JPS60120610A - 線形変調されたデータ記号信号を等化する方法及びこれに用いる装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は線形消散チャネルの帯域制限され、スペクトル
成形されたデータ信号に対する歪効果を軽減する適応型
分数時間間隔等化器に、細目的には等化器の係数のナイ
キスト速度更新およびｔｌｌＪ御を許容し、それによっ
て係数ドリフト現象を除去すると共に更に迅速な係数適
応化を許容する装置に関する。

分数時間間隔等化器は、未知の線形消散チャネルを介し
て伝送されたスペクトル的に成形された帯域制限データ
信号の信頼度の高い、正価な受信を行うために必要であ
る。等化器は通常到来信号を連Ｈし的に遅延させたもの
にタップ係数のベクトルで瓜み付けする適応型トランス
バーサル・フィルタとして実現される。重み（＝ｊけさ
れた積はその後加算されて出力信号が形成され、該出力
信号は適当に量子化されたとき伝送されたデータ記号の
復元を許容することになる。ホー期間Ｔ当９１回生起す
るこれら伝送されたデータ・シンボルは：訓練系列を必
要とする開始期間の場合のように受信器で事前に知られ
ているが；または判定指向等化器の適応化期間の場合の
ように受信器では未知であるかのいずれかである。

後者のモートにあっては、等化器は伝送されたｆｉｄ号
状態の推定値を提供する。

いずれの装置でも、既知、即ち推定された記号状態は記
号周期当９１回実際の等化器〃・ら減算され、それによ
って到来する歪んだ信号の歪の尺度を最小化するような
方法ですべてのタップ係数を更新するのに使用されるホ
ー速度誤差信号を発生する。歪の一般的な尺度としてピ
ーク歪および平均二乗誤差歪がある。ピーク歪を最小化
するのに使用される等化器は前述の誤差信号の絶対値の
平均を最小化するようタップ係数を調督する零焦点制御
アルゴリズムを使用している。平均二乗誤差を最小化す
る等化詣は同じ誤差信号の二乗の平均値を最小化するタ
ップ調整アルコリスムを使用している。

従来技術にあっては、適応等化器の殆んどの応用用途に
あっては同期的、即ちホー速度の等化器が使用されて来
た。このような装置では、トランスバーサル・フィルタ
のタツプイ」き遅延線は一連のＴ秒記号周期間隔遅延素
子より成っている。歪んだ受１キ１百号はボー速度で連
続的に遅延され、遅延された各信号は適当な信号重みを
付けるためタップ係数が乗算される。しかし最近分数時
間間隔等化器の重要性が認識されるようになって来た。

分数時間間隔等化器は、谷々が記号周期より短いタツノ
付き遅延線素子から出来ている。このように遅延線セク
ションの遅延が短いので、分数時間間隔等化器は最適整
合受信器（同期的トランスバーサル等化器が後に続く整
合ｐ波器）を適応的に形成することが出来、タイミング
位相誤差を含むチャネル遅延歪に不感応となる。（これ
に関してはアール・ディー・キトリン（Ｒ，Ｄ、　Ｇｉ
ｔＨｎ　）　およびエスービ−・ウアインシュタイン（
Ｓ、　Ｂ、　Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ　）の「分数時間間隔
等化：改善されたディジタル・トランスバーザル等止器
」　（ゝゝＦｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙＳｐａｃｅｄ　Ｅ
ｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　：　へｎ　Ｉｍｐｒｏｖｅｄ
　ＤｉｇｉｔａｌＴｒａｎｓｖｅｒｓａｌ　Ｅｑｕａｌ
ｉｚｅｒ　”　）　、ヒー１ニス０ティー・シエ−（Ｂ
、　Ｓ、　Ｔ、　Ｊ　）第６０巻、第２号、１９８１年
２月２頁２７５−２９６　を参照されたい。）分数タ間
隔等化器幻、同期的等止器と同様に、等化された出力信
号を既知、即ち推定された記号状態と比較することによ
り記号周Ｊ４Ｊ−１掘り１回誤差信号を発生することに
よりタップ係数ｉ１ｊ！Ｉ御を行う。

分数時間間隔等止器は１つの大きな問題を有している。

即ち同期的等化器は最小の平均二乗誤差を馬える最適な
タップ係数の組を１つ有しているのと異なり、分数時間
間隔等化器はほぼ同じ平均二乗誤差を刀える係数の組を
多数イ１している。その結果、係数更新に歪、即ち摂動
があると出力の平均二乗誤差ｔユはぼ最小値に留するに
も拘らずある係数が非常に大きな値になってしまうこと
がある。このようなドリフトを１行う係数が予め定めら
れた限界値に達すると、等止器は伝送システムの一部Ｊ
、たは全体に障害を及ぼすことがある。

この問題を改善する従来技術に従う方法がシー・アンガ
ーホエツク（Ｇ、　Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ　）（［デー
タ・モテム用クロック復元のだめの分数タップ間隔等止
器とその結果Ｊ　（’Ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ　Ｔａｐ−
３ｐａｃｉｎｇ　Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ　ａｎｄ　Ｃｏ
ｎ５ｅｑｕｅｎｃｅｓｆｏｒ　Ｃ１ｏｃｋ　Ｒｅｃｏｖ
ｅｒｙ　ｆｏｒ　Ｄａｔａ　Ｍｏｄｅｍｓ“）、アイ・
イー・イー・イー・トランスアクションス・オン・コミ
ュニケーションス（ＴＥＥＥ　’Ｔｒａｎｓ−ｏｎ　Ｃ
ｏｍｍｔｒｎｉｃａｔｉｏｎｓ　）　、第ＣｏＭ−２４
巻。

