KR100525431B1 - 채널 등화 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 콘쥬게이트 그레디언트(conjugate gradient) 알고리즘으로 데이터 구간에서도 채널을 추정하고, 이 채널 추정값을 기존의 8VSB 수신기에 사용되는 수정된 결정 궤환 등화기에 적용하여 등화를 수행하는 채널 등화 장치에 관한 것이다. 따라서, 기존의 최소 자승법을 이용한 채널 추정기와 달리

Description

채널 등화 장치{Channel equalizer}

본 발명은 채널로 인한 왜곡을 보상하는 채널 등화기에 관한 것으로서, 특히 수정된 결정 궤환 등화기(Modified decision Feedback Equalizer)에 콘쥬게이트 그레디언트(Conjugate Gradient) 방식으로 추정된 채널 추정값을 적용하여 등화를 수행하는 채널 등화기에 관한 것이다.

일반적으로 제한된 대역폭의 다중경로 채널을 통해 전송된 심볼은 심벌간 간섭을 통해 왜곡된다. 따라서, 이를 수신한 수신기에서는 비트 에러가 발생한다. 이로 인해 심벌간 간섭은 다중경로 채널에서 고속 데이터를 전송하는데 있어서 주된 장애 요인으로 인식되어 왔다.

그리고, 상기 심벌간 간섭을 최소화하기 위해 등화기를 이용한 채널 등화 처리 과정이 수신기에서 수행되고 있다.

통상적으로 통신 채널은 고정되어있지 않고 시변이므로 등화기는 이러한 채널의 시변 특성을 추적할 수 있어야 하며 이런 등화기를 적응형 등화기라고 한다.

또한, 일반적으로 가장 많이 사용되는 채널 등화기는 LMS 알고리즘에 기반한 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer ; DFE)가 있다.

상기 DFE는 수신 신호가 다중경로 채널을 통해 들어오는 경우 가장 에너지가 크게 들어오는 경로를 메인 경로로 하고 나머지 경로들은 모두 반사 경로를 통해 들어오는 인접신호 간섭(ISI) 혹은 고스트 신호(ghost signal)로 간주한 후 메인 경로를 통해 들어온 신호만을 위상과 크기를 보정하여 추출하고 나머지 경로를 통해서 들어오는 신호들은 제거하는 방식이다.

도 1은 시간 영역에서 동작하는 일반적인 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer)의 구성 블록도를 나타내고 있다.

도 1의 동작을 간단히 살펴보면, 전단 필터(Feed forward Filter)(101)를 통하여 메인 경로보다 시간적으로 먼저 도착한 경로의 신호들 즉, 전(Pre) 고스트의 영향을 제거하고 후단 필터 혹은 궤환 필터(Feedback Filter)(102)를 통하여 메인 경로보다 시간적으로 후에 도착한 경로의 신호들 즉, 후(Post) 고스트의 영향을 제거하게 된다. 이때, 가산기(105)는 상기 전단 필터(101)의 출력과 궤환 필터(102)의 출력을 더하여 결정부(Decision Device)(103)로 출력하고, 상기 결정부(103)는 상기 가산기(105)의 출력 신호를 미리 설정한 8-레벨의 기준 신호와 각각 비교하여 상기 가산기(105)의 출력 신호와 거리가 가장 가까운 기준 신호 레벨을 판정값으로 결정한다. 이때, 상기 결정부(103)의 출력은 궤환 필터(102)와 제어부(104)로 궤환된다. 즉, 상기 궤환 필터(102)의 입력으로는 가산기(105)의 출력이 아니고, 결정부(103)를 통과한 판정값이다.

한편 제어부(104)에서는 등화기의 출력 즉, 가산기(105)의 출력값과 판정값을 입력받아 전단 필터(101)와 궤환 필터(102)의 계수를 갱신한다.

이러한 결정 궤환 등화기에서는 상기 결정부(103)에서 판정이 정확하게 내려진 경우, 등화기 출력 성분 속에 함께 담겨져 있는 잡음이 제거된 상태에서 궤환 필터(102)의 입력으로 재 입력되기 때문에 잡음증폭 현상이 일어나지 않게 되어 일반적으로 선형 등화기에 비하여 우수한 성능을 낼 수 있다. 또한, 상기된 결정 궤환 등화기는 판정 오차가 작은 경우 최적 필터인 MLSE(Maximum Likelyhood Sequence Estimator)에 비등한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다.

한편, 적응형 등화기의 일반적인 동작 모드는 훈련모드와 추적모드로 나누어진다. 먼저 송신기에서는 상호 약속에 의해 수신단에서 미리 알고 있는 정해진 길이의 훈련열을 송신한다. 그러면 수신기의 등화기는 이 훈련열을 받아 적절한 값으로 탭 계수를 설정한다. 현재의 ATSC 방식의 8VSB 시스템의 경우 프레임 동기에 사용되는 PN511과 PN63등의 비트열로 구성된 832 심볼의 훈련열이 사용되고 있다.

