JP2531699B2 - 波形等化方式及び装置 - Google Patents
波形等化方式及び装置Info
- Publication number
- JP2531699B2 JP2531699B2 JP62223026A JP22302687A JP2531699B2 JP 2531699 B2 JP2531699 B2 JP 2531699B2 JP 62223026 A JP62223026 A JP 62223026A JP 22302687 A JP22302687 A JP 22302687A JP 2531699 B2 JP2531699 B2 JP 2531699B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- signal
- output
- intersymbol interference
- equalization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03127—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals using only passive components
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H15/00—Transversal filters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、波形補償方式及び装置に関し、特にディジ
タル信号を伝送、または記録媒体に記録再生するための
変調方式の等化方式及び装置に関する。
タル信号を伝送、または記録媒体に記録再生するための
変調方式の等化方式及び装置に関する。
ディジタル信号をVTR等に記録再生する場合、あるい
は電話線路等を介して伝送する場合に、これらの媒体が
周波数遮断特性を持っていることにより、ディジタル符
号間に干渉が生ずるようにディジタル符号がくずれ、デ
ィジタル信号の“1"と“0"の識別が困難になる場合があ
る。
は電話線路等を介して伝送する場合に、これらの媒体が
周波数遮断特性を持っていることにより、ディジタル符
号間に干渉が生ずるようにディジタル符号がくずれ、デ
ィジタル信号の“1"と“0"の識別が困難になる場合があ
る。
そこでこのような波形の中から所要のディジタル信号
を識別再生するにあたって、この識別が誤りなく行える
よう波形補償を行う必要がある。
を識別再生するにあたって、この識別が誤りなく行える
よう波形補償を行う必要がある。
例えば時間幅Ｔ′の矩形インパルス状の一つの波形を
上記媒体を通すことにより第４図（ｂ）のようになり、
このような波形をここでは孤立インパルス応答波形（以
下単にインパルス応答波形という）という。なおここで
時間幅Ｔ′はディジタル変調方式の一つのMFM（Modifie
d Freguency Modulation）方式のクロック周期を意味す
るものとし、これと変調前のディジタルデータのビット
周期とは後述のようにＴ′＝T/2の関係があるものとす
る。
上記媒体を通すことにより第４図（ｂ）のようになり、
このような波形をここでは孤立インパルス応答波形（以
下単にインパルス応答波形という）という。なおここで
時間幅Ｔ′はディジタル変調方式の一つのMFM（Modifie
d Freguency Modulation）方式のクロック周期を意味す
るものとし、これと変調前のディジタルデータのビット
周期とは後述のようにＴ′＝T/2の関係があるものとす
る。
第４図（ｂ）のようなインパルス応答波形を上記のよ
うに波形補償をして第４図（ｃ）のようないわゆる等化
波形を得る一つの手段として、従来は第４図（ａ）に示
すような、遅延回路と減衰器から成るトランスバーサル
フィルタを用いることが知られている（文献：例えば、
猪瀬 博，宮川 洋 著「PCM通信の進歩」，産報発
行）。この等化法は、基本的には直列に接続された遅延
素子の接続点（これをタップといい、第４図（ａ）では
３タップのトランスバーサルフィルタを図示してい
る。）の各タップ出力の荷重和（減衰量係数を掛けたも
のの和）を利用して記録再生系で生じた符号間干渉を取
り除くものである。
うに波形補償をして第４図（ｃ）のようないわゆる等化
波形を得る一つの手段として、従来は第４図（ａ）に示
すような、遅延回路と減衰器から成るトランスバーサル
フィルタを用いることが知られている（文献：例えば、
猪瀬 博，宮川 洋 著「PCM通信の進歩」，産報発
行）。この等化法は、基本的には直列に接続された遅延
素子の接続点（これをタップといい、第４図（ａ）では
３タップのトランスバーサルフィルタを図示してい
る。）の各タップ出力の荷重和（減衰量係数を掛けたも
のの和）を利用して記録再生系で生じた符号間干渉を取
り除くものである。
トランスバーサルフィルタによる波形補償方法の概要
を第５図のタイミングチャートを用いて説明する。
を第５図のタイミングチャートを用いて説明する。
第５図（ａ）に符号間干渉の無い理想的なインパルス
応答波形を示す。この信号をｉ（ｔ）とする。信号ｉ
（ｔ）は、高域の周波数特性が劣化すると一般に第５図
（ｂ）に示すような信号ｓ（ｔ）となる。すなわち、ｔ
＝nT′（n:整数,n≠０）において本来ｓ（nT′）＝０で
あるべき信号が符号間干渉量ｓ（nT′）をもつ。もし、
この信号に雑音が加わるとその部分では誤りが生じ易く
なる。
応答波形を示す。この信号をｉ（ｔ）とする。信号ｉ
（ｔ）は、高域の周波数特性が劣化すると一般に第５図
（ｂ）に示すような信号ｓ（ｔ）となる。すなわち、ｔ
＝nT′（n:整数,n≠０）において本来ｓ（nT′）＝０で
