KR100801669B1

KR100801669B1 - 적응형 주파수 영역 등화기 및 주파수 영역 등화 방법

Info

Publication number: KR100801669B1
Application number: KR1020060082764A
Authority: KR
Inventors: 백종섭; 서종수; 황순업
Original assignee: 연세대학교 산학협력단
Priority date: 2006-08-30
Filing date: 2006-08-30
Publication date: 2008-02-11
Also published as: WO2008026835A1

Abstract

본 발명은 단일 반송파 시공간 다중 안테나 부호화 시스템을 위한 향상된 적응형 주파수 영역 등화 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 일 측면에 따르면, 제1 이산 퓨리에 변환부(Discrete Fourier Transform(DFT)), 유사 시공간 부호화 행렬 형성부, 입력 블록 행렬 형성부, 채널 등화부, 역이산 퓨리에 변환부(Inverse Discrete Fourier Transform(IDFT)), 판정부, 제2 이산 퓨리에 변환부, 에러 산출부, 보정부를 포함하는 적응형 주파수 영역 등화기(Adaptive Frequency-Domain Equalizer)가 제공될 수 있다. 본 발명에 따른 적응형 주파수 영역 등화기 및 그 방법은 입력되는 신호를 블록 단위로 처리함으로써 시변(time-varying) 채널 환경에서 우수한 특징을 나타낸다.

사후 에러, 초과 평균 제곱 오차, 주파수 영역 등화, 다중-입력 다중-출력, 시공간 부호화

Description

적응형 주파수 영역 등화기 및 주파수 영역 등화 방법{Adaptive frequency domain equalizer and adaptive frequency domain equalization method}

도 1은 직교 주파수 분할 다중 시스템과 단일 반송파 주파수 영역 등화 시스템의 송수신부의 개략적인 구성도.

도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 SC-FDE 시스템의 수신부의 개략적인 구성블록도.

도 3a 내지 도 3c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 송신부에서의 송신 신호 블록 포맷을 나타낸 도면.

도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신 신호 블록 및 이를 이용해 형성된 유사 STBC 행렬을 나타낸 도면.

도 5는 유사 STBC 행렬 방식의 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조를 나타낸 도면.

도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화기에서의 초과 제곱 평균 에러를 나타낸 그래프.

도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화기에서의 비트 오류율을 나타낸 그래프.

도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화 방법의 흐름도.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

204 : 제1 이산 퓨리에 변환부

206 : 저장부

208 : 유사 STBC 행렬 형성부

210 : 입력 블록 행렬 형성부

212 : 채널 등화부

214 : 역이산 퓨리에 변환부

216 : 판정부

218 : 제2 이산 퓨리에 변환부

220 : 에러 산출부

222 : 보정부

본 발명은 주파수 영역 등화기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 단일 반송파 시공간 다중 안테나 부호화 시스템을 위한 향상된 적응형 주파수 영역 등화 장치 및 방법에 관한 것이다.

송수신 시스템에서는 대역폭이 제한된 다중 경로 채널에 의해 심벌간의 간섭이 발생한다. 이는 송신된 신호를 왜곡시키고 수신기에서 비트 에러를 발생시키는 요인이 된다. 따라서, 이러한 심벌간 간섭으로 왜곡된 신호를 복원하기 위해서 수신부에는 채널 등화기를 사용한다.

이러한 목적으로 현재 지상파 방송과 같은 단일 반송파 전송시스템용 수신기에서 가장 많이 채택하고 있는 등화기로는 비선형 판정 궤환 등화기(Nonlinear Decision Feedback Equalizer)가 있는데, 이는 시간 영역에서 동작하며 계수 갱신에 연산량이 작은 LMS(Least Mean Square) 알고리즘을 사용하여 수렴속도는 느리지만 구현이 간단하다는 장점이 있다.

그러나, 상기 비선형 판정 궤환 등화기는 채널의 왜곡이 매우 커서 등화기 출력에 오차가 발생한 경우에, 이 값이 궤환부분의 등화기로 재입력되면서 등화기의 출력이 더욱 열화되는 오차진행(Error Propagation)이 발생하게 된다. 또한, 시변 채널과 같이 주경로의 위치가 변하는 경우에 프레임 동기가 깨지는 문제점을 가지고 있다.

따라서, 본 발명은 입력되는 신호를 블록 단위로 처리함으로써 시변(time-varying) 채널 환경에서 우수한 특징을 나타내는 적응형 주파수 영역 등화기 및 그 방법을 제공한다.

또한, 본 발명은 낮은 복잡도로 가지며 안정성이 높은 제곱근(square root) 알고리즘을 통해 초과 평균 제곱 에러(EMSE : excess mean square error)를 최소화할 수 있는 적응형 주파수 영역 등화기 및 그 방법을 제공한다.

본 발명의 이외의 목적들은 하기의 설명을 통해 쉽게 이해될 수 있을 것이다.