그러나, 채널이 열악할 경우 이 훈련열 내에서 등화기 계수가 수렴하지 못한다. 따라서 채널 환경이 열악한 경우에도 등화기의 탭 계수가 수렴할 수 있도록 빠른 초기화를 위해 제안된 종래의 다른 적응형 등화기가 도 2의 수정된 결정 궤환 등화기이다.

즉, 도 1의 결정궤환 등화기에서는 궤환 필터(102)의 출력이 전단 필터(101)의 출력으로 궤환되는데 비해, 도 2의 수정된 결정 궤환 등화기에서는 궤환 필터(220)의 출력값들이 전단 필터(210) 내의 Tapped delay line(TDL) 입력값들로 직접 궤환되는 특징을 보인다.

도 2에서 도면 부호 210은 전단 필터로서 TDL(211), 포스트(Post)-ISI 제거부(212), 계수 갱신부(213), 및 가산기(214)를 포함하여 구성된다. 상기 전단 필터(210)의 TDL(211)은 입력 심볼들을 순차적으로 지연시키는 직렬 연결된 다수개의 지연기로 구성된다. 상기 포스트-ISI 제거부(212)는 다수개의 감산기로 구성되고, 각 감산기는 상기 TDL(211)의 각 지연기의 입/출력 신호로부터 상기 궤환 필터(220)에서 궤환되는 각 가중합을 빼 포스트-ISI를 제거한다. 상기 계수 갱신부(213)는 다수개의 곱셈기로 구성되고, 각 곱셈기는 상기 포스트-ISI 제거부(212)의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행한다. 상기 계수 갱신부(213)의 각 곱셈기의 출력은 가산기(214)로 출력되어 모두 더해진 후 결정부(230)로 출력된다. 상기 결정부(230)는 상기된 도 1의 결정부와 같은 8-레벨 VSB 구성 및 동작을 하므로 상세 설명을 생략한다.

한편, 도면 부호 220은 궤환 필터로서 TDL(221), 및 가중 가산부(weighted summation)(222)로 구성된다. 상기 채널 추정부(240)는 필드 싱크를 구성하는 훈련열과 수신기에서 미리 알고있는 자체 발생된 훈련열과의 상호 상관값을 계산한 후 계산된 그 값을 채널 추정값 으로 하여 상기 궤환 필터(220)의 가중 가산부(222)로 출력한다. 상기 가중 가산부(222)는 상기 채널 추정부(240)의 채널 추정값과 상기 TDL(221)의 각 지연기의 입/출력 신호를 이용하여 하기의 수학식 1과 같이 가중합을 구한 후 상기 전단 필터(210)의 포스트-ISI 제거부(212)의 각 감산기로 출력한다.

여기서, j는 버스트 타임(burst time)을 나타내고, q는 0부터 F-1까지이며, x_n-m은 TDL(220)의 각 지연기의 입/출력 신호이다.

상기 전단 필터(210)의 포스트 ISI 제거부(212)에서 TDL(211)의 각 지연기의 입/출력 신호에서 상기된 수학식 1과 같이 계산되어 출력되는 각 가중합을 빼면 포스트커서(postcursors) 즉, 포스트-ISI가 제거된다.

이와 같이 수정된 결정 궤환 등화기는 과거 심볼들로 인한 포스트 심볼간 간섭(Post ISI)을 제거하고 나서, 나머지 Pre-ISI 성분들은 전단 필터(210)를 적응시킴으로써 제거하게 된다.

따라서 초기에 채널 추정이 정확하다면 전단 필터(210)에서 Pre-ISI 부분만을 적응 등화시키면 되므로 상기된 도 1의 결정 궤환 등화기 구조에 비해 그 초기화 수렴 속도가 빠른 장점이 있다.

그러나, 채널이 동적(dynamic)일 경우 기존의 수정된 결정 궤환 등화기는 성능을 보장하기 힘들다. 이는 상기된 수정된 결정 궤환 등화기의 궤환 필터 계수들이 훈련열 구간 다음의 데이터 구간에서는 갱신되지 못하므로 후(Post) 고스트를 제거하기 위한 등화가 어렵기 때문이다.

따라서 동적 채널에서 수정된 결정 궤환 등화기가 수렴 및 추정할 수 있도록 하는 방법이 필요하다.

