JP2002319499A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JP2002319499A JP2002319499A JP2001382217A JP2001382217A JP2002319499A JP 2002319499 A JP2002319499 A JP 2002319499A JP 2001382217 A JP2001382217 A JP 2001382217A JP 2001382217 A JP2001382217 A JP 2001382217A JP 2002319499 A JP2002319499 A JP 2002319499A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】圧電トランスを用いた放電灯点灯装置におい
て、屋外等の照明や車載用途において要求される広い動
作温度範囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型
化を実現できる構成を提案する。 【解決手段】1次電極に印加された交流電圧を電圧変換
して2次電極に接続された放電灯負荷RL に供給する圧
電トランスT1と、この圧電トランスT1の1次電極に
直列に接続されたコイルL1と、これら圧電トランスT
1とコイルL1からなる直列回路網に交流電圧を供給す
る電源回路部と、上記交流電圧の周波数frが圧電トラ
ンスT1の昇圧比が最大となる周波数fpに略一致する
ように制御する周波数制御回路2とを備えた。また、圧
電トランスT1の入力容量値Cp1とコイルL1のイン
ダクタンス値で決まる共振周波数fkが、交流電圧の周
波数frに対して、fk<0.8frとなるようにする
ことが好ましい。
て、屋外等の照明や車載用途において要求される広い動
作温度範囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型
化を実現できる構成を提案する。 【解決手段】1次電極に印加された交流電圧を電圧変換
して2次電極に接続された放電灯負荷RL に供給する圧
電トランスT1と、この圧電トランスT1の1次電極に
直列に接続されたコイルL1と、これら圧電トランスT
1とコイルL1からなる直列回路網に交流電圧を供給す
る電源回路部と、上記交流電圧の周波数frが圧電トラ
ンスT1の昇圧比が最大となる周波数fpに略一致する
ように制御する周波数制御回路2とを備えた。また、圧
電トランスT1の入力容量値Cp1とコイルL1のイン
ダクタンス値で決まる共振周波数fkが、交流電圧の周
波数frに対して、fk<0.8frとなるようにする
ことが好ましい。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた放電灯点灯装置に関するものである。
いた放電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】近年、放電灯点灯装置として、電磁トラ
ンスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧電トラン
スインバータの開発が進められてきている。圧電トラン
スは電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れると
いった特徴があり、放電灯を点灯させるインバータとし
て利用したり、高圧電源として注目されている素子であ
る。放電灯点灯装置としての圧電トランスインバータの
場合、電圧変動の大きい電池でも駆動できるように広い
入力電圧範囲に対応できること、輝度等を調整する調光
ができること、省エネあるいは電池駆動時間の長時間化
のために高効率であること、といった性能が要求され
る。また、屋外等の照明や車載用途においては、環境の
温度変化が激しいため、−30℃〜120℃程度の広い
動作温度範囲が要求される。
ンスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧電トラン
スインバータの開発が進められてきている。圧電トラン
スは電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れると
いった特徴があり、放電灯を点灯させるインバータとし
て利用したり、高圧電源として注目されている素子であ