あるべき信号が符号間干渉量ｓ（nT′）をもつ。もし、
この信号に雑音が加わるとその部分では誤りが生じ易く
なる。
このような符号間干渉を次のようにして取り除く。上
記のｓ（ｔ）を第４図（ａ）の回路に入力するとｓ
（ｔ）は中央タップに到達するまでの遅延回路によって
一般的にはTdだけ遅延する。したがって中央タップの出
力信号は次式によって表わされる。
記のｓ（ｔ）を第４図（ａ）の回路に入力するとｓ
（ｔ）は中央タップに到達するまでの遅延回路によって
一般的にはTdだけ遅延する。したがって中央タップの出
力信号は次式によって表わされる。
sd（ｔ）＝ｓ（ｔ−Td） sd（ｔ）のｔ＝Td±Ｔ′における符号間干渉量に相当
する信号和を中央タップ以外のタップからの出力信号の
和として得て、中央タップからの信号からこの信号和を
引算してｔ＝Td±Ｔ′における出力結果を０とすること
によりこの点における符号間干渉量を打ち消す。この信
号和を作るための出力信号として第４図（ａ）では入力
点タップから減衰器を通した出力と、入力点タップから
順次Ｔ′づつ遅延する遅延回路11,12を経て減衰器15を
通した出力信号を用いる。中央タップからの出力信号sd
（ｔ）を基準とすれば、これらの他タップからの出力信
号は位相的にはＴ′だけ相異する、第５図（ｄ）に示さ
れる二つの信号波である。これをｐ（ｔ）とすれば ｐ（ｔ）＝ａ・sd（ｔ±Ｔ′） の形で表わされる。ここでａは減衰量の係数である。上
式の右辺は前述の荷重和の要素であり、ａは重み係数を
与える。
する信号和を中央タップ以外のタップからの出力信号の
和として得て、中央タップからの信号からこの信号和を
引算してｔ＝Td±Ｔ′における出力結果を０とすること
によりこの点における符号間干渉量を打ち消す。この信
号和を作るための出力信号として第４図（ａ）では入力
点タップから減衰器を通した出力と、入力点タップから
順次Ｔ′づつ遅延する遅延回路11,12を経て減衰器15を
通した出力信号を用いる。中央タップからの出力信号sd
（ｔ）を基準とすれば、これらの他タップからの出力信
号は位相的にはＴ′だけ相異する、第５図（ｄ）に示さ
れる二つの信号波である。これをｐ（ｔ）とすれば ｐ（ｔ）＝ａ・sd（ｔ±Ｔ′） の形で表わされる。ここでａは減衰量の係数である。上
式の右辺は前述の荷重和の要素であり、ａは重み係数を
与える。
第４図（ａ）の中央タップの出力sd（ｔ）を加算器16
の“＋”端子に、その他のタップの出力をそれぞれ加算
器16の“−”端子に入力して加算するとその出力s
o（ｔ）は次式で与えられる。
の“＋”端子に、その他のタップの出力をそれぞれ加算
器16の“−”端子に入力して加算するとその出力s
o（ｔ）は次式で与えられる。
so（ｔ）＝sd（ｔ）−ｐ（ｔ） この式で表わされるso（ｔ）はｔ＝Td±Ｔ′では第５
図（ｅ）でみられるとおり零出力を与えるよう上記のａ
をきめるものとする。すなわち、第５図（ｅ）に示すよ
うな符号間干渉のない信号so（ｔ）が得られる。なお、
上式の右辺（sd（ｔ）−ｐ（ｔ））は前述の荷重和を意
味する。
図（ｅ）でみられるとおり零出力を与えるよう上記のａ
をきめるものとする。すなわち、第５図（ｅ）に示すよ
うな符号間干渉のない信号so（ｔ）が得られる。なお、
上式の右辺（sd（ｔ）−ｐ（ｔ））は前述の荷重和を意
味する。
本発明の波形等化の対象の一つであるMFM信号は、信
号の反転間隔の最小値と最大値の差が小さく、磁化反転
が少ない等の理由から多くの装置に使用されている。第
６図（ａ）に変調前のNRZ信号の１例を、第６図（ｂ）
にMFM変調後の波形図を示す。MFM変調方式は入力信号の
“1"に対してビット周期の中央での極性の反転を、“0"
に極性の非反転を対応させる方式である。但し、“0"が
２個連続した場合にはビット周期の境界点で極性を反転
する。
号の反転間隔の最小値と最大値の差が小さく、磁化反転
が少ない等の理由から多くの装置に使用されている。第
６図（ａ）に変調前のNRZ信号の１例を、第６図（ｂ）
にMFM変調後の波形図を示す。MFM変調方式は入力信号の
“1"に対してビット周期の中央での極性の反転を、“0"
に極性の非反転を対応させる方式である。但し、“0"が
２個連続した場合にはビット周期の境界点で極性を反転
する。
以上のことからわかるように、MFM信号の反転間隔
は、T,1.5T,2Tとなる。このためクロック周波数は、NRZ
信号の２倍にする必要があり、このクロックのタイミン
グでみると、クロック周期Ｔ′に対して反転間隔は2
T′,3T′,4T′となる。但し、Ｔ′＝T/2とする。ここで
MFMにおいて反転間隔が2T′の場合、つまり“1"が２ビ
ット連続した信号に符号間干渉が生じた場合を例として
波形補償方式を説明する。
は、T,1.5T,2Tとなる。このためクロック周波数は、NRZ
信号の２倍にする必要があり、このクロックのタイミン
グでみると、クロック周期Ｔ′に対して反転間隔は2
T′,3T′,4T′となる。但し、Ｔ′＝T/2とする。ここで
MFMにおいて反転間隔が2T′の場合、つまり“1"が２ビ
ット連続した信号に符号間干渉が生じた場合を例として
波形補償方式を説明する。
“1"が２ビット連続した信号は、第７図（ａ）に示す
ような矩形波になるが、これを１ビットの矩形波が２個
連続したものと考える。VTR等に記録再生され周波数特
性が劣化した場合には、入力信号である矩形波が裾の広
がった孤立波になり振幅が低下する。しかしこの場合に
は連続した二つの孤立波が重なり第７図（ｂ）に示すよ
うな波形になる。すなわち、Ｔ′において各々の独立波
のピークに符号間干渉量ｆ（Ｔ′）が重なり、信号振幅
はｆ（Ｔ′）だけ大きくなる。
ような矩形波になるが、これを１ビットの矩形波が２個