상기 목적들을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 측면에 따르면, 송신부로부터 순차적인 송신 블록들을 포함하여 송신되는 전송 신호를 수신하는 수신부에서 주파수 영역의 채널 등화를 하는 장치에 있어서, 수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 제1 이산 퓨리에 변환부; 상기 제1 이산 퓨리에 변환부에 의해 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 유사 시공간 부호화 행렬 형성부; 상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성하는 입력 블록 행렬 형성부; 등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행하는 채널 등화부; 상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환하는 역이산 퓨리에 변환부; 시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성하는 판정부; 상기 판정 신호를 주파수 영역으로 변환하는 제2 이산 퓨리에 변환부; 상기 제2 이산 퓨리에 변환부에 의해 변환된 판정 신호로부터 에러를 산출하는 에러 산출부; 상기 에러와 상기 등화기 입력 블록 행렬을 이용하여 상기 등화기 계수를 보정하는 보정부를 포함하는 적응형 주파수 영역 등화기(Adaptive Frequency-Domain Equalizer)가 제공될 수 있다.

바람직하게는, 상기 제1 및 제2 이산 퓨리에 변환부는 이산 퓨리에 변환을 수행하고, 상기 역이산 퓨리에 변환부는 역이산 퓨리에 변환을 수행할 수 있다.

또한, 상기 수신 신호는 단일 반송파(single carrier) 시스템에 의한 신호일수 있다.

그리고 상기 에러 산출부는 제곱근 알고리즘(a square root algorithm)에 의해 상기 에러를 산출할 수 있다.

또한, 상기 제1 이산 퓨리에 변환부에 의해 주파수 영역으로 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록을 저장하는 저장부를 더 포함하되, 상기 저장부는 현재 수신 신호 블록 이외에 이전에 수신된 수신 신호 블록들도 같이 저장하고 있을 수 있다. 여기서, 상기 유사 시공간 부호화 행렬 형성부는 상기 저장부에 저장된 현재 수신 신호 블록 및 이전에 수신된 수신 신호 블록들로부터 상기 유사 시공간 부호화 행렬을 형성할 수 있다. 그리고 상기 에러 산출부는 상기 현재 수신 신호 블록 및 상기 이전에 수신된 수신 신호 블록들에 대해 수신된 시간에 상응하는 망각 인수를 적용하여 상기 에러를 산출할 수 있다. 또한, 상기 보정부는 상기 현재 수신 신호 블록의 판정 신호로부터 산출된 에러를 이용하여 다음에 수신될 수신 신호 블록의 채널 등화를 위한 등화기 계수를 보정할 수 있다.

상기 목적들을 달성하기 위하여, 본 발명의 다른 측면에 따르면, 송신부로부 터 순차적인 송신 블록들을 포함하여 송신되는 전송 신호를 수신하는 수신부에서 주파수 영역의 채널 등화를 하는 방법에 있어서, (a) 수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계; (b) 상기 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 단계; (c) 상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성하는 단계; (d) 등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행하는 단계; (e) 상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환하는 단계; 및 (f) 시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성하는 단계를 포함하되, 상기 등화기 계수는 상기 판정 신호로부터 에러를 산출하여 보정되는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법이 제공될 수 있다.

바람직하게는, 상기 단계 (a)는 이산 퓨리에 변환을 수행하고, 상기 단계 (e)는 역이산 퓨리에 변환을 수행할 수 있다.

또한, (g) 상기 판정 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계; (h) 상기 변환된 판정 신호로부터 에러를 산출하는 단계; 및 (i) 상기 에러와 상기 등화기 입력 블록 행렬을 이용하여 상기 등화기 계수를 보정하는 단계를 더 포함할 수 있다.

여기서, 상기 단계 (g)는 이산 퓨리에 변환을 수행할 수 있다.

그리고 상기 단계 (h)는 제곱근 알고리즘(a square root algorithm)에 의해 상기 에러를 산출할 수 있다.

또한, 상기 단계 (b) 이전에, (b-1) 상기 주파수 영역으로 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록을 저장하는 단계를 더 포함하되, 현재 수신 신호 블록 이외에 이전에 수신된 수신 신호 블록들도 같이 저장하고 있을 수 있다. 여기서, 상기 단계 (b)는 상기 단계 (b-1)에서 저장된 현재 수신 신호 블록 및 이전에 수신된 수신 신호 블록들로부터 상기 유사 시공간 부호화 행렬을 형성할 수 있다. 그리고 상기 단계 (h)는 상기 현재 수신 신호 블록 및 상기 이전에 수신된 수신 신호 블록들에 대해 수신된 시간에 상응하는 망각 인수를 적용하여 상기 에러를 산출할 수 있다. 또한, 상기 단계 (i)는 상기 현재 수신 신호 블록의 판정 신호로부터 산출된 에러를 이용하여 다음에 수신될 수신 신호 블록의 채널 등화를 위한 등화기 계수를 보정할 수 있다.

상기 목적들을 달성하기 위하여, 본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 송신부로부터 순차적인 송신 블록들을 포함하여 송신되는 전송 신호를 수신하는 수신부에서 주파수 영역의 채널 등화를 하는 방법이 컴퓨터에 의해 실행될 수 있는 명령어들의 프로그램이 유형적으로 구현되어 있으며 상기 컴퓨터에 의해 판독될 수 있는 기록 매체로서, (a) 수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계; (b) 상기 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 단계; (c) 상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성하는 단계; (d) 등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행하는 단계; (e) 상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환하는 단계; 및 (f) 시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성하는 단계를 수행하되, 상기 등화기 계수는 상기 판정 신호로부터 에러를 산출하여 보정되는 것을 특징으로 하는 프로그램이 기록된 기록 매체가 제공될 수 있다.