第８号、１９７６年８月２頁８５６−８６４−　）　；
　アール・ディー・キトリン（Ｒ，Ｄ、　Ｇｉｔｌｉｎ
　）　。

エッチ・シー・ミードース・ジュニア（Ｈ。

Ｃ，Ｍｅａｄｏｒｓ　、Ｊｒ、　）およびニス・ヒー・
ヴアインシュタイン（Ｓ、　Ｂ、　Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ
　）　（ｒタップ漏洩アルコリスム：ディジタル的に実
現された分数間隔適応等止器の安定動作のだめのアルコ
リスム」　（ゝ＼Ｔｈｅ　Ｔａｐ−１ｅａｋａｇｅ　Ａ
ｌｇｏｒｉｔｈｍ　：Ａｎ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ　ｆｏ
ｒ　ｔｈｅ　５ｔａｂｌｅ　０ｐｅｒａｔｉｏｎ　ｏｆ
　ａＤｉｇｉｔａｌｌｙ　Ｉｎｎｐｌｅｍｅｎｔｅｄ、
ＦｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙＳｐａｃｅｄＡｄａｐｔｉｖ
ｅ　Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ　〃）　、ビー嗜ニスーティー
・シエイ（Ｂ、　Ｓ、　Ｔ、　Ｊ　）　、第６１巻、第
８号、１９８２年１０月１頁１８１７−１８３９および
米国特許第４−．２３７，５５４号および第４，３’７
６，３０８号）によって述べられている。

分数間隔等止器の不安定性は係数がより大きな値にドリ
フトすることと関連していることに気イマ］いたアンカ
ーホエツクは係数更新アルコリスムに漏洩項を導入する
ことを推奨した。更に詳細に述べると、推奨された漏洩
項は等止器の係数の大きさと密接な関係があり、原因よ
りもむしろ徴候の解消を図ろうとするものである。キル
ティン、ミードースおよびヴアインシュタインの方法は
壕だタップ漏洩に依存しているが、彼らの技法では痛洩
項は係数とは独ヴであり、係数ドリフトの主因に対しデ
ィジタル的に実現された等止器におけるディジタル的な
係数更新操作で対処している。最後に米国特許第４，２
３７，５５４号および第４．３７６，３０８号の解決法
は帯域制限された信号のエネルギーの存在しない帯域中
に信号に依存する帯域通過雑音を注入することによって
いる。十分なエネルギーを持った帯域通過雑音が存在す
る場合には分数間隔等化器は固有な係数の組を適応的に
形成し、それによって係数のドリフトを改善し、タップ
漏洩装置を不要とすることが知られているので、この方
法（は有効である。

米国特許第４，３８４，３５５号は前述の係数ドリフト
は、サンプル値チャネル伝達関数が実質的に利得０であ
る周波数・１１；−域（これは「エネルギーの存在しな
い帯域」と呼ばれる」中にサンプルされた信号がエネル
ギーを有するようにさせることによシ制御されることを
述べている。これはアナログ・データ信号に少くとも１
つのエネルギーの存在しない帯域中にエネルギーを有す
る帯域外のアナログ信号をイ；」加して混成４５号（こ
れはその後にサンプルされる）を形成することにより実
現される。

アンカポニックおよびキトリン、ミートウスおよびヴア
インシュタインの装置ｔはある係数値を繰返し漏洩させ
るという共通の特徴をイイしている。これによシレシス
タのオーバフローおよびそれに続く特性の劣化を引き起
す等止器係数の無制限の成長が妨げられる。条件の良い
チャネル、即ち消散特性が完全に知られているチャネル
の場合、漏洩フィルタは予め実験的に選択できるので、
この方法は倹めて男れている。しかし、対流同マルチパ
ス伝播期間中の地」二無線伝送のような極め広いクラス
の線形消散チャネルに対してに１、θ吊洩パラメータを
実験的に選択するのに必要なチャネルの動的特性に関す
る情報が不足している。この漏洩法は平均二乗誤差を最
小化するディジタル的に実現された等止器（これと関連
する適応操作Ｖｉ１線形最小二乗法」、即ち線形ＬＭＳ
アルゴリズムと呼ばれている。）によって実現される。

しかし零焦点法またはＬＭＳアルコリスムの変形を使用
して分数間隔等止器をアナログ的に実現したい高速度（
＞　ｌ　ＯＭＨｚ　）の応用例が多数存在する。信号に
依存する帯域通過雑音が到来する歪んだ信号に刊加され
る装置は多数の付加的なハードウェアを要求し、特に消
散チャネルが既に低い信号対雑音比を呈している場合に
は、信頼性のあるデータ記号復元過程を劣化させること
がある。

ラッキー、サルッおよびウェルトン０．ｕｃｋｙ　。

Ｓａ］、ｚ　ａｎｄ　Ｗｅｌｄｏｎ　）の仕事（「デー
タ通信の原理Ｊ　（Ｐｒ１ｎｃｉｐｌｅｓ　ｏｆ　Ｄａ
ｔａ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　）　。

マクロウヒル−フック・カンパニー、ニューヨーク、１
９６８年、第４章）は殆んどの現代の帯域制限された通
信システムではエンド・ツー・エンドの基底帯域スペク
トラムはナイキスト形状を有しておシ、従って符号量干
渉が存在しないことを保証していることを教えている。

更に、入力電力が制限された状態で熱雑音に対する耐性
を高めるため、このナイキスト形状の１／２ハ平方根ナ
イキスｈｒ波によって送信側で提供され、受信側で＆′
ｉ整合スペクトル成形が行なわれる。その結果得られる
テイシタルイに号の帯域幅は１／Ｔ’　（但しＴ’＞Ｔ
）　に制限される。ここでＴはデータ通信システムの記
号周期、即ち信号期間である。