る。放電灯点灯装置としての圧電トランスインバータの
場合、電圧変動の大きい電池でも駆動できるように広い
入力電圧範囲に対応できること、輝度等を調整する調光
ができること、省エネあるいは電池駆動時間の長時間化
のために高効率であること、といった性能が要求され
る。また、屋外等の照明や車載用途においては、環境の
温度変化が激しいため、−30℃〜120℃程度の広い
動作温度範囲が要求される。
【0003】ところが、従来の圧電トランスインバータ
の場合、液晶ディスプレイのバックライト光源としての
応用が主であり、一般に0℃〜60℃程度が動作温度範
囲であるバックライト用途では、上記の広入力電圧範囲
対応、調光、高効率化が主な課題であった。これらの課
題に対しては、例えば特開平9−107684号公報な
どいろいろ考案されている。
の場合、液晶ディスプレイのバックライト光源としての
応用が主であり、一般に0℃〜60℃程度が動作温度範
囲であるバックライト用途では、上記の広入力電圧範囲
対応、調光、高効率化が主な課題であった。これらの課
題に対しては、例えば特開平9−107684号公報な
どいろいろ考案されている。
【0004】また、回路の簡素化で、より小型にする目
的のものとして、図14に示す特開平11−8082号
公報の例もある。この回路は、一端に直流電圧Eが印加
され、交互にオン/オフされるスイッチング素子Q1、
Q2の直列回路と、可変の駆動周波数でスイッチング素
子Q1、Q2を交互にオン/オフする制御回路12と、
スイッチング素子Q1、Q2の接続点に一端を接続され
たコイルL1と、コイルL1の他端に一方の1次側電極
が接続された圧電トランスT1とを備え、圧電トランス
T1の他方の1次側電極ならびにスイッチング素子Q
1、Q2の直列回路の他端側を接地している。このよう
な電源装置において、制御回路12によるスイッチング
素子Q1、Q2の駆動周波数を圧電トランスT1の共振
周波数近傍に設定し、コイルL1のインダクタンスと圧
電トランスT1の入力容量との共振によって生じる交流
電圧を圧電トランスT1の1次側電極に印加し、圧電ト
ランスT1の2次側電極に接続された冷陰極管RL に昇
圧された交流電圧を供給して冷陰極管RL を点灯させる
ものである。
的のものとして、図14に示す特開平11−8082号
公報の例もある。この回路は、一端に直流電圧Eが印加
され、交互にオン/オフされるスイッチング素子Q1、
Q2の直列回路と、可変の駆動周波数でスイッチング素
子Q1、Q2を交互にオン/オフする制御回路12と、
スイッチング素子Q1、Q2の接続点に一端を接続され
たコイルL1と、コイルL1の他端に一方の1次側電極
が接続された圧電トランスT1とを備え、圧電トランス
T1の他方の1次側電極ならびにスイッチング素子Q
1、Q2の直列回路の他端側を接地している。このよう
な電源装置において、制御回路12によるスイッチング
素子Q1、Q2の駆動周波数を圧電トランスT1の共振
周波数近傍に設定し、コイルL1のインダクタンスと圧
電トランスT1の入力容量との共振によって生じる交流
電圧を圧電トランスT1の1次側電極に印加し、圧電ト
ランスT1の2次側電極に接続された冷陰極管RL に昇
圧された交流電圧を供給して冷陰極管RL を点灯させる
ものである。
【0005】ところで、圧電トランスインバータを屋外
等の照明や車載用途へ適応するには、−30℃〜120
℃程度の広い動作温度範囲への順応が要求される。しか
し、一般的に圧電トランスT1はその材料的要因等のた
め周囲温度Tにより大幅に特性が変化する。例えば、図
15に示すように、周囲温度Tが約30℃のときの圧電
トランスT1の入力容量値Cp1を1として正規化した
場合、周囲温度Tを約−30℃〜90℃まで変化させる
と、入力容量値Cp1は約−30%〜約+30%も変化
することとなる。
等の照明や車載用途へ適応するには、−30℃〜120
℃程度の広い動作温度範囲への順応が要求される。しか
し、一般的に圧電トランスT1はその材料的要因等のた
め周囲温度Tにより大幅に特性が変化する。例えば、図
15に示すように、周囲温度Tが約30℃のときの圧電
トランスT1の入力容量値Cp1を1として正規化した
場合、周囲温度Tを約−30℃〜90℃まで変化させる
と、入力容量値Cp1は約−30%〜約+30%も変化
することとなる。
【0006】前述の2つの従来例においては、高効率駆
