JPH10127058A - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents
圧電トランスの駆動回路Info
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- JPH10127058A JPH10127058A JP8282316A JP28231696A JPH10127058A JP H10127058 A JPH10127058 A JP H10127058A JP 8282316 A JP8282316 A JP 8282316A JP 28231696 A JP28231696 A JP 28231696A JP H10127058 A JPH10127058 A JP H10127058A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
- H10N30/80—Constructional details
- H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
- H10N30/804—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits for piezoelectric transformers
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Abstract
(57)【要約】
【課題】圧電トランスインバータにおいて、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どに、部品発熱を防止する。 【解決手段】圧電トランス出力電圧の過電圧を検知し、
駆動回路のデューティ比を変更する手段から構成され
る。
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どに、部品発熱を防止する。 【解決手段】圧電トランス出力電圧の過電圧を検知し、
駆動回路のデューティ比を変更する手段から構成され
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランス素子を
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、圧電材料に1次
側及び2次側の電極をつけ、1次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による2次側の発生電圧を取り出す素子である。電
磁トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
側及び2次側の電極をつけ、1次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による2次側の発生電圧を取り出す素子である。電
磁トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
【0003】この種の圧電素子の駆動回路としては特願
平7−264081が知られている。これは図25に示
すように、一次側電極から交流電圧を入力し圧電効果を
利用して二次側電極から出力する圧電トランス1と、こ
の圧電トランス1の一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
5と、この第1のオートトランス5の中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ7と、圧電
トランス1の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一
次側端子を電源に接続した第二のオートトランス6と、
この第二のオートトランス6の中間端子が出力端に接続
された第二のスイッチングトランジスタ8と、第一のス
イッチングトランジスタ7と第二のスイッチングトラン
ジスタ8を交互に駆動する分周回路9と、分周回路9に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路3と、圧電トラ
ンスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制
御回路11と、駆動電圧制御回路11に対し駆動停止信
号を発生し駆動オン,オフのデューティ制御をおこなう
とともに駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう
周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路12と、
出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御
回路に対し出力する出力電圧比較回路10と、で構成さ
れている。
平7−264081が知られている。これは図25に示
すように、一次側電極から交流電圧を入力し圧電効果を
利用して二次側電極から出力する圧電トランス1と、こ
の圧電トランス1の一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
5と、この第1のオートトランス5の中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ7と、圧電
トランス1の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一
次側端子を電源に接続した第二のオートトランス6と、
この第二のオートトランス6の中間端子が出力端に接続
された第二のスイッチングトランジスタ8と、第一のス
イッチングトランジスタ7と第二のスイッチングトラン
ジスタ8を交互に駆動する分周回路9と、分周回路9に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路3と、圧電トラ
ンスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制
御回路11と、駆動電圧制御回路11に対し駆動停止信
号を発生し駆動オン,オフのデューティ制御をおこなう
とともに駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう
周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路12と、
出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御
回路に対し出力する出力電圧比較回路10と、で構成さ
れている。
【0004】この構成により、電源電圧VDDが変動し
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので入力電源
電圧範囲が広くても安定した動作ができ、また圧電トラ
ンスを駆動する周波数が変化しないので変換効率の低下
を防止することができる。
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので入力電源
電圧範囲が広くても安定した動作ができ、また圧電トラ
ンスを駆動する周波数が変化しないので変換効率の低下
を防止することができる。
【0005】次に、動作を説明する。分周回路9から出
力された逆相のクロックにより第一のスイッチングトラ
ンジスタ7と第二のスイッチングトランジスタ8が交互
にオン状態になり、第一のオートトランス5と第二のオ
ートトランス6の一次側に電源VDDから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ7、第二のスイッチングトランジスタ8が
オフになるとチャージしていたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
力された逆相のクロックにより第一のスイッチングトラ
ンジスタ7と第二のスイッチングトランジスタ8が交互
にオン状態になり、第一のオートトランス5と第二のオ
ートトランス6の一次側に電源VDDから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ7、第二のスイッチングトランジスタ8が
オフになるとチャージしていたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
【0006】図16に圧電トランス入力電圧波形Vs
1、Vs2、スイッチングトランジスタドレイン電圧波
形Vd1、Vd2を示す。これらは、圧電トランス1と
負荷2の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダ
クタンスと二次側インダクタンスの合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス1の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
1、Vs2、スイッチングトランジスタドレイン電圧波
形Vd1、Vd2を示す。これらは、圧電トランス1と
負荷2の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダ
クタンスと二次側インダクタンスの合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス1の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
【0007】オートトランスを使用することにより、同
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
【0008】発生して電圧は圧電トランス1の入力電極
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス1を振動させ、圧電トランス1
の形状によって決定される昇圧比M倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Voが負荷2に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ioが周波数制御回路3
に入力される。周波数制御回路3は、分周回路9に対し
て圧電トランス1を駆動する周波数を発生し、負荷から
の帰還電流Ioが所定の値になるまで駆動周波数の掃引
を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス1を振動させ、圧電トランス1
の形状によって決定される昇圧比M倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Voが負荷2に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ioが周波数制御回路3
に入力される。周波数制御回路3は、分周回路9に対し
て圧電トランス1を駆動する周波数を発生し、負荷から
の帰還電流Ioが所定の値になるまで駆動周波数の掃引
を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
【0009】周波数制御回路3は図12に示すように、
電流電圧変換回路13、整流回路14、比較器15、積
分器16、比較器17、VCO18から構成されてい
る。負荷2から帰還される電流Ioが電流電圧変換回路
13で変換され、整流回路14で直流電圧に変換され、
比較器15に入力される。比較器15では基準電圧Vr
efと比較され、入力電圧が小さい場合積分器16に高
レベルの信号を出力する。積分器16は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で上昇するよ
うに構成されていて、この出力電圧VCO18に入力さ
れる。VCO18は入力された電圧に反比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、VCO18の発振
周波数を分周回路9で分周し、この周波数で圧電ロラン
ス1を駆動する。よって比較器15に基準電圧Vref
より小さい電圧が入力された場合、駆動周波数は下がり
続ける。
電流電圧変換回路13、整流回路14、比較器15、積
分器16、比較器17、VCO18から構成されてい
る。負荷2から帰還される電流Ioが電流電圧変換回路
13で変換され、整流回路14で直流電圧に変換され、
比較器15に入力される。比較器15では基準電圧Vr
efと比較され、入力電圧が小さい場合積分器16に高
レベルの信号を出力する。積分器16は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で上昇するよ
うに構成されていて、この出力電圧VCO18に入力さ
れる。VCO18は入力された電圧に反比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、VCO18の発振
周波数を分周回路9で分周し、この周波数で圧電ロラン
ス1を駆動する。よって比較器15に基準電圧Vref
より小さい電圧が入力された場合、駆動周波数は下がり
続ける。
【0010】これは図11に示すように圧電トランス1
の駆動周波数がf1から下がるように設定されているの
で、圧電トランス1の最も昇圧比の高い共振周波数fr
に近づくことになり、圧電トランス1の昇圧比が増加
し、圧電トランス1の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数f0において比較器15に入力される電圧が基
準電圧Vrefより大きくなるとき、比較器15の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器16の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、VCO18の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス1が一定の周波数で駆動される。
の駆動周波数がf1から下がるように設定されているの
で、圧電トランス1の最も昇圧比の高い共振周波数fr
に近づくことになり、圧電トランス1の昇圧比が増加
し、圧電トランス1の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数f0において比較器15に入力される電圧が基