본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 본 명세서의 설명 과정에서 이용되는 숫자(예를 들어, 제1, 제2 등)는 동일 또는 유사한 개체를 순차적으로 구분하기 위한 식별기호에 불과하다.

본 발명의 실시예를 설명하기에 앞서, 단일 반송파 주파수 영역 등화(SC-FDE : Single-Carrier Frequency Domain Equalization) 방법을 설명한다.

도 1은 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal frequency division multiplexing, 이하 OFDM이라 함) 시스템과 단일 반송파 주파수 영역 등화 시스템의 송수신부의 개략적인 구성도이다.

OFDM 시스템에서는 역고속 퓨리에 변환기(inverse fast fourier transform, 이하 IFFT라 함)(12)가 송신부(10)에 위치하고 있다(도 1의 (a) 참조). 하지만, SC-FDE 방식을 채용한 통신 시스템을 OFDM 방식을 채용한 통신 시스템과 비교해 봤을 때 SC-FDE 시스템에서는 역고속 퓨리에 변환기(IFFT, 44)가 수신부(40)에 위치하고 있다(도 1의 (b) 참조). 송신부의 IFFT가 수신부에 위치한다는 것은 곧 SC-FDE 시스템이 주파수 영역(frequency domain)에서 채널 보상을 한다는 것에 중점을 둔 통신 방식이라 할 수 있다. SC-FDE 시스템의 경우는 송신 신호는 시간 영역(time domain)에서 전송되고, 등화(equalization)는 주파수 영역(frequency domain)에서 이루어진다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 적응형 주파수 영역 등화 장치 및 방법의 바람직한 실시예를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 SC-FDE 시스템의 수신부의 개략적인 구성블록도이고, 도 3a 내지 도 3c는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 송신부에서의 송신 신호 블록 포맷을 나타낸 도면이다. 도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 수신 신호 블록 및 이를 이용해 형성된 유사 STBC 행렬을 나타낸 도면이고, 도 5는 유사 STBC 행렬 방식의 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조를 나타낸 도면이다.

SC-FDE 시스템의 수신부(200)는 N_R개의 수신 안테나(201(1), …, 201(N_R)), 순환 프리픽스 제거기(202(1), …, 202(N_R)) 및 주파수 영역 등화기(203)를 포함한다.

수신 안테나(201(1), …, 201(N_R))는 SC-FDE 시스템의 송신부로부터 다중 경로 채널(multi-path channel)을 통해 전송되는 신호를 수신한다.

본 발명에서 SC-FDE 시스템의 송신부 및 수신부(200)는 순환 프리픽스(cyclic prefix) 기반의 다중 입력 다중 출력 단일 반송파 블록 트랜시버(Multi Input Multi Output Single Carrier Block Transceiver)인 것으로 가정한다. 그리고 SC-FDE 시스템의 송신부는 2개의 송신 안테나(Tx.1, Tx.2)를 가지고 있으며, 수 신부(200)는 N_R개의 수신 안테나(201(1), …, 201(N_R))를 가지고 있는 것으로 가정한다.

본 발명에서는 심볼 수준이 아닌 블록 수준의 시공간 블록 부호화 구성(STBC : space-time block coding, 이하 'STBC'라 함) 구성(scheme)을 적용한다. 이는 추후 이산 퓨리에 변환 행렬을 사용하여 효율적인 주파수 영역 등화가 수행되도록 하는 효과가 있다.

SC-FDE 시스템의 송신부에서의 송신 신호 블록 포맷은 도 3a 내지 도 3c에 도시되어 있다.

송신부는 입력 비트열에 대해 도 3a에 도시된 것과 같이 신호를 매핑하고, 순환 프리픽스를 추가한다. 입력 비트열은 제1 송신 안테나(Tx.1)와 제2 송신 안테나(Tx.2)를 통해 각각 전송된다.

제1 송신 안테나(Tx.1)에 의해 전송되는 입력 비트열인 제1 송신 블록열(310)과, 제2 송신 안테나(Tx.2)에 의해 전송되는 입력 비트열인 제2 송신 블록열(320)을 한쌍으로 하나의 송신 블록군(300)이 형성된다.

제1 송신 블록열(310)은 각 심볼 길이(symbol duration)가 Ts이고 블록 길이가 N이 되도록 하는 제1 송신 블록(312)과 제2 송신 블록(314), 그리고 각 송신 블록에 추가된 순환 프리픽스(CP, 330(1), 330(2))를 포함한다.

제2 송신 블록열(320)은 각 심볼 길이(symbol duration)가 Ts이고 블록 길이가 N이 되도록 하는 제3 송신 블록(322)과 제4 송신 블록(324), 그리고 각 송신 블록에 추가된 순환 프리픽스(CP, 330(3), 330(4))를 포함한다.