動のため圧電トランスへの入力電圧波形を共振作用で正
弦波になるようにしているが、このように圧電トランス
T1の入力容量Cp1と電磁トランス又はコイルのイン
ダクタンスとを共振させている回路構成の場合、圧電ト
ランスT1の入力容量値Cp1の周囲温度Tに対する変
化が回路に与える影響は大きい。
動のため圧電トランスへの入力電圧波形を共振作用で正
弦波になるようにしているが、このように圧電トランス
T1の入力容量Cp1と電磁トランス又はコイルのイン
ダクタンスとを共振させている回路構成の場合、圧電ト
ランスT1の入力容量値Cp1の周囲温度Tに対する変
化が回路に与える影響は大きい。
【0007】例えば特開平9−107684号公報の回
路では、圧電トランスの入力容量と電磁トランス又はコ
イルとを並列共振させて使用しているが、圧電トランス
の入力容量が温度で大きく変化してしまうと並列共振の
周期が大きく変わり、スイッチング素子のデューティー
と合わなくなり、ゼロボルトスイッチングができず、過
大なサージ電流が流れて回路破壊等が発生するため、0
℃〜60℃程度が動作温度範囲の限界となっていた。
路では、圧電トランスの入力容量と電磁トランス又はコ
イルとを並列共振させて使用しているが、圧電トランス
の入力容量が温度で大きく変化してしまうと並列共振の
周期が大きく変わり、スイッチング素子のデューティー
と合わなくなり、ゼロボルトスイッチングができず、過
大なサージ電流が流れて回路破壊等が発生するため、0
℃〜60℃程度が動作温度範囲の限界となっていた。
【0008】また、図14の特開平11−8082号公
報の例では、圧電トランスT1の入力容量Cp1とコイ
ルL1とを直列共振させて使用しており、圧電トランス
T1の出力電圧Vは入力容量Cp1とコイルL1とのL
C共振特性と圧電トランス内部での共振特性が重なり、
結果的に図16に示すような双峰形の周波数特性となっ
ている。ここで、圧電トランスT1の入力容量Cp1が
温度で大きく変化してしまうと、入力容量Cp1とコイ
ルL1とのLC共振特性が変化し、圧電トランスT1の
出力電圧Vの双峰形の周波数特性は2つのピークの位置
も大きさも大きく変化してしまい、所定の出力電圧にす
るため周波数を変化させようとすると、入力容量Cp1
とコイルL1とのLC共振による共振電流の変化が大き
くなり、部品の大型化や回路効率の低下などの問題があ
った。
報の例では、圧電トランスT1の入力容量Cp1とコイ
ルL1とを直列共振させて使用しており、圧電トランス
T1の出力電圧Vは入力容量Cp1とコイルL1とのL
C共振特性と圧電トランス内部での共振特性が重なり、
結果的に図16に示すような双峰形の周波数特性となっ
ている。ここで、圧電トランスT1の入力容量Cp1が
温度で大きく変化してしまうと、入力容量Cp1とコイ
ルL1とのLC共振特性が変化し、圧電トランスT1の
出力電圧Vの双峰形の周波数特性は2つのピークの位置
も大きさも大きく変化してしまい、所定の出力電圧にす
るため周波数を変化させようとすると、入力容量Cp1
とコイルL1とのLC共振による共振電流の変化が大き
くなり、部品の大型化や回路効率の低下などの問題があ
った。
【0009】そこで、周囲温度Tに対する圧電トランス
T1の入力容量値Cp1の変化による影響を抑える手段
として、圧電トランスと並列共振あるいは直列共振させ
る電磁トランス又はコイルと、圧電トランスとの間に、
コイルなどのインダクタンス要素とコンデンサなどのキ
ャパシタンス要素を接続して圧電トランスの入力容量と
の合成容量をつくり、温度特性を改善させるものがある
(特願2000−7116号参照)。
T1の入力容量値Cp1の変化による影響を抑える手段
として、圧電トランスと並列共振あるいは直列共振させ
る電磁トランス又はコイルと、圧電トランスとの間に、
コイルなどのインダクタンス要素とコンデンサなどのキ
ャパシタンス要素を接続して圧電トランスの入力容量と
の合成容量をつくり、温度特性を改善させるものがある
(特願2000−7116号参照)。
【0010】図17にその回路構成の例を示す。直流電
源Eと、直流電源Eの両端に接続された第1及び第2の
スイッチング素子Q1、Q2の直列回路と、第1及び第
2のスイッチング素子Q1、Q2の接続点に一端を接続
されたコイルL1とを備えて、ハーフブリッジインバー
タ回路4を構成している。昇圧回路5のコンデンサC1