連続したものと考える。VTR等に記録再生され周波数特
性が劣化した場合には、入力信号である矩形波が裾の広
がった孤立波になり振幅が低下する。しかしこの場合に
は連続した二つの孤立波が重なり第７図（ｂ）に示すよ
うな波形になる。すなわち、Ｔ′において各々の独立波
のピークに符号間干渉量ｆ（Ｔ′）が重なり、信号振幅
はｆ（Ｔ′）だけ大きくなる。
ところが、従来の波形補償法では、第７図（ｂ）のよ
うな再生信号を符号間干渉のない正確な信号に復元する
ため、第７図（ｃ）に示すように信号振幅がかえって小
さくなる。すなわち、複数の連続した孤立波で構成され
ているようなディジタル変調信号では、符号間干渉を解
い除いた分だけ信号振幅は小さくなり、符号誤りが発生
する確率が高くなる。
うな再生信号を符号間干渉のない正確な信号に復元する
ため、第７図（ｃ）に示すように信号振幅がかえって小
さくなる。すなわち、複数の連続した孤立波で構成され
ているようなディジタル変調信号では、符号間干渉を解
い除いた分だけ信号振幅は小さくなり、符号誤りが発生
する確率が高くなる。
本発明の目的は、このような従来の等化方式と等化装
置による欠点を除き、複数の連続した孤立波で構成され
たディジタル変調信号の等化振幅を従来の等化による等
化信号以上の振幅にするように波形補償をする等化方式
と等化装置を提供することにある。
置による欠点を除き、複数の連続した孤立波で構成され
たディジタル変調信号の等化振幅を従来の等化による等
化信号以上の振幅にするように波形補償をする等化方式
と等化装置を提供することにある。
上記の目的を達成するため、本発明では、 1. ビット周期Ｔのディジタル変調信号の孤立インパル
ス応答波形を、等化波形の中心軸時点に対して±T/2に
おいては符号間干渉を許容し、±nT/2（ｎ≧2,n:整数）
においては符号間干渉を持たないように波形補償をする
こととした。
ス応答波形を、等化波形の中心軸時点に対して±T/2に
おいては符号間干渉を許容し、±nT/2（ｎ≧2,n:整数）
においては符号間干渉を持たないように波形補償をする
こととした。
またこれを実施する装置として、 2. ５タップ以上の構成を有するトランスバーサルフィ
ルタを備え、かつ該フィルタにディジタル変調信号の孤
立インパルス応答波形を入力し、該フィルタの出力を加
算器に入力して得られる差信号出力として、その出力波
形の中心軸時点に対して±T/2においては符号間干渉を
許容し、±nT/2（ｎ≧2,n:整数）においては零出力を得
るようになされている装置とした。
ルタを備え、かつ該フィルタにディジタル変調信号の孤
立インパルス応答波形を入力し、該フィルタの出力を加
算器に入力して得られる差信号出力として、その出力波
形の中心軸時点に対して±T/2においては符号間干渉を
許容し、±nT/2（ｎ≧2,n:整数）においては零出力を得
るようになされている装置とした。
第２図により本発明の作用を説明する。ここでは一例
として第２図（ａ）に示すような等化波形によって説明
する。太線は従来の波形等化による再生波形を模式的に
示したもので、識別点０のみで“1"、残りの識別点±n
T′では“0"の波形である。
として第２図（ａ）に示すような等化波形によって説明
する。太線は従来の波形等化による再生波形を模式的に
示したもので、識別点０のみで“1"、残りの識別点±n
T′では“0"の波形である。
これに対して、本発明による等化後の波形をfo（ｔ）
とすると、 で与えられる。したがって再生波形は太線で示した本来
の信号と、ハッチングで示した干渉とが足し合わされた
信号となる。この等化波形を用いてMFM信号の反転間隔
が2,3,4ビットの各場合に対し、信号振幅と識別範囲の
関れについて説明する。
とすると、 で与えられる。したがって再生波形は太線で示した本来
の信号と、ハッチングで示した干渉とが足し合わされた
信号となる。この等化波形を用いてMFM信号の反転間隔
が2,3,4ビットの各場合に対し、信号振幅と識別範囲の
関れについて説明する。
まず、MFM信号の反転間隔が“00110011"のように２ビ
ット周期になる場合、従来の等化波形は第２図（ｂ）の
ようになる。これに対し本発明を適用した例を第２図
（ｃ）に示す。本来“1"である太線で示した信号は、ハ
ッチングで示した信号が重なり、信号振幅が大きくな
る。一方、信号が本来“0"であるべき点にも信号振幅の
増加量と同量の干渉量が発生する。これらの波形の平均
的なレベルとしてのしきい値から信号までの距離を矢印
で示すが、識別範囲は第２図（ｂ）に示す従来方式を適
用した場合と同じになる。すなわち符号間干渉fo（±
Ｔ′）は、信号の識別に際しなんらの悪影響を与えな
い。
ット周期になる場合、従来の等化波形は第２図（ｂ）の
ようになる。これに対し本発明を適用した例を第２図
（ｃ）に示す。本来“1"である太線で示した信号は、ハ
ッチングで示した信号が重なり、信号振幅が大きくな
る。一方、信号が本来“0"であるべき点にも信号振幅の
増加量と同量の干渉量が発生する。これらの波形の平均
的なレベルとしてのしきい値から信号までの距離を矢印
で示すが、識別範囲は第２図（ｂ）に示す従来方式を適
用した場合と同じになる。すなわち符号間干渉fo（±
Ｔ′）は、信号の識別に際しなんらの悪影響を与えな
い。
なお、本発明の条件を満足しない例として、インパル
ス応答が±Ｔ′の他に、±2T′にも符号間干渉が残って
いる場合を第２図（ｄ）に示す。なお第２図（ｄ）で
は、±2T′における符号間干渉量が1/4レベル程残って
いる場合を示す。信号の反転間隔は前述の同様２ビット
周期である。この場合、信号が“1"の部分では一方向か
らの干渉が重なるだけであるが、“0"の部分では二方向