準電圧Vrefより大きくなるとき、比較器15の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器16の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、VCO18の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス1が一定の周波数で駆動される。
【0011】負荷2が冷陰極管のとき、電源VDDを投
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器15の
入力電圧が基準電圧Vrefより大きくなる帰還電流I
oが発生しない状況がある。この状況下では比較器15
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図11に示す周波数f2になると、積分器16の出
力を入力する比較器17は、基準電圧Vminより大き
くなって高レベルの信号を積分器16に対して出力す
る。積分器16はリセットされ出力電圧は最低電圧とな
り、VCO18の出力は分周回路9が周波数f1を出力
する状態になる。駆動周波数はf1から低下をし、上記
の動作を繰り返す。
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器15の
入力電圧が基準電圧Vrefより大きくなる帰還電流I
oが発生しない状況がある。この状況下では比較器15
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図11に示す周波数f2になると、積分器16の出
力を入力する比較器17は、基準電圧Vminより大き
くなって高レベルの信号を積分器16に対して出力す
る。積分器16はリセットされ出力電圧は最低電圧とな
り、VCO18の出力は分周回路9が周波数f1を出力
する状態になる。駆動周波数はf1から低下をし、上記
の動作を繰り返す。
【0012】駆動電圧制御回路11は、図14にしめす
ように、第一のスイッチングトランジスタ7のドレイン
電圧波形Vd1を分圧・整流回路20で分圧、整流し、
比較器21の非反転入力端子に入力し、反転入力端子に
VCO18で発生した駆動周波数の三角波Vrを入力
し、その比較結果を反転させてPチャネルパワーMOS
FETのゲートに入力する回路である。図17にドレイ
ン電圧波形Vd1を分圧、整流した電圧Vc、周波数制
御回路3で発生した駆動周波数の三角波Vr、Q3ゲー
ト電圧Vg3、分周回路出力電圧Vg1、Vg2、第一
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、
第二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd
2の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が
高いと非反転入力端子電圧Vcが大きくなり、比較器1
9に入力されるVcが大きいほどQ3ゲート電圧Vg3
が出力される時間の比が大きい。これにより、Q3ソー
ス、ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路4への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Vd1、Vd2が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Vcが小さく
なり、比較器19に入力されるVcが小さいほどQ3ゲ
ート電極Vg3が出力される時間の比が小さい。これに
より、Q3ソース、ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路4への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Vd1、Vd2が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Vd1,Vd2が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
ように、第一のスイッチングトランジスタ7のドレイン
電圧波形Vd1を分圧・整流回路20で分圧、整流し、
比較器21の非反転入力端子に入力し、反転入力端子に
VCO18で発生した駆動周波数の三角波Vrを入力
し、その比較結果を反転させてPチャネルパワーMOS
FETのゲートに入力する回路である。図17にドレイ
ン電圧波形Vd1を分圧、整流した電圧Vc、周波数制
御回路3で発生した駆動周波数の三角波Vr、Q3ゲー
ト電圧Vg3、分周回路出力電圧Vg1、Vg2、第一
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、
第二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd
2の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が
高いと非反転入力端子電圧Vcが大きくなり、比較器1
9に入力されるVcが大きいほどQ3ゲート電圧Vg3
が出力される時間の比が大きい。これにより、Q3ソー
ス、ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路4への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Vd1、Vd2が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Vcが小さく
なり、比較器19に入力されるVcが小さいほどQ3ゲ
ート電極Vg3が出力される時間の比が小さい。これに
より、Q3ソース、ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路4への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Vd1、Vd2が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Vd1,Vd2が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
【0013】調光回路12は、図20にしめすように、
調光周波数を発振する三角波発振回路27と直流電圧発
生回路33と比較器29から構成されていて、比較器2
9で直流電圧発生回路33で発生する直流電圧と三角波
発振器27の出力波形を比較して、デューティが可変さ
れたパルス信号を出力する。この信号は、周波数制御回
路3と駆動電圧制御回路11に接続されており、Hレベ
ルの期間はQ3をオフさせて圧電トランス1の駆動を停
止させるとともに、VCO18の周波数が変化しないよ
うに積分器16の出力電圧をホールドさせる働きをす
る。
調光周波数を発振する三角波発振回路27と直流電圧発
生回路33と比較器29から構成されていて、比較器2
9で直流電圧発生回路33で発生する直流電圧と三角波
発振器27の出力波形を比較して、デューティが可変さ
れたパルス信号を出力する。この信号は、周波数制御回
路3と駆動電圧制御回路11に接続されており、Hレベ
ルの期間はQ3をオフさせて圧電トランス1の駆動を停
止させるとともに、VCO18の周波数が変化しないよ
うに積分器16の出力電圧をホールドさせる働きをす
る。
【0014】圧電トランス1の出力電圧が過大になる場
合、圧電トランス1自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特開平8−107678が知られてい
る。これは図26に示すように、出力電圧比較回路10
が圧電トランス1の二次電極に接続し、出力電圧比較回
路10は判定結果を周波数掃引発振器22にあたえてい
る。出力電圧比較回路10は、圧電トランス1の二次電
極に出力される電圧を分圧、整流し、これを内蔵してい
る基準電圧と比較することにより圧電トランス1の二次
電極に出力される電圧が予め設定した出力電圧を越えて
いるか否かを判定する機能を有しており、その判定を周
波数掃引発振器22にあたえる。周波数掃引発振器22
は、出力電圧比較回路10の判定結果が予め設定してあ
る出力電圧を越えたと判定する場合には、周波数の掃引
方向を周波数が減少する方向から周波数が増加する方向
に反転し、周波数掃引を切り換える機能を有している。
この機能により、負荷が何らかの理由によりオープンに
なった場合圧電トランス1の駆動周波数は昇圧比の低い
状態に移行し出力電圧を減少させる。この結果、負荷イ
ンピーダンスの急増に伴う圧電トランス出力電圧急上昇
により、過振動の状態に陥るとによる圧電トランス自体
の破壊を防止している。
合、圧電トランス1自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特開平8−107678が知られてい
る。これは図26に示すように、出力電圧比較回路10
が圧電トランス1の二次電極に接続し、出力電圧比較回
路10は判定結果を周波数掃引発振器22にあたえてい
る。出力電圧比較回路10は、圧電トランス1の二次電
極に出力される電圧を分圧、整流し、これを内蔵してい
る基準電圧と比較することにより圧電トランス1の二次
電極に出力される電圧が予め設定した出力電圧を越えて
いるか否かを判定する機能を有しており、その判定を周
波数掃引発振器22にあたえる。周波数掃引発振器22
は、出力電圧比較回路10の判定結果が予め設定してあ
る出力電圧を越えたと判定する場合には、周波数の掃引
方向を周波数が減少する方向から周波数が増加する方向
に反転し、周波数掃引を切り換える機能を有している。
この機能により、負荷が何らかの理由によりオープンに
なった場合圧電トランス1の駆動周波数は昇圧比の低い
状態に移行し出力電圧を減少させる。この結果、負荷イ
ンピーダンスの急増に伴う圧電トランス出力電圧急上昇
により、過振動の状態に陥るとによる圧電トランス自体
の破壊を防止している。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特願平
7−264081、特開平8−107678による従来
の技術には、次の問題点がある。第一の問題点は、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のイピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
時などには、2位相駆動回路の反転時に電磁トランス一
次側電流ピーク値が増加し、第一のオートトランス5、
第一のスイッチングトランジスタ17、第二のオートト
ランス6、第二のスイッチングトランジスタ18が発熱
してしまうことである。
7−264081、特開平8−107678による従来
の技術には、次の問題点がある。第一の問題点は、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のイピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
時などには、2位相駆動回路の反転時に電磁トランス一
次側電流ピーク値が増加し、第一のオートトランス5、
第一のスイッチングトランジスタ17、第二のオートト
ランス6、第二のスイッチングトランジスタ18が発熱
してしまうことである。
【0016】その理由は、2位相駆動回路反転時に流れ
る電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大する。そ
して、上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または
長時間続くことにある。
る電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大する。そ
して、上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または
長時間続くことにある。
【0017】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、比較器15の入力電圧が基
準電圧Vrefより大きくなる帰還電流Ioが発生しな
い場合、比較器15の出力は高レベルのままとなり駆動
周波数は低下する。圧電トランス1は出力インピーダン
スが高く、その出力電圧の大きさは負荷インピーダンス
に依存するので、上述のような状態では負荷インピーダ
ンスは高い状態なので、圧電トランス1の出力電圧は大
きい。図11に示す周波数f3になると、出力電圧比較
回路10が出力する。積分器16はリセットされ出力電
圧は最低電圧となり、VCO18の出力は分周回路9が
周波数f1を出力する状態になる。駆動周波数はf1か
ら低下する。上記の一連の動作を永久または長時間繰り
返す。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、比較器15の入力電圧が基
準電圧Vrefより大きくなる帰還電流Ioが発生しな
い場合、比較器15の出力は高レベルのままとなり駆動
周波数は低下する。圧電トランス1は出力インピーダン
スが高く、その出力電圧の大きさは負荷インピーダンス
に依存するので、上述のような状態では負荷インピーダ
ンスは高い状態なので、圧電トランス1の出力電圧は大
きい。図11に示す周波数f3になると、出力電圧比較
回路10が出力する。積分器16はリセットされ出力電
圧は最低電圧となり、VCO18の出力は分周回路9が
周波数f1を出力する状態になる。駆動周波数はf1か
ら低下する。上記の一連の動作を永久または長時間繰り
返す。
【0018】駆動周波数f1の周波数を出力する瞬間、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1は図
24に示す波形となる。Vd2も同じ電圧波形となる。
これは、Vd1,Vd2は図11に示す周波数f0で、
圧電トランス1と負荷2の等価入力容量と、電磁トラン
スの一次側インダクタンスと、二次側インダクタンスの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス1の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる
正弦波の半波となるように設定しているので、図24に
示すように、駆動周波数が共振周波数f0より高くなる
ほど、1周期の時間が短くなるためゼロスイッチング直
