JP2003169480A - 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 - Google Patents
中性点クランプ式電力変換器の制御装置Info
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Abstract
る設定された値以下に抑制する。 【解決手段】 3相電圧指令のうちで最高値となる相の
電圧指令が正側の最高値になるようなオフセット値を3
相総ての電圧指令に加算して3相正側シフト電圧指令を
求め、また3相電圧指令のうちで最低値となる相の電圧
指令が負側の最低値になるようなオフセット値を3相総
ての電圧指令に加算して3相の負側シフト電圧指令を求
め、3種の電圧指令でそれぞれPWM制御を行ったとし
た場合に発生する各中性点電流を演算し、中性点の電位
がリミット値を超えているとき、その中性点電位を所定
のリミット値内に最も速く戻すことのできる中性点電流
を発生する3相電圧指令を選択して3レベルPWM制御
を行う。
Description
電力変換器の制御装置、特に中性点電位変動を抑制でき
る制御装置に関する。
る。図14に公知の中性点クランプ式電力変換器の主回
路構成例を示す。図14において、中性点クランプ式電
力変換器3は、ゲートターンオフサイリスタ等のスイッ
チング素子とそれら個々のスイッチング素子に逆並列接
続されたダイオードで構成されるアーム素子、並びに各
相毎に一対のクランプダイオードを備えた中性点クラン
プ式3相ブリッジ回路として構成され、その直流端子は
直流電力の授受を行うための直流端子P,Nに接続さ
れ、交流端子は交流電力の授受を行うための3相交流端
子U,V,Wに接続されている。直流端子P,N間に
は、端子間の直流電圧を正側直流電圧Vcpと負側直流電
圧Vcnに分割するための直流コンデンサ1,2が直列に
接続されている。両コンデンサ1,2の接続点が中性点
Oを形成し、この中性点Oが中性点クランプ式電力変換
器3の各相における正負一対のクランプダイオードの中
間接続点に接続される。
器3自体の構成と動作態様は良く知られているので、こ
こではその詳細説明を省略する。中性点クランプ式電力
変換器は、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接
続された負荷に交流電力を供給する中性点クランプ式イ
ンバータとして用いられる場合と、交流端子を交流電源
に接続し、直流端子に接続された負荷に直流電力を供給
する中性点クランプ式コンバータとして用いられる場合
とがある。しかし、両者は呼び方が異なるだけで、その
構成や動作は共通であり、解決しようとする課題も共通
しているため、本発明では両者を区別せずに中性点クラ
ンプ式電力変換器として扱う。また、図14の2組の直
流コンデンサ1,2の接続点である直流中性点Oも直流
端子として引き出し、2分割された直流電源あるいは直
流負荷に接続する場合もあるが、そのような構成のもの
も本発明の対象として含むものとする。
技術課題の一つに、直流中性点電位変動の抑制技術があ
る。中性点クランプ式電力変換器では、図14におい
て、直流中性点Oを流れる中性点電流Ioは交流側周波
数の3倍の周波数で正負に変動するという原理的な性質
を持っている。この中性点電流Ioは直流コンデンサ
1,2に分流し、一方の電圧を増加させ、他方の電圧を
減少させる作用を及ぼす。すなわち、中性点電流Ioは
両コンデンサの電圧をアンバランスにするように作用
し、中性点電位は交流側周波数の3倍の周波数で変動す
ることになる。中性点電位変動は正負コンデンサ電圧の
アンバランスとして構成部品の耐圧上の問題となるだけ
でなく、交流側電圧波形へも影響を及ぼし、交流側電流
の波形歪みの原因ともなる。
負コンデンサ電圧の差を検出してフィードバック補正を
行う方式が知られている。図15は、フィードバック補
正による中性点電位変動抑制制御を実施する装置の構成
例(例えば、嶋村他「NPCインバータの直流入力コン
デンサ電圧の平衡化制御」電気学会半導体電力変換研究
会資料SPC−91−37、平成3年)を示すものであ
る。
回路構成の電力変換器3に中性点電位を抑制するための
制御回路部を付加したものである。正側直流コンデンサ
電圧Vcpおよび負側直流コンデンサ電圧Vcnをそれぞれ