からの干渉が重なる。すなわち、本来“1"である主信号
の信号振幅の増加量よりも“0"であるべき点の干渉の増
加量のほうが大きくなる。すなわちfo（±2T′）の符号
間干渉は識別範囲を狭めることになる。
ス応答が±Ｔ′の他に、±2T′にも符号間干渉が残って
いる場合を第２図（ｄ）に示す。なお第２図（ｄ）で
は、±2T′における符号間干渉量が1/4レベル程残って
いる場合を示す。信号の反転間隔は前述の同様２ビット
周期である。この場合、信号が“1"の部分では一方向か
らの干渉が重なるだけであるが、“0"の部分では二方向
からの干渉が重なる。すなわち、本来“1"である主信号
の信号振幅の増加量よりも“0"であるべき点の干渉の増
加量のほうが大きくなる。すなわちfo（±2T′）の符号
間干渉は識別範囲を狭めることになる。
次に、信号の反転間隔が３ビット周期の場合につい
て、従来の等化方式を適用した例を第３図（ａ）に示
し、本発明の条件を満足する場合を（ｂ）に示す。両者
を比較すると、隣接する信号の一方のみが同一符号であ
る識別点0,2T′では識別範囲は変化しないが、隣接する
信号が共に同一符号である識別点Ｔ′では、本発明を適
用することにより二方向からの符号間干渉が重なるため
信号振幅が大きくなり、従来方式と比較して本発明方式
のものは識別範囲を２倍に拡大させる。
て、従来の等化方式を適用した例を第３図（ａ）に示
し、本発明の条件を満足する場合を（ｂ）に示す。両者
を比較すると、隣接する信号の一方のみが同一符号であ
る識別点0,2T′では識別範囲は変化しないが、隣接する
信号が共に同一符号である識別点Ｔ′では、本発明を適
用することにより二方向からの符号間干渉が重なるため
信号振幅が大きくなり、従来方式と比較して本発明方式
のものは識別範囲を２倍に拡大させる。
同様に、４ビット周期の場合の従来例を第３図（ｃ）
に示し、本発明の適用例を第３図（ｄ）に示す。本発明
の適用により識別点Ｔ′,2T′において信号振幅を増加
し、識別範囲を２倍に拡大させる。
に示し、本発明の適用例を第３図（ｄ）に示す。本発明
の適用により識別点Ｔ′,2T′において信号振幅を増加
し、識別範囲を２倍に拡大させる。
したがって、本発明の方式およびこれを実施するため
の装置をMFM信号に適用した場合、第２図（ａ）に示す
ように、±Ｔ′の干渉を残すことにより、３ビット,4ビ
ットの信号に対しその識別範囲を拡大し、MFM変調にお
る復調時の誤り率を低減させる。
の装置をMFM信号に適用した場合、第２図（ａ）に示す
ように、±Ｔ′の干渉を残すことにより、３ビット,4ビ
ットの信号に対しその識別範囲を拡大し、MFM変調にお
る復調時の誤り率を低減させる。
またMFM方式に限らず、M2変調方式など他のディジタ
ル変調方式にも適用できることは云うまでもない。
ル変調方式にも適用できることは云うまでもない。
第１図は本発明の一実施例を示したもので、第１図
（ａ）は本発明における波形等化装置のトランスバーサ
ルフィルタの構成例であり、第１図（ｂ）はMFM変調信
号における孤立インパルス応答波形、すなわち等化前の
波形であり、この波形を第１図（ａ）の装置に入力して
第１図（ｃ）の等化波形を得るものである。
（ａ）は本発明における波形等化装置のトランスバーサ
ルフィルタの構成例であり、第１図（ｂ）はMFM変調信
号における孤立インパルス応答波形、すなわち等化前の
波形であり、この波形を第１図（ａ）の装置に入力して
第１図（ｃ）の等化波形を得るものである。
本発明では、インパルス応答波形を波形補償した後の
等化波形として、その時間軸中央点の出力に対して、±
Ｔ′（Ｔ′はクロック周期）離れた点の出力をそれぞれ
所定の値の出力とし、±2T′離れた点の出力を零出力と
する。すなわち５点の相対出力を規制し第１図（ｃ）の
波形を得るように特徴付ける方式のものであるから、こ
のための等化装置としてのトランスバーサルフィルタは
最低５タップ構成で特徴付けられる。第１図（ａ）はこ
のような５タップ構成のフィルタを図示している。すな
わち、第１図（ａ）に示すように、トランスバーサルフ
ィルタに入力した信号を、入力点より順次遅延回路1,2,
3,4でＴ′時間づつ遅延させ、遅延回路の接続点の５タ
ップのうち、中央タップの出力を基準として、これと他
の四つのタップから減衰器を通して得られる出力との５
種の信号から加算器を介して後述のような荷重和出力を
得て第１図（ｃ）に示すような等化波形を特徴付けるも
のである。
等化波形として、その時間軸中央点の出力に対して、±
Ｔ′（Ｔ′はクロック周期）離れた点の出力をそれぞれ
所定の値の出力とし、±2T′離れた点の出力を零出力と
する。すなわち５点の相対出力を規制し第１図（ｃ）の
波形を得るように特徴付ける方式のものであるから、こ
のための等化装置としてのトランスバーサルフィルタは
最低５タップ構成で特徴付けられる。第１図（ａ）はこ
のような５タップ構成のフィルタを図示している。すな
わち、第１図（ａ）に示すように、トランスバーサルフ
ィルタに入力した信号を、入力点より順次遅延回路1,2,
3,4でＴ′時間づつ遅延させ、遅延回路の接続点の５タ
ップのうち、中央タップの出力を基準として、これと他
の四つのタップから減衰器を通して得られる出力との５
種の信号から加算器を介して後述のような荷重和出力を
得て第１図（ｃ）に示すような等化波形を特徴付けるも
のである。
したがって、時間軸中央点の出力に対して±Ｔ′離れ
た点の出力を零出力とする従来方式による従来の等化装
置の場合は３タップのトランスバーサルフィルタを用い
て実現できるが、逆にこの３タップの装置では本発明の
等化波形の特徴付けはできない。
た点の出力を零出力とする従来方式による従来の等化装
