JP3841282B2 - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はモータの可変速駆動を行うインバータ・サーボドライブや系統連系するＰＷＭインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＧＢＴ等のオンオフ動作により任意の正弦波電圧を出力するＰＷＭインバータ装置において、ＩＧＢＴ等へのオンオフ指令となるＰＷＭパルス信号の信号発生方法としては、図５のように出力電圧指令と三角波（キャリア波）とを比較してＰＷＭパルス信号を作り出す方式（三角波比較型ＰＷＭ方式）や空間ベクトル概念によるベクトルの合成で所望のＰＷＭパルス信号を作り出す方式（空間ベクトル型ＰＷＭ方式）がある。正弦波の出力電圧指令を使った三角波比較型方式で出力できる最大線間電圧（振幅値）は、通常、ＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧の√３／２で制限されてしまうが，空間ベクトル型ＰＷＭ方式では出力できる最大線間電圧（振幅値）は、ＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧と一致する。しかし，どちらの方式も共に最大線間電圧を出力する場合は正弦波形状の線間電圧となる。
ところが用途によっては、線間出力電圧が正弦波形状にこだわらないという前提で、もっと大きな出力電圧を必要とする場合がある。
【０００３】
第１の従来例として、正弦波電圧を出力できる最大値を超えた場合には、図６に示す６角形の頂点に位置する６ステップの電圧（図６中のa(1)〜a(3),b(1 )〜b(3)）を出力するという方法がある。
【０００４】
また、第２の従来例として、図７に示す特開平１０−２５７７８２のようなものもある。図７において、１０１はＰＷＭパターン発生部、１０４は電圧指令制限値の切り替え部、１０２は第１の電圧指令制限手段、１０３は第２の電圧指令制限手段、１０５はモード判断部である。また、｜Ｖ１｜'は補正後の電圧振幅指令、θ11* は補正後の電圧位相指令、モード１は出力モード切替信号である。モード判断部１０５では｜Ｖ１｜＜Ｖmaxでは常にＨＩを出力し、この時、電圧指令制限の切り替え部１０４は第１の電圧指令制限手段１０２を選択する。また、モード判断部１０５はモード１がＬＯで、かつ、｜Ｖ１｜≧ＶmaxではＬＯを出力し、この時、電圧指令制限の切り替え部１０４は第２の電圧指令制限手段１０３を選択する。第１の電圧指令制限手段１０２または、第２の電圧指令制限手段１０３には、ステップ２で｜Ｖ１｜とθ1が入力され、電圧振幅指令と電圧位相指令の補正値として｜Ｖ１｜'、θ11* を出力する。これら｜Ｖ１｜'、θ11*、及びθ1は、ＰＷＭパターン発生部１０１に入 力され適当なＰＷＭパターンを発生する。また、図９中、ＴｕはＵ相ＰＷＭ信 号の立ち上がり（立ち下がり）時間、ＴｖはＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がり（立 ち下がり）時間、およびＴｗはＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がり（立ち下がり）時 間であり、各相信号の前に付く／印はその負信号を表わしている。
第２の電圧指令制限手段の動作を図に基づいて説明する。図８は実施例の制御手順を示すフローチャートである。図８に示すステップ３およびステップ４において、ＭＯＤＥ１＝０であったり｜Ｖ１｜＜Ｖmaxであれば、第１の電圧指令制限手段１０２が選択され、ＭＯＤＥ１＝０でなく｜Ｖ１｜＜Ｖmaxでなければ、第２の電圧指令制限手段１０３が選択される。第２の電圧指令制限手段１０３が選択されると、ステップ５で取り込んだ｜Ｖ１｜を２／√３・Ｖmaxと比較する。２／√３・Ｖmaxとは図３における六角形の頂点での出力電圧で、電圧位相指令が０，６０，１２０，１８０，２４０、３００，３６０の時のみ出力可能である。｜Ｖ１｜≧２／√３・Ｖmaxであれば、ステップ６で｜Ｖ１｜'＝２／√３・Ｖmaxとする。それ以外では、｜Ｖ１｜'＝｜Ｖ１｜とす る。次に、ステップ７では、図９に示すような表に基づいて、取り込んだθ1 を０〜６０°の値に変換し、これをθ11とする。
次に、ステップ８ではθ11≦３０゜であれば、ステップ９でθ11*＝ＣＯＳ− 1（Ｖmax／｜Ｖ１｜）−３０°でθ11*を決定する。同じように、θ11＞３ ０°であれば、θ11*＝ＣＯＳ−1（Ｖmax／｜Ｖ１｜）でθ11*を決定し、 さらにステップ１５に進む。次に、第１の電圧指令制限手段１０２が選ばれる （ステップ３においてＭＯＤＥ１＝０）か、または第２の電圧指令制限手段１ ０３が選ばれた場合においてもステップ４で｜Ｖ１｜＜Ｖmaxと判断された場 合は、ステップ１１〜ステップ１４の処理を先のステップ５〜ステップ８と同 じように経由して、ステップ１５に至る。ステップ１５では補正電圧振幅指令 ｜Ｖ１｜'と補正電圧位相指令θ11*をもとにｔ０、ｔ１、ｔ２の計算をする 。ステップ１６ではＤＯＷＮモードかＵＰモードかの切り替えを行なう。ステ ップ１７からステップ１８まではＤＯＷＮモードかＵＰモードかを判別しＴ０ 、Ｔ１、Ｔ２をセットする。ステップ１９ではθ1をもとに、図９に示すよう な表に基づいてＴＵ、ＴＶ、ＴＷにＴ０、Ｔ１、Ｔ２をセットする。ステップ ２０ではＴＵ、ＴＶ、ＴＷを出力する。
このようにしてＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧を超える線間電圧出力を可能とし、合わせて正弦波出力から６ステップ電圧の出力（矩形波出力）までの中間的な状態を作り、滑らかな移行を可能としている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来例においては正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する時の中間電圧が得られない為、滑らかなモード切替が困難であり、また電流制御性能が要求される電流制御系では切り替え時の過渡期において制御特性が不安定になる等の問題がある。
また第２の従来例においては、６ステップ電圧出力へのスムーズな移行切替えを行う為に、切替えの判断、指令電圧ベクトルの長さの制限、アークサインの演算やベクトルの長さとそれに対応する角度を記憶するテーブルを用いてベクトルの角度を補正するといった複雑な処理が必要になるという問題がある。