본 발명의 목적은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 채널 추정부에서 콘쥬게이트 그래디언트(conjugate gradient) 알고리즘을 적용하여 데이터 구간에서도 채널 추정을 수행하고 이 채널 추정값을 수정된 결정 궤환 등화기에 적용하여 데이터 구간에서도 채널 등화를 수행함으로써, 동적 채널에서 등화 성능을 높이는 채널 등화기를 제공함에 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 등화기는, 입력되는 결정값에 콘쥬게이트 그래디언트(Conjugate-gradient) 알고리즘을 적용하여 필드 동기 구간과 데이터 구간에서 채널을 추정하는 채널 추정부; 그리고 전단 필터, 궤환 필터, 및 결정기로 구성되어, 상기 채널 추정부에서 추정된 채널 추정값과 상기 궤환 필터에서 각각 시간 지연된 결정값들로부터 가중합을 구한 후, 상기 전단 필터에서 각각 시간 지연된 입력값들로부터 상기 각 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하고, 계수 갱신을 통해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하며, 상기 결정기에서 결정된 결정값을 상기 채널 추정부로 출력하는 채널 등화부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 채널 등화부의 전단 필터는 다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 채널을 통과한 수신 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키는 탭 지연 라인(TDL)과, 다수개의 감산기로 구성되고, 각 감산기는 상기 TDL의 각 단의 출력 신호로부터 상기 궤환 필터에서 궤환되는 대응 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 포스트 ISI 제거부와, 다수개의 곱셈기로 구성되고, 각 곱셈기는 상기 포스트-ISI 제거부의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행함에 의해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 계수 갱신부와, 상기 계수 갱신부의 각 곱셈기의 출력을 모두 더하여 출력하는 가산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 채널 등화부의 궤환 필터는 다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 상기 결정기의 결정값을 순차적으로 지연시키는 TDL과, 데이터 구간에서도 채널 추정이 이루어진 상기 채널 추정부의 채널 추정값과 상기 TDL의 각 단의 출력 신호를 입력받아 가중합을 구한 후 상기 전단 필터로 출력하는 가중 가산부(weighted summation)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 장치는, 입력되는 MLSE 결정 궤환 신호에 콘쥬게이트 그래디언트(Conjugate-gradient) 알고리즘을 적용하여 필드 동기 구간과 데이터 구간에서 채널을 추정하는 채널 추정부; 8레벨 결정값 또는, MLSE 결정 궤환 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키고, 각 지연된 신호와 상기 채널 추정부에서 추정된 채널 추정값으로부터 가중합을 구하는 궤환 필터; 채널을 통과한 수신 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키고, 각 지연된 신호로부터 상기 궤환 필터에서 궤환되는 대응 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하고, 계수 갱신을 통해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 전단 필터; 상기 전단 필터의 출력을 8-VSB ATSC 표준에 의해서 규정된 8-레벨의 기준 신호와 각각 비교하여 상기 전단 필터의 출력과 가장 가까운 기준 신호를 8레벨 결정값으로 판정하고 상기 궤환 필터로 출력하는 8 레벨 결정부; 그리고 전단 필터의 출력 신호에 대해 과거의 심볼들의 상관 관계를 이용하는 MLSE(maximum likelyhood sequence estimation) 방식을 적용하여 송신 신호를 추정하고 추정된 MLSE 결정 궤환 신호를 상기 궤환 필터와 채널 추정부로 출력하는 MLSE부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 궤환 필터는 다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 상기 8레벨 결정부의 8레벨 결정값 또는 MLSE부의 MLSE 결정 궤환 신호를 선택적으로 입력받아 순차적으로 지연시키는 TDL과, 데이터 구간에서도 채널 추정이 이루어진 상기 채널 추정부의 채널 추정값과 상기 TDL의 각 단의 출력 신호를 입력받아 가중합을 구한 후 상기 전단 필터로 출력하는 가중 가산부(weighted summation)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 궤환 필터의 TDL은 12 심볼간격으로 decoding depth가 다른 MLSE 결정 궤환 신호를 입력받아 각각 순차적으로 지연시키는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.

도 4는 본 발명에 따른 채널 등화 장치의 전체 구성 블록도로서, 크게 채널 추정부(400)와 채널 등화부(500)로 구성된다. 상기 채널 추정부(400)는 수신된 신호에 Conjugate-gradient 방법을 적용하여 데이터 구간에서도 채널을 추정한다. 상기 채널 등화부(500)는 상기 채널 추정부(400)에서 추정된 채널의 임펄스 응답을 이용하여 가중합을 구한 후 이 가중합을 전단 필터의 각 TDL 출력에서 빼 데이터 구간에서도 포스트-ISI를 제거한다.

상기 채널 등화부(500)는 상기된 도 2의 수정된 결정 궤환 등화기를 그대로 이용할 수 있다. 본 발명은 상기된 수정된 결정 궤환 등화기뿐만 아니라, 채널 추정부의 추정 결과를 이용하는 채널 등화기에는 모두 적용할 수 있다.