置の場合は３タップのトランスバーサルフィルタを用い
て実現できるが、逆にこの３タップの装置では本発明の
等化波形の特徴付けはできない。
次にトランスバーサルフィルタの遅延回路についてMF
M信号のデータ・レートが50Mbit/秒に設定した場合につ
いて説明する。
M信号のデータ・レートが50Mbit/秒に設定した場合につ
いて説明する。
MFM信号のクロック周波数は、NRZ信号の２倍にする必
要があることから50MHzの２倍の100MHzとなり、したが
って遅延回路の遅延時間は0,10,20,30,40n秒とすればよ
い。この遅延回路は、例えば10n秒の遅延線を直列に接
続し、接続点からタップを引き出すことにより構成でき
る。
要があることから50MHzの２倍の100MHzとなり、したが
って遅延回路の遅延時間は0,10,20,30,40n秒とすればよ
い。この遅延回路は、例えば10n秒の遅延線を直列に接
続し、接続点からタップを引き出すことにより構成でき
る。
更にトランスバーサルフィルタの減衰器により本発明
の等化波形の特徴付けをする点について述べる。
の等化波形の特徴付けをする点について述べる。
いま、第１図（ｂ）に示した入力信号ｆ（ｔ）の識別
点の信号振幅をXn（n:整数）とし、各タップの減衰器の
減衰量をcn（n:整数）とすると、第１図（ｃ）に示され
る出力信号fo（ｔ）の各識別点の信号振幅Yn（n:整数）
は次式のような荷重和で与えられる。
点の信号振幅をXn（n:整数）とし、各タップの減衰器の
減衰量をcn（n:整数）とすると、第１図（ｃ）に示され
る出力信号fo（ｔ）の各識別点の信号振幅Yn（n:整数）
は次式のような荷重和で与えられる。
Y-2＝C-2・X0＋C-1・X-1＋C0・X-2＋C1・X-3＋C2・X-4 Y-1＝C-2・X1＋C-1・X0＋C0・X-1＋C1・X-2＋C2・X-3 Y0＝C-2・X2＋C-1・X1＋C0・X0＋C1・X-1＋C2・X-2 Y1＝C-2・X3＋C-1・X2＋C0・X1＋C1・X0＋C2・X-1 Y2＝C-2・X4＋C-1・X3＋C0・X2＋C1・X1＋C2・X0 ただし、C0・Xnは主信号を表わすので、減衰器C0は常
に１である。
に１である。
すなわち上式の意味は、第１図（ｂ）のX0に対応して
第１図（ｃ）のY0信号を得る場合は、第１図（ａ）にお
いてC0X0の主信号とともに加算器に入力される他の信号
としては、X0に対してＴ′,2T′進んだ点の波形振幅値X
-1,X-2（第１図（ｂ））がそれぞれ減衰器8,9の減衰量C
1,C2を介する信号と、X0の信号に対しＴ′,2T′遅れた
点の波形振幅値X1,X2（第１図（ｂ））がそれぞれ減衰
器6,5の減衰量C-1,C-2を介する信号があり、これらを加
算器10の“−”端子に入力するとともに、主信号を加算
器の“＋”端子に入力することにより得られる加算出力
としてY0信号が得られることを意味する。同様に第１図
（ｂ）のX1に対応し第１図（ｃ）のY1を得るときはC0X1
の主信号に対してＴ′,2T′進んだ点の波形振幅値X0,X
-1がそれぞれC1,C2を介する信号と、C0X1に対しＴ′,2
T′遅れた点の波形振幅値X2,X3がC-1,C-2を介する信号
とともに主信号C0X1との加算がY1を与えることを意味す
る。
第１図（ｃ）のY0信号を得る場合は、第１図（ａ）にお
いてC0X0の主信号とともに加算器に入力される他の信号
としては、X0に対してＴ′,2T′進んだ点の波形振幅値X
-1,X-2（第１図（ｂ））がそれぞれ減衰器8,9の減衰量C
1,C2を介する信号と、X0の信号に対しＴ′,2T′遅れた
点の波形振幅値X1,X2（第１図（ｂ））がそれぞれ減衰
器6,5の減衰量C-1,C-2を介する信号があり、これらを加
算器10の“−”端子に入力するとともに、主信号を加算
器の“＋”端子に入力することにより得られる加算出力
としてY0信号が得られることを意味する。同様に第１図
（ｂ）のX1に対応し第１図（ｃ）のY1を得るときはC0X1
の主信号に対してＴ′,2T′進んだ点の波形振幅値X0,X
-1がそれぞれC1,C2を介する信号と、C0X1に対しＴ′,2
T′遅れた点の波形振幅値X2,X3がC-1,C-2を介する信号
とともに主信号C0X1との加算がY1を与えることを意味す
る。
上式から、 Y0＝1,Y-1＝０〜１（所定値）， Y1＝０〜１（所定値）,Y-2＝Y2＝０ または、 Y0＝1,Y-1＝Y1＝０〜１（所定値）、 Y-2＝Y2＝０ となるような減衰量C-2,C-1,C0,C1,C2が与えられる。
装置としては、フィルタの出力を加算器10に入力し、
減衰量cnを調整し出力としてYnの上記条件を満足するよ
うな出力信号f0（ｔ）を得ることになる。
減衰量cnを調整し出力としてYnの上記条件を満足するよ
うな出力信号f0（ｔ）を得ることになる。
なお、Y-1をY1に等しくすることは、等化波形を対称
にすることで、この場合は特に符号誤りの少ない波形を
得る長所がある。
にすることで、この場合は特に符号誤りの少ない波形を
得る長所がある。
本実施例では、遅延回路として５タップのトランスバ
ーサルフィルタを用いたが、タップ枢を多くすることに
より、５タップの場合に比較して不必要な符号間干渉を
さらに低減できる。
ーサルフィルタを用いたが、タップ枢を多くすることに
より、５タップの場合に比較して不必要な符号間干渉を
さらに低減できる。
また本実施例ではMFM方式の変調の場合について述べ
たが、ビット周期の内部あるいは境界で信号の極性が反
転するような変調方式であればMFM方式に限らずM2変調
方式等にも適用できることは云うまでもない。
たが、ビット周期の内部あるいは境界で信号の極性が反
転するような変調方式であればMFM方式に限らずM2変調