そこで本発明はこのような課題を解決し、正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する際の滑らかなモード切替を可能とし、しかも、滑らかなモード切替を簡易な制御処理により実現できるＰＷＭインバータ装置の提供を目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため請求項１記載の発明では、相電圧指令と三角または鋸状のキャリア波とを大小比較してＰＷＭパルス信号を出力するＰＷＭパルス出力手段を備えたＰＷＭインバータ装置において，
前記各相電圧指令のうち絶対値が最大となる最大相を選択し，前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最大値よりも大きい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最大値を引いた値を第1の差分とし，前記第1の 差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相出 力電圧指令とし、
前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最小値よりも小さい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最小値を引いた値を第２の差分とし，前記第２の差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相出力電圧指令とし、
その他の場合には、相電圧指令をそのまま相出力電圧指令とし、
前記相電圧指令を入力とし前記相出力電圧指令を前記ＰＷＭパルス出力手段に出力する電圧指令処理手段を備えたことを特徴としている。
上記手段により、前記相電圧指令に対応した線間電圧指令の振幅がＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧までの範囲では正弦波による線間電圧出力を可能とし、また線間電圧指令の振幅が直流母線電圧を超える場合にも直流母線電圧を上限とした線間電圧出力ができる（この場合、出力電圧波形は正弦波ではない）ため、線間電圧指令の振幅として直流母線電圧を超える電圧出力をも可能（基本波成分の実効値としてみた場合）としている。
６ステップ電圧出力への移行切り替えについても、前記相電圧指令の電圧振幅に関し、正弦波電圧出力ができる直流母線電圧の１／√３（前記キャリア波振幅の２倍値を直流母線電圧に対応させれば、前記相電圧指令が前記キャリア振幅の２／√３倍。以下、同じ。）までの第１の領域、６ステップ電圧出力となる直流母線電圧の２／√３倍以上（前記キャリア振幅の４／√３倍以上）の第３の領域、およびそれらの中間的な第２の領域とを備える為、６ステップ電圧出力へのスムーズな移行切り替えも可能となる。
さらに上記手段に伴う処理を実現する為の複雑な処理は不要であり、簡易な処理のみで上記の効果を得ることが可能となる。
また請求項２記載の発明では、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限する第１の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
前記相電圧指令の振幅が直流母線電圧の２／√３倍以上（前記相電圧指令が前記キャリア振幅の４／√３倍以上）となる場合には、線間電圧指令（瞬時値）は常に直流母線電圧以上になる。
従って、前記キャリア波の振幅の４／√３倍で前記相電圧指令の振幅を制限してもＰＷＭインバータ装置の出力電圧には影響せず、一方において上記の制限による処理等の簡易化により、大きな電圧指令から小さな電圧指令への瞬時応答が可能になるという効果がある。
また請求項３記載の発明では、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値に制限する第２の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値に制限しても、請求項２記載の発明と同様な効果を得ることは可能である。
また請求項４記載の発明では、請求項１ないし請求項３記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の２／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換する第３の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
ＰＷＭインバータ装置の最大線間電圧出力となる６ステップ電圧は、直流母線電圧の２／√３倍（基本波成分振幅値の場合）である。従って前記相電圧指令による線間電圧指令の電圧振幅が直流母線電圧の２／√３倍の時、いいかえれば前記相電圧指令（振幅値）が直流母線電圧の２／３倍（前記相電圧指令が前記キャリア波振幅の４／３倍）の時に６ステップ電圧出力にできれば、ＰＷＭインバータ装置は指令電圧に追従した電圧出力が可能となる。
前記相電圧指令（振幅値）が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の時に６ステップ電圧出力を実現できるので、相電圧指令が前記キャリア波振幅の４／３倍値の時に６ステップ電圧出力とするには、相電圧指令に√３倍を乗じて得た値を相電圧指令とすればよい。またこのような電圧変換処理は、正弦波電圧出力ができない領域、すなわち前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の２／√３倍以上となる領域においてのみ行われる。
また請求項５記載の発明では、前記第１および第３の電圧変換手段、または、前記第２および第３の電圧変換手段とを１の電圧変換手段で構成し、これを第４の電圧変換手段としたことを特徴としている。
また請求項６記載の発明では、請求項２記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第１の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限することを特徴としている。
線間電圧は相電圧の√３倍であることから、相電圧指令の振幅を判定基準とする請求項２記載のＰＷＭインバータ装置に対し、判定対象を線間電圧に置き換え、かつ判定基準を√３倍にアップしたものである。
また請求項７記載の発明では、請求項３記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第２の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値で制限することを特徴としている。
本発明の趣旨は、請求項６記載の発明の場合と同様である。