본 발명에서 상기 채널 등화부(500)는 도 2의 수정된 결정 궤환 등화기를 이용하는 것을 일 실시예로 한다. 즉, 상기 채널 등화부(500)는 전단 필터(510), 궤환 필터(520), 및 결정부(530)로 구성된다. 상기 전단 필터(510)는 TDL(511), 포스트(Post)-ISI 제거부(512), 계수 갱신부(513), 및 가산기(514)를 포함하여 구성된다. 상기 후단 필터(520)는 TDL(521), 및 가중 가산부(522)로 구성된다. 상기 결정부(530)는 상기된 도 1, 도 2와 같이 8레벨의 기준 신호를 갖는 결정부이다.

이와 같이 구성된 본 발명은 먼저, 상기 채널 추정부(400)의 상세 동작을 설명한다.

송신 신호를 x(n)이라고 하고 이산 등가채널의 임펄스 응답을 h(n)이라고 하며 백색 잡음을 w(n)이라고 할 때, 수신단에 입력되는 입력신호 y(n)는 다음의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

상기 채널 추정부(400)는 y(n)을 입력으로 받아서 원신호 x(n)이 통과했을 것으로 보이는 이산 등가 채널의 임펄스 응답 h(n)을 추정하여 채널의 유한한 임펄스 응답 추정치 을 출력하는 기능을 수행한다.

여기서, 상기 채널 추정부(400)의 채널 추정의 가장 간단한 방법으로는 송신 신호속에 주기적으로 첨가된 훈련신호가 백색 신호라고 가정을 한 후, 채널을 거쳐온 훈련 신호와 수신단에 미리 저장해 둔 훈련 신호와의 상호 상관값(Cross Correlation Value)을 구하고 이를 추정된 채널의 주파수 응답으로 출력하는 단순 상관 방식(Simple Correlation Method : SCM)이 있다. 이 방식은 간단하기 때문에 적은 하드웨어로 구현이 가능한 반면에 훈련신호가 백색의 성질을 띠지 않을 경우에는 추정 오차가 크게 존재하게 되며 더욱이 채널 추정 영역이 넓어지면 넓어질수록 훈련신호 양 옆에 존재하는 데이터에 의한 영향을 크게 받게 되어 정확한 채널 추정은 불가능하다.

한편, 좀 더 정확한 방법으로 알려져 있는 LS 추정 방식(Least Square Method : LSM)은 단순 상관 방식에 비해 훈련신호가 백색의 성질을 띠지 않고 있는 경우에도 정확한 채널의 추정이 가능하다. 즉, 훈련 시간을 검출하고 상기 훈련 시간 동안 채널을 거쳐 온 훈련신호와 수신단에서 알고있는 훈련신호와의 상호 상관값(Cross Correlation Value) p를 구하고, 상기 훈련신호의 자기 상관행렬 R을 구한다. 그리고 나서, 수신신호와 원 훈련신호의 상호 상관값인 p속에 존재하는 자기 상관 부분을 제거하도록 의 행렬 연산을 해 줌으로써 보다 정확한 채널을 추정할 수 있게 되는 것이다.

즉, 상기된 최소 자승법은 단순 상관 방식에 비하여 복잡한 구현을 대가로 보다 정확한 추정채널을 얻을 수 있다.

그러나, 위에서 살펴본 바대로 최소 자승법은 복잡한 연산을 수행하여야 하므로 연산량이 크고 하드웨어 복잡도가 높다. 따라서, 필드 동기만을 이용하여 채널을 추정한다면 약 25ms 간격으로 한번의 채널 추정 과정을 실시하므로 실제 시간 대비 연산량이 높지 않아 구현이 가능하다. 하지만 실제 동적 채널에서 동작하기에는 채널 추정값의 갱신 속도가 너무 느리고 갱신 속도를 더 높이기에는 연산량이 너무 커서 물리적으로 구현하기 힘든 단점이 있다.

따라서 본 발명에서는 연산을 직접 수행하지 않고 반복 연산에 의해 채널을 추정하는 Conjugate-gradient 방법을 적용하여 채널 등화를 수행하는 것을 특징으로 한다.

상기된 Conjugate-gradient 방법은 conjugate-direction 방법으로부터 파생되었다. 상기 컨쥬게이트-디렉션 방법은 Jonathan Richard Shewchuk에 의한 "An introduction to the conjugate gradient method without the agonizing pain" 명칭의 August 4, 1994년도 문헌에 나타나 있다.

도 3은 conjugate-direction 방법의 개념을 설명하는 도면이다. 도 3에서 에 해당하는 지점이 x이고 알고리즘의 시작점으로 설정된 초기값이 x(0)이다. 예를 들어 값이 2차원 공간에 존재한다고 가정하고 한 번에 직교축의 각 방향으로 정확히 필요한 만큼만 움직인다면 두 스텝 만에 x(0)에서 x에 도달할 수 있다. 각 스텝에서는 다음의 수학식 3과 같은 연산을 반복적으로 수행한다.