方式等にも適用できることは云うまでもない。
なお、磁気ディスクや磁気テープ等の磁気記録媒体に
前記変調信号を記録し、リング形磁気ヘッドで信号を再
生すると微分された信号が再生される。この場合は、信
号を積分して元の波形を再現する積分回路を通した後、
本発明による波形等化を適用すればよい。
前記変調信号を記録し、リング形磁気ヘッドで信号を再
生すると微分された信号が再生される。この場合は、信
号を積分して元の波形を再現する積分回路を通した後、
本発明による波形等化を適用すればよい。
本発明によれば、MFM信号の波形等化において符号間
干渉のすべてを取り除かず部分的に残すことにより、同
一信号がビット周期の1.5倍あるいは２倍となる信号の
場合、信号振幅を大きくできる。ごの結果、識別範囲を
拡大でき、符号誤りの少ない識別を実現できる。
干渉のすべてを取り除かず部分的に残すことにより、同
一信号がビット周期の1.5倍あるいは２倍となる信号の
場合、信号振幅を大きくできる。ごの結果、識別範囲を
拡大でき、符号誤りの少ない識別を実現できる。
またこの効果は、ビット周期の内部あるいは境界で信
号の極性が反転するような変調方式であればMFM変調に
限らずM2変調方式等の場合でも同じ効果が得られる。
号の極性が反転するような変調方式であればMFM変調に
限らずM2変調方式等の場合でも同じ効果が得られる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図及び波形図、第
２図および第３図は本発明の波形等化による波形を示す
図、第４図は従来の波形等化の構成図及び波形図、第５
図は従来の波形等化の原理を説明する図、第６図はMFM
方式の波形説明図、第７図は従来の波形等化による波形
図。 符号の説明 １〜４……遅延回路、５〜９……減衰器 10……加算器、11,12……遅延回路 13,14,15……減衰器、16……加算器
２図および第３図は本発明の波形等化による波形を示す
図、第４図は従来の波形等化の構成図及び波形図、第５
図は従来の波形等化の原理を説明する図、第６図はMFM
方式の波形説明図、第７図は従来の波形等化による波形
図。 符号の説明 １〜４……遅延回路、５〜９……減衰器 10……加算器、11,12……遅延回路 13,14,15……減衰器、16……加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三田 誠一 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 泉田 守司 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 土居 信数 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 金子 守 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 昭56−54616（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−160808（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】時間幅Ｔのビット周期の内部あるいはその
境界で信号の極性が反転するようなディジタル変調信号
に対する波形等化方式において、上記ディジタル変調信
号の孤立インパルス応答波形を、等化波形の中心軸時点
に対して±T/2においては符号間干渉を許容し、±nT/2
（ｎ≧2,n:整数）においては符号間干渉を持たないよう
に波形補償をすることを特徴とする波形等化方式。 - 【請求項２】上記±T/2における符号間干渉を相互に等
しくすることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
波形等化方式。 - 【請求項３】時間幅Ｔのビット周期の内部あるいはその
境界で信号の極性が反転するようなディジタル変調信号
に対する、複数のタップを有するトランスバーサルフィ
ルタを用いた波形等化装置において、５タップ以上の構
成を有するトランスバーサルフィルタを備え、かつ該フ
ィルタに上記ディジタル変調信号の孤立インパルス応答
波形を入力し、該フィルタの出力を加算器に入力して得
られる差信号出力として、その出力波形の中心軸時点に
対して±T/2においては符号間干渉を許容し、±nT/2
（ｎ≧2,n:整数）においては零出力とするようになされ
ていることを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項４】上記±T/2における符号間干渉を相互に等
しくすることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の
波形等化装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62223026A JP2531699B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 波形等化方式及び装置 |
| US07/240,196 US5005184A (en) | 1987-09-08 | 1988-09-06 | Method and apparatus for waveform equalization |