また請求項８記載の発明では、請求項４記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第３の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の２倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換することを特徴としている。
本発明の趣旨は、請求項６記載の発明の場合と同様である。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に，本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第1の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令シフト器１は各相電圧指令の値（Vru，Vrv，Vrw）の絶対値（|Vru| ，|Vrv|，|Vrw|）を比較し，その絶対値の中で最も大きな値を持つ相の電圧 指令Vrxを選ぶ。次にキャリア信号発生器３から得たキャリア信号の最大値（ Cmax），最小値（Cmin）と，Vrxとの大きさを比較し，
（１）VrxがCmaxよりも小さく，VrxがCminよりも大きい場合は，
各相電圧指令をそのままＰＷＭ発生器２への信号（Vu,Vv,Vw）として出力する。
（２）VrxがCmaxよりも大きい場合には（Vrx-Cmax）を計算し，
Vu=Vru-（Vrx-Cmax）, Vv=Vrv-（Vrx-Cmax）, Vw=Vrw-（Vrx-Cmax）
として出力する。
（３）VrxがCminよりも小さい場合には（Vrx-Cmin）を計算し，
Vu=Vru-（Vrx-Cmin）, Vv=Vrv-（Vrx-Cmin）, Vw=Vrw-（Vrx-Cmin）
として出力する。
ＰＷＭ信号発生器２はキャリア信号発生器３からのキャリア波とVu,Vv,Vwを比較して各相のＰＷＭパルスを出力する。
このようにすると，相電圧指令の振幅がキャリア信号の振幅の４／√３倍になると，ＰＷＭ発生器が発生するパルスが６ステップＰＷＭパルスとなり，複雑な計算や特別な切替えを必要とせず，単に相電圧指令の振幅を大きくするだけで自動的に６ステップＰＷＭへ切替えることができる。
上位コントローラから与えられる３相電圧指令には通常正弦波を使うが、線間電圧が所望の電圧を出力できるようにしておけば正弦波でなくてもよい。
【０００８】
図２は本発明の第２の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器，４は電圧指令制限器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令制限器４は相電圧指令の電圧振幅を求め，キャリア信号発生器３からのキャリア信号最大値，最小値からキャリア信号の振幅を求め相電圧指令の振幅をキャリア信号の振幅の４／√３倍の値で制限した値を電圧指令シフト器１へ送る。
電圧指令シフト器１，ＰＷＭ発生器２の動作は前述の図１のブロック図の動作と同じである。
このような制限を上位コントローラで行えば，電圧指令が大きくなりすぎるのを防ぐことができるので，電圧指令を急に小さくしなければならない状況でのＰＷＭインバータ装置の制御応答速度が向上する。ここで相電圧指令の電圧の振幅を電圧指令制限器４で求めるように記述したが，上位のコントローラから相電圧指令の振幅を電圧指令制限器４に与えるような構成にしてもよい。また電圧指令制限器４を電圧指令シフト器１に内蔵しても差し支えはない。
【０００９】
図３は本発明の第３の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器，５は電圧指令倍率器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令倍率器５は相電圧指令の振幅Vppを求め，キャリア信号発生器３からのキャリア信号最大値Cmax，最小値Cminとその差分値Cdiffを求め、相電圧の振幅VppがCdiff／√３を超えた場合には，
各相電圧指令値(Vru,Vrv,Vrw)に√３を乗じて得た値(Vu',Vv',Vw')を電圧指 令シフト器１へ送る。
電圧指令シフト器１，ＰＷＭ発生器２の動作は前述の図１のブロック図の動作と同じである。このような処理により、実際にＰＷＭインバータ装置が出力する電圧の値と電圧指令の直線性が改善される。
この例では，電圧指令倍率器５で倍率をかけたが，このような倍率調整を上位コントローラで細かく行うことも可能であり，そのようにすれば，更に実際にＰＷＭインバータ装置が出力する電圧の値と電圧指令の直線性が改善される。
また電圧指令倍率器５を電圧指令シフト器１に内蔵しても差し支えはない。
また，前記第２の実施例と第３の実施例との組み合わせも実現可能である。
【００１０】
【発明の効果】
以上に述べたように本発明によれば、正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する際の滑らかなモード切替が可能となり、また電流制御性能が要求される電流制御系においても上記移行に際しての良好で安定した制御性能を得ることが可能となる。
また６ステップ電圧出力への移行切替えに際しては、切替えの判断、指令電圧ベクトルの長さの制限、アークサインの演算、ベクトルの長さとそれに対応する角度を記憶するテーブルを用いてのベクトルの角度を補正するといった複雑な処理を不要とし、簡易な処理で、かつ迅速に、これを実現できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例におけるブロック図である。
【図２】 本発明の第２の実施例におけるブロック図である。
【図３】 本発明の第３の実施例におけるブロック図である。
【図４】 本発明におけるＰＷＭインバータ装置の構成図を示したものである。
【図５】 ＰＷＭパルス信号を作り出す従来の一般方式を示したもの。
【図６】 空間ベクトルの概念による６ステップ電圧出力を示した第１の従来例を表したものである。
【図７】 第２の従来例の構成を示すブロック図。
【図８】 第２の従来例の制御手順を示すフローチャート。
【図９】 第２の従来例のＰＷＭ演算部内の機能を示した図。
【符号の説明】
１ 電圧指令シフト器
２ ＰＷＭ信号発生器
３ キャリア信号発生器
４ 電圧指令制限器
５ 電圧指令倍率器
１１ 商用電源
１２ コンバータ部整流ダイオード
１３〜１８ ＩＧＢＴトランジスタ
１９〜２４ 還流ダイオード
２５ 電流検出器
２６ 電動機
２９ 平滑用コンデンサ
１０１ ＰＷＭパターン発生部
１０２ 第１の電圧指令制限器
１０３ 第２の電圧指令制限器
１０４ 電圧指令制限値の切り替え部
１０５ モード判断部
【産業上の利用分野】