周知のナイキストの標本化定理は帯域制限された信号を
完全かつユニークに記述するには最高スペクトル周波数
の少くとも２倍の速度（これはナイキスト速度と呼ばれ
る）で時間サンプルする必要があることを示している。

従って受信器における適応ディジタルＰ波は入力信号を
少くともＴ′７２秒旬に遅延させたものを有する分数間
隔等化器を必要とすることが分る。実際、従来の技法は
タップ刊き遅延線中のＴ／２遅延素子をイ１する等止器
を構成することによりこのナイキスト要件を満している
。（何故ならばｊ＜Ｔ’だからである。）ところが係数
の適応化は各記号周期中に１回誤差信号を発生し、この
同期的誤差信号を使用して各記号周期中に１回適当な相
互相関および係数更新を行うことによりＩＩＪ御されて
いる。従って分数間隔等化器が係数ドリフトを生じさせ
ることは驚くに当らない。信号周期間隔の情報（特に出
力信号を実際の推定された記号状態と比較することによ
り得られる情報）によって実行される係数制御により符
号量干渉０のチャネルを寿える。このようなチャネルは
定義によってナイキスト的であり、平均二乗誤差誤は最
小となっているが、無限にあるナイキスト形状のいずれ
が達成されるかは分らない。従って等止器の係数は制限
されておらず、ドリフトする。

発明の概要 本発明の１つの′特徴は等止器がチャネルに依存するパ
ラメータを実験的に決定することを要求せず；ディジタ
ルあるいはアナログ的な分数間隔等化器で容易に実現で
き；零焦点またはＬＭＳアルゴリズム制御の変形を実現
し；適応速度を速めることにある。更に本発明の装置は
簡単に構成でき、価格も有利である。

広義には本発明はその出力が各記号周期内において２回
調べられる適応有限インパルス応答等止器の形態をとっ
ている。該等化器において、適当な基準信号、即ち目標
値が発生され、該目標値と出力が比較され、それによっ
て係数更新のための有用な誤差信号の発生が許容される
。この誤差信号またばその変形はタツプイマ］き遅延線
に沿う信号、捷たばその変形と相関がとられ、それによ
ってＬＭＳ係数制呻が行なわれる。同様に、前述の誤差
信号の極性は適当な基準信号の極性とイ目関がとられ、
それによって零焦点的係数制御が提供される。各記号周
期内に２回発生されるこれら誤差信号は各記号周期間に
２回係数更新回路、即ち記憶回路に送信される。

２つの基準信号、即ち目標値が各々の記号周期中に提供
される。これら目標値の一方は単に現在の既知の、即ち
推定された記号状態である。同じ記号周期内に提供され
る他の目標値は過去、現在および未来の既知の、即ち推
定された記号状態の有限系列を使用する回路によって発
生される。この後者の目標値はナイキスト的であるチャ
ネル全体の特性と関連するスペクトルを考察することに
より導出され、送信器におけるスペクトル形状と整合さ
れ、従って最適受信器であることが保証される。

本発明の特長、利点および目的は付図と関連して以下の
詳細な記述を読むことによりより良く３８！解されよう
。

実施例の説明 第１図にはＴ／２等化器として知られている典型的な従
来技術に従う５タツプの分数間隔等止器が示されている
。タップ付遅延線１１の遅延素子１０−２、ｉ　ｏ−１
，１０＋＋、１０＋。

の各々は少くともＴ／２の信号遅延を与える必要がある
。当業者にあってはＴ／２遅延素子を使用すればこの要
求が満され、かつこの装置の回路の実現を簡単化できる
ことが知られている。同様に導線８上の時間的に変化す
るスペクトル的に成形された入力信号をディジタル・バ
ス１３上の相応するディジタル・ワードに変換するＡ／
Ｄ変換器９にはＴ／２速度のクロックが加えられている
。等止器が動作するとき、変換器９の出力はＴ／２秒毎
に各々のタップイーＪ遅延線の要素を通してシフトされ
る。

従っであるクロック時刻においてタツプイτＪ遅延線の
ノート１４−２．１４−Ｉ、１４．．１４＋１１４＋、
に沿って現れる信号は （Ｘ（ｎＴ＋Ｔ）、　Ｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）、Ｘ（ｎＴ）
、Ｘ（ｎＴ−Ｔ／２）。

Ｘ（ｎＴ−Ｔ）　） なる系列によって表現することが出来る。

次のサンプリング周期（Ｔ／２　）の後、系列は（Ｘ（
ｎＴ＋３Ｔ／２）、　Ｘ（ｎＴ＋Ｔ）、　Ｘ（ｎＴ＋Ｔ
／２）、　Ｘ（ｎＴ）。

Ｘ（ｎＴ−Ｔ／２）　） となる。更に次のサンプリング時刻においてはタップ付
遅延線信号は次のようになる。

（Ｘ（ｎＴ＋２Ｔ）、Ｘ（ｎＴ＋３Ｔ／２）、Ｘ’（ｎ
Ｔ＋Ｔ）。

ｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）、Ｘ（ｎＴ）） 以下同様である。前述の信号はテイジタル乗算器１５−
２．１５．−＋　、１５ｏ、　１５＋□、捷たは１５＋
２によって夫々重みイ」けられる。ここで乗算器１５−
２と関連する重みばＣ−２、乗算器１５−Ｉと関連する
重みはＣ−１、等々と各付けられている。前述の夫々の
積はテイジタル加算器１６によシ加算される。前述の信
号系列に対してはバス１７上の出力は簡潔に次のように
表わすことが出来る。