여기서, 제1 송신 블록(312)과 제3 송신 블록(322)이 동시에 송신되고, 다음 타임에 제2 송신 블록(314)과 제4 송신 블록(324)이 동시에 송신된다. 제1 송신 블록(312) 및 제3 송신 블록(322)이 각 송신 안테나(Tx.1, Tx.2)에서 k번째 송신되는 신호 블록인 경우, 제2 송신 블록(314) 및 제4 송신 블록(324)은 k+1번째 송신되는 신호 블록이 된다. 송신된 블록에서 순환 프리픽스(330(1) 내지 330(4))는 블록간 간섭(IBI : interblock interference)을 방지하고 심볼들의 선형 컨볼루션(linear convolution)을 순환 컨볼루션(circular convolution)으로 만든다.

송신 신호의 각 심볼(340)에 대한 STBC 블록 포맷은 도 3b에 도시된 것과 같다. m번째 송신 안테나의 i번째 송신되는 송신 블록

은

과 같으며, 여기서,

은

의 n번째 심볼이고, i = k, k+1이며, m = 1, 2 이다. 각 송신 블록(312, 314, 322, 324)은 N개의 심볼들을 포함하고 있다.

i = k+1 인 경우, 각 송신 안테나(Tx.1, Tx.2)의 송신 블록은 하기의 수학식 1과 같은 STBC 규칙을 만족한다.

여기서, n = 0, …, N-1이고, k = 0, 2, 4, … 이다. *는 켤레 복소수를 나 타낸다.

즉, 제1 송신 안테나(Tx.1)를 통해 제1 송신 블록열(310)이 전송되고, 제2 송신 안테나(Tx.2)를 통해 제2 송신 블록열(320)이 전송된다.

k는 0 이상의 짝수이며, 각 송신 블록열(310, 320) 별로 2개씩의 송신 블록이 상기 수학식 1과 같은 특성을 가지고 무선 채널을 통해 수신부(200)로 전송된다.

제1 송신 블록열(310)의 제1 송신 블록(312)과 제2 송신 블록열(320)의 제4 송신 블록(324)는 X1과 X1* 의 켤레 복소수의 관계에 있으며, 제1 송신 블록열(310)의 제2 송신 블록(314)과 제2 송신 블록열(320)의 제3 송신 블록(322)는 X2와 -X2* 의 켤레 복소수의 관계에 있다. 이는 시공간 블록 부호화를 위함이다.

순환 프리픽스(330(1) 내지 330(4))는 각 송신 블록(312, 314, 322, 324) 앞에 추가되며, 기대되는 최대 채널 지연 범위(expected maximum channel delay spread)보다 큰 N_G의 길이를 가지고 있다.

각 송신 안테나(Tx.1, Tx.2)를 통해 제1 블록열(310) 및 제2 블록열(320)을 전송함에 있어서, 수신부(200)의 등화 계수를 초기화시키고, 채널 변화(channel variation)를 추적하기 위해 트레이닝 시퀀스(TS : training sequence, 350(a))를 먼저 전송한다(도 3c 참조).

송신부와 수신부(200) 사이의 채널은 다중 입력 다중 출력 주파수 선택적 시변 페이딩 채널(multi input multi output frequency-selective time-varying fading channels)로 가정한다.

수신부(200)는 송신부로부터 전송된 백색 가우시안 잡음(white Gaussian noise)이 포함된 신호를 수신한다. 이를 1/Ts 초마다 샘플링한 후, 순환 프리픽스 제거기(202(1), …, 202(N_R))를 통해 순환 프리픽스(CP)를 제거한다. 순환 프리픽스 제거기(202(1), …, 202(N_R))는 수신 안테나마다 연결되어 있다.

순환 프리픽스가 제거된 r번째 수신 안테나에서의 k번째 수신 신호 블록을

이라 한다.

상기 수신 신호는 시간 영역(time domain)의 값이므로, 주파수 영역(frequency)의 값으로 변환하여 등화(equalization)를 수행한다.

수신 신호 중 k번째 수신 신호 블록과 k+1번째 수신 신호 블록을 하나의 수신 신호 블록군으로 설정하고, 이에 대하여 주파수 영역 등화를 수행한다. 여기서, k는 0 이상의 짝수인 것이 바람직하다. 즉, STBC를 이용한 주파수 영역 등화를 수행하기 위하여 2개씩 수신 신호 블록을 짝짓게 된다.

주파수 영역 등화기(203)는 제1 이산 퓨리에 변환부(204(1), …., 204(N_R)), 저장부(206), 유사 STBC 행렬 형성부(208), 입력 블록 행렬 형성부(210), 채널 등화부(212), 역이산 퓨리에 변환부(214), 판정부(216), 제2 이산 퓨리에 변환부(218), 에러 산출부(220), 보정부(222)를 포함한다.

제1 이산 퓨리에 변환부(204(1), …, 204(N_R))는 N × N 직교 정규 이산 퓨리에 변환 행렬(orthonormal DFT matrix)

(여기서, 0 ≤ i, l ≤ N-1 )를 이용하여 순환 프리픽스가 제거된 수신 신호 블록

를 주파수 영역의 수신 신호 블록인 DFT 출력 블록인

으로 변환한다. DFT 출력 블록의

번째 심볼은 하기의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

은 전송된 k번째 블록의

번째 DFT 요소,

은 상응하는 잡음의

번째 DFT 요소,

은 m번째 전송 안테나와 r번째 수신 안테나 사이의 채널 임펄스 응답의

번째 DFT 요소이다.