本発明はモータの可変速駆動を行うインバータ・サーボドライブや系統連系するＰＷＭインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＧＢＴ等のオンオフ動作により任意の正弦波電圧を出力するＰＷＭインバータ装置において、ＩＧＢＴ等へのオンオフ指令となるＰＷＭパルス信号の信号発生方法としては、図５のように出力電圧指令と三角波（キャリア波）とを比較してＰＷＭパルス信号を作り出す方式（三角波比較型ＰＷＭ方式）や空間ベクトル概念によるベクトルの合成で所望のＰＷＭパルス信号を作り出す方式（空間ベクトル型ＰＷＭ方式）がある。正弦波の出力電圧指令を使った三角波比較型方式で出力できる最大線間電圧（振幅値）は、通常、ＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧の√３／２で制限されてしまうが，空間ベクトル型ＰＷＭ方式では出力できる最大線間電圧（振幅値）は、ＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧と一致する。しかし，どちらの方式も共に最大線間電圧を出力する場合は正弦波形状の線間電圧となる。
ところが用途によっては、線間出力電圧が正弦波形状にこだわらないという前提で、もっと大きな出力電圧を必要とする場合がある。
【０００３】
第１の従来例として、正弦波電圧を出力できる最大値を超えた場合には、図６に示す６角形の頂点に位置する６ステップの電圧（図６中のa(1)〜a(3),b(1 )〜b(3)）を出力するという方法がある。
【０００４】
また、第２の従来例として、図７に示す特開平１０−２５７７８２のようなものもある。図７において、１０１はＰＷＭパターン発生部、１０４は電圧指令制限値の切り替え部、１０２は第１の電圧指令制限手段、１０３は第２の電圧指令制限手段、１０５はモード判断部である。また、｜Ｖ１｜'は補正後の電圧振幅指令、θ11* は補正後の電圧位相指令、モード１は出力モード切替信号である。モード判断部１０５では｜Ｖ１｜＜Ｖmaxでは常にＨＩを出力し、この時、電圧指令制限の切り替え部１０４は第１の電圧指令制限手段１０２を選択する。また、モード判断部１０５はモード１がＬＯで、かつ、｜Ｖ１｜≧ＶmaxではＬＯを出力し、この時、電圧指令制限の切り替え部１０４は第２の電圧指令制限手段１０３を選択する。第１の電圧指令制限手段１０２または、第２の電圧指令制限手段１０３には、ステップ２で｜Ｖ１｜とθ1が入力され、電圧振幅指令と電圧位相指令の補正値として｜Ｖ１｜'、θ11* を出力する。これら｜Ｖ１｜'、θ11*、及びθ1は、ＰＷＭパターン発生部１０１に入 力され適当なＰＷＭパターンを発生する。また、図９中、ＴｕはＵ相ＰＷＭ信 号の立ち上がり（立ち下がり）時間、ＴｖはＶ相ＰＷＭ信号の立ち上がり（立 ち下がり）時間、およびＴｗはＷ相ＰＷＭ信号の立ち上がり（立ち下がり）時 間であり、各相信号の前に付く／印はその負信号を表わしている。
第２の電圧指令制限手段の動作を図に基づいて説明する。図８は実施例の制御手順を示すフローチャートである。図８に示すステップ３およびステップ４において、ＭＯＤＥ１＝０であったり｜Ｖ１｜＜Ｖmaxであれば、第１の電圧指令制限手段１０２が選択され、ＭＯＤＥ１＝０でなく｜Ｖ１｜＜Ｖmaxでなければ、第２の電圧指令制限手段１０３が選択される。第２の電圧指令制限手段１０３が選択されると、ステップ５で取り込んだ｜Ｖ１｜を２／√３・Ｖmaxと比較する。２／√３・Ｖmaxとは図３における六角形の頂点での出力電圧で、電圧位相指令が０，６０，１２０，１８０，２４０、３００，３６０の時のみ出力可能である。｜Ｖ１｜≧２／√３・Ｖmaxであれば、ステップ６で｜Ｖ１｜'＝２／√３・Ｖmaxとする。それ以外では、｜Ｖ１｜'＝｜Ｖ１｜とす る。次に、ステップ７では、図９に示すような表に基づいて、取り込んだθ1 を０〜６０°の値に変換し、これをθ11とする。
次に、ステップ８ではθ11≦３０゜であれば、ステップ９でθ11*＝ＣＯＳ− 1（Ｖmax／｜Ｖ１｜）−３０°でθ11*を決定する。同じように、θ11＞３ ０°であれば、θ11*＝ＣＯＳ−1（Ｖmax／｜Ｖ１｜）でθ11*を決定し、 さらにステップ１５に進む。次に、第１の電圧指令制限手段１０２が選ばれる （ステップ３においてＭＯＤＥ１＝０）か、または第２の電圧指令制限手段１ ０３が選ばれた場合においてもステップ４で｜Ｖ１｜＜Ｖmaxと判断された場 合は、ステップ１１〜ステップ１４の処理を先のステップ５〜ステップ８と同 じように経由して、ステップ１５に至る。ステップ１５では補正電圧振幅指令 ｜Ｖ１｜'と補正電圧位相指令θ11*をもとにｔ０、ｔ１、ｔ２の計算をする 。ステップ１６ではＤＯＷＮモードかＵＰモードかの切り替えを行なう。ステ ップ１７からステップ１８まではＤＯＷＮモードかＵＰモードかを判別しＴ０ 、Ｔ１、Ｔ２をセットする。ステップ１９ではθ1をもとに、図９に示すよう な表に基づいてＴＵ、ＴＶ、ＴＷにＴ０、Ｔ１、Ｔ２をセットする。ステップ ２０ではＴＵ、ＴＶ、ＴＷを出力する。
このようにしてＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧を超える線間電圧出力を可能とし、合わせて正弦波出力から６ステップ電圧の出力（矩形波出力）までの中間的な状態を作り、滑らかな移行を可能としている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来例においては正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する時の中間電圧が得られない為、滑らかなモード切替が困難であり、また電流制御性能が要求される電流制御系では切り替え時の過渡期において制御特性が不安定になる等の問題がある。
また第２の従来例においては、６ステップ電圧出力へのスムーズな移行切替えを行う為に、切替えの判断、指令電圧ベクトルの長さの制限、アークサインの演算やベクトルの長さとそれに対応する角度を記憶するテーブルを用いてベクトルの角度を補正するといった複雑な処理が必要になるという問題がある。
そこで本発明はこのような課題を解決し、正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する際の滑らかなモード切替を可能とし、しかも、滑らかなモード切替を簡易な制御処理により実現できるＰＷＭインバータ装置の提供を目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため請求項１記載の発明では、相電圧指令と三角または鋸状のキャリア波とを大小比較してＰＷＭパルス信号を出力するＰＷＭパルス出力手段を備えたＰＷＭインバータ装置において，