式（１）で与えられる等止器出力（１）は出力データ・
ハス１７上に現われる。データ・ハス１７は判定回路１
８および同期式係数制御回路２１に接続されている。判
定回路１８において、出力は各記号周期中ｖＣ１回調Ｎ
ｅれて最も確からしい同期伝送された記号状態を推定す
る。ハス２０上に現れる出力の有限個の可能な記号状態
の１つａは従ってｋを奇数とし該信号ａは回路２１に加
えられる。

ｋが奇数であるということは同期的ストローブ（即ち整
数Ｔ間隔）が記号状態の推定および係数制御に使用され
ていることを強調するものである。同期式係数制御回路
２１にあっては、同期的に現われるａは同期的信号ｙ　
（狙Ｔ　）　（ｋ奇数）から減算され、同期的誤差制御
信号　ｅ　（午Ｔ　）　（ｋ奇数）を規定する。この１
に数Ｔの場合に対しては誤差信号をｅｉ、ｙ出力をｙｉ
　そして相応する目標ａをｄｉ　と名付ける。当業者に
あってｌＩ′；Ｌ最小二乗誤差（ＬＭＳ）係数制御に対
しては積に−１ ｅ　（−Ｔ　）　Ｘ　（欠１′ｒ−ｊ工）（ｋは奇数）
が幾２　２　２ つかの乗算重みＣｊの判定指向係数制御のために使用さ
れることは明らかである。このようにして、多数のこれ
ら連続した積が形成され、累算され、次いでＣｊ重みの
各々を適応変化さぜる前にテストされる。この操作は記
号的には次のように嚇〈ことが出来る。

ここでＣ１゜は１番目係数の新らしい値であり、ＣＪ−
１は以前の値であシ、μは安定で信頼度の而い係数収束
を保証するよう十分小さく選ばれた係数ステップ幅であ
る。前述の係数制御１’ｊ　ｆｉｔｌＪ御回路２１で行
なわれる。

従来技術に典型的なこの操作を更に良く理ノリイするた
めに第２図は第１図に示す分数間隔等止器の係数を適応
的にｔｔｔｆ制御するのに適した同期的信号の相関をと
るのに使用される積のタイプを要約して示している。任
意の係数に対し、連続した誤差信号ｅおよびタップ付遅
延線信号Ｘは記号周期Ｔだけ間が隔っていることに注目
されたい。

本発明に従い、係数制御のためにナイキスト速度の信号
ｅおよびＸを使用することを提案する。現在要求されて
いる債は第３図に示されているが、ナイキスト速度′２
／Ｔの、あるいはそれを越す誤差信号およびタラブイ１
」遅延線信号を必要とすることに注意されたい。

Ｔ／２等化器の場合、この速度は２／Ｔである。

第２図を第３図と比較すると第３図の相関績の第２およ
び第４列は第２図には含まれていない新らしい情報を表
わしていることが分る。

従来技術にめっては、同期的誤差ｅ（±Ｈ１’ｒ　）（
ｋ奇数）の定義は良く知られているようにｅ（一層＝Ｔ
）−ｙ（乎’［’）　−ａ　で匈えられる。

本発明ではナイキスト更新を行うために適当な誤差を定
義する。この誤差はサンプルされた等化器出力ｙと基準
信号、即ち目標値との差である。同期的更新を行うため
に、基準信号として歴数記号間隔で現われる既知のまた
は推定された記号状態が使用される。歴数工期間の間に
獲得された情報を更新するために、分数丁目標値（これ
をｄｆ　で表わす）を使用する。更に基本的な通信理論
からスペクトル的に成形されたスペクトラムＰ　（ｗ）
を有するディジタル信号の時間的ｖｃ変化する表現は次
式１式％ ここで５（１）は基底帯域の時間的に変化するディジタ
ル信号であシ、ａｎは伝送された記号状態（−例えば４
レベルＰＣＩｖｌディジタル信号では±１．±３）であ
り、ｐ（ｔ）はＰ　（Ｗ）の逆フーリエ変換である。従
来技術の分数間隔等化器は支配的に正しいとして知られ
ているａｎ　の推定値を提供するので、時間的に連続な
等化器出力は次式で艮く近似される。

ｎ＝−の ここでｐｅ（ｔ）はディジタル信号の劣化が存在しない
場合のナイキストのインパルス関数である。（先に議論
した整合Ｐ波器の場合には送信器のスペクトル形状が規
定されると、受信器のＰ波器特＋＜１−も同一でなけれ
ばならず、従って受信器におけるＰｅ（ｗ）、即ちｐ、
（ｔ）が規定されることにＰｉ慈されたい。もちろん設
計者は他の整合していないナイキスト伝達関数を選んで
も良く、その場合にはｐｅ（し）は全体としての整合し
ていないツーイキスト・スペクトラムのインパルス応答
となる。） 一般にｐｅ（’）は時間と共に急速に減衰する関数であ
る。従って、ｄｔ）　ｉｄ：　ｐｅ（ｔ）を途中で打切
ること（これは式（３）および（４）の無限和を打切る
ことに等しい）により正確Ｖこ表現できる。