前の電圧が高くなる。このため、ゼロスイッチングの瞬
間に過大な電流が流れる。よって、駆動周波数が高いほ
ど、分周回路9が反転する瞬間に第一のオートトランス
5、第一のスイッチングトランジスタ17、第二のオー
トトランス6、第二のスイッチングトランジスタ18に
流れる電流ピーク値が増加する。駆動周波数の掃引が永
久または長時間繰り返される場合、駆動周波数がf0よ
りも遥かに高い周波数f1付近の通過を繰り返し、部品
が発熱する。
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1は図
24に示す波形となる。Vd2も同じ電圧波形となる。
これは、Vd1,Vd2は図11に示す周波数f0で、
圧電トランス1と負荷2の等価入力容量と、電磁トラン
スの一次側インダクタンスと、二次側インダクタンスの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス1の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる
正弦波の半波となるように設定しているので、図24に
示すように、駆動周波数が共振周波数f0より高くなる
ほど、1周期の時間が短くなるためゼロスイッチング直
前の電圧が高くなる。このため、ゼロスイッチングの瞬
間に過大な電流が流れる。よって、駆動周波数が高いほ
ど、分周回路9が反転する瞬間に第一のオートトランス
5、第一のスイッチングトランジスタ17、第二のオー
トトランス6、第二のスイッチングトランジスタ18に
流れる電流ピーク値が増加する。駆動周波数の掃引が永
久または長時間繰り返される場合、駆動周波数がf0よ
りも遥かに高い周波数f1付近の通過を繰り返し、部品
が発熱する。
【0019】第二の問題点は、積分器16がリセットさ
れ出力電圧が最高電圧となった時の駆動周波数f1の設
定を低い周波数にシフトさせることが設計的に困難だと
いうことである。理由は、帰還電流Ioを同じ値に設定
しても、負荷の種類やその使用環境や経時によるインピ
ーダンスの違いにより、帰還電流Ioを安定して流す駆
動周波数f0の値が違うことである。また、負荷である
冷陰極管の輝度をどの程度に設定するかによって帰還電
流Ioの設定値がかわるので、負荷インピーダンスが固
定でも駆動周波数は変わる。以上を考慮して、その全て
の条件下における駆動周波数を、VCO18が発生する
駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。
れ出力電圧が最高電圧となった時の駆動周波数f1の設
定を低い周波数にシフトさせることが設計的に困難だと
いうことである。理由は、帰還電流Ioを同じ値に設定
しても、負荷の種類やその使用環境や経時によるインピ
ーダンスの違いにより、帰還電流Ioを安定して流す駆
動周波数f0の値が違うことである。また、負荷である
冷陰極管の輝度をどの程度に設定するかによって帰還電
流Ioの設定値がかわるので、負荷インピーダンスが固
定でも駆動周波数は変わる。以上を考慮して、その全て
の条件下における駆動周波数を、VCO18が発生する
駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。
【0020】周波数制御回路3の動作は、積分器16が
リセットされ出力電圧が最低電圧となった時の周波数f
1から周波数を下げていき、比較器15に入力される電
圧が基準電圧Vrefより大きくなるとき出力周波数が
一定になり、圧電トランス1が一定の周波数で駆動され
る。従って周波数f1は、上述したように負荷のインピ
ーダンスや輝度設定によりわかる駆動周波数のどれより
も高い周波数に設定しなければ、管が安定した点灯をし
ない。
リセットされ出力電圧が最低電圧となった時の周波数f
1から周波数を下げていき、比較器15に入力される電
圧が基準電圧Vrefより大きくなるとき出力周波数が
一定になり、圧電トランス1が一定の周波数で駆動され
る。従って周波数f1は、上述したように負荷のインピ
ーダンスや輝度設定によりわかる駆動周波数のどれより
も高い周波数に設定しなければ、管が安定した点灯をし
ない。
【0021】上述の第一の問題点の解決はf1を低い周
波数へ移動させるものであり、第二の問題点の解決はf
1を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
波数へ移動させるものであり、第二の問題点の解決はf
1を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
【0022】本発明の目的は、これらの課題を解決し、
周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダ
ンスが高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープ
ン状態時などに、第一のオートトランス、第一のスイッ
チングトランジスタ、第二のオートトランス、第二のス
イッチングトランジスタの発熱を低減させた圧電トラン
スの駆動回路を提供することにある。
周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダ
ンスが高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープ
ン状態時などに、第一のオートトランス、第一のスイッ
チングトランジスタ、第二のオートトランス、第二のス
イッチングトランジスタの発熱を低減させた圧電トラン
スの駆動回路を提供することにある。
【0023】
【課題を解決するための手段】本発明の圧電トランスの
駆動回路の構成は第一に、出力インピーダンスが高く動
作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピ
ーダンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次
側電極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次
側に出力する圧電トランス(図1の1)と、この圧電ト
ランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側
端子を電源に接続した第一のオートトランス(図1の
5)と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図1の
7)と、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオートトラ
ンス(図1の6)と、この第二のオートトランスの中間
端子が出力端に接続された第二のスイッチングトランジ
スタ(図1の8)と、第一のスイッチングトランジスタ
と第二のスイッチングトランジスタを交互に駆動する分
周回路(図1の9)と、分周回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路(図1の3)と、圧電トランスを駆
動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路
(図1の11)と、駆動電圧制御回路に対し駆動停止信
号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止
の間VCOの周波数が変化しないよう周波数制御回路に
制御信号を出力する調光回路(図1の12)と、出力の
過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回路に
対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更の制
御信号を出力する出力電圧比較回路(図1の10)を有
することを特徴とする。
駆動回路の構成は第一に、出力インピーダンスが高く動
作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピ
ーダンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次
側電極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次
側に出力する圧電トランス(図1の1)と、この圧電ト
ランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側
端子を電源に接続した第一のオートトランス(図1の
5)と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図1の
7)と、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオートトラ
ンス(図1の6)と、この第二のオートトランスの中間
端子が出力端に接続された第二のスイッチングトランジ
スタ(図1の8)と、第一のスイッチングトランジスタ
と第二のスイッチングトランジスタを交互に駆動する分
周回路(図1の9)と、分周回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路(図1の3)と、圧電トランスを駆
動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路
(図1の11)と、駆動電圧制御回路に対し駆動停止信
号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止
の間VCOの周波数が変化しないよう周波数制御回路に
制御信号を出力する調光回路(図1の12)と、出力の
過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回路に
対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更の制
御信号を出力する出力電圧比較回路(図1の10)を有
することを特徴とする。
【0024】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【0025】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【0026】第二に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス(図3の1)と、この圧電トランスの
一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第一のオートトランス(図3の5)と、こ
の第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した
第一のスイッチングトランジスタ(図3の7)と、圧電
トランスの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第二のオートトランス(図3の
6)と、この第二のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第二のスイッチングトランジスタ(図3の
8)と、第一のスイッチングトランジスタと第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する分周制御回路
(図3の44)と、分周制御回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路(図3の3)と、分周制御回路に対
し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとと
もに駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう周波
数制御回路に制御信号を出力する調光回路(図3の1
2)と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周
波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデュー
ティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路(図
3の10)を有することを特徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス(図3の1)と、この圧電トランスの
一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第一のオートトランス(図3の5)と、こ
の第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した
第一のスイッチングトランジスタ(図3の7)と、圧電
トランスの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第二のオートトランス(図3の
6)と、この第二のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第二のスイッチングトランジスタ(図3の
8)と、第一のスイッチングトランジスタと第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する分周制御回路
(図3の44)と、分周制御回路に対し駆動信号を出力
する周波数制御回路(図3の3)と、分周制御回路に対
し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとと
もに駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう周波
数制御回路に制御信号を出力する調光回路(図3の1
2)と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周
波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデュー
ティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路(図
3の10)を有することを特徴とする。
【0027】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【0028】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【0029】第三に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側電