前記各相電圧指令のうち絶対値が最大となる最大相を選択し，前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最大値よりも大きい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最大値を引いた値を第1の差分とし，前記第1の 差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相出 力電圧指令とし、
前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最小値よりも小さい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最小値を引いた値を第２の差分とし，前記第２の差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相出力電圧指令とし、
その他の場合には、相電圧指令をそのまま相出力電圧指令とし、
前記相電圧指令を入力とし前記相出力電圧指令を前記ＰＷＭパルス出力手段に出力する電圧指令処理手段を備えたことを特徴としている。
上記手段により、前記相電圧指令に対応した線間電圧指令の振幅がＰＷＭインバータ装置の直流母線電圧までの範囲では正弦波による線間電圧出力を可能とし、また線間電圧指令の振幅が直流母線電圧を超える場合にも直流母線電圧を上限とした線間電圧出力ができる（この場合、出力電圧波形は正弦波ではない）ため、線間電圧指令の振幅として直流母線電圧を超える電圧出力をも可能（基本波成分の実効値としてみた場合）としている。
６ステップ電圧出力への移行切り替えについても、前記相電圧指令の電圧振幅に関し、正弦波電圧出力ができる直流母線電圧の１／√３（前記キャリア波振幅の２倍値を直流母線電圧に対応させれば、前記相電圧指令が前記キャリア振幅の２／√３倍。以下、同じ。）までの第１の領域、６ステップ電圧出力となる直流母線電圧の２／√３倍以上（前記キャリア振幅の４／√３倍以上）の第３の領域、およびそれらの中間的な第２の領域とを備える為、６ステップ電圧出力へのスムーズな移行切り替えも可能となる。
さらに上記手段に伴う処理を実現する為の複雑な処理は不要であり、簡易な処理のみで上記の効果を得ることが可能となる。
また請求項２記載の発明では、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限する第１の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
前記相電圧指令の振幅が直流母線電圧の２／√３倍以上（前記相電圧指令が前記キャリア振幅の４／√３倍以上）となる場合には、線間電圧指令（瞬時値）は常に直流母線電圧以上になる。
従って、前記キャリア波の振幅の４／√３倍で前記相電圧指令の振幅を制限してもＰＷＭインバータ装置の出力電圧には影響せず、一方において上記の制限による処理等の簡易化により、大きな電圧指令から小さな電圧指令への瞬時応答が可能になるという効果がある。
また請求項３記載の発明では、請求項１記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値に制限する第２の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値に制限しても、請求項２記載の発明と同様な効果を得ることは可能である。
また請求項４記載の発明では、請求項１ないし請求項３記載のＰＷＭインバータ装置において、前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の２／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換する第３の電圧変換手段を備えたことを特徴としている。
ＰＷＭインバータ装置の最大線間電圧出力となる６ステップ電圧は、直流母線電圧の２／√３倍（基本波成分振幅値の場合）である。従って前記相電圧指令による線間電圧指令の電圧振幅が直流母線電圧の２／√３倍の時、いいかえれば前記相電圧指令（振幅値）が直流母線電圧の２／３倍（前記相電圧指令が前記キャリア波振幅の４／３倍）の時に６ステップ電圧出力にできれば、ＰＷＭインバータ装置は指令電圧に追従した電圧出力が可能となる。
前記相電圧指令（振幅値）が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の時に６ステップ電圧出力を実現できるので、相電圧指令が前記キャリア波振幅の４／３倍値の時に６ステップ電圧出力とするには、相電圧指令に√３倍を乗じて得た値を相電圧指令とすればよい。またこのような電圧変換処理は、正弦波電圧出力ができない領域、すなわち前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の２／√３倍以上となる領域においてのみ行われる。
また請求項５記載の発明では、前記第１および第３の電圧変換手段、または、前記第２および第３の電圧変換手段とを１の電圧変換手段で構成し、これを第４の電圧変換手段としたことを特徴としている。
また請求項６記載の発明では、請求項２記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第１の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限することを特徴としている。
線間電圧は相電圧の√３倍であることから、相電圧指令の振幅を判定基準とする請求項２記載のＰＷＭインバータ装置に対し、判定対象を線間電圧に置き換え、かつ判定基準を√３倍にアップしたものである。
また請求項７記載の発明では、請求項３記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第２の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値で制限することを特徴としている。
本発明の趣旨は、請求項６記載の発明の場合と同様である。
また請求項８記載の発明では、請求項４記載のＰＷＭインバータ装置において、前記第３の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の２倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換することを特徴としている。
本発明の趣旨は、請求項６記載の発明の場合と同様である。
【０００７】
【発明の実施の形態】
