는 복수의 NPC 인버터로 구성되는 NPC 인버터 제어시스템에 있어서, 유효전류기준값과 무효전류기준값을 유효전류성분과 무효전류성분의 검출값과 비교하여 전류편차를 감소시키도록 NPC 인버터를 제어하는 복수의 전류제어수단; 및 상기 DC전압의 소정 주파수 이상의 영역에서의 변동성분을 보정신호로서 출력하여, 상기 보정신호에 의해 상기 DC전압의 변동을 억제하도록 각각의 상기 유효전류기준값을 보정하는 보정수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.
제4항에 있어서, 상기 보정신호 및 유효전류기준값에 근거하여 유효전류기준값의 증가에 비례하여 감소하는 제2보정신호를 제공하고, 상기 DC전압의 변동을 억제하도록 상기 제2보정신호에 의해 각각의 유효전류기준값을 보정하는 계산수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.
제5항에 있어서, 상기 계산수단은 유효전류기준값이 제1의 소정의 값을 초과할 때까지는 일정이득을 곱한 보정신호인 제2보정신호를 출력하고, 유효전류기준값이 제2 소정의 값을 초과할 때는 제2보정신호를 영으로 만드는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.
중성점을 갖는 DC전압을 출력하며 정극 및 부극을 갖는 DC전원과, 상기 DC전원의 정극과 부극에 접속된 중성점을 가지며 상기 DC전압을 AC전압으로 변환하는 NPC 인버터로 구성되는 NPC 인버터 제어시스템에 있어서, 상기 DC전원의 정극측 및 부극측과 상기 NPC 인버터의 중성점 사이에 제공된 스위칭 소자를 갖는 제1 및 제2의 분류수단; 및 상기 NPC 인버터의 단락전류가 NPC 인버터의 중성점을 흐를 때 상기 제1 및 제2의 분류수단의 스위칭 소자를 도통시키는 제어수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 NPC인버터 제어시스템.
제7항에 있어서, 상기 DC전원의 중성점과 상기 NPC 인버터의 중성점 사이를 흐르는 전류가 소정값을 초과하는 때에, 이 전류에 방향에 따라 상기 제1 또는 제2의 분류수단 중 어느 하나의 스위칭 소자를 선택적으로 도통시키는 선택수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 NPC 인버터 제어시스템.