제1 이산 퓨리에 변환부는 이산 퓨리에 변환을 통해 k번째 DFT 출력 블록과 k+1번째 DFT 출력 블록에 상응하는 수신 신호로부터 각각 N개의 심볼을 가지는 주파수 영역의 수신 신호 블록을 생성한다.

저장부(206)는 각 수신 안테나에 연결된 제1 이산 퓨리에 변환부(204(1), …, 204(N_R))로부터 출력되는 주파수 영역의 수신 신호 블록들을 저장한다. 저장부(206)는 현재 타임에 수신된 k, k+1번째 DFT 출력 블록 이외에도 이전에 수신되 어 이산 퓨리에 변환된 B-1 개의 수신 블록군(즉, 2×(B-1) 개의 DFT 출력 블록들)을 저장하고 있다.

유사 STBC 행렬 형성부(208)는 저장부(206)에 저장된 DFT 출력 블록들로부터 도 3에 도시된 송신부의 송신 블록군(300)과 유사한 형태를 가지는 유사 STBC 행렬을 형성한다. 유사 STBC 행렬은 시공간 블록 부호화(STBC) 구성에 의한 행렬과 유사한 형태를 가지고 있다.

제1 수신 안테나(201(1))에서 수신하여 퓨리에 변환된 DFT 출력 블록을 중심으로 설명하기로 한다. 제1 수신 안테나(201(1))는 도 3에 도시된 송신 블록군(300)과 유사한 형태를 가지는 수신 블록군(400(0))을 수신한다(도 4 참조). 현재 수신된 수신 블록군(400(0)) 이전에 이미 B-1 개의 수신 블록군(400(1) 내지 400(B-1))이 수신되어 저장부(206)에 저장되어 있다.

수신 블록군(400(0))은 제1 수신 블록(410)과 제2 수신 블록(420)을 포함한다. 제1 수신 블록(410)은 Y₁ 신호 블록을 포함하며, 제2 수신 블록(420)은 Y₂ 신호 블록을 포함한다. 순환 프리픽스(CP)는 이미 순환 프리픽스 제거기(202(1))에 의해 제거되어 있다.

각 수신 블록(410, 420)은 N개의 심볼들을 포함하고 있다.

유사 STBC 행렬 형성부(208)는 현재의 수신 블록군(400(0))의 각 수신 블록(410, 420)으로부터 주파수 인자(frequency-bin)를 이용하여 유사 STBC 행렬을 형성한다.

각 수신 블록(410, 420) 내의 심볼들 중에서 동일한 주파수 인자를 가지는 심볼들을 추출하고, STBC 행렬과 유사한 배치를 가지도록 재배열함으로써 유사 STBC 행렬(450(0) 내지 450(N-1))을 형성한다.

유사 STBC 행렬 중 하나(450(1))을 가지고 설명하면, 제1 수신 블록(410)의 1번째 주파수 인자에 상응하는 심볼인 y₁(1), 제2 수신 블록(420)의 1번째 주파수 인자에 상응하는 심볼인 y₂(1)을 추출한다. 추출된 각 심볼 및 각 심볼의 켤레 복소수를 이용하여 유사 STBC 행렬(450(1))을 새롭게 형성하는 것이 가능하다.

수신 블록의 모든 심볼들에 대해서 동일한 과정을 수행하면, 총 N개의 유사 STBC 행렬이 형성된다. 이는 현재 타임에 수신한 수신 블록군(400(0))으로부터 형성된 것으로, 이전에 수신된 B-1 개의 수신 블록군(400(1) 내지 400(B-1))에 대해서도 동일한 방법으로 각각 N개씩의 유사 STBC 행렬을 형성한다.

이전 타임의 수신 블록군(400(1) 내지 400(B-1))에 대한 유사 STBC 행렬은 이전 수신 블록군에 대해 주파수 영역 등화를 수행할 때 미리 생성되어 있는 것이 바람직하다.

또한, 상술한 유사 STBC 행렬의 형성은 제1 수신 안테나(201(1))에서 수신된 신호에 대해서 설명한 것으로, 총 N_R개의 수신 안테나에 대해서 각각 상술한 방법에 의한 유사 STBC 행렬의 형성이 수행된다.

따라서, 유사 STBC 행렬은 총 N_R × B × N 개가 생성되어 있게 된다.입력 블록 행렬 형성부(210)는 각 수신 안테나에 상응하여 유사 STBC 행렬 형성부(208) 에서 형성된 유사 STBC 행렬들 중에서 동일한 주파수 인자를 가지는 유사 STBC 행렬들을 이용하여 입력 블록 행렬을 형성한다.