電圧検出器10,11によって検出し、検出された直流
コンデンサ電圧Vcp,Vcnの差すなわち差電圧ΔVpn=
Vcp−Vcnを減算器12によって演算し、その差電圧
を、増幅器13を介して乗算器15の第1の入力端子に
入力する。他方、極性選択器14により、3相電圧指令
Vu*,Vv*,Vw*、および電流検出器20,21,
22によって検出された3相の変換器交流電流Iu,I
v,Iwに基づいて、電力変換器3の電力の流れの方向す
なわち潮流方向を判断して、例えば電力が直流側から交
流側へと流れているときは+1の、その逆の場合は−1
の極性信号Spが求められ、乗算器15の第2の入力端
子に入力される。
Vpn相当の信号に極性信号Spの値を乗じて中性点電位
変動を抑制するための補正量Vcmp=ΔVpn・Spを生成
する。この補正量Vcmpは3相の電圧指令Vu*,V
v*,Vw*に加算器16,17,18を介して加算さ
れ、補正された3相の電圧指令Vuc*,Vvc*,Vwc*
が生成され、3レベルPWM制御回路19に送出され
る。3レベルPWM制御回路19は入力された電圧指令
Vuc*,Vvc*,Vwc*に基づき公知のやり方に従って
パルス幅変調制御を行い中性点クランプ式電力変換器3
のスイッチング素子をオンオフ制御する。
中性点電位変動を抑制し得ることは確かであるが、中性
点電位変動を完全にゼロにするためには、理論上、増幅
器13のゲインを無限大にする必要があり、現実的には
不可能である。有限のゲインとした場合には、中性点電
位変動は運転力率等の電力変換器の運転状態によってそ
の大きさが変化することになるが、総ての運転状態で中
性点電位変動を許容値以下に抑制するためには、ゲイン
を大きくするか、直流コンデンサ1,2のキャパシタン
スを大きくしておく必要がある。しかし、ゲインを大き
くすると制御上の安定性を損なう虞があるだけでなく、
補正量が過大となり、補正後の3相電圧指令Vuc*,V
vc*,Vwc*が可制御範囲を超えてしまうこともあり得
る。他方、直流コンデンサ1,2のキャパシタンスを大
きくすることは、電力変換装置としてコストアップにつ
ながる。
中性点電位変動をある設定された値以下に抑制し得る、
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。
に請求項1に係る発明の中性点クランプ式電力変換器の
制御装置は、電力変換器の直流端子間に直列に接続され
る一対の直流コンデンサの電圧差に基づいて両直流コン
デンサの直列接続点に形成される中性点の電位が所定の
リミット値を超えたかどうかを判定するリミット判定回
路と、3相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の
位相点で最高となる相の電圧指令が正側の最高値になる
ようなオフセット値を3相総ての電圧指令に加算して3
相の正側シフト電圧指令を出力する正側シフト回路と、
3相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点
で最低となる相の電圧指令が負側の最低値になるような
オフセット値を3相総ての電圧指令に加算して3相の負
側シフト電圧指令を出力する負側シフト回路と、3相電
圧指令、正側シフト電圧指令、および負側シフト電圧指
令の各電圧指令に基づいてPWM制御を行ったと仮定し
た場合に発生する各中性点電流を3相電圧指令および3
相交流電流から演算する中性点電流演算回路と、リミッ
ト判定回路および各中性点電流演算回路の出力信号を元
に、中性点の電位がリミット値を超えてしまっている場
合に、その中性点電位を所定のリミット値内に最も速く
戻すことのできる中性点電流を発生する3相電圧指令を
選択する電圧指令選択回路と、この電圧指令選択回路に
よって選択された3相電圧指令に従って3レベルPWM
制御を行う3レベルPWM制御回路とを備えたことを特
徴とする。この発明によれば、中性点の電位変動を設定
されたリミット値以内に抑制することが可能となる。
中性点クランプ式電力変換器の制御装置において、3レ
ベルPWM制御回路とともに2レベルPWM制御回路を
備え、中性点電位がリミット値を超えてしまっている場
合に、3相電圧指令、正側シフト電圧指令および負側シ
フト電圧指令の各電圧指令のどれを用いても中性点電位