及びコイルL2の直列回路は、このインバータ回路4の
コイルL1の他端と、直流電源E及び第2のスイッチン
グ素子Q2の接続点との間に接続される。コイルL2は
圧電トランスT1の1次側電極に並列接続されている。
インバータ回路4は、図14に示す従来例のスイッチン
グ素子Q1、Q2とコイルL1で構成される回路と同様
であって、制御回路12は図示を省略している。この電
源装置は、第1及び第2のスイッチング素子Q1、Q2
を交互にオン/オフさせることによって、昇圧回路5の
合成容量をコイルL1のインダクタンスと直列共振させ
て動作するものである。圧電トランスT1の入力容量お
よびコイルL2ならびにコンデンサC1による昇圧回路
5の合成インピーダンスを、コイルL1のインダクタン
スと共振させたことに特徴がある。昇圧回路5の合成容
量値Cxの周囲温度Tに対する変化量を、圧電トランス
T1の入力容量値Cp1の変化量より小さくすることが
でき、昇圧回路5の合成容量をコイルL1のインダクタ
ンスと共振させるので、周囲温度Tが変化しても共振電
流および共振電圧の変動を抑えることができる。その結
果、部品の大型化や回路効率の変動を抑えることができ
るものである。
源Eと、直流電源Eの両端に接続された第1及び第2の
スイッチング素子Q1、Q2の直列回路と、第1及び第
2のスイッチング素子Q1、Q2の接続点に一端を接続
されたコイルL1とを備えて、ハーフブリッジインバー
タ回路4を構成している。昇圧回路5のコンデンサC1
及びコイルL2の直列回路は、このインバータ回路4の
コイルL1の他端と、直流電源E及び第2のスイッチン
グ素子Q2の接続点との間に接続される。コイルL2は
圧電トランスT1の1次側電極に並列接続されている。
インバータ回路4は、図14に示す従来例のスイッチン
グ素子Q1、Q2とコイルL1で構成される回路と同様
であって、制御回路12は図示を省略している。この電
源装置は、第1及び第2のスイッチング素子Q1、Q2
を交互にオン/オフさせることによって、昇圧回路5の
合成容量をコイルL1のインダクタンスと直列共振させ
て動作するものである。圧電トランスT1の入力容量お
よびコイルL2ならびにコンデンサC1による昇圧回路
5の合成インピーダンスを、コイルL1のインダクタン
スと共振させたことに特徴がある。昇圧回路5の合成容
量値Cxの周囲温度Tに対する変化量を、圧電トランス
T1の入力容量値Cp1の変化量より小さくすることが
でき、昇圧回路5の合成容量をコイルL1のインダクタ
ンスと共振させるので、周囲温度Tが変化しても共振電
流および共振電圧の変動を抑えることができる。その結
果、部品の大型化や回路効率の変動を抑えることができ
るものである。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この開示され
た例のように、共振要素と圧電トランスの入力容量から
なる合成容量の温度変化を緩和させることにより、部品
の大型化や回路効率の変動を抑えることができるように
なったが、結果的にコンデンサC1とコイルL2という
2つの部品が増加することになり、図14の回路のよう
に、簡単でより小型にするという目的からは外れたもの
となっている。また、追加された部品のコンデンサC1
とコイルL2にも共振電流が流れるため、コンデンサC
1とコイルL2にも損失が発生するはずであり、部品を
追加した分、回路の損失は増加し、効率は若干低下する
と考えられる。
た例のように、共振要素と圧電トランスの入力容量から
なる合成容量の温度変化を緩和させることにより、部品
の大型化や回路効率の変動を抑えることができるように
なったが、結果的にコンデンサC1とコイルL2という
2つの部品が増加することになり、図14の回路のよう
に、簡単でより小型にするという目的からは外れたもの
となっている。また、追加された部品のコンデンサC1
とコイルL2にも共振電流が流れるため、コンデンサC
1とコイルL2にも損失が発生するはずであり、部品を
追加した分、回路の損失は増加し、効率は若干低下する
と考えられる。
【0012】そこで、本発明は圧電トランスを用いた放
電灯点灯装置において、屋外等の照明や車載用途におい
て要求される−30℃〜120℃程度の広い動作温度範
囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型化を実現