次に，本発明の実施例について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第1の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令シフト器１は各相電圧指令の値（Vru，Vrv，Vrw）の絶対値（|Vru| ，|Vrv|，|Vrw|）を比較し，その絶対値の中で最も大きな値を持つ相の電圧 指令Vrxを選ぶ。次にキャリア信号発生器３から得たキャリア信号の最大値（ Cmax），最小値（Cmin）と，Vrxとの大きさを比較し，
（１）VrxがCmaxよりも小さく，VrxがCminよりも大きい場合は，
各相電圧指令をそのままＰＷＭ発生器２への信号（Vu,Vv,Vw）として出力する。
（２）VrxがCmaxよりも大きい場合には（Vrx-Cmax）を計算し，
Vu=Vru-（Vrx-Cmax）, Vv=Vrv-（Vrx-Cmax）, Vw=Vrw-（Vrx-Cmax）
として出力する。
（３）VrxがCminよりも小さい場合には（Vrx-Cmin）を計算し，
Vu=Vru-（Vrx-Cmin）, Vv=Vrv-（Vrx-Cmin）, Vw=Vrw-（Vrx-Cmin）
として出力する。
ＰＷＭ信号発生器２はキャリア信号発生器３からのキャリア波とVu,Vv,Vwを比較して各相のＰＷＭパルスを出力する。
このようにすると，相電圧指令の振幅がキャリア信号の振幅の４／√３倍になると，ＰＷＭ発生器が発生するパルスが６ステップＰＷＭパルスとなり，複雑な計算や特別な切替えを必要とせず，単に相電圧指令の振幅を大きくするだけで自動的に６ステップＰＷＭへ切替えることができる。
上位コントローラから与えられる３相電圧指令には通常正弦波を使うが、線間電圧が所望の電圧を出力できるようにしておけば正弦波でなくてもよい。
【０００８】
図２は本発明の第２の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器，４は電圧指令制限器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令制限器４は相電圧指令の電圧振幅を求め，キャリア信号発生器３からのキャリア信号最大値，最小値からキャリア信号の振幅を求め相電圧指令の振幅をキャリア信号の振幅の４／√３倍の値で制限した値を電圧指令シフト器１へ送る。
電圧指令シフト器１，ＰＷＭ発生器２の動作は前述の図１のブロック図の動作と同じである。
このような制限を上位コントローラで行えば，電圧指令が大きくなりすぎるのを防ぐことができるので，電圧指令を急に小さくしなければならない状況でのＰＷＭインバータ装置の制御応答速度が向上する。ここで相電圧指令の電圧の振幅を電圧指令制限器４で求めるように記述したが，上位のコントローラから相電圧指令の振幅を電圧指令制限器４に与えるような構成にしてもよい。また電圧指令制限器４を電圧指令シフト器１に内蔵しても差し支えはない。
【０００９】
図３は本発明の第３の実施例のブロック図である。１は電圧指令シフト器，２はＰＷＭ発生器，３はキャリア信号発生器，５は電圧指令倍率器である。
上位のコントローラからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相電圧指令が与えられると，電圧指令倍率器５は相電圧指令の振幅Vppを求め，キャリア信号発生器３からのキャリア信号最大値Cmax，最小値Cminとその差分値Cdiffを求め、相電圧の振幅VppがCdiff／√３を超えた場合には，
各相電圧指令値(Vru,Vrv,Vrw)に√３を乗じて得た値(Vu',Vv',Vw')を電圧指 令シフト器１へ送る。
電圧指令シフト器１，ＰＷＭ発生器２の動作は前述の図１のブロック図の動作と同じである。このような処理により、実際にＰＷＭインバータ装置が出力する電圧の値と電圧指令の直線性が改善される。
この例では，電圧指令倍率器５で倍率をかけたが，このような倍率調整を上位コントローラで細かく行うことも可能であり，そのようにすれば，更に実際にＰＷＭインバータ装置が出力する電圧の値と電圧指令の直線性が改善される。
また電圧指令倍率器５を電圧指令シフト器１に内蔵しても差し支えはない。
また，前記第２の実施例と第３の実施例との組み合わせも実現可能である。
【００１０】
【発明の効果】
以上に述べたように本発明によれば、正弦波電圧出力から６ステップ電圧出力へ移行する際の滑らかなモード切替が可能となり、また電流制御性能が要求される電流制御系においても上記移行に際しての良好で安定した制御性能を得ることが可能となる。
また６ステップ電圧出力への移行切替えに際しては、切替えの判断、指令電圧ベクトルの長さの制限、アークサインの演算、ベクトルの長さとそれに対応する角度を記憶するテーブルを用いてのベクトルの角度を補正するといった複雑な処理を不要とし、簡易な処理で、かつ迅速に、これを実現できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例におけるブロック図である。
【図２】 本発明の第２の実施例におけるブロック図である。
【図３】 本発明の第３の実施例におけるブロック図である。
【図４】 本発明におけるＰＷＭインバータ装置の構成図を示したものである。
【図５】 ＰＷＭパルス信号を作り出す従来の一般方式を示したもの。
【図６】 空間ベクトルの概念による６ステップ電圧出力を示した第１の従来例を表したものである。
【図７】 第２の従来例の構成を示すブロック図。
【図８】 第２の従来例の制御手順を示すフローチャート。
【図９】 第２の従来例のＰＷＭ演算部内の機能を示した図。
【符号の説明】
１ 電圧指令シフト器
２ ＰＷＭ信号発生器
３ キャリア信号発生器
４ 電圧指令制限器
５ 電圧指令倍率器
１１ 商用電源
１２ コンバータ部整流ダイオード
１３〜１８ ＩＧＢＴトランジスタ
１９〜２４ 還流ダイオード
２５ 電流検出器
２６ 電動機
２９ 平滑用コンデンサ
１０１ ＰＷＭパターン発生部
１０２ 第１の電圧指令制限器
１０３ 第２の電圧指令制限器
１０４ 電圧指令制限値の切り替え部
１０５ モード判断部
Claims (8)
- 相電圧指令と三角または鋸状のキャリア波とを大小比較してＰＷＭパルス信号を出力するＰＷＭパルス出力手段を備えたＰＷＭインバータ装置において，
前記各相電圧指令のうち絶対値が最大となる最大相を選択し，前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最大値よりも大きい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最大値を引いた値を第1の差分とし，前記第1 の差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相 出力電圧指令とし、