| DE3830272A DE3830272A1 (de) | 1987-09-08 | 1988-09-06 | Verfahren und vorrichtung zur wellenformentzerrung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62223026A JP2531699B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 波形等化方式及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6467764A JPS6467764A (en) | 1989-03-14 |
| JP2531699B2 true JP2531699B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=16791675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62223026A Expired - Lifetime JP2531699B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-09-08 | 波形等化方式及び装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5005184A (ja) |
| JP (1) | JP2531699B2 (ja) |
| DE (1) | DE3830272A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0454445B1 (en) * | 1990-04-26 | 1996-07-03 | Fujitsu Limited | Waveform equalizer using a neural network |
| MY106779A (en) * | 1990-09-07 | 1995-07-31 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Magnetic recording method and circuit for toll road ticket. |
| US5132797A (en) * | 1990-10-19 | 1992-07-21 | Zenith Electronics Corporation | Co-channel interference filter for digital high definition television receiver |
| SE469251B (sv) * | 1991-10-16 | 1993-06-07 | Ericsson Telefon Ab L M | Beslutsaaterkopplad olinjaer utjaemnare |
| JP3049624B2 (ja) * | 1992-07-21 | 2000-06-05 | 富士通株式会社 | 波形成形フィルタおよび波形成形高域通過フィルタ |
| US5487089A (en) * | 1992-02-17 | 1996-01-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Nyquist filter for digital modulation |
| US5297075A (en) * | 1992-07-27 | 1994-03-22 | Knowles Electronics, Inc. | Computer controlled transversal equalizer |
| US5517527A (en) * | 1992-12-11 | 1996-05-14 | Industrial Technology Research Institute | Adaptive equalizer for ISDN U-interface transceiver |
| JPH07192398A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Sharp Corp | 再生波形等化回路 |
| JP2003115749A (ja) * | 2001-10-04 | 2003-04-18 | Pioneer Electronic Corp | 波形整形回路 |
| JP4924276B2 (ja) * | 2007-08-06 | 2012-04-25 | 住友電気工業株式会社 | 分散等化方法、分散等化装置および光トランシーバ |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3414845A (en) * | 1965-09-28 | 1968-12-03 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic equalizer for digital transmission systems utilizing error control information |
| US3543009A (en) * | 1966-05-13 | 1970-11-24 | Research Corp | Binary transversal filter systems |
| US3508153A (en) * | 1967-09-11 | 1970-04-21 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic equalizer for partial-response data transmission systems |
| GB1353018A (en) * | 1970-04-21 | 1974-05-15 | Xerox Corp | Automatic transversal equalizer |