をリミット値内に戻すことができない場合には、3レベ
ルPWM制御回路に代えて2レベルPWM制御回路に切
り換える手段を備えたことを特徴とする。2レベルPW
M制御では中性点電流が発生しないため、この発明によ
れば、中性点電位はそのままの状態に保たれ、結果とし
て設定されたリミット値近傍に保持することができる。
または請求項2に記載の中性点クランプ式電力変換器の
制御装置において、中性点電流演算回路は各中性点電流
を各3相電圧指令と3相交流電流指令から演算すること
を特徴とする。この発明によれば、交流電流指令を用い
て中性点電流を演算することにより、電流検出器を備え
る必要がなくなる。
て、図面を参照して説明する。本発明の実施の形態を示
す図面において、図15のものと同一の構成要素には同
一の符号を付してその個々の説明は省略する。
中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第1の実施の
形態を示すブロック図である。図1の装置には、図15
の装置に備えられていた増幅器13、極性選択器14、
乗算器15、および加算器16,17,18が省略さ
れ、新たにリミット判定回路23、正側シフト回路2
4、負側シフト回路25、中性点電流演算回路26,2
7,28、および電圧指令選択回路29を備えている。
直流電圧Vcp,Vcnに基づいて減算器12により差電圧
ΔVpn=Vcp−Vcnを求め、その差電圧を中性点電位と
してリミット判定回路23に入力する。リミット判定回
路23では差電圧ΔVpnが、予め設定されたリミット値
±Vnplimの範囲を超えているかどうかの判定を行い、
超えている場合、その差電圧ΔVpnをリミット信号Sli
mとして出力する。すなわち、 ΔVpn<−Vnplim のとき、Slim=ΔVpn<0 −Vnplim≦ΔVpn≦+Vnplim のとき、Slim=0 ΔVpn>+Vnplim のとき、Slim=ΔVpn>0 である。
おいて、3相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*のうちで最
高値となる相、例えば図2に示す例ではU相電圧指令V
u*が正側の最高値になるようなオフセット値ΔVp
*(図2参照)を3相総ての電圧指令に加算して、図5
に示す3相正側シフト電圧指令Vpu*,Vpv*,Vpw*
を出力する。同様にして負側シフト回路25では、3相
の電圧指令のうちで最低値となる相、図2に示す例では
W相電圧指令Vw*が負側の最低値になるようなオフセ
ット値ΔVn*を3相総ての電圧指令に加算して、図7
に示すような3相の負側シフト電圧指令Vnu*,Vn
v*,Vnw*を出力する。
Vw*を用いて3レベルPWM制御を行う場合の三角波
キャリア信号R1,R2と3相電圧指令Vu*,Vv*,
Vw *の関係を示したものである。ここでは各電圧指令
の谷および山のタイミングが同期した正および負の2つ
の三角波キャリア信号R1,R2を用いて、三角波キャ
リア信号の谷および山のタイミングで3相電圧指令をサ
ンプルホールドし、三角波キャリア信号の半周期毎に3
相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に従って3レベルPW
M制御を行う。
流を各相の出力電圧レベルが異なる4つの期間〜毎
に示したものである。なお、ここでは期間〜の時間
をそれぞれt1〜t4と定義している。図3から3相電
圧指令Vu*,Vv*,Vw*のうち出力電圧レベルがゼ
ロ、つまり中性点Oに接続される相がある場合にのみ中
性点電流が生じ、その大きさは中性点Oに接続される相
の電流の合計値(ベクトル和)となることが分かる。
クトルU,V,Wと期間〜の対応関係を表したもの
である。図3および図4から、期間とは空間ベクト
ル上での電圧ベクトルとしては同じであり、中性点電流
の極性のみが逆になっていることが分かる。
正側シフト電圧指令Vpu*,Vpv*,Vpw*を3相電圧
指令として3レベルPWM制御を行う場合の、三角波キ
ャリア信号R1,R2と3相電圧指令Vpu*,Vpv*,
Vpw*を示したものである。図6は図5に対応する各期
間毎に発生する中性点電流を示したものである。
負側シフト電圧指令Vnu*,Vnv*,Vnw*を3相電圧
指令として3レベルPWM制御を行う場合の、三角波キ