입력 블록 행렬 형성부(210)는 주파수 인자에 따라 분류되어 있으며, 각 주파수 인자에 상응하여 각 수신 안테나별로 현재 수신 블록군(400(0))으로부터 형성된 유사 STBC 행렬 및 이전에 수신된 B-1 개의 수신 블록군(400(1) 내지 400(B-1))으로부터 형성된 유사 STBC 행렬들을 수신한다. 즉, 동일한 주파수 인자를 가지는 유사 STBC 행렬들은 각 수신 안테나의 각 수신 블록군 중에 하나씩 있으므로, 총 N_R × B 개의 유사 STBC 행렬들을 이용하여 채널 등화를 위한 입력 블록 행렬을 형성한다.

형성된 입력 블록 행렬은 하기의 수학식 3과 같이 정의 된다.

또는

수학식 3에서 2B×2NR 행렬

는 i번째 시간에 각 수신 안테나로부터 수신된 유사 STBC 행렬로써 수학식 4와 같이 정의된다.

여기서,

은 r번째 수신 안테나(201(r))의 k번째 및 k+1번째 수신 신호 블록으로부터 형성된 유사 STBC 행렬로써 하식의 수학식 5와 같다.

채널 등화부(212)는 입력 블록 행렬 형성부(210)에서 형성된 N개(주파수 인자가 N개임)의 입력 블록 행렬을 이전 타임에 보정된 등화기 계수(

)를 이용하여 채널 등화를 수행한다. 등화기 계수는 하기의 수학식 6과 같이 정의된다.

수학식 6에서

은 r번째 수신 안테나(201(r))의

번째 등화기 계수를 나타낸다. 수학식 3과 6을 이용한 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조의 출력 신호는 다음과 같다.

여기서,

.

다음으로 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조를 갱신하 는 알고리즘에 대한 것이다. 일반적으로 적응형 알고리즘은 다음과 같이 정의 될 수 있다.

수학식 8에서

는

에 대한 보정 항이며,

를 최적화 시키기 위해 우선적으로 2B×1의 차원을 갖는 사전에러

와 사후에러

를 다음과 같이 정의한다.

수학식 9와 10에서

는 다음과 하식과 같다.

사후에러

는 수학식 8의 양변에

를 곱한 후, 양변으로부터

를 차감함으로서 수학식 12와 같이

와

의 항으로 표현될 수 있다.

결과적으로 수학식 12의

에 대해 하식을 이용하여

를 도출한다.

여기서, 2B×2B 행렬

는 가중치 인자

를 가지고 다음과 같이 정의된다.

따라서, 수학식 12를 수학식 13에 대입한 후

에 대해서 미분을 하면 다음과 같은

를 얻을 수 있다.

수학식 15에서

는 수학식 3과 4를 통해 다음과 같이 재귀적으로 업데이트 됨을 알 수 있다.

더 나아가 역 상관 행렬

는 "matrix inversion lemma"을 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 이득 행렬

는 하식과 같다.

따라서 수학식 15부터 18을 수학식 8에 적용하여 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조를 갱신하는 알고리즘은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

그러나 수학식 19는 여전히 알고리즘의 안정성이 떨어지는 문제점이 있다. 이를 해결하고자 본 발명에서는 수학식 17과 18를 제곱근 알고리즘을 통해 해결하고자 한다. 우선적으로 적응형 제곱근 알고리즘을 구현하기 위하여 수학식 17과 18의 갱신에 영향을 주는 인자를 수학식 20과 같이 행렬화 한다.

여기서

의 차원은

이다. 수학식 20에서 볼 수 있듯이

는

로 이루어져 있다. 수학식 20에서 비음의 원소로 이루어진 행렬식이므로 Cholesky 인수분해를 통하여 수학식 21로 표현 가능하다.

여기서 행렬식

는 크기가

인 영행렬을 나타낸다. 수학식 21에서 볼 수 있는 변환 이전 행렬인

과 행렬 인수분해 정리로 생성할 수 있는 변환 이후 행렬인

사이에는 수학식 22의 관계가 성립한다.

수학식 (42)의 관계를

과 같은 연산을 통하여 변환 이전행렬

과 변환 이후 행렬인

의 관계를 수학식 23으로 표현 가능하다.

여기서 Givens 순환 수열을 이용해 구할 수 있는

의 크기를 갖는 유니터리 행렬

은 변환 이전 행렬

의

부분을 하나씩 제거하여 변환 이후 행렬

의 첫 행에 영행렬을 생성한다. 수학식 23으로부터 수학식 19에서 사용된

를

로 정의할 경우

는 하삼각 행렬임을 확인 할 수 있고 변환 이후 행렬

의 두번째 열에서 구할 수 있다. 또한

는 변환 이전 행렬

의 원소 값을 갱신하여 알고리즘의 다음 반복의 초기값이 된다. 이후 블록 적응형 주파수 영역 등화 및 다이버시티 결합 구조를 갱신하는 계수는 수학식 19와 같은 방법으로 재귀적으로 구할 수 있다.

수학식 19와 23을 이용하여 추정된 송신 신호는 역이산 퓨리에 변환부(214)는 채널 등화부(212)에서 채널 등화된 신호에 대하여 시간 영역(time domain)으로 변환한다. 채널 등화부(212)를 통해 출력되는 신호 중에서 현재의 수신 블록군(400(0))의 신호에 대해서 시간 영역으로 변환하는 것이 바람직하다.