상기된 수학식 3에서 는 에서 로의 탐색 방향을 나타낸다. i+1번째 스텝에서 x와 의 오차 벡터는 라 할 때 도 3에서 알 수 있듯이 와 는 서로 직교하게 된다.

따라서, 는 다음의 수학식 4와 같이 구할 수 있다.

상기된 수학식 3을 상기된 수학식 4에 대입하면 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

또한, 도 3에서 로부터 x로 가는 방향탐색벡터 의 방향은 의 반대 방향이다. 따라서 와는 서로 수직임을 알 수 있다. 즉, 다음의 수학식 6과 같은 관계가 성립한다.

그러나 실제 상황에서는 x의 값을 모르므로 상기된 수학식 6의 방법은 사용할 수 없다.

따라서, 실제로 conjugate-direction 방법을 사용할 때는 방향 벡터가 서로 직교하는 대신 다음의 수학식 7과 같은 조건을 만족한다고 가정한다.

그러면, 는 다음의 수학식 8과 같이 구할 수 있다.

여기서, 는 다음의 수학식 9와 같이 정의되는 값이다.

이때, 상기 방향탐색벡터 는 선형적으로 독립인 벡터의 집합 로부터 다음의 수학식 10과 같이 구할 수 있다.

그리고, 상기된 수학식 9의 는 다음의 수학식 11 내지 수학식 13과 같은 관계를 만족시킨다.

상기 수학식 10에서 벡터 집합 U 대신 r 벡터들을 사용하면 하기의 수학식 14와 같이 된다.

상기된 수학식 14를 conjugate-gradient 방법이라고 한다.

그리고, 상기된 수학식 12와 의 내적을 취하면 하기의 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.

상기된 수학식 13을 적용하면 는 다음의 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

그러므로, 상기된 수학식 10에 의해 는 다음의 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.

그리고, 를 로 표시하고, 상기된 수학식 8을 적용하면 는 다음의 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.

상기된 수학식 18에 상기된 수학식 10의 를 적용하면 하기의 수학식 19와 같이 를 나타낼 수 있다.

위와 같이 반복연산에 의해 방향탐색벡터 를 갱신하고 그 값을 이용해서 x값을 갱신해 나아가면 결국 값으로 수렴하게 된다.

따라서, 상기 채널 추정부(400)는 결정부(530)의 결정값에 전술한 conjugate-gradient 방식을 적용하여 훈련 구간뿐만 아니라 데이터 구간에서도 채널 추정을 수행한다. 그리고, 이렇게 추정된 채널 추정값은 채널 등화부(500)의 궤환 필터(520)의 가중 가산부(522)로 입력된다.

이때, 상기 채널 등화부(500)의 전단 필터(510)의 TDL(511)은 다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 입력 신호를 순차적으로 지연시키며 각 지연기의 입/출력 신호를 포스트-ISI 제거부(512)로 출력한다. 상기 포스트-ISI 제거부(512)는 다수개의 감산기로 구성되고, 각 감산기는 상기 TDL(511)의 각 지연기의 입/출력 신호에서 상기 궤환 필터(520)의 가중 가산부(522)에서 궤환되는 대응 가중합을 각각 빼 과거 심볼들로 인한 간섭인 포스트-ISI의 영향을 제거한다. 상기 계수 갱신부(513)는 다수개의 곱셈기로 구성되고, 각 곱셈기는 상기 포스트-ISI 제거부(512)의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행한다. 상기 계수 갱신부(513)의 각 곱셈기의 출력은 가산기(514)로 출력되어 모두 더해진 후 결정부(530)로 출력된다.

상기 결정부(530)는 상기 전단 필터(510)의 출력을 8-VSB ATSC 표준에 의해서 규정된 8-레벨의 기준 신호와 각각 비교하여 상기 전단 필터(510)의 출력과 가장 가까운 기준 신호를 판정값으로 결정한다. 상기 판정값은 궤환 필터(520)의 TDL(521)과 채널 추정부(400)로 입력된다. 즉, 상기 결정부(530)는 8레벨 결정기(decision 또는, slicer)일 수도 있고, 슬라이스 예측기를 이용한 결정기일 수도 있다. 상기 결정부(530)는 공지된 다른 결정기를 사용할 수도 있다. 여기서, 결정(decision)과 슬라이스(slice)는 같은 의미로 사용된다.

상기 궤환 필터(520)의 TDL(521)은 다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 상기 결정부(530)의 판정 신호를 순차적으로 지연시키며, 각 지연기의 입/출력 신호를 가중 가산부(weighted summation)(522)로 출력한다. 상기 가중 가산부(522)는 데이터 구간에서도 채널 추정이 이루어진 채널 추정부(400)의 채널 추정값과 상기 TDL(521)의 각 지연기의 입/출력 신호를 이용하여 상기된 수학식 1과 같이 가중합을 구한 후 상기 전단 필터(510)의 포스트-ISI 제거부(512)의 각 감산기로 출력한다.