ャリア信号R1,R2と3相電圧指令Vnu*,Vnv*,
Vnw*の関係を示し、図8は図7に対応する各期間毎に
発生する中性点電流を示している。
令Vpu*,Vpv*,Vpw*と負側シフト電圧指令Vn
u*,Vnv*,Vnw*のいずれかを用いることにより、
期間とで決まる電圧ベクトルのどちらか一方を選択
的に出力できることが分かる。これは空間ベクトル上の
電圧ベクトルとしての能力を変えることなく、中性点電
流の極性を選択できることを意味する。したがって、中
性点電位変動の状態に応じて正側シフト電圧指令か負側
シフト電圧指令を適切に選択することにより、中性点電
位変動を抑制することが可能となる。
0,21,22によって検出された3相交流電流Iu,
Iv,Iw、および絶対値として1に正規化された3相電
圧指令Vu*,Vv*,Vw*から、中性点電流Ioを、 Io=−|Vu*|Iu−|Vv*|Iv−|Vw*|Iw なる式に従って演算する。
流電流Iu,Iv,Iw、および絶対値として1に正規化
された3相正側シフト電圧指令Vpu*,Vpv*,Vpw*
から、中性点電流Ioを、 Io=−|Vpu*|Iu−|Vpv*|Iv−|Vpw*|Iw なる式に従って演算する。
流電流Iu,Iv,Iw、および絶対値として1に正規化
された3相負側シフト電圧指令Vnu*,Vnv*,Vnw*
から、中性点電流Ioを、 Io=−|Vnu*|Iu−|Vnv*|Iv−|Vnw*|Iw なる式に従って演算する。
は、三角波キャリア信号半周期間に発生する中性点電流
の平均値となる。演算された各中性点電流Ioとリミッ
ト判定回路23が出力するリミット信号Slimを元に、
電圧指令選択回路29は中性点電位を最も速くリミット
値内に戻すことのできる3相電圧指令を選択する。3レ
ベルPWM制御回路19は、選択された3相電圧指令に
従って中性点クランプ式電力変換器3の3レベルPWM
制御を行う。
電力変換器の中性点電位変動を設定値以下に抑えること
が可能となる。
中性点クランプ式電力変換器の制御装置の第2の実施の
形態を示すブロック図である。図1に示した第1の実施
の形態との違いは、電圧指令選択回路29の出力側に、
3レベルPWM制御回路19と2レベルPWM制御回路
30を併設するとともに、両PWM制御回路19,30
の出力側に電圧指令選択回路29からの信号Spwmに従
っていずれか一方に切り換えるPWM制御切換回路31
を設けた点にある。2レベルPWM制御回路30は、元
の3相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に従って、図10
に示す2レベルPWM制御を行う。電圧指令選択回路2
9により3種の3相電圧指令のうちのいずれを用いて
も、中性点電位をリミット値内に戻すことができないと
判断された場合には、電圧指令選択回路29から切換信
号Spwmを出力し、その切換信号SpwmによりPWM制御
切換回路31は中性点クランプ式電力変換器3に与える
スイッチング信号を、3レベルPWM制御回路19の出
力から2レベルPWM制御回路30の出力に切り換え
る。図2の3レベルPWM制御の場合とは、三角波キャ
リア信号が正負別々ではなく、図10に示すように正か
ら負まで変化する単一のキャリア信号R0に変更されて
いる点が異なる。
生する中性点電流を示したものである。図11から、全
期間とも中性点電流は発生しないことが分かる。図12
は空間ベクトル上における出力電圧ベクトルU,V,W
と各期間の対応を表したものである。図4の3レベルP
WM制御の場合と比較すると、図12では中性点Oと外
側の正6角形の頂点からなる大三角形を用いてPWM制
御を行っており、大三角形の辺の中点に対応する電圧ベ
クトルを用いていないことが分かる。結果として、図1
1に示すように中性点電流は発生しない。したがって、
中性点電位変動がリミット値を超えた場合に、3種類の
3相電圧指令のうちのいずれを用いても中性点電位変動
が改善されない場合には、2レベルPWM制御回路30
に切り換えることにより、中性点電位変動をそれ以上悪
化させずにリミット値近傍に保つことができる。
よる中性点クランプ式電力変換器の制御装置における第
3の実施の形態を示すブロック図である。この実施の形
態は、図1に示す第1の実施の形態とは、中性点電流演
算回路26,27,28の演算に用いる3相交流電流I