각 수신 안테나별로 이산 퓨리에 변환(510), 유사 STBC 행렬 형성(520), 입력 블록 행렬 형성(530), 채널 등화(540), 역이산 퓨리에 변환(550) 과정에 의한 다이버시티 결합 구조는 도 5에 도시되어 있다.

판정부(216)는 역이산 퓨리에 변환부(214)에서 시간 영역으로 변환된 신호를 이용하여 현재 수신된 신호를 판정한다.

제2 이산 퓨리에 변환부(218)는 판정부(216)에서 판정된 신호에 대하여 에러를 산출하기 위하여 판정된 신호를 다시 주파수 영역(frequency domain)으로 변환한다.

에러 산출부(220)는 제2 이산 퓨리에 변환기(218)를 통해 주파수 영역으로 변환된 판정 신호를 이용하여 에러를 산출한다.

보정부(222)는 에러 산출부(220)에서 산출된 에러, 입력 블록 행렬 형성부(210)에서 형성된 입력 블록 행렬과 제곱근 알고리즘(a square root algorithm)을 이용하여 채널 등화부(212)의 등화기 계수를 보정한다.

도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화기에서의 초과 제곱 평균 에러(EMSE : excess mean square error)를 나타낸 그래프이 고, 도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화기에서의 비트 오류율을 나타낸 그래프이다.

도 6을 참조하면, 주파수 영역 등화기에서 채널 등화를 함에 있어서, 이전 타임의 블록을 이용하는 개수에 따른 초과 제곱 평균 에러가 도시되어 있다. 블록의 개수가 1개인 경우(즉, 종래 기술에 의할 때, 610(a), 620(a) 참조)보다 블록의 개수가 많아짐에 따라서 초과 제곱 평균 에러가 점점 작아지는 효과가 있다.

송신 안테나와 수신 안테나가 각각 2개씩인 경우(610)와, 송신 안테나는 2개, 수신 안테나는 3개인 경우(620)를 예로 들고 있으며. 어느 경우이든지 블록의 개수가 증가함에 따라 초과 제곱 평균 에러 역시 작아지고 있다.

도 7을 참조하면, 블록의 개수에 따른 비트오류율(BER : bit error ratio)이 도시되어 있다. 주파수 영역 등화기에서 채널 등화를 함에 있어서, 이전 타임의 블록을 이용하지 않는 경우(즉, 종래 기술에 의할 때, 700(a))보다 이전 타임의 블록을 많이 이용하는 경우 비트오류율이 점점 작아지는 효과가 있다.

도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 적응형 주파수 영역 등화 방법의 흐름도이다.

단계 S810에서, 제1 이산 퓨리에 변환부(204)는 수신 신호를 주파수 영역으로 변환한다. 단계 S820에서, 유사 STBC 행렬 형성부(208)는 상기 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 STBC 행렬을 형성한다. 단계 S830에서, 입력 블록 행렬 형성부는 상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성한다. 단계 S840에서, 채널 등화부(212)는 등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행한다. 단계 S850에서, 역이산 퓨리에 변환부(214)는 상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환한다. 그리고 단계 S860에서, 판정부(216)는 시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성한다.

여기서, 단계 S820 이전에 주파수 영역으로 변환된 각 수신 신호들은 저장부(206)에 저장할 수 있다.

단계 S870에서, 제2 이산 퓨리에 변환부(218)는 상기 판정 신호를 주파수 영역으로 변환한다. 단계 S880에서, 에러 산출부(220)는 상기 변환된 판정 신호로부터 에러를 산출한다. 그리고 단계 S890에서, 보정부(222)는 상기 에러와 상기 등화기 입력 블록 행렬을 이용하여 상기 등화기 계수를 보정한다.

본 명세서에서 설명한 채널 등화 기술들은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 수신부에서 주파수 영역 등화를 수행하는데 사용되는 프로세싱 유닛은 하나 이상의 주문형 반도체(application specific integrated circuit ; ASIC), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor ; DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스(digital signal processing devices ; DSPD), 프로그램가능 논리 소자(programmable logic device ; PLD), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(field programmable gate array ; FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로-제어기, 마이크로프로세서, 본 명세서에서 설명한 기능을 수 행하도록 설계된 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.

소프트웨어 구현에 있어서, 수신부에서의 주파수 영역 채널 등화는 본 명세서에서 설명한 기능을 수행하는 모듈(예를 들어, 프로시져, 기능 등)로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장될 수도 있고, 프로세서에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에서 또는 프로세서의 외부에서 구현될 수도 있으며, 외부에서 구현되는 경우 프로세서는, 당업계에서 공지된 다양한 수단을 통해, 프로세서와 통신가능하도록(communicatively) 커플링될 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 적응형 주파수 영역 등화기 및 그 방법은 입력되는 신호를 블록 단위로 처리함으로써 시변(time-varying) 채널 환경에서 우수한 특징을 나타낸다.

또한, 낮은 복잡도로 가지며 안정성이 높은 제곱근 알고리즘을 통해 초과 평균 제곱 에러(EMSE)를 최소화할 수 있다.