極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に
出力する圧電トランス(図6の1)と、この圧電トラン
スの一次側電極の一方と電源間に接続したコイル(図6
の64)と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図6
の7)と、この圧電トランスの一次側電極の他方の電源
間に接続したコイル(図6の65)と、圧電トランスの
一次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチン
グトランジスタ(図6の8)と、第一のスイッチングト
ランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に
駆動する分周回路(図6の9)と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路(図6の3)と、圧電ト
ランスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧
制御回路(図6の11)と、駆動電圧制御回路に対し駆
動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに
駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう周波数制
御回路に制御信号を出力する調光回路(図6の12)
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対し出力するとともに調光回路にデューティ
比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路(図6の
10)を有することを特徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側電
極から入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に
出力する圧電トランス(図6の1)と、この圧電トラン
スの一次側電極の一方と電源間に接続したコイル(図6
の64)と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図6
の7)と、この圧電トランスの一次側電極の他方の電源
間に接続したコイル(図6の65)と、圧電トランスの
一次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチン
グトランジスタ(図6の8)と、第一のスイッチングト
ランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に
駆動する分周回路(図6の9)と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路(図6の3)と、圧電ト
ランスを駆動するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧
制御回路(図6の11)と、駆動電圧制御回路に対し駆
動停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに
駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよう周波数制
御回路に制御信号を出力する調光回路(図6の12)
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対し出力するとともに調光回路にデューティ
比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路(図6の
10)を有することを特徴とする。
【0030】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【0031】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【0032】第四に、出力インピーダンスが高く動作が
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス(図8の1)と、この圧電トランスの
一次側電極の一方と電源間に正続したコイル(図8の6
4)と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図8の
7)と、この圧電トランスの一次側電極の他方と電源間
に接続したコイル(図8の65)と、圧電トランスの一
次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチング
トランジスタ(図8の8)と、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周制御回路(図8の44)と、分周制御回路に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路(図8の3)
と、分周制御回路に対し駆動停止信号を発生し駆動しデ
ューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間VCOの
周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出
力する調光回路(図8の12)と、出力の過電圧を検知
した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力する
とともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を出力
する出力電圧比較回路(図8の10)を有することを特
徴とする。
負荷のインピーダンスに依存するため負荷のインピーダ
ンスが高いときは高電圧を発生する特徴を有し一次側か
ら入力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力
する圧電トランス(図8の1)と、この圧電トランスの
一次側電極の一方と電源間に正続したコイル(図8の6
4)と、この圧電トランスの一次側電極の一方を出力端
に接続した第一のスイッチングトランジスタ(図8の
7)と、この圧電トランスの一次側電極の他方と電源間
に接続したコイル(図8の65)と、圧電トランスの一
次側電極の他方を出力端に接続した第二のスイッチング
トランジスタ(図8の8)と、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周制御回路(図8の44)と、分周制御回路に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路(図8の3)
と、分周制御回路に対し駆動停止信号を発生し駆動しデ
ューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間VCOの
周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出
力する調光回路(図8の12)と、出力の過電圧を検知
した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力する
とともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を出力
する出力電圧比較回路(図8の10)を有することを特
徴とする。
【0033】また本発明において、出力電圧比較回路出
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、比
較器に入力される直流電圧値を変化させることを特徴と
する。
【0034】さらに本発明において、出力電圧比較回路
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
出力信号による調光回路でのデューティ比変更手段を、
比較器に入力される三角波最低電圧値を変化させること
を特徴とする。
【0035】圧電トランスは出力インピーダンスが高く
動作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
動作が負荷のインピーダンスに依存するため負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
【0036】本発明によって、出力の過電圧を検知した
場合、デューティ比切り換え信号を調光回路に対しに出
力する出力電圧比較回路を有することにより、常温時冷
陰極管を負荷として駆動しているデューティ比と、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態
時などのデューティ比の切り換えが可能となる。図10
に示すように、駆動回路のデューティ比を変えて、オン
時間の比率を小さくすれば、圧電トランスを駆動する時
間的比率が小さくなり、第一のオートトランス、第一の
スイッチングトランジスタ、第二のオートトランス、第
二のスイッチングトランジスタに過大な電流が流れてい
る時間的比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時など
の、第一のオートトランス、第一のスイッチングトラン
ジスタ、第二のオートトランス、第二のスイッチングト
ランジスタの発熱を低減させることができる。
場合、デューティ比切り換え信号を調光回路に対しに出
力する出力電圧比較回路を有することにより、常温時冷
陰極管を負荷として駆動しているデューティ比と、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態
時などのデューティ比の切り換えが可能となる。図10
に示すように、駆動回路のデューティ比を変えて、オン
時間の比率を小さくすれば、圧電トランスを駆動する時
間的比率が小さくなり、第一のオートトランス、第一の
スイッチングトランジスタ、第二のオートトランス、第
二のスイッチングトランジスタに過大な電流が流れてい
る時間的比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時など
の、第一のオートトランス、第一のスイッチングトラン
ジスタ、第二のオートトランス、第二のスイッチングト
ランジスタの発熱を低減させることができる。
【0037】
【発明の実施の形態】図1は本発明による第1の実施の
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、1は圧電トランス、2は負荷、3は周波数制御回
路、4は昇圧回路、5,6はオートトランス、7,8は
スイッチングトランジスタ、9は分周回路、10は出力
電圧比較回路、11は駆動電圧制御回路、12は調光回
路である。図12は周波数制御回路3の詳細図、図13
は出力電圧比較回路10の詳細図、図14は駆動電圧制
御回路11の詳細図、図15は調光回路12の詳細図で
ある。
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、1は圧電トランス、2は負荷、3は周波数制御回
路、4は昇圧回路、5,6はオートトランス、7,8は
スイッチングトランジスタ、9は分周回路、10は出力
電圧比較回路、11は駆動電圧制御回路、12は調光回
路である。図12は周波数制御回路3の詳細図、図13
は出力電圧比較回路10の詳細図、図14は駆動電圧制
御回路11の詳細図、図15は調光回路12の詳細図で
ある。
【0038】圧電トランス1は、板状の圧電セラミクス
に一次側電極と二次側電極を形成し一次側電極は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった3次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出すものである。この圧電トランス1は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
に一次側電極と二次側電極を形成し一次側電極は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった3次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出すものである。この圧電トランス1は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
【0039】圧電トランス1の一次側電極の一方には、
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第一の
オートトランス5と、この第一のオートトランス5の中
間端子を出力端に接続した第一のスイッチングトランジ
スタ7と、圧電トランス1の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオート
トランス6と、この第二のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第二のスイッチングトランジスタ8
が接続されている。分周回路9から出力された逆相のク
ロックによって、第一のスイッチングトランジスタ7と
第二のスイッチングトランジスタ8が交互にオン状態に
なる。この第一のオートトランス5、第一のスイッチン
グトランジスタ7、第二のオートトランス6、第二のス
イッチングトランジスタ8、分周回路9で昇圧回路を構
成している。
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第一の
オートトランス5と、この第一のオートトランス5の中
間端子を出力端に接続した第一のスイッチングトランジ
スタ7と、圧電トランス1の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第二のオート
トランス6と、この第二のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第二のスイッチングトランジスタ8
が接続されている。分周回路9から出力された逆相のク
ロックによって、第一のスイッチングトランジスタ7と
第二のスイッチングトランジスタ8が交互にオン状態に
なる。この第一のオートトランス5、第一のスイッチン