前記最大相の相電圧指令が前記キャリア波の最小値よりも小さい場合には、前記最大相の相電圧指令から前記キャリア波の最小値を引いた値を第２の差分とし，前記第２の差分を前記各相の相電圧指令から減算し、前記各減算した値を前記各相の相出力電圧指令とし、
その他の場合には、相電圧指令をそのまま相出力電圧指令とし、
前記相電圧指令を入力とし前記相出力電圧指令を前記ＰＷＭパルス出力手段に出力する電圧指令処理手段を備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。 - 前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限する第１の電圧変換手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値で制限する第２の電圧変換手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記相電圧指令の振幅が前記キャリア波の振幅の２／√３倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換する第３の電圧変換手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし請求項３記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記第１および第３の電圧変換手段、または、前記第２および第３の電圧変換手段とを１の電圧変換手段で構成し、これを第４の電圧変換手段としたことを特徴とする請求項２および請求項４、または、請求項３および請求項４記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記第１の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍に制限することを特徴とする請求項２記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記第２の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の４倍以上となる場合には、前記相電圧指令の振幅を前記キャリア波の振幅の４／√３倍以上の所定値で制限することを特徴とする請求項３記載のＰＷＭインバータ装置。
- 前記第３の電圧変換手段は、前記相電圧指令から得られる線間電圧の振幅が前記キャリア波の振幅の２倍以上となる場合には、前記相電圧指令を、前記相電圧指令に√３を乗じて得た値に変換することを特徴とする請求項４記載のＰＷＭインバータ装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002078452A JP3841282B2 (ja) | 2002-03-20 | 2002-03-20 | Ｐｗｍインバータ装置 |
| US10/508,084 US7068526B2 (en) | 2002-03-20 | 2003-03-18 | PWM inverter device |
| CNB038062798A CN100438302C (zh) | 2002-03-20 | 2003-03-18 | Pwm转换装置 |
| KR10-2004-7014806A KR20040098016A (ko) | 2002-03-20 | 2003-03-18 | 피더블유엠 인버터 장치 |
| EP03712751A EP1487093B1 (en) | 2002-03-20 | 2003-03-18 | Pwm inverter device |
| PCT/JP2003/003267 WO2003079531A1 (fr) | 2002-03-20 | 2003-03-18 | Dispositif inverseur mil |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002078452A JP3841282B2 (ja) | 2002-03-20 | 2002-03-20 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003284350A JP2003284350A (ja) | 2003-10-03 |
| JP3841282B2 true JP3841282B2 (ja) | 2006-11-01 |
Family
ID=28035584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002078452A Expired - Fee Related JP3841282B2 (ja) | 2002-03-20 | 2002-03-20 | Ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7068526B2 (ja) |
| EP (1) | EP1487093B1 (ja) |
| JP (1) | JP3841282B2 (ja) |
| KR (1) | KR20040098016A (ja) |
| CN (1) | CN100438302C (ja) |
| WO (1) | WO2003079531A1 (ja) |
Families Citing this family (33)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2006990A4 (en) * | 2006-04-06 | 2017-04-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Pwm inverter device |
| WO2007123118A1 (ja) * | 2006-04-20 | 2007-11-01 | Daikin Industries, Ltd. | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP4957303B2 (ja) * | 2007-03-14 | 2012-06-20 | 株式会社明電舎 | 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 |
| DE102007040560A1 (de) * | 2007-08-28 | 2009-03-12 | Continental Automotive Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters sowie zugehörige Vorrichtung |