상기 전단 필터(510)의 포스트 ISI 제거부(512)에서 TDL(511)의 각 지연기의 입/출력 신호로부터 상기된 가중 가산부(522)의 대응 가중합을 빼면 포스트커서(postcursors) 즉, 포스트-ISI가 제거된다.

상기 포스트 ISI 제거부(512)에서 포스트 ISI가 제거된 신호는 계수 갱신부(513)로 출력된다. 상기 계수 갱신부(513)의 각 곱셈기에서 상기 포스트 ISI 제거부(512)의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행하고, 가산기(514)에서 계수 갱신부(513)의 각 곱셈기의 출력을 모두 더하여 출력하면 미래 심볼들로 인한 간섭인 프리(pre)-ISI가 제거되고 모든 등화 작업은 끝난다.

즉, 기존의 채널 추정은 필드 동기 구간의 PN 시퀀스를 통해서만 이루어지는데 본 발명은 conjugate-gradient 방식으로 데이터 구간에서도 빈번한 채널 추정이 가능하므로 동적 채널에서도 등화기 계수를 빠르게 갱신할 수 있다. 따라서 동적 채널의 성능이 향상된다.

그리고, 전술한 종래의 단순 상관법이나 최소 자승법으로 채널 추정을 할 때에는 정확한 행렬과 벡터값을 필요로 하므로 수신단에서 그 값을 미리 알고있는 훈련열을 이용해서만 채널추정이 가능했다.

그러나, 본 발명에서는 행렬 연산을 직접 수행하지 않고 반복 연산에 의해 채널을 추정하므로, 도 4의 결정부(530) 대신 MLSE(maximum likelihood sequence estimator)을 사용하여 채널 등화 장치의 출력을 결정할 수도 있다.

이러한 경우 필드 동기 구간이 아닌 데이터 구간에서도 신뢰도가 높은 결정값을 얻을 수 있고, 따라서 데이터 구간에서도 지속적으로 자기상관행렬과 교차상관행렬을 갱신하여 보다 빠른 등화기 계수의 갱신이 가능해진다. 이로 인해 동적 채널에서의 성능이 향상된다.

도 5는 상기 MLSE를 이용한 채널 등화 장치의 일 실시예를 나타낸 구성 블록도로서, 궤환 필터(520)의 TDL은 결정부(530)에서 결정된 판정값과, MLSE부(700)에서 추정된 MLSE 결정 궤환값을 입력받아 순차적으로 지연한다.

또한, 채널 추정부(600)는 데이터 구간에서도 신뢰도가 높은 상기 MLSE부(700)의 MLSE 결정 궤환 신호와 등화기 입력신호를 가지고 conjugate-gradient 방식을 적용하여 훈련 구간뿐만 아니라 데이터 구간에서도 채널 추정을 수행한다.

상기 MLSE부(700)는 채널 등화부(500)의 출력으로부터 송신 신호를 추정하고, 추정된 MLSE 결정 궤환 신호를 채널 추정부(400)와 궤환 필터(520)의 TDL로 출력한다. 이때, 현재 추정된 신호는 과거의 심볼들의 상관 관계를 이용하여 구해진다. 그리고 이용되는 과거 심볼의 수는 임의로 정해질 수 있으며, 많은 심볼을 이용할수록 정확한 신호를 추정할 확률이 높아진다. 그리고, 상기 MLSE부(700)는 송신된 신호의 코딩(coding) 종류에 따라 여러 가지 알고리즘이 사용될 수 있다. 예를 들어, 송신측에서 길쌈 부호화(convolutional encoding)를 사용한 경우 상기 MLSE부(700)에서는 비터비 복호화(viterbi decoding) 알고리즘을 사용하여 송신 신호를 추정한다. 또한, 송신측에서 트렐리스 부호화(trellis encoding)를 사용한 경우 상기 MLSE부(700)는 트렐리스 복호화(trellis decoding) 알고리즘을 사용하여 송신 신호를 추정한다.

즉, 상기 MLSE부(700)에서는 매 디코딩 깊이(decoding depth) 마다 비터비 디코딩 알고리즘이나 트렐리스 복호화 알고리즘을 적용하여 8-레벨 VSB 신호를 판정하여 출력한다. 상기 디코딩 깊이가 증가함에 따라서 MLSE 판정의 신뢰도는 향상된다.

도 6은 이것을 설명하기 위한 것으로서, 디코딩 깊이에 따른 MLSE 판정의 심볼 오류율을 보이고 있다.

도 6을 보면, 8-레벨 결정기(slicer)를 사용하는 것에 비하여 슬라이스 예측기를 이용한 판정의 심볼 오류율이 더 낮음을 알 수가 있으며, 특히 MLSE의 decoding depth가 증가함에 따라서 판정의 심볼 오류율이 점점 낮아짐을 알 수 있다.