グトランジスタ7、第二のオートトランス6、第二のス
イッチングトランジスタ8、分周回路9で昇圧回路を構
成している。
【0040】周波数制御回路3は分周回路9に対し駆動
信号を出力する機能、駆動電圧制御回路11は第一のス
イッチングトランジスタドレイン電圧ピーク値を一定に
制御する機能を有している。周囲温度が低いなどの理由
により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態
や、断線等による負荷オープン状態などは、負荷のイン
ピーダンスは高いので、同じ駆動周波数では100KΩ
前後のインピーダンスをもつ冷陰極管が接続されている
場合よりも圧電トランス1の出力電圧は大きい。出力電
圧比較回路10は圧電トランス1の破壊防止のため、出
力の過電圧を検知した場合周波数制御回路3に対しリセ
ット信号を出力するとともに、調光回路12にデューテ
ィ比変更の制御信号を出力する機能を有している。
信号を出力する機能、駆動電圧制御回路11は第一のス
イッチングトランジスタドレイン電圧ピーク値を一定に
制御する機能を有している。周囲温度が低いなどの理由
により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態
や、断線等による負荷オープン状態などは、負荷のイン
ピーダンスは高いので、同じ駆動周波数では100KΩ
前後のインピーダンスをもつ冷陰極管が接続されている
場合よりも圧電トランス1の出力電圧は大きい。出力電
圧比較回路10は圧電トランス1の破壊防止のため、出
力の過電圧を検知した場合周波数制御回路3に対しリセ
ット信号を出力するとともに、調光回路12にデューテ
ィ比変更の制御信号を出力する機能を有している。
【0041】次に、本発明による第1の実施の形態の各
ブロックの動作について説明する。分周回路9から出力
された逆相のクロックによって、第一のスイッチングト
ランジスタ7と第二のスイッチングトランジスタ8が交
互にオン状態になり第一のオートトランス5と第二のオ
ートトランス6の一次側に電源VDDから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ7、第二のスイッチングトランジスタ8が
オフ状態になるとチャージしたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
第一のスイッチングトランジスタ7のドレインに発生す
る電圧Vd1、第二のスイッチングトランジスタ8のド
レインに発生する電圧Vd2は、電源電圧VDD[V]
の約3倍のピーク電圧になる。このVd1、Vd2は、
第一のオートトランス5の二次側と第二のオートトラン
ス6の二次側で、その巻線比Nに比例した電圧に変換さ
れて、圧電トランス1の一次側電極に入力される。図1
6に示す圧電トランス入力電圧波形Vs1、Vs2と、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、V
d2は、図11に示す周波数f0において、圧電トラン
ス1と負荷2の等価入力容量と、電磁トランスの一次側
インダクタンスと二次側インダクタンスの合計のインダ
クタンスによって電圧共振波形にして、圧電トランス1
の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波
に設定する。
ブロックの動作について説明する。分周回路9から出力
された逆相のクロックによって、第一のスイッチングト
ランジスタ7と第二のスイッチングトランジスタ8が交
互にオン状態になり第一のオートトランス5と第二のオ
ートトランス6の一次側に電源VDDから電流を流し電
流エネルギーとしてチャージする。第一のスイッチング
トランジスタ7、第二のスイッチングトランジスタ8が
オフ状態になるとチャージしたエネルギーを放出し、電
圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生する。
第一のスイッチングトランジスタ7のドレインに発生す
る電圧Vd1、第二のスイッチングトランジスタ8のド
レインに発生する電圧Vd2は、電源電圧VDD[V]
の約3倍のピーク電圧になる。このVd1、Vd2は、
第一のオートトランス5の二次側と第二のオートトラン
ス6の二次側で、その巻線比Nに比例した電圧に変換さ
れて、圧電トランス1の一次側電極に入力される。図1
6に示す圧電トランス入力電圧波形Vs1、Vs2と、
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、V
d2は、図11に示す周波数f0において、圧電トラン
ス1と負荷2の等価入力容量と、電磁トランスの一次側
インダクタンスと二次側インダクタンスの合計のインダ
クタンスによって電圧共振波形にして、圧電トランス1
の共振周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波
に設定する。
【0042】周波数制御回路3は図12に示すように電
流電圧変換回路13、整流回路14、比較器15、積分
器16、比較器17、VCO18から構成されている。
負荷2から帰還される電流Ioが電流電圧変換回路13
でその抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、
整流回路14で直流電圧に変換され、比較器15に入力
される。この比較器15では基準電圧Vrefと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器16の放電経路を遮
断する信号を積分器16に対して出力する。積分器16
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はVCO18に入力される。VCO18は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器で、この周波数を分周回路9によって分周し、
VCO18の発振周波数の半分の周波数で圧電トランス
1を駆動する。よって、比較器15に基準電圧Vref
より小さい電圧が入力された場合、圧電トランス1の駆
動周波数は下がり続ける。これは図11に示すように圧
電トランス1の駆動周波数がf1から下がるように設定
されているので、圧電トランス1の共振周波数frに近
づくことになり、圧電トランス1の昇圧比が増加し圧電
トランス1の出力電流が時間的に増加する。
流電圧変換回路13、整流回路14、比較器15、積分
器16、比較器17、VCO18から構成されている。
負荷2から帰還される電流Ioが電流電圧変換回路13
でその抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、
整流回路14で直流電圧に変換され、比較器15に入力
される。この比較器15では基準電圧Vrefと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器16の放電経路を遮
断する信号を積分器16に対して出力する。積分器16
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はVCO18に入力される。VCO18は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器で、この周波数を分周回路9によって分周し、
VCO18の発振周波数の半分の周波数で圧電トランス
1を駆動する。よって、比較器15に基準電圧Vref
より小さい電圧が入力された場合、圧電トランス1の駆
動周波数は下がり続ける。これは図11に示すように圧
電トランス1の駆動周波数がf1から下がるように設定
されているので、圧電トランス1の共振周波数frに近
づくことになり、圧電トランス1の昇圧比が増加し圧電
トランス1の出力電流が時間的に増加する。
【0043】分周回路9の発振周波数掃引範囲の上限周
波数f1と下限周波数f2は、VCO18回路内の抵抗
とコンデンサの定数で決定される。分周回路9は出力電
圧Vg1,Vg2の2つの相反した出力端子をもつブロ
ックである。周波数制御回路3のVCO18の出力電圧
を入力し、このパルスが入力されるたびに、2つの出力
電圧は反転を繰り返す。
波数f1と下限周波数f2は、VCO18回路内の抵抗
とコンデンサの定数で決定される。分周回路9は出力電
圧Vg1,Vg2の2つの相反した出力端子をもつブロ
ックである。周波数制御回路3のVCO18の出力電圧
を入力し、このパルスが入力されるたびに、2つの出力
電圧は反転を繰り返す。
【0044】図14に駆動電圧制御回路11の詳細図を
示す。駆動電圧制御回路11は、図14ににしめすよう
に、第一のスイッチングトランジスタ7のドレイン電圧
波形Vd1を分圧・整流回路20で分圧,整流し、比較
器19の非反転入力端子に入力し、反転入力端子にVC
O18で発生した駆動周波数の2倍の周波数の三角波V
rを入力し、その比較結果をPチャネルパワーMOSF
ETのゲートに入力する回路である。図17にドレイン
電圧波形Vd1を分圧,整流した電圧Vc、周波数制御
回路3で発生した駆動周波数の三角波Vr、Q3ゲート
電圧Vg3、分周回路出力電圧Vg1、Vg2、第一の
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、第
二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd2
の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が高
いと非反転入力端子圧電Vcが大きくなり、比較器19
に入力されるVcが大きいほどQ3ゲート電圧Vg3が
出力される時間の比が大きい。これにより、Q3ソー
ス,ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路4への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Vd1,Vd2が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Vcが小さく
なり、比較器19に入力されるVcが小さいほどQ3ゲ
ート電圧Vg3が出力される時間の比が小さい。これに
より、Q3ソース,ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路4への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Vd1,Vd2が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Vd1,Vd2が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
示す。駆動電圧制御回路11は、図14ににしめすよう
に、第一のスイッチングトランジスタ7のドレイン電圧
波形Vd1を分圧・整流回路20で分圧,整流し、比較
器19の非反転入力端子に入力し、反転入力端子にVC
O18で発生した駆動周波数の2倍の周波数の三角波V
rを入力し、その比較結果をPチャネルパワーMOSF
ETのゲートに入力する回路である。図17にドレイン
電圧波形Vd1を分圧,整流した電圧Vc、周波数制御
回路3で発生した駆動周波数の三角波Vr、Q3ゲート
電圧Vg3、分周回路出力電圧Vg1、Vg2、第一の
スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd1、第
二のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Vd2
の動作をタイミングチャートで示す。ドレイン電圧が高
いと非反転入力端子圧電Vcが大きくなり、比較器19
に入力されるVcが大きいほどQ3ゲート電圧Vg3が
出力される時間の比が大きい。これにより、Q3ソー
ス,ドレイン間オープンの時間が長く、昇圧回路4への
入力電力が小さいため、スイッチングトランジスタドレ
イン電圧Vd1,Vd2が低くなる制御が行われる。ド
レイン電圧が低いと、非反転入力端子電圧Vcが小さく
なり、比較器19に入力されるVcが小さいほどQ3ゲ
ート電圧Vg3が出力される時間の比が小さい。これに
より、Q3ソース,ドレイン間オープンの時間が短く昇
圧回路4への入力電力が大きいため、スイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧Vd1,Vd2が高くなる制御が
行われる。この連続制御によりスイッチングトランジス
タドレイン電圧Vd1,Vd2が一定の電圧値に制御さ
れ、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ手段とな
っている。
【0045】出力電圧比較回路10は図13に示すよう
に分圧回路24、整流回路25、比較回路26から構成
される。圧電トランス殿1の二次側電極から出力される
Voが分圧回路24でその抵抗比に分圧され、整流回路
25で直流電圧に変換され、比較回路26に入力され
る。比較回路26では基準電圧Vmaxと比較され、入
力電圧が大きい場合2つの信号Vp1,Vp2を出力す
る。出力信号Vp1は、周波数制御回路3の積分器16
をリセットする信号である。積分器16の出力電圧は最
低電圧となる。出力信号Vp2は時定数をもった出力
で、比較回路26の出力が一度高レベルになると、積分
器16の出力が最低電圧から最高電圧になるまでに要す
る時間と同じ長さの間出力を続ける。また、分圧回路2
4の抵抗比の設定は、これ以上大きくなると圧電トラン
ス1の特性劣化を発生する出力電圧Voが、整流回路2
5通過後、基準電圧Vmaxと等しくなるようにする。
に分圧回路24、整流回路25、比較回路26から構成
される。圧電トランス殿1の二次側電極から出力される
Voが分圧回路24でその抵抗比に分圧され、整流回路
25で直流電圧に変換され、比較回路26に入力され
る。比較回路26では基準電圧Vmaxと比較され、入
力電圧が大きい場合2つの信号Vp1,Vp2を出力す
る。出力信号Vp1は、周波数制御回路3の積分器16
をリセットする信号である。積分器16の出力電圧は最
低電圧となる。出力信号Vp2は時定数をもった出力
で、比較回路26の出力が一度高レベルになると、積分
器16の出力が最低電圧から最高電圧になるまでに要す
る時間と同じ長さの間出力を続ける。また、分圧回路2
4の抵抗比の設定は、これ以上大きくなると圧電トラン
ス1の特性劣化を発生する出力電圧Voが、整流回路2