この方法は式（３）中の比較的少い項を使用して送信さ
れたスペクトル的に成形されたディジタル信号を合成す
る極めて正確な方法である。

任意の分数１時刻εＴ　（０（ε〈１）において、適当
な分数目標値は次式で与えられる。

ｄｆ（εＴ）ニー　ａ−２ｐ６　（εＴ＋２Ｔ）　十ａ
−＋　ｐｅ　（εＴ→−Ｔ）　十全。ｐｅ（εＴ）千金
＋　Ｔ）ｅ（ε゛ｒ−′ｒ）千金ｚｐ６（εＴ−２Ｔ）
＋・・・・・・・　（５） 推定された記号令。を基準として負の添字を有する仝は
以前に推定された記号状態であり、正の添字を有するａ
は以後にＪ１７ｊ定された記号状態である。式（５）中
に選ばれた項の故は明らかにａｌ（εＴ）の梢匪に影響
を力える。゛ｒ／２等化器の例に相当するようε＝１／
２とすると、記号周Ｊｔ’ｌの中点て発される誤差は次
式で与えられる。

後の便宜を考えてｅ（ｋ−ｍｌ　Ｔ、およびｙ　（乎Ｔ
　）（ｋは偶数）を夫々ｅｆおよびｙ、と省略して表記
する。

前述したことよシ第３図で示されるすべての誤差信号は
ｅｌおよびｅｆで表わされ、夫々の目標値ｄ１およびｄ
ｆを使用して等化器出力ｙ１およびｙｆで規定されるこ
とが分る。目標値それ自身はチャネル歪が存在しない場
合に労化器の出力に期侍されるスペクトラムで一義的に
規定される。

第４図は本発明の原理を具現する分数間隔等止器の回路
図である。図において、分数間隔等化器３０の出力は加
算器１６からディジタル・ハス１７上に出て来る。ｎヒ
ツト・ディジタル・ハス１７上の等止器の出力は整数Ｔ
　ｇＡ差回路４０のスイッチ３２および分数Ｔ誤差回路
４８のスイッチ３３に加えられる。

３状態デバイスで実現されるスイッチ３２および３３は
記号の生起に４目応する項に対してはＴの速度で、分数
記号点にオ目応する項に対しては〒の速度で夫々クロッ
クが加えられる。

このようにしてスイッチ３２は整数Ｔ時点において出力
信号ｙ１を発生し、スイッチ３３は分数７晴刻において
出力信号ｙｆ′ｆ：発生し、該出力信号ｙｆはハス５５
上に現われる。

遅延回路３４を通った後、ｙｉ　信号は代数加算器３５
の入力となる。加算器３５の他の入力は入力ｙｉに応動
するＲＯＭ３７によりハス３７から提供される。ＲＯＭ
　３７の出力は予め選択された範囲にあるｙｌ　信号の
ディジタル入力値に対する事前に定められた離散伝送記
号レベルの１つに相応する。先に述べた表記法ではこの
信号はｄｌ　と表わされる。

加算器３５は実際の信号値と推定された記号状態の差に
等しい出力誤差信号ｅ１　をデータ・バス３８上に発生
ずる。信号ｄ１　はまた所望の出力でもある。何故なら
ば等止器３０が収束した後にはｅｌは二乗平均的見地か
ら最小化されるからである。このようにしてｙｉはｄｌ
　に近づくことになる。

ハス３９上のデータの一部分はハス４１」二へ のａｌを規定するのに使用される。　Ｌレベル・パルス
振幅変調された信号に対して、各レベルは固有のｍビッ
ト（２１１１＝　Ｌ、で定義できる。（４レベル信号の
場合にはｍ−２，８レベル信号の場合にはｍ　＝　３等
々）これらｍヒツトがハス４１上に現われる。遅延回路
４３および４４は夫々１記号周期に相応する伝播遅延を
有しておシ、従ってその出力は以前に推定されたＨ己号
である。

図示の例におけるＲＯＭ５０に対する３つの入力、即ち
バス４６上のａｌ、ハス４７上△ のａ　ｉ−Ｈおよびバス４８上のａｌ−２は式（５）中
の打切られた級数のａ−１ｒ　ａＯおよびａｌと見做す
ことが出来る。この推定された記号状態の杓切シ系列は
ＲＯＭ５０に対するディジタル・アドレスを形成する。

ＲＯＭ５０は受信器における所望のナイキスト・スペク
トル形状を特徴づける時領域情報を含んでおり、従って
データ・ハス５１」二に適当な分数Ｔ基準信号を提供す
る。この現在の例に対し式（５ンを使用する七会−１，
へおよび全１は目標値信号ｄ　（（８）　−’；’−ｈ
ｐ　６　（：　’−Ｔ）　」−Ｑｏ　Ｐ　ｅ　Ｃ署）　
」−’ｒ　ｐｅ　（−”ｊ２　）に対するディジタル表
現を呼び出すＲＯＭ５０のディジタル・アドレスを形成
している。

ＲＯＭ５０の出力はハス５１を介して再同期化回路５２
０入力として加えられる。再同期化回路５２は代数的信
号加算器５４に対する１つの入力を提供し、再同期化回
路５３は他の入力を提供する。スイッチ３３は再同期化
回路５３の入力としてデータ・バス５５上に出力信号’
Ｊｆ　を発生ずる。再同期化回路５２および５３はＴク
ロック信号Ｉ／ｌＣ，よってクロックが供給され、加算
器５１に対して同時に入力を提供する。ハス５７上に現
われる信号加算器５４の出力ｔｊ：　ｅｆ＝ｙ（ｄｆ　
なる信号である。同様に、信号加算器３５の出力はｅｉ
−ｙｉ　’ｉを力える。ハス５７および３８上に現われ
るこれら出力は詩の速度でスイッチ５８１Ｃよって交互
に選択されてバス６０Ｖｃ加えられる。