u,Iv,Iwの代わりに、図示していない変換器制御装
置内で求められる3相交流電流指令Iu*,Iv*,Iw
*を用いている点が異なる。中性点クランプ式電力変換
器では電流制御を行うのが一般的であり、その場合、3
相交流電流Iu,Iv,Iwは3相交流電流指令Iu*,I
v*,Iw*に追従するように制御される。したがって、
本実施の形態に従って3相交流電流Iu,Iv,Iwの代
わりに3相交流電流指令Iu*,Iv*,Iw*を用いて
も本発明の目的が十分に達成されることは明らかであ
る。なお、図9に示した第2の実施の形態においても3
相交流電流指令Iu*,Iv*,Iw*を用いて中性点電
流の演算を行うことができる。
定されたリミット値を超えた場合に、中性点電位変動を
それ以上悪化させないように電力変換器を制御するの
で、電力変換器の運転状態にかかわらず中性点電位変動
をある設定された値以下に抑制することができる。
御装置の第1の実施の形態を示すブロック図。
う場合の三角波キャリア信号と電圧指令発生の関係を示
す説明図。
表。
電圧ベクトルを示すベクトル図。
M制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関
係を示す説明図。
表。
M制御を行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関
係を示す説明図。
表。
御装置の第2の実施の形態を示すブロック図。
行う場合の三角波キャリア信号と電圧指令の関係を示す
説明図。
図表。
出力電圧ベクトルを示すベクトル図。
制御装置の第3の実施の形態を示すブロック図。
電力変換器の主回路構成を示す結線図。
置の一構成例を示すブロック図。
Claims (3)
- 【請求項1】電力変換器の直流端子間に直列に接続され
る一対の直流コンデンサの電圧差に基づいて両直流コン
デンサの直列接続点に形成される中性点の電位が所定の
リミット値を超えたかどうかを判定するリミット判定回
路と、3相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の
位相点で最高となる相の電圧指令が正側の最高値になる
ようなオフセット値を3相総ての電圧指令に加算して3
相の正側シフト電圧指令を出力する正側シフト回路と、
3相電圧指令のうち三角波キャリア信号の特定の位相点
で最低となる相の電圧指令が負側の最低値になるような
オフセット値を3相総ての電圧指令に加算して3相の負
側シフト電圧指令を出力する負側シフト回路と、前記3
相電圧指令、正側シフト電圧指令、および負側シフト電
圧指令の各電圧指令に基づいてPWM制御を行ったと仮
定した場合に発生する各中性点電流を前記3相電圧指令
および3相交流電流から演算する中性点電流演算回路
と、前記リミット判定回路および各中性点電流演算回路
の出力信号を元に、前記中性点の電位がリミット値を超
えてしまっている場合に、その中性点電位を前記所定の
リミット値内に最も速く戻すことのできる中性点電流を
発生する3相電圧指令を選択する電圧指令選択回路と、
この電圧指令選択回路によって選択された3相電圧指令
に従って3レベルPWM制御を行う3レベルPWM制御
回路とを備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力
変換器の制御装置。 - 【請求項2】請求項1に記載の中性点クランプ式電力変
換器の制御装置において、前記3レベルPWM制御回路
とともに2レベルPWM制御回路を備え、中性点電位が
リミット値を超えてしまっている場合に、前記3相電圧
指令、正側シフト電圧指令および負側シフト電圧指令の
各電圧指令のどれを用いても中性点電位をリミット値内
に戻すことができない場合には、前記3レベルPWM制
御回路に代えて2レベルPWM制御回路に切り換える手
段を備えたことを特徴とする中性点クランプ式電力変換
器の制御装置。 - 【請求項3】請求項1または請求項2に記載の中性点ク
ランプ式電力変換器の制御装置において、前記中性点電
流演算回路は各中性点電流を各3相電圧指令と3相交流
電流指令から演算することを特徴とする中性点クランプ
式電力変換器の制御装置。
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