5通過後、基準電圧Vmaxと等しくなるようにする。
【0046】調光回路12は、図15にしめすように、
調光周波数を発振する三角波発振回路27と、比較器2
9と、定電流源28と、調光用ボリュウム30と、調光
用ボリュウム30に並列接続される固定抵抗31と、ス
イッチ32から構成されている。三角波発振回路27を
図18にしめす。三角波発振回路27は、定電流源42
と、定電流源42の2倍の電流を流す能力のある定電流
源40がコンデンサ43に電荷をチャージ又は放出させ
て出力値をきめる。この出力である三角波は、圧電トラ
ンスの駆動周波数よりも遥かに小さい周波数を設定す
る。比較器39の反転入力端子電圧値と出力値である比
較器39の非反転入力端子電圧とのタイミングチャート
を図19にしめす。三角波の最高値はVrefの値で決
定され、三角波の最低値はVrefと分圧抵抗35,3
6の値で決定される。
調光周波数を発振する三角波発振回路27と、比較器2
9と、定電流源28と、調光用ボリュウム30と、調光
用ボリュウム30に並列接続される固定抵抗31と、ス
イッチ32から構成されている。三角波発振回路27を
図18にしめす。三角波発振回路27は、定電流源42
と、定電流源42の2倍の電流を流す能力のある定電流
源40がコンデンサ43に電荷をチャージ又は放出させ
て出力値をきめる。この出力である三角波は、圧電トラ
ンスの駆動周波数よりも遥かに小さい周波数を設定す
る。比較器39の反転入力端子電圧値と出力値である比
較器39の非反転入力端子電圧とのタイミングチャート
を図19にしめす。三角波の最高値はVrefの値で決
定され、三角波の最低値はVrefと分圧抵抗35,3
6の値で決定される。
【0047】図15において、定電流源28から流出す
る電流は抵抗30を経てグランドへ流れ込む。この時そ
の抵抗値により比較器29へ入力される電圧が決定され
る。この電圧と三角波発振器27の出力の出力波形を比
較器29で比較して、デューティが可変されたパルス信
号を出力する。この信号は、周波数制御回路3と駆動電
圧制御回路11に接続されており、Hレベルの期間はQ
3をオフさせて圧電トランス1の駆動を停止させるとと
もに、VCO18の周波数が変化しないように積分器1
6の出力電圧をホールドさせる働きをする。調光用ボリ
ュウム30の抵抗値を変化させることにより比較器29
に入力される電圧が変化し、比較器29出力のデューテ
ィ比も変化する。スイッチ32は、出力電圧比較回路1
0の出力Vp2により、オン、オフの制御がされるスイ
ッチで、Vp2がHレベルの時にスイッチはオンの状態
となる。
る電流は抵抗30を経てグランドへ流れ込む。この時そ
の抵抗値により比較器29へ入力される電圧が決定され
る。この電圧と三角波発振器27の出力の出力波形を比
較器29で比較して、デューティが可変されたパルス信
号を出力する。この信号は、周波数制御回路3と駆動電
圧制御回路11に接続されており、Hレベルの期間はQ
3をオフさせて圧電トランス1の駆動を停止させるとと
もに、VCO18の周波数が変化しないように積分器1
6の出力電圧をホールドさせる働きをする。調光用ボリ
ュウム30の抵抗値を変化させることにより比較器29
に入力される電圧が変化し、比較器29出力のデューテ
ィ比も変化する。スイッチ32は、出力電圧比較回路1
0の出力Vp2により、オン、オフの制御がされるスイ
ッチで、Vp2がHレベルの時にスイッチはオンの状態
となる。
【0048】次に、本発明による第一の実施の形態の回
路全体の動作について説明する。圧電トランス入力電圧
Vs1、Vs2は圧電トランス1の入力電極に交互に入
力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として
圧電トランス1を振動させ、圧電トランス1の形状によ
って決定される昇圧比M倍の出力電圧が二次側電極から
出力される。この電圧Voが負荷に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ioが周波数制御回路3に入力され
る。周波数制御回路3は、分周回路9に対して圧電トラ
ンス1を駆動する周波数を発生する。この駆動周波数は
f1から一定の割合で低下し、駆動周波数f0において
比較器15に入力される電圧が基準電圧Vrefより大
きくなり、比較器15は積分器16に対し、放電経路を
復帰させる信号を出力する。これにより、積分器16の
出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保ったまま
になり、VCO18の出力周波数が一定になり圧電トラ
ンス1が一定の周波数で駆動される。
路全体の動作について説明する。圧電トランス入力電圧
Vs1、Vs2は圧電トランス1の入力電極に交互に入
力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として
圧電トランス1を振動させ、圧電トランス1の形状によ
って決定される昇圧比M倍の出力電圧が二次側電極から
出力される。この電圧Voが負荷に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ioが周波数制御回路3に入力され
る。周波数制御回路3は、分周回路9に対して圧電トラ
ンス1を駆動する周波数を発生する。この駆動周波数は
f1から一定の割合で低下し、駆動周波数f0において
比較器15に入力される電圧が基準電圧Vrefより大
きくなり、比較器15は積分器16に対し、放電経路を
復帰させる信号を出力する。これにより、積分器16の
出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保ったまま
になり、VCO18の出力周波数が一定になり圧電トラ
ンス1が一定の周波数で駆動される。
【0049】圧電トランス1が一定の周波数で駆動され
はじめた後、冷陰極管のインピーダンス変動等何らかの
原因により帰還電流Ioが変動し、比較器15の入力電
圧が基準電圧Vrefより小さくなる場合、比較器15
の出力は、積分器16の放電経路を遮断する信号を出力
し駆動周波数は低下する。周波数f2になると、積分器
16の出力を入力する比較器17は、基準電圧Vmin
より大きくなって、積分器16に対してリセット信号を
出力する。積分器16はリセットされ、出力電圧は最低
電圧となり、VCO18はf1の周波数を出力する状態
になり、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比
較器15の入力電圧がVrefの電圧と同じ大きさにな
る周波数が見つかった場合には、積分器16の出力電圧
はその電圧を保ったままになり、VCO18の出力周波
数が一定になる。
はじめた後、冷陰極管のインピーダンス変動等何らかの
原因により帰還電流Ioが変動し、比較器15の入力電
圧が基準電圧Vrefより小さくなる場合、比較器15
の出力は、積分器16の放電経路を遮断する信号を出力
し駆動周波数は低下する。周波数f2になると、積分器
16の出力を入力する比較器17は、基準電圧Vmin
より大きくなって、積分器16に対してリセット信号を
出力する。積分器16はリセットされ、出力電圧は最低
電圧となり、VCO18はf1の周波数を出力する状態
になり、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比
較器15の入力電圧がVrefの電圧と同じ大きさにな
る周波数が見つかった場合には、積分器16の出力電圧
はその電圧を保ったままになり、VCO18の出力周波
数が一定になる。
【0050】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが高いので圧電トランス1の出力電圧
Voが大きく、周波数f3において出力電圧比較回路1
0の比較回路26に入力される電圧が基準電圧Vmax
より大きくなりVp1,Vp2が出力される。Vp1の
出力により周波数はf1に戻る。Vp2の出力によりス
イッチ32はオン状態となり、定電流源28から放出さ
れる電流は調光用ボリュウム30と固定抵抗31に分流
される。よって比較器29の入力直流電圧Vbは、Vp
2が入力されずスイッチ32がオフしていたときより
も、Vp2が入力されスイッチ32がオンしたときのほ
うが低い電圧となる。三角波発振回路27の出力Vtは
Vp2のレベルに関わらないので、Vp2がHレベルの
ときのほうが、調光回路12出力はHレベルの時間比が
大きく、Q3のソース,ドレイン間がオフしている時間
の比が大きくなる。また調光回路12の出力は周波数制
御回路3にも接続されていて、駆動回路を停止させてい
る期間はVCO18の周波数をホールドさせる。駆動回
路が再び動作をはじめるとき停止する直前のVCO周波
数から低下をはじめるように制御させる。この関係を図
10にしめす。Vp2は、比較回路2の出力が一度高レ
ベルになると、積分器16の出力が最低電圧から最高電
圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力を続ける
時定数をもった出力なので、過電圧周囲温度が低いなど
の理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しな
い状態や、断線等による負荷オープン状態時などの状態
が続いている限りこの状態が保持される。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが高いので圧電トランス1の出力電圧
Voが大きく、周波数f3において出力電圧比較回路1
0の比較回路26に入力される電圧が基準電圧Vmax
より大きくなりVp1,Vp2が出力される。Vp1の
出力により周波数はf1に戻る。Vp2の出力によりス
イッチ32はオン状態となり、定電流源28から放出さ
れる電流は調光用ボリュウム30と固定抵抗31に分流
される。よって比較器29の入力直流電圧Vbは、Vp
2が入力されずスイッチ32がオフしていたときより
も、Vp2が入力されスイッチ32がオンしたときのほ
うが低い電圧となる。三角波発振回路27の出力Vtは
Vp2のレベルに関わらないので、Vp2がHレベルの
ときのほうが、調光回路12出力はHレベルの時間比が
大きく、Q3のソース,ドレイン間がオフしている時間
の比が大きくなる。また調光回路12の出力は周波数制
御回路3にも接続されていて、駆動回路を停止させてい
る期間はVCO18の周波数をホールドさせる。駆動回
路が再び動作をはじめるとき停止する直前のVCO周波
数から低下をはじめるように制御させる。この関係を図
10にしめす。Vp2は、比較回路2の出力が一度高レ
ベルになると、積分器16の出力が最低電圧から最高電
圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力を続ける
時定数をもった出力なので、過電圧周囲温度が低いなど
の理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しな
い状態や、断線等による負荷オープン状態時などの状態
が続いている限りこの状態が保持される。
【0051】従って、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極
管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等に
よる負荷オープン状態時などの状態で圧電トランス1を
駆動する場合、圧電トランス1の出力電圧が過電圧であ
ることを検知し、駆動回路への入力デューティが小さく
なり、第一のオートトランス5、第一のスイッチングト
ランジスタ7、第二のオートトランス6、第二のスイッ
チングトランジスタ8に単位時間当たりに流れる電流量
を減少させこれらの部品発熱を低減することができる。
回路によれば、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極
管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等に
よる負荷オープン状態時などの状態で圧電トランス1を
駆動する場合、圧電トランス1の出力電圧が過電圧であ
ることを検知し、駆動回路への入力デューティが小さく
なり、第一のオートトランス5、第一のスイッチングト
ランジスタ7、第二のオートトランス6、第二のスイッ
チングトランジスタ8に単位時間当たりに流れる電流量
を減少させこれらの部品発熱を低減することができる。
【0052】図2は本発明による第2の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、
11は駆動電圧制御回路1、12は調光回路である。図
2による実施の形態は、出力電圧比較回路10から直流
電圧発生回路を制御する出力Vp2が削除され、新たな
出力Vp3が調光回路12の三角波発振回路27を制御
している点を除いては図1と同じである。この時の調光
回路12のブロック図を図20にしめし、三角波発振回
路27の回路図を図21にしめす。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、
11は駆動電圧制御回路1、12は調光回路である。図
2による実施の形態は、出力電圧比較回路10から直流
電圧発生回路を制御する出力Vp2が削除され、新たな
出力Vp3が調光回路12の三角波発振回路27を制御
している点を除いては図1と同じである。この時の調光
回路12のブロック図を図20にしめし、三角波発振回
路27の回路図を図21にしめす。
【0053】次に、本発明による第2の実施の形態の動
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路3
の比較器15の出力は積分器16の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数f3において出力電圧比較回路10が過電圧を検
知した場合、Vp1,Vp3を出力する。Vp1の出力
により積分器16はリセットされ積分器1の出力電圧は
最低電圧となりVCO18の出力は分周回路9が周波数
f1を出力する状態となる。この周波数f1から再び駆
動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り
返す。Vp3は第1の実施の形態におけるVp2と全く
同じ出力信号である。三角波発振回路27のスイッチ3
8は、Vp3の出力がLレベルのときオン、Hレベルの
ときオフされるように設定してある。