バス６０上の誤差信号は相関器／係数語記憶回路６５−
１の乗算器６１に加えられる。

乗算器６１に対する他の人力は分数間隔等止器のタップ
イ」遅延線のノート１４．から加わっている。バス６２
上の乗算器６１の出力は第３図の最後の行のＣ＋２の後
に現われるのと同様なｅとＸの積を含んでいる。バス６
２上の積の項は累算器６４に入力、そこに累積和か保持
される。累算器６４が予め定められた正の１伺値に達す
ると、導線６６は減少指示ヒツトをアップ／ダウン・カ
ウンタ６７に送信し、累算器６４をＯにリセットする。

累算器６４が予め定められた負の閾値に達すると、導線
６６は増加指示ヒツトをアップ／ダウン・カウンタ６７
に送信し、累算器６４を０にリセットする。カウンタ６
７は分数間隔等化器の係数Ｃ＋２を含んでおシ、このデ
ィジタル・ワードをバス６８を介して分数間隔等止器３
０中の乗算器１５．　Ｋ送信する。

回路６５−２．６５−３．６５−４および６５−５の動
作および機能は６５−１のそれと同一であり、夫々の乗
算器入力には誤差信号バス６０から共通に、そして分数
間隔等化器のノート１４＋＋　、１４ｏ、　１４．＋お
よび１４−２から個別に加えられる。６５−２．６５−
３．６５−４および６５−５によって発生された係数は
夫々Ｃ＋＋　、Ｃｏ　Ｘｃ−、およびＣ４であり、夫々
乗算器１５＋、　、１　りｏ　１１　ｂ−＋および１５
−２に加えられる。

尚業者にあっては本発明の原理は任意の長さの等止器に
適用できること；等止器は７２等化器である必要はない
こと；目標値ｄｆ　は分数誤差回路４８に更にシフトレ
ジスタを付加し、ＲＯＭ５０で利用できるメモリを増加
することによシ更に精確にすることが出来ること；事前
に定っている受信器のスペクトル制約がある既知の記号
状態の推定値によって定義された分数目標値でナイキス
ト速度の更新を行う原理は他の制御アルゴリズムにも適
用できることを理解できよう。

多くの現代のディジタル通信システムにあっては、伝送
容量は直交振幅変調（ＱＡＭ）信号を使用することによ
シ増加される。このような装置４では２つの独立した多
レベル・データ流が同一周波数において時間的に直交す
る搬送波によって変調、加算されて’ｉｆＦ域通過型送
信信号が形成される。受信器においては。

混成信号は２つの平行なデータ流に分離され、直交搬送
波［Ｊ、５同期的に復調される。２つの受信されたデー
タ流は１条および９条と名付けられ、線形歪を除去する
ために分数間隔等止器のアレイに加えられる。この様子
が第５図に示されておシ、図には分数間隔等止器アレイ
７０が示されている。アレイ７０内の各々の分数間隔等
化器７０Ｉ、７０２．７０３および７０４　はタップ（
＝ｊ遅延線、タップ重み乗算器回路、加算器および相関
器／係数語記憶回路を含んでいる。これらは例えば第４
図の遅延線１１、乗算器１５、加算器１６およびナイキ
スト速度相関器／係数語記憶回路６５に対応している。

データ・バス６７上の１条基底帯域入力は等止器７０１
および７０２に加えられ、データ・ハス６８上の９条入
力は等止器７０３　および７０４に加えられる。　等止
器７０．．７０．．７ｕ３および７０４のナイキスト速
度出力はディジタル・ハス７２．７３．７４および７５
の上に夫々現われる。ハス７２および７４上の信号は加
Ａ、器７７によって加算され、バス７８上の出力となる
。この信号は整数Ｔ誤差回路８０および分数Ｔ誤差回路
８１に対する入力となる。データ・バス７３および７５
上の信号は信号は同様に加算器８３によって加７１１−
されてデータ・ハス８４上の出力となり、聚数Ｔ誤差回
路８６および分数Ｔ誤差回路８７の両方に入力として加
えられる。第４図の工数Ｔ誤差回路４０を参照すると、
第５図の回路８０は２つの出力信号、即ちバス９０上の
１条に対する推定された記号状態ａ１と、ハス９２」二
の係数ＮｊｌＪ御のための誘導された整数Ｔ誤差信号ｅ
ｉ　Ｉ　を有していることが分る。

第４図の分数Ｔ誤差回路４８を参照すると、第５図の回
路８１は１つの出力信号、即ちｌくスリ４上の係数制御
回路に対する誘導された分数Ｔ誤差信号を有しているこ
とが分る。同様にＱ乗回路８６は／＼ス９６上に出力ａ
Ｑ　とハス９８上にｅｌ、ｑを有している。　同様にし
て、回路８７はハス１００上に出力ｅｆｌＱ　をイ１し
ている。

等止器７０１　の係数は第３図に示す如き相関Ｉ７ｔに
よって１０１」御される。従って等止器は人力ハス９２
および９４を使用して信号を（第４図の１４−２．１４
．．１４ｏ、１４．．１４２の如さ）タップ１１遅延線
に加えて第３図の相関積を形成し、第４図に示す如き相
関器／係数ワード記憶回路ｕ’５−１．６５−２．６５
−３．６５−４．６５−５を１丈用して第１図の係Ｉｔ
　Ｃ−２、Ｃ−＋　、Ｃｏ　％　Ｃ４−１、Ｃ４−２を
更新する。同様に等止器１０４　の係数は入力バス９８
および１００とそれ自身のタ゛ンブ句遅延線信号で第３
図の相関積を形成することによりｔｌｉｌＪ御される。