따라서, 상기 MLSE부(700)에서 궤환되는 판정값은 decoding depth가 1 증가함에 따라서 시간상으로 12 심볼의 지연을 갖는다. 즉 depth 2에서 궤환되는 판정값은 depth 1에서 궤환되는 판정값보다 시간상으로 12 심볼 이전의 판정값이다. 상기 설명한 바와 같이 decoding depth 가 증가함에 따라 판정의 신뢰도가 높아지므로 기존의 TDL에 매 decoding depth에서 출력되는 판정값을 입력하면 궤환필터, 즉 TDL에 들어있는 판정의 오류를 최소화할 수 있으므로 전체적인 채널 등화 성능을 향상시킬 수 있다.

도 7은 MLSE의 모든 decoding depth에서 출력하는 판정값을 TDL에 궤환하는 것을 상세히 설명한 것이다. MLSE 를 하드웨어로 구현했을 때의 지연(latency)를 m 심볼이라고 했을 때, depth 1에서 출력되는 판정값은 결정부(530)에서 출력되는 판정값에 비하여 (12+m) 심볼 지연이 있다. 따라서 결정부(530)에서 출력되는 판정값은 첫번째 탭의 입력으로 사용하고, MLSE의 depth 1에서 출력되는 판정값은 TDL의 (12+m+1) 번째 탭의 입력으로 사용된다. 한편 depth 2에서 출력되는 판정값은 depth 1에 비하여 12 심볼 시간 지연이 있으므로 TDL의 (24+m+1) 번째 탭의 입력으로 사용된다. 이와같이 각 decoding depth에서 출력되는 판정값은 12탭 간격으로 TDL의 입력으로 사용된다.

따라서 기존의 결정부(530)만을 이용한 채널 등화 장치에 비하여 개선된 성능을 얻을 수 있다.

이와 같이 본 발명은 conjugate gradient 알고리즘으로 데이터 구간에서도 채널을 추정하고, 이 채널 추정값을 기존의 8VSB 수신기에 사용되는 수정된 결정 궤환 등화기에 적용함으로써, 동적 채널에서의 등화기 성능을 높일 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 채널 등화 장치는 수정된 결정 궤환 등화기에 Conjugate Gradient 방식의 채널 추정을 통한 채널 추정값을 적용하여 채널 등화를 수행함으로써, 다음과 같은 효과를 갖는다.

첫째, 기존의 최소 자승법을 이용한 채널 추정기와 달리 연산을 직접 수행하지 않고 반복 연산에 의해 구하므로, 채널 추정기의 하드웨어 복잡도가 줄어드는 장점이 있다.

둘째, MLSE를 이용하여 필드 동기 구간 뿐만 아니라 데이터 구간에서도 신뢰도가 높은 판정값을 얻을 수 있으므로 데이터 구간에서도 자기상관행렬 R 및 교차상관벡터 p값을 계산할 수 있다. 따라서, 필드 동기 구간 뿐만 아니라 데이터 구간에서 빈번하게 이루어진 채널 추정값으로 채널 등화를 수행함으로써, 동적 채널에서의 등화기의 성능을 향상시킬 수 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

도 1은 일반적인 결정 궤환 등화기의 구성 블록도

도 2는 수정된 결정 궤환 등화기의 일반적인 구성 블록도

도 3은 채널 추정을 위한 conjugate gradient 방법을 설명하기 위한 도면

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 등화 장치의 구성 블록도

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 채널 등화 장치의 구성 블록도

도 6은 도 5의 MLSE부에서 디코딩 깊이에 따른 MLSE 판정의 심볼 오류율의 예를 보인 도면

도 7은 도 5의 MLSE부의 궤환을 통한 궤환 필터의 TDL 구성 예를 보인 도면

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

400 : 채널 추정부 500 : 채널 등화부

510 : 전단 필터 511,521 : TDL

512 : 포스트 ISI 제거부 513 : 계수 갱신부

514 : 가산기 520 : 궤환 필터

522 : 가중 가산부 530 : 결정부

700 : MLSE부

Claims (10)

1. 채널을 통과한 디지털 TV 수신 신호로부터 원 신호를 복원하기 위한 채널 등화 장치에 있어서,

   입력되는 결정값에 콘쥬게이트 그래디언트(Conjugate-gradient) 알고리즘을 적용하여 필드 동기 구간과 데이터 구간에서 채널을 추정하는 채널 추정부; 그리고

   전단 필터, 궤환 필터, 및 결정기로 구성되어, 상기 채널 추정부에서 추정된 채널 추정값과 상기 궤환 필터에서 각각 시간 지연된 결정값들로부터 가중합을 구한 후, 상기 전단 필터에서 각각 시간 지연된 입력값들로부터 상기 각 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하고, 계수 갱신을 통해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하며, 상기 결정기에서 결정된 결정값을 상기 채널 추정부로 출력하는 채널 등화부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 등화부의 전단 필터는