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路3
の比較器15の出力は積分器16の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数f3において出力電圧比較回路10が過電圧を検
知した場合、Vp1,Vp3を出力する。Vp1の出力
により積分器16はリセットされ積分器1の出力電圧は
最低電圧となりVCO18の出力は分周回路9が周波数
f1を出力する状態となる。この周波数f1から再び駆
動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り
返す。Vp3は第1の実施の形態におけるVp2と全く
同じ出力信号である。三角波発振回路27のスイッチ3
8は、Vp3の出力がLレベルのときオン、Hレベルの
ときオフされるように設定してある。
【0054】図19に示すように三角波発振回路27の
出力の三角波の最低電圧はR34とR35の分圧比で決
定されるため、スイッチ38がオフすることにより、三
角波の最低電圧は大きくなる。スイッチ38がオンの場
合とオフの場合のVbとVtの関係、比較器29出力デ
ューティ比、駆動回路入力デューティ比、Vo、VCO
18の出力周波数を図22にしめす。スイッチ38がオ
フすることにより、駆動回路のデューティ比が小さくな
り、第一のオートトランス5、第一のスイッチングトラ
ンジスタ7、第二のオートトランス6、第二のスイッチ
ングトランジスタ8に単位時間当たりに流れる電流量を
減少させこれらの部品発熱を低減することができる。ス
イッチ32オン時、三角波発振回路27の発振周波数は
高くなるが、この間は、負荷となる冷陰極管が不点灯ま
たは点滅状態なので調光周波数が変化しても実用上問題
ない。
出力の三角波の最低電圧はR34とR35の分圧比で決
定されるため、スイッチ38がオフすることにより、三
角波の最低電圧は大きくなる。スイッチ38がオンの場
合とオフの場合のVbとVtの関係、比較器29出力デ
ューティ比、駆動回路入力デューティ比、Vo、VCO
18の出力周波数を図22にしめす。スイッチ38がオ
フすることにより、駆動回路のデューティ比が小さくな
り、第一のオートトランス5、第一のスイッチングトラ
ンジスタ7、第二のオートトランス6、第二のスイッチ
ングトランジスタ8に単位時間当たりに流れる電流量を
減少させこれらの部品発熱を低減することができる。ス
イッチ32オン時、三角波発振回路27の発振周波数は
高くなるが、この間は、負荷となる冷陰極管が不点灯ま
たは点滅状態なので調光周波数が変化しても実用上問題
ない。
【0055】図3は本発明による第3の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、12は調光回路である。この実施の形態は、分周
回路が分周制御回路44に置き換わり、比較器29の出
力信号でデューティ制御される回路が駆動電圧制御回路
から分周制御回路44に変更され、駆動電圧制御回路が
削除された点を除いては図1と同じである。この時の分
周制御回路44を図23にしめす。従来の分周回路9の
2つの出力にそれぞれスイッチ45,46が接続された
ものである。スイッチ45,46は、Lレベルの信号が
入力されたときにオン、Hレベルの信号が入力されたと
きにオフとなる。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、12は調光回路である。この実施の形態は、分周
回路が分周制御回路44に置き換わり、比較器29の出
力信号でデューティ制御される回路が駆動電圧制御回路
から分周制御回路44に変更され、駆動電圧制御回路が
削除された点を除いては図1と同じである。この時の分
周制御回路44を図23にしめす。従来の分周回路9の
2つの出力にそれぞれスイッチ45,46が接続された
ものである。スイッチ45,46は、Lレベルの信号が
入力されたときにオン、Hレベルの信号が入力されたと
きにオフとなる。
【0056】図3の回路は駆動電圧制御回路がにため、
VDDの電圧が高くなるほど圧電トランス1に入力され
る電圧が大きくなる。よって昇圧比の小さい周波数即ち
高い駆動周波数で駆動される。Vd1,Vd2は図11
に示す周波数f0で、圧電トランス1と負荷2の等価入
力容量と、電磁トランスの一次側インダクタンスと、二
次側インダクタンスの合計のインダクタンスによって電
圧共振波形にして、圧電トランス1の共振周期の半分の
時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるように設定し
ている。従って図24に示すように、駆動周波数が共振
周波数f0より高くなるほど、1周期の時間が短くなる
ためゼロスイッチング直前の電圧が高くなり、ゼロスイ
ッチングの瞬間に過大な電流が流れる。これはVd1,
Vd2ともに同じ電圧波形となる。よって分周制御回路
44が反転する瞬間に第一のオートトランス5、第一の
スイッチングトランジスタ17、第二のオートトランス
6、第二のスイッチングトランジスタ18に流れる電流
ピーク値が増加し、部品発熱を発生させ、熱として電力
を消費されるため圧電トランス駆動回路の変換効率が低
下する。また圧電トランス自体の変換効率も共振周波数
frより駆動周波数が高くなるほど低下する。以上のこ
とより、図3の回路はVDDを大きくすると圧電トラン
スの駆動周波数が高くなり、発熱をおこし、変換効率が
低下するのでVDDの可変範囲を広くとることはできな
い。しかし共振周波数fr付近で圧電トランスを駆動す
るときには、駆動電圧制御回路での消費電力が無いので
高効率の駆動回路が実現でき、回路の簡素化も図れると
いう特徴がある。
VDDの電圧が高くなるほど圧電トランス1に入力され
る電圧が大きくなる。よって昇圧比の小さい周波数即ち
高い駆動周波数で駆動される。Vd1,Vd2は図11
に示す周波数f0で、圧電トランス1と負荷2の等価入
力容量と、電磁トランスの一次側インダクタンスと、二
次側インダクタンスの合計のインダクタンスによって電
圧共振波形にして、圧電トランス1の共振周期の半分の
時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるように設定し
ている。従って図24に示すように、駆動周波数が共振
周波数f0より高くなるほど、1周期の時間が短くなる
ためゼロスイッチング直前の電圧が高くなり、ゼロスイ
ッチングの瞬間に過大な電流が流れる。これはVd1,
Vd2ともに同じ電圧波形となる。よって分周制御回路
44が反転する瞬間に第一のオートトランス5、第一の
スイッチングトランジスタ17、第二のオートトランス
6、第二のスイッチングトランジスタ18に流れる電流
ピーク値が増加し、部品発熱を発生させ、熱として電力
を消費されるため圧電トランス駆動回路の変換効率が低
下する。また圧電トランス自体の変換効率も共振周波数
frより駆動周波数が高くなるほど低下する。以上のこ
とより、図3の回路はVDDを大きくすると圧電トラン
スの駆動周波数が高くなり、発熱をおこし、変換効率が
低下するのでVDDの可変範囲を広くとることはできな
い。しかし共振周波数fr付近で圧電トランスを駆動す
るときには、駆動電圧制御回路での消費電力が無いので
高効率の駆動回路が実現でき、回路の簡素化も図れると
いう特徴がある。
【0057】また、図3の回路は、出力デューティオフ
の期間は、調光回路12から分周制御回路44にも信号
が出力され、スイッチ45,46がオフとなり、第一の
スイッチングトランジスタ7,第二のスイッチングトラ
ンジスタ8のゲートへの電圧が印加されなくなり、各ス
イッチングトランジスタのドレインソース間がオフとな
り、圧電トランス1の駆動が停止する。
の期間は、調光回路12から分周制御回路44にも信号
が出力され、スイッチ45,46がオフとなり、第一の
スイッチングトランジスタ7,第二のスイッチングトラ
ンジスタ8のゲートへの電圧が印加されなくなり、各ス
イッチングトランジスタのドレインソース間がオフとな
り、圧電トランス1の駆動が停止する。
【0058】次に、本発明による第3の実施の形態の動
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路3
の比較器15の出力は積分器16の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数f3において出力電圧比較回路10が過電圧を検
知した場合、Vp1,Vp2を出力する。Vp1の出力
により積分器16はリセットされ積分器16の出力電圧
は最低電圧となりVCO18の出力は分周回路9が周波
数f1を出力する状態となる。この周波数f1から再び
駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰
り返す。またVp2の出力により図10にしめすように
直流電圧発生回路33の出力Vbが小さくなり、駆動回
路のデューティが小さくなり第一一のオートトランス
5、第一のスイッチングトランジスタ7、第二のオート
トランス6、第二のスイッチングトランジスタ8に単位
時間当たりに流れる電流量を減少させこれらの部品発熱
を低減することができる。
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、周波数制御回路3
の比較器15の出力は積分器16の放電経路を遮断する
信号となり駆動周波数は一定の割合で低下をつづける。
周波数f3において出力電圧比較回路10が過電圧を検
知した場合、Vp1,Vp2を出力する。Vp1の出力
により積分器16はリセットされ積分器16の出力電圧
は最低電圧となりVCO18の出力は分周回路9が周波
数f1を出力する状態となる。この周波数f1から再び
駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰
り返す。またVp2の出力により図10にしめすように
直流電圧発生回路33の出力Vbが小さくなり、駆動回
路のデューティが小さくなり第一一のオートトランス
5、第一のスイッチングトランジスタ7、第二のオート
トランス6、第二のスイッチングトランジスタ8に単位
時間当たりに流れる電流量を減少させこれらの部品発熱
を低減することができる。
【0059】図4は本発明による第4の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、12は調光回路である。図4による実施の形態
は、出力電圧比較回路10から直流電圧発生回路を制御
する出力Vp2が削除され、新たな出力Vp3が調光回
路12の三角波発振回路27を制御している点を除いて
は図3と同じである。この時の調光回路12のブロック
図を図20にしめし、三角波発振回路27の回路図を図
21にしめす。駆動回路デューティ比変更は図22にし
めすように、出力電圧比較回路10が過電圧を検知した
場合制御信号を出力し、三角波発振回路27の出力三角
波の最低電圧を大きくする手段である。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、12は調光回路である。図4による実施の形態
は、出力電圧比較回路10から直流電圧発生回路を制御
する出力Vp2が削除され、新たな出力Vp3が調光回
路12の三角波発振回路27を制御している点を除いて
は図3と同じである。この時の調光回路12のブロック
図を図20にしめし、三角波発振回路27の回路図を図
21にしめす。駆動回路デューティ比変更は図22にし
めすように、出力電圧比較回路10が過電圧を検知した
場合制御信号を出力し、三角波発振回路27の出力三角
波の最低電圧を大きくする手段である。
【0060】図5は本発明による第5の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、11は駆動電圧制御回路、12は調光回路であ
る。図5による実施の形態は、図1,図2,図3,図4
の実施の形態を寄せ集めたもので、出力電圧比較回路1
0が過電圧を検知した場合、直流電圧発生回路33の出
力電圧Vbを小さくするとともに三角波発振回路27の
出力電圧の最低値を大きくして駆動回路のデューティ比
を小さくする手段を特徴とする。また駆動回路の停止時
には、駆動電圧制御回路11と分周制御回路44をとも
に停止させることを特徴とする。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、5,6はオートトランス、7,8はスイッチングト
ランジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較
回路、11は駆動電圧制御回路、12は調光回路であ
る。図5による実施の形態は、図1,図2,図3,図4
の実施の形態を寄せ集めたもので、出力電圧比較回路1
0が過電圧を検知した場合、直流電圧発生回路33の出
力電圧Vbを小さくするとともに三角波発振回路27の
出力電圧の最低値を大きくして駆動回路のデューティ比
を小さくする手段を特徴とする。また駆動回路の停止時
には、駆動電圧制御回路11と分周制御回路44をとも
に停止させることを特徴とする。
【0061】図6は本発明による第6の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、11
は駆動電圧制御回路、12は調光回路である。図6によ
る実施の形態はオートトランスがコイル64,65に置
き換わった点をのぞいては図1と同じである。オートト
ランスをコイルに変更することにより、同じVDDでは
圧電トランス1に入力できる電圧が小さくなるため、低
いVDDでは圧電トランス1を駆動することが可能にな
るが、回路の簡素化には有効な手段である。デューティ
比変更の手段も図1の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、11
は駆動電圧制御回路、12は調光回路である。図6によ
る実施の形態はオートトランスがコイル64,65に置
き換わった点をのぞいては図1と同じである。オートト
ランスをコイルに変更することにより、同じVDDでは
圧電トランス1に入力できる電圧が小さくなるため、低
いVDDでは圧電トランス1を駆動することが可能にな
るが、回路の簡素化には有効な手段である。デューティ
比変更の手段も図1の回路と同一である。
【0062】図7は本発明による第7の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、11
は駆動電圧制御回路、12は調光回路である。図7によ
る実施の形態はオートトランスがコイル64,65に置