相互結合等止器である等止器７０１！　はバス９８上の
誤差信号ｅｉ、Ｑ　およびハス１００上の誤差信号ｅ（
、Ｑ　を使用してそれ自身のタップ１１遅延線との相関
をとる。

これもまた相互結合等化器である等止器７０３はバス９
２上の誤差信号ｅｉ、Ｉ　とバス９４上の誤差信号ｅ　
を使用してそのタップ角逐ｆ、　１ 姑線侶号との内部相関をとる。当業者にあってはまたタ
ップ１１遅延線７０．の信号は７０□の１言号と同じで
あシ、両者は共通のタップ重づ遅９ＪＩ線であって良い
ことが分ろう。同様に、タップ１＝ＪＭ延緋７０３およ
び７０４の信号は同一であり、両者は共通のタップ１１
遅延線であってよい。更に本原理を埋１’ｌ’Ａした者
は第４図の分数間隔等化器３０および第５図の°ｌυ１
．７０２．７υ３および７０４は通過帯域で来現し得る
ことも８！解できよう。この場合出力信号は基底帯域に
復調され、そこで第４図の誤差回路４０および４８なら
びに相関器／係奴語記１．は回路と団似の帝域誤走発生
回路が係数の適応化のために使用される。

前述した本発明の技法はここで述べた線形５ＭＳ以外の
多数のアルコリスムにも直接適用出来る。他の一般的な
アルゴリズムに対しで必要なナイキスト速度の相関積は
次に示す一般式で記述される。

容態点化　ｓｇｎ　（ｅ）　ｓｇｎ　（→クリップされ
たＬＭＳ　ｅ　ｓｇｎ（ｘ）ハイフリットＬＭＳ　ｓｇ
ｎ（ｅ）　ｘ修正された容態点化　ｓｇｎ　（ｅ）ｓｇ
ｎ　（ｘ）ここでｓｇｎ　Ｖｉ符号をとる掃作であって
次式で定義される。

ｓｇｎ　（ａ）　＝　＋　１　ａンＯ ｓｇｎ（ａ）＝　−１ａ　（０（８） またＸはタップ例遅延緋ノートにおける信号であシ、ｄ
は分数間隔等花器の出力における適当な目標値、ｅは所
望の誤差信号であり、相関パラメータは等花器の係数の
各々を適当に更新するために一時的にオフセットされて
いるものと暗黙の内の仮定している。これらアルコリス
ム（およびここで議論しなかった他の多くのアルゴリズ
ム）の共通の特徴は誤差信号にある。ある意味で等花器
の係数をアルゴリズム的に制御することによって最小化
されるこの誤差信号は等化器出力（ｙ）と基準信号（ｄ
）（この基準信号は訓練系列または等化器出力からの推
定値に基づいて得られる）の差として一定不変に定義さ
れている。これら基準信号がナイキスト速度で得られな
いならば以前のおよび後続の推定された出力の重み付け
られた系列から生成することが出来る。推定された以前
および後続の出力はディジタル的に符号化され、ＲＯＭ
をアドレス指定して事前に定められた補間基準値を呼ひ
出す。

ディジタル的に実現された分数間隔等化器においてタッ
プ重みのドリフトが観測されるが、キルティン、ミード
ースおよびハインシュタインハ（［タップ洩漏アルゴリ
ズム：ディジタル的に実現した分数間隔適応等花器」Ｂ
ＳＴＪ　、第６１巻、第８号、１’９８２年ｌＯ月。

貞１８１７−１８３９　）タップ変動は原理的にはアナ
ログ的に実現した場合にも生じ得ることを示している。

本発明はアナロク的分数間隔等化器の係数制御でも適用
できる。アナログ出力はホーレートの２倍の速度でディ
ジタル化される。従ってディジタル情報は第４図の（１
７）の如−きディジタル・バス上に現われる。

相関器／係数語記憶回路６５−１．６５−２．６５−３
．６５−４．６５−５を修正して、累褒−器およびアッ
プ／タウン・カウンタをアナロク積分器で置き換え、そ
の出力でアナログ乗算器を駆動することも可能である。

本発明を対流−マルチパス伝播のある陸上無線伝送を基
準として線形消散チャネル中の帯域１ｌｊｌＪ限された
スペクトル的に成形されたデータ信号の等化を行う場合
について述べて来たが、本発明の原理は符号量干渉によ
って生じる線形消散を信号が受けるような場合にも同様
に応用できる。事実本発明の原理を具現する多数の応用
および装置が本発明の精神および範囲を逸脱することな
く当業者によって考案し得ることは理解されよう。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の推定記号状態を使用する同期式更新
（記号周期当り１回）を使用する判定指向モートで動作
するディジタル式基底帯域分数間隔等花器のブロック図
、 第２図は従来の分数間隔等花器中で係数制御に使用され
る同期式相関積を示す図、第３図は１７２分数間隔等化
器の本発明に従う係数制御で使用されるＴ／２間隔イ；
目関積を示す図、 第４図はナイキスト速度の係数制御で使用される第１図
の線形、取小二乗誤差、分数間隔等化器ケ示す図、 第５図は二線条直交振幅変調（ＱＡＭ）信号に応用され
る第４図に従う分数間隔等化器を示す図である。 〔主要部分の符号の説明〕 特許請求の範囲　省号 等花器　３０ 分数間隔等什器　７０．〜７０４ 出　願　人　：　アメリカン　テレフォン　アントチレ
フラフ　ノｊムバニー ＦＩＧ、／