상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims

송신부로부터 순차적인 송신 블록들을 포함하여 송신되는 전송 신호를 수신하는 수신부에서 주파수 영역의 채널 등화를 하는 장치에 있어서,

수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 제1 이산 퓨리에 변환부;

상기 제1 이산 퓨리에 변환부에 의해 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 유사 시공간 부호화 행렬 형성부;

상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성하는 입력 블록 행렬 형성부;

등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행하는 채널 등화부;

상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환하는 역이산 퓨리에 변환부;

시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성하는 판정부;

상기 판정 신호를 주파수 영역으로 변환하는 제2 이산 퓨리에 변환부;

상기 제2 이산 퓨리에 변환부에 의해 변환된 판정 신호로부터 에러를 산출하는 에러 산출부;

상기 에러와 상기 등화기 입력 블록 행렬을 이용하여 상기 등화기 계수를 보정하는 보정부를 포함하는 적응형 주파수 영역 등화기(Adaptive Frequency-Domain Equalizer).
제1항에 있어서,

상기 제1 및 제2 이산 퓨리에 변환부는 이산 퓨리에 변환을 수행하고, 상기 역이산 퓨리에 변환부는 역이산 퓨리에 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제1항에 있어서,

상기 수신 신호는 단일 반송파(single carrier) 시스템에 의한 신호인 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제1항에 있어서,

상기 에러 산출부는 제곱근 알고리즘(a square root algorithm)에 의해 상기 에러를 산출하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제1항에 있어서,

상기 제1 이산 퓨리에 변환부에 의해 주파수 영역으로 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록을 저장하는 저장부를 더 포함하되,

상기 저장부는 현재 수신 신호 블록 이외에 이전에 수신된 수신 신호 블록들도 같이 저장하고 있는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제5항에 있어서,

상기 유사 시공간 부호화 행렬 형성부는 상기 저장부에 저장된 현재 수신 신호 블록 및 이전에 수신된 수신 신호 블록들로부터 상기 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제6항에 있어서,

상기 에러 산출부는 상기 현재 수신 신호 블록 및 상기 이전에 수신된 수신 신호 블록들에 대해 수신된 시간에 상응하는 망각 인수를 적용하여 상기 에러를 산출하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
제6항에 있어서,

상기 보정부는 상기 현재 수신 신호 블록의 판정 신호로부터 산출된 에러를 이용하여 다음에 수신될 수신 신호 블록의 채널 등화를 위한 등화기 계수를 보정하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화기.
송신부로부터 순차적인 송신 블록들을 포함하여 송신되는 전송 신호를 수신하는 수신부에서 주파수 영역의 채널 등화를 하는 방법에 있어서,

(a) 수신 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계;

(b) 상기 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록으로부터 주파수 인자를 이용하여 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 단계;

(c) 상기 주파수 인자가 동일한 유사 시공간 부호화 행렬을 기초로 등화기 입력 블록 행렬을 형성하는 단계;

(d) 등화기 계수에 따라 상기 등화기 입력 블록 행렬에 대해 채널 등화를 수행하는 단계;

(e) 상기 채널 등화된 신호에 대해 시간 영역으로 변환하는 단계; 및

(f) 시간 영역으로 변환된 신호에 대해 상기 전송 신호를 추정한 판정 신호를 생성하는 단계를 포함하되,

상기 등화기 계수는 상기 판정 신호로부터 에러를 산출하여 보정되는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제9항에 있어서,

상기 단계 (a)는 이산 퓨리에 변환을 수행하고, 상기 단계 (e)는 역이산 퓨리에 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제9항에 있어서,

(g) 상기 판정 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계;

(h) 상기 변환된 판정 신호로부터 에러를 산출하는 단계; 및

(i) 상기 에러와 상기 등화기 입력 블록 행렬을 이용하여 상기 등화기 계수를 보정하는 단계를 더 포함하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제11항에 있어서,

상기 단계 (g)는 이산 퓨리에 변환을 수행하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제11항에 있어서,

상기 단계 (h)는 제곱근 알고리즘(a square root algorithm)에 의해 상기 에러를 산출하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제11항에 있어서,

상기 단계 (b) 이전에, (b-1) 상기 주파수 영역으로 변환된 2개의 연속된 수신 신호 블록을 저장하는 단계를 더 포함하되,

현재 수신 신호 블록 이외에 이전에 수신된 수신 신호 블록들도 같이 저장하고 있는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제14항에 있어서,

상기 단계 (b)는 상기 단계 (b-1)에서 저장된 현재 수신 신호 블록 및 이전에 수신된 수신 신호 블록들로부터 상기 유사 시공간 부호화 행렬을 형성하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제15항에 있어서,

상기 단계 (h)는 상기 현재 수신 신호 블록 및 상기 이전에 수신된 수신 신호 블록들에 대해 수신된 시간에 상응하는 망각 인수를 적용하여 상기 에러를 산출하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.
제15항에 있어서,

상기 단계 (i)는 상기 현재 수신 신호 블록의 판정 신호로부터 산출된 에러를 이용하여 다음에 수신될 수신 신호 블록의 채널 등화를 위한 등화기 계수를 보정하는 것을 특징으로 하는 적응형 주파수 영역 등화 방법.