き換わった点をのぞいては図2と同じである。デューテ
ィ比変更の手段も図2の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、9は分周回路、10は出力電圧比較回路、11
は駆動電圧制御回路、12は調光回路である。図7によ
る実施の形態はオートトランスがコイル64,65に置
き換わった点をのぞいては図2と同じである。デューテ
ィ比変更の手段も図2の回路と同一である。
【0063】図8は本発明による第8の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較回
路、12は調光回路である。図8による実施の形態はオ
ートトランスがコイル64,65に置き換わった点をの
ぞいては図3と同じである。デューティ比変更の手段も
図3の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較回
路、12は調光回路である。図8による実施の形態はオ
ートトランスがコイル64,65に置き換わった点をの
ぞいては図3と同じである。デューティ比変更の手段も
図3の回路と同一である。
【0064】図9は本発明による第9の実施の形態の構
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較回
路、12は調光回路である。図9による実施の形態はオ
ートトランスがコイル64,65に置き換わった点をの
ぞいては図4と同じである。デューティ比変更の手段も
図4の回路と同一である。
成のブロック図である。本実施の形態では、1は圧電ト
ランス、2は負荷、3は周波数制御回路、4は昇圧回
路、64,65はコイル、7,8はスイッチングトラン
ジスタ、44は分周制御回路、10は出力電圧比較回
路、12は調光回路である。図9による実施の形態はオ
ートトランスがコイル64,65に置き換わった点をの
ぞいては図4と同じである。デューティ比変更の手段も
図4の回路と同一である。
【0065】
【発明の効果】以上説明したように本発明の圧電トラン
スの駆動回路によれば、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断
線等による負荷オープン状態時などに第一のオートトラ
ンス5、第一のスイッチングトランジスタ17、第二の
オートトランス6、第二のスイッチングトランジスタ1
の発熱を低減できることである。
スの駆動回路によれば、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断
線等による負荷オープン状態時などに第一のオートトラ
ンス5、第一のスイッチングトランジスタ17、第二の
オートトランス6、第二のスイッチングトランジスタ1
の発熱を低減できることである。
【0066】その理由は、本発明によって、出力の過電
圧を検知した場合、デューティ比切り換え信号を調光回
路に対し出力する出力電圧比較回路を有することによ
り、常温時冷陰極管を負荷として駆動しているデューテ
ィ比と、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイ
ンピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷
オープン状態時などのデューティ比の切り換えが可能と
なり、駆動回路のデューティ比を変えて、オン時間の比
率を小さくすれば、第一のオートトランス、第一スイッ
チングトランジスタ、第二オートトランス、第二のスイ
ッチングトランジスタに過大な電流が流れている時間的
比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低いなどの
理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない
状態や、断線等による負荷オープン状態時などの、第一
のオートトランス、第一のスイッチングトランジスタ、
第二のオートトランス、第二のスイッチングトランジス
タの発熱を低減させることができる。
圧を検知した場合、デューティ比切り換え信号を調光回
路に対し出力する出力電圧比較回路を有することによ
り、常温時冷陰極管を負荷として駆動しているデューテ
ィ比と、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイ
ンピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷
オープン状態時などのデューティ比の切り換えが可能と
なり、駆動回路のデューティ比を変えて、オン時間の比
率を小さくすれば、第一のオートトランス、第一スイッ
チングトランジスタ、第二オートトランス、第二のスイ
ッチングトランジスタに過大な電流が流れている時間的
比率も小さくなる。これにより、周囲温度が低いなどの
理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない
状態や、断線等による負荷オープン状態時などの、第一
のオートトランス、第一のスイッチングトランジスタ、
第二のオートトランス、第二のスイッチングトランジス
タの発熱を低減させることができる。
【図1】本発明による第1の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図2】本発明による第2の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図3】本発明による第3の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図4】本発明による第4の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図5】本発明による第5の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図6】本発明による第6の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図7】本発明による第7の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図8】本発明による第8の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図9】本発明による第9の実施の形態のブロック図で
ある。
ある。
【図10】(a)〜(e)は図1の動作を説明するタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図11】周波数制御回路の動作を説明する特性図であ
る。
る。
【図12】図1の周波数制御回路のブロック図である。
【図13】図1の出力電圧比較回路のブロック図であ
る。
る。
【図14】図1の駆動電圧制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図15】図1の調光回路のブロック図である。
【図16】(a)〜(d)は図1の第1の実施の形態の
電磁トランスの電圧波形図である。
電磁トランスの電圧波形図である。
【図17】(a)〜(f)は駆動電圧制御回路の動作を
説明するタイミングチャートである。
説明するタイミングチャートである。
【図18】図1の三角波発振回路のブロック図である。
【図19】三角波発振回路の動作を説明するタイミング
チャートである。
チャートである。
【図20】図2の調光回路のブロック図である。
【図21】図2の三角波発振回路の回路図である。
【図22】(a)〜(e)は図2の動作を説明するタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図23】図3の分周制御回路のブロック図である。
【図24】(a)〜(f)は第一のスイッチングトラン
ジスタドレイン電圧波形である。
ジスタドレイン電圧波形である。
【図25】従来例のブロック図である。
【図26】従来例のブロック図である。
1 圧電トランス 2 負荷 3 周波数制御回路 4 昇圧回路 5 第一のオートトランス 6 第二のオートトランス 7 第一のスイッチングトランジスタ 8 第二のスイッチングトランジスタ 9 分周回路 10 出力電圧比較回路 11 駆動電圧制御回路 12 調光回路 13 電流電圧変換回路 14,25 整流回路 15,17,19,29,39 比較器 16 積分器 18 VCO 20 分圧・整流回路 21 負荷電流比較回路 22 周波数掃引発振器 23 駆動回路 24 分圧回路 26 比較回路 27 三角波発振回路 28,40,42 定電流源 30 可変抵抗器 31 固定抵抗 32,37,38,41,45,46 スイッチ 33 直流電圧発生回路 34,35,36 固定抵抗 43 コンデンサ 44 分周制御回路
Claims (6)
- 【請求項1】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第一のスイッチングトランジスタと、電圧トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周回路と、分周回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、圧電トランスを駆動するピーク電圧
を一定に制御する駆動電圧制御回路と、駆動電圧制御回
路に対し駆動停止信号を発生しデューティ制御をおこな
うとともに駆動停止の間VCOの周波数が変化しないよ
う周波数制御回路に制御信号を出力する調光回路と、出
力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数制御回
路に対し出力するとともに調光回路にデューティ比変更
の制御信号を出力する出力電圧比較回路とを有すること
を特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項2】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第一のオートトランス
と、この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第一のスイッチングトランジスタと、電圧トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、第一のスイッチングトラ
ンジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する分周回路と、分周回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、分周回路に対し駆動停止信号を発生
しデューティ制御をおこなうとともに駆動停止の間VC
Oの周波数が変化しないよう周波数制御回路に制御信号
を出力する調光回路と、出力の過電圧を検知した場合リ
セット信号を周波数制御回路に対し出力するとともに調
光回路にデューティ比変更の制御信号を出力する出力電
圧比較回路とを有することを特徴とする圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項3】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方と電源間に接続し
たコイルと、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタと、こ
の圧電トランスの一次側電極の他方と電源間に接続した
コイルと、圧電トランスの一次側電極の他方を出力端に
接続した第二のスイッチングトランジスタと、第一のス
イッチングトランジスタと第二のスイッチングトランジ
スタを交互に駆動する分周回路と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路と、圧電トランスを駆動
するピーク電圧を一定に制御する駆動電圧制御回路と、
駆動電圧制御回路に対し駆動停止信号を発生しデューテ
ィ制御をおこなうとともに駆動停止の間VCOの周波数
が変化しないよう周波数制御回路に制御信号を出力する
調光回路と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号
を周波数制御回路に対し出力するとともに調光回路にデ
ューティ比変更の制御信号を出力する出力電圧比較回路
とを有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項4】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方と電源間に接続し
たコイルと、この圧電トランスの一次側電極の一方を出
力端に接続した第一のスイッチングトランジスタと、こ
の圧電トランスの一次側電極の他方と電源間に接続した
コイルと、圧電トランスの一次側電極の他方を出力端に
接続した第二のスイッチングトランジスタと、第一のス
イッチングトランジスタと第二のスイッチングトランジ
スタを交互に駆動する分周回路と、分周回路に対し駆動
信号を出力する周波数制御回路と、分周回路に対し駆動
停止信号を発生しデューティ制御をおこなうとともに駆
動停止の間VCOの周波数が変化しないよう周波数制御
回路に制御信号を出力する調光回路と、出力の過電圧を
検知した場合リセット信号を周波数制御回路に対し出力
するとともに調光回路にデューティ比変更の制御信号を
出力する出力電圧比較回路とを有することを特徴とする
圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項5】 前記出力電圧比較回路出力信号による調
光回路でのデューティ比を変更するのに、比較器に入力
される直流電圧値を変化させることを特徴とする請求項
1から4記載の圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項6】 前記出力電圧比較回路出力信号による調
光回路でのデューティ比を変更するのに、比較器に入力
される三角波最低電圧値を変化させることを特徴とする
請求項1から4記載の圧電トランスの駆動回路。
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- 1997-10-23 US US08/956,454 patent/US5942835A/en not_active Expired - Fee Related
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