   다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 채널을 통과한 수신 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키는 탭 지연 라인(TDL)과,

   다수개의 감산기로 구성되고, 각 감산기는 상기 TDL의 각 단의 출력 신호로부터 상기 궤환 필터에서 궤환되는 대응 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 포스트 ISI 제거부와,

   다수개의 곱셈기로 구성되고, 각 곱셈기는 상기 포스트-ISI 제거부의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행함에 의해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 계수 갱신부와,

   상기 계수 갱신부의 각 곱셈기의 출력을 모두 더하여 출력하는 가산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 등화부의 궤환 필터는

   다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 상기 결정기의 결정값을 순차적으로 지연시키는 TDL과,

   데이터 구간에서도 채널 추정이 이루어진 상기 채널 추정부의 채널 추정값과 상기 TDL의 각 단의 출력 신호를 입력받아 가중합을 구한 후 상기 전단 필터로 출력하는 가중 가산부(weighted summation)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 등화부의 결정기는

   상기 전단 필터의 출력을 8-VSB ATSC 표준에 의해서 규정된 8-레벨의 기준 신호와 각각 비교하여 상기 전단 필터의 출력과 가장 가까운 기준 신호를 결정값으로 출력하는 8 레벨 결정기인 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 등화부의 결정기는

   전단 필터의 출력 신호에 대해 과거의 심볼들의 상관 관계를 이용하는 MLSE(maximum likelyhood sequence estimation) 방식을 적용하여 송신 신호를 추정하고 추정된 MLSE 결정 궤환 신호를 결정값으로 출력하는 MLSE부인 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
6. 채널을 통과한 디지털 TV 수신 신호로부터 원 신호를 복원하기 위한 채널 등화 장치에 있어서,

   입력되는 MLSE 결정 궤환 신호에 콘쥬게이트 그래디언트(Conjugate-gradient) 알고리즘을 적용하여 필드 동기 구간과 데이터 구간에서 채널을 추정하는 채널 추정부;

   8레벨 결정값 또는, MLSE 결정 궤환 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키고, 각 지연된 신호와 상기 채널 추정부에서 추정된 채널 추정값으로부터 가중합을 구하는 궤환 필터;

   채널을 통과한 수신 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키고, 각 지연된 신호로부터 상기 궤환 필터에서 궤환되는 대응 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하고, 계수 갱신을 통해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 전단 필터;

   상기 전단 필터의 출력을 8-VSB ATSC 표준에 의해서 규정된 8-레벨의 기준 신호와 각각 비교하여 상기 전단 필터의 출력과 가장 가까운 기준 신호를 8레벨 결정값으로 판정하고 상기 궤환 필터로 출력하는 8 레벨 결정부; 그리고

   전단 필터의 출력 신호에 대해 과거의 심볼들의 상관 관계를 이용하는 MLSE(maximum likelyhood sequence estimation) 방식을 적용하여 송신 신호를 추정하고 추정된 MLSE 결정 궤환 신호를 상기 궤환 필터와 채널 추정부로 출력하는 MLSE부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 전단 필터는

   다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 채널을 통과한 수신 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키는 탭 지연 라인(TDL)과,

   다수개의 감산기로 구성되고, 각 감산기는 상기 TDL의 각 단의 출력 신호로부터 상기 궤환 필터에서 궤환되는 대응 가중합을 빼 과거 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 포스트 ISI 제거부와,

   다수개의 곱셈기로 구성되고, 각 곱셈기는 상기 포스트-ISI 제거부의 각 감산기의 출력과 대응되는 이전 계수값을 곱하여 계수 갱신을 수행함에 의해 미래 심볼들로 인한 간섭을 제거하는 계수 갱신부와,

   상기 계수 갱신부의 각 곱셈기의 출력을 모두 더하여 출력하는 가산기를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 궤환 필터는

   다수개의 직렬 연결된 지연기로 구성되어, 상기 8레벨 결정부의 8레벨 결정값 과 MLSE부의 MLSE 결정 궤환 신호를 선택적으로 입력받아 순차적으로 지연시키는 TDL과,

   데이터 구간에서도 채널 추정이 이루어진 상기 채널 추정부의 채널 추정값과 상기 TDL의 각 단의 출력 신호를 입력받아 가중합을 구한 후 상기 전단 필터로 출력하는 가중 가산부(weighted summation)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 TDL은

   12 심볼간격으로 MLSE 결정 궤환 신호를 입력받아 순차적으로 지연시키는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.
10. 제 8 항에 있어서, 상기 TDL은

    MLSE로부터 decoding depth가 순차적으로 증가하고 서로 12심벌의 시간지연이 있는 결정 궤환 신호를 병렬로 동시에 입력받아 순차적으로 지연시키는 것을 특징으로 하는 채널 등화 장치.