| US4266204A (en) * | 1979-09-04 | 1981-05-05 | Sperry Rand Corporation | Delay line signal equalizer for magnetic recording signal detection circuits |
| JPS5956204A (ja) * | 1982-09-25 | 1984-03-31 | Victor Co Of Japan Ltd | 記録再生装置 |
| DE3239423C2 (de) * | 1982-10-25 | 1986-12-18 | Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover | Schaltung zur Versteilerung der Flanken eines Videosignals in einem Videorecorder |
| JPS59160808A (ja) * | 1983-03-02 | 1984-09-11 | Hitachi Ltd | マルチトラツクデイジタルレコ−ダのデイジタル自動等化器 |
| US4550415A (en) * | 1983-11-16 | 1985-10-29 | At&T Bell Laboratories | Fractionally spaced equalization using nyquist-rate coefficient updating |
| JPS6153839A (ja) * | 1984-08-23 | 1986-03-17 | Sony Corp | 波形整形装置 |
-
1987
- 1987-09-08 JP JP62223026A patent/JP2531699B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-09-06 DE DE3830272A patent/DE3830272A1/de not_active Withdrawn
- 1988-09-06 US US07/240,196 patent/US5005184A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5005184A (en) | 1991-04-02 |
| DE3830272A1 (de) | 1989-03-16 |
| JPS6467764A (en) | 1989-03-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8767813B1 (en) | Circuit and method for finding the sampling phase and canceling intersymbol interference in a decision feedback equalized receiver | |
| JP3806219B2 (ja) | 符号間干渉低減装置および方法 | |
| JP2813242B2 (ja) | 位相弁別方法およびこれを用いたデータ再生方法とデータ再生装置 | |
| EP0940811B1 (en) | Waveform equalizer for use in a recorded information reproducing apparatus | |
| US7046745B2 (en) | Signal processing circuit | |
| EP0498574B1 (en) | Waveform equalizer apparatus formed of neural network, and method of designing same | |
| JP3366389B2 (ja) | 伝送媒体からデジタル信号を入力する可変イコライザ手段を含む入力装置 | |
| JP2531699B2 (ja) | 波形等化方式及び装置 | |
| EP0840318A2 (en) | Waveform equalizer | |
| US5539588A (en) | Magnetic recording/reproducing with added intersymbol interference to obtain a partial-response code | |
| JPH04362808A (ja) | 等化回路 | |
| JPH07192270A (ja) | 光ディスク信号再生方式 | |
| JP3589405B2 (ja) | 波形等化器および記録情報再生装置 | |
| JP3331818B2 (ja) | ディジタル情報再生装置 | |
| US6304400B1 (en) | Signal dropout compensation | |
| US4521816A (en) | Magnetic recording method for digital signal | |
| JP2978513B2 (ja) | 自動等化装置 | |
| JPH0548522B2 (ja) | ||
| JP3751015B2 (ja) | 波形等化器及び記録情報再生装置 | |
| JP3168729B2 (ja) | 自動等化回路 | |
| JPH09306102A (ja) | ディジタル信号復号装置 | |
| JP2609686B2 (ja) | デジタル方式磁気記録再生装置 | |
| JP4249424B2 (ja) | 波形等化器および記録情報再生装置 | |
| JPH0562104A (ja) | 等化回路 | |
| JPH04249912A (ja) | 波形等化回路 |