| JP4301336B2 (ja) * | 2007-10-24 | 2009-07-22 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP4591597B2 (ja) * | 2008-08-01 | 2010-12-01 | 株式会社デンソー | 多相交流同期電動機の駆動装置 |
| JP4748245B2 (ja) * | 2009-04-10 | 2011-08-17 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| AU2010288068B2 (en) * | 2009-08-26 | 2014-10-02 | Daikin Industries,Ltd. | Power Converter and Method for Controlling same |
| CN102111125B (zh) * | 2009-12-28 | 2015-04-22 | 北京普源精电科技有限公司 | 具有电流输出型放大单元的信号发生器 |
| WO2013067429A1 (en) * | 2011-11-03 | 2013-05-10 | Arraypower, Inc. | Direct current to alternating current conversion utilizing intermediate phase modulation |
| US8619446B2 (en) * | 2012-04-27 | 2013-12-31 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Cascaded H-bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation |
| US9007787B2 (en) | 2012-08-13 | 2015-04-14 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and apparatus for bypassing Cascaded H-Bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter |
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| US9724997B2 (en) * | 2012-09-07 | 2017-08-08 | Ford Global Technologies, Llc | Electric motor temperature compensation |
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| US9240731B2 (en) | 2013-03-18 | 2016-01-19 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Power cell bypass method and apparatus for multilevel inverter |
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-
2002
- 2002-03-20 JP JP2002078452A patent/JP3841282B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-03-18 CN CNB038062798A patent/CN100438302C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-18 US US10/508,084 patent/US7068526B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-18 KR KR10-2004-7014806A patent/KR20040098016A/ko not_active Application Discontinuation
- 2003-03-18 EP EP03712751A patent/EP1487093B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-18 WO PCT/JP2003/003267 patent/WO2003079531A1/ja active Application Filing
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2003079531A1 (fr) | 2003-09-25 |
| EP1487093B1 (en) | 2012-08-08 |
| US7068526B2 (en) | 2006-06-27 |
| KR20040098016A (ko) | 2004-11-18 |
| JP2003284350A (ja) | 2003-10-03 |
| CN1643769A (zh) | 2005-07-20 |
| EP1487093A4 (en) | 2007-05-09 |
| EP1487093A1 (en) | 2004-12-15 |
| CN100438302C (zh) | 2008-11-26 |
| US20050128777A1 (en) | 2005-06-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050228 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060721 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060803 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090818 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100818 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110818 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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