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ■、　データ信号と関連する歪の尺度を最小化して等化
   器出力信号を形成するために誤差信号によって制御され
   る記号生起点および記号生起の中間点におけるデータ信
   号を重み付けし、時間的に隔てて遅延させたものを使用
   する型の線形変調されたデータ記号信号を等化する方法
   であって、等化器出力信号からデータ記号の判定依存復
   元を行い、該等化器出力訃よび復元されたデータ信号か
   ら差を抽出して誤差信号を形成することを含み、該方法
   は 中間点誤差信号を形成するために推定きれた記号状態の
   現在の系列に応動して発生される補間された中間点信号
   値を使用することにより中間点における等化器出力から
   誤差を抽出し、それによって等化器を適応化させる時間
   を減少させると共に等化器の安定度を増加させることを
   特徴とする線形変調されたデータ記号信号を等化する方
   法。 ２、適応型有限インパルス応答フィルタにおいて、該フ
   ィルタはスペクトル的に成形されたデータ記号重み１１
   けされたパルスの重畳より成る受信された信号を同時に
   遅延したものを発生する手段を含み、該受信された信号
   を遅延したものは受信信号中の１記号期間の分数倍だけ
   時間的に隔っており、複数回の前記受信された信号を同
   時に遅延したものの各々に複数個の係数の１つを乗じ、
   結果として得られる４ｊ′１の出力和としてＦ波された
   受信信号を形成する手段と、Ｐ波された受信信号に応動
   して受信データ信号中に生起するデータ記号に関する判
   定を形成し、相応する誤差１Ｂ号を形成する判定回路手
   段と、 前記誤差信号およびそれと関連する前記サンプルの１つ
   を乗算し、その結果得られる積を累算することによって
   前記係数の各々を更新する相関器手段とを含み、 該フィルタはデータ記号が生起する間の期間にＰ波され
   た受信信号と関連する中間目標値を決定する手段と、目
   標値と泥波された受信信号の実際の値の差を表わす相応
   する中間誤差信号を形成する手段と、ディジタル・フィ
   ルタを適応させるために前記係数を更新するべく相応す
   る誤差信号を相関器手段に交互に加える手段を含むこと
   を特徴とする適応型有限インパルス応答フィルタ。 ３、　特許請求の範囲第２項記載のフィルタにおいて、 中間目標１１σを決定する手段は判定回路手段のデータ
   記号出力からの系列を形成するシフト・レジスタ手段と
   、該系列に応動して受信信号の中間目標値としてのディ
   ジタル１Ｍ号を発生させる記憶手段とを含むことを特徴
   とする適応型有限インパルス応答フィルタ。 ４、　特許請求の範囲第３項記載のフィルタにおいて、 記憶手段は予め定められたフィルタ特性応答に従って誘
   導され、生起する受信データ記号の各系列と関連したデ
   ィジタル信号を含んでいることを特徴とする適応型有限
   インパルス応答フィルタ。 ５、ｑす許請求の範囲第２〜４項のいずれか１項に記載
   のフィルタにおいて、 予め定められたフィルタ応答は半ナイキスト・フィルタ
   応答であることを特徴とする適応型有限インパルス応答
   フィルタ。 ６　特許請求の範囲第２〜５項のいずれが１項に記載の
   フィルタにおいて、 スイッチ手段ｔ／′ｉ２つの大刀端子を有し、その一方
   は相応する誤差信号を受信するべく接続されておシ、他
   方は相応する中間誤差信号を受信するべく接続されてお
   シ、該スイッチ手段はその２つの入力を交互に選択して
   Ａ目関器手段に印加することにより出力を提供し、２つ
   の入力を選択は受信信号中の各記号期間中に２回生じる
   ことを特徴とする適応型有限インパルス応答フィルタ。 ７、　予め定められた伝送記号を含む受信された伝送信
   号を等化する分数間隔有限等化器であって、重み利は係
   数は戸液抜の受信伝送記号と最も近い予め定められた伝
   送記号の１直との差に従って同期的に更新され、受信さ
   れる予め定められた伝送記号が生起する間の時点におい
   て中間基準信号値を駆虫ずる手段と、受信された伝送記
   号の予め定められた系列を発生するアドレス手段と、谷
   々の伝送記号系列に対する中間基準信号値に相応する出
   力を発生するルックアップ手段と、 ｒ液抜の受信された中間信号値と出力の間の差を発生す
   る減算手段と、伝送信号を等化するべくディジタル・フ
   ィルタの重みイ」け係数を更新する減算手段からの差と
   同期的更新を交互に選択する係数更新手段とにより特徴
   づけられる分数間隔有限等化器。 ８　谷々のデータ要素が予め定められた速度で生起する
   伝送信号中の予め定められた数の離散伝送記号の１つに
   よって表わされる型のテイシタル無線伝送システムにお
   いて、受信手段は受信された伝送信号を等化する有限イ
   ンパルス応答フィルタを含み、該有限インパルス応答フ
   ィルタはその期間が各々の離散伝送記号が占凋する期間
   より短い受信された伝送信号を分数時間間隔遅延させた
   ものを使用し、該有限インパルス応答フィルタは判定指
   向気送記号の出力を発生するため予め定められた速度よ
   シ速い相関入力速度に応動して変化する係故に従って分
   数時間間隔遅延された信号の荷嵐和を使用し、 更新手段は出力伝送記号の系列からアドレスを発生する
   アドレス手段と、該アトレスに応動して中間目標値信号
   を発生する記憶手段と、中間目標値と等化された受信伝
   送信号からの相応する信号の差を形成する減算手段と、
   差出力に応動して予め定められた速度↓シ速い速度で動
   作する相関手段を含むことを特徴とするディジタル無線
   伝送システム。