できる圧電トランスインバータを提案することを目的と
する。
電灯点灯装置において、屋外等の照明や車載用途におい
て要求される−30℃〜120℃程度の広い動作温度範
囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型化を実現
できる圧電トランスインバータを提案することを目的と
する。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
によれば、上記の課題を解決するために、図1に示すよ
うに、1次電極に印加された交流電圧を電圧変換して2
次電極に接続された放電灯負荷RL に供給する圧電トラ
ンスT1と、この圧電トランスT1の1次電極に直列に
接続されたコイルL1と、これら圧電トランスT1とコ
イルL1からなる直列回路網に交流電圧を供給する電源
回路部と、上記交流電圧の周波数frが圧電トランスT
1の昇圧比が最大となる周波数fpに略一致するように
制御する周波数制御回路2とを備えたことを特徴とする
ものである。
によれば、上記の課題を解決するために、図1に示すよ
うに、1次電極に印加された交流電圧を電圧変換して2
次電極に接続された放電灯負荷RL に供給する圧電トラ
ンスT1と、この圧電トランスT1の1次電極に直列に
接続されたコイルL1と、これら圧電トランスT1とコ
イルL1からなる直列回路網に交流電圧を供給する電源
回路部と、上記交流電圧の周波数frが圧電トランスT
1の昇圧比が最大となる周波数fpに略一致するように
制御する周波数制御回路2とを備えたことを特徴とする
ものである。
【0014】
【発明の実施の形態】(実施形態1)図1は本発明の実
施形態1の回路構成図である。本実施形態の放電灯点灯
装置は、図1に示すように、直流電源Eと、直流電源E
の両端に接続された第1及び第2のスイッチング素子Q
1、Q2の直列回路と、第1及び第2のスイッチング素
子Q1、Q2の接続点に一端を接続されたコイルL1と
を備えて、ハーフブリッジインバータ回路よりなる電源
回路を構成している。圧電トランスT1の1次電極は、
この電源回路のコイルL1の他端と、直流電源E及び第
2のスイッチング素子Q2の接続点とに接続され、圧電
トランスT1の2次側出力端子には放電灯負荷RL が接
続される。さらに第1及び第2のスイッチング素子Q
1、Q2を交互にオン/オフさせる駆動回路1と、圧電
トランスT1の入力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あ
るいは位相差を求めて圧電トランスT1の昇圧比がピー
クになる周波数に制御する周波数制御回路2とからな
る。本実施形態はコイルL1と圧電トランスT1との直
列接続による直列共振回路を構成したインバータ回路に
おいて、圧電トランスT1の昇圧比がピークになる周波
数fpにて常に駆動することに特徴がある。
施形態1の回路構成図である。本実施形態の放電灯点灯
装置は、図1に示すように、直流電源Eと、直流電源E
の両端に接続された第1及び第2のスイッチング素子Q
1、Q2の直列回路と、第1及び第2のスイッチング素
子Q1、Q2の接続点に一端を接続されたコイルL1と
を備えて、ハーフブリッジインバータ回路よりなる電源
回路を構成している。圧電トランスT1の1次電極は、
この電源回路のコイルL1の他端と、直流電源E及び第
2のスイッチング素子Q2の接続点とに接続され、圧電
トランスT1の2次側出力端子には放電灯負荷RL が接
続される。さらに第1及び第2のスイッチング素子Q
1、Q2を交互にオン/オフさせる駆動回路1と、圧電
トランスT1の入力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あ
るいは位相差を求めて圧電トランスT1の昇圧比がピー
クになる周波数に制御する周波数制御回路2とからな
る。本実施形態はコイルL1と圧電トランスT1との直
列接続による直列共振回路を構成したインバータ回路に
おいて、圧電トランスT1の昇圧比がピークになる周波
数fpにて常に駆動することに特徴がある。
【0015】本発明の特徴である圧電トランスT1の昇
圧比がピークになる周波数fpにて駆動することについ
て説明する。圧電トランスT1の入力端子とコイルL1
とを直列接続した回路網に交流電圧を印加すると、圧電
トランスT1の出力端子に出力される出力電圧は図16
に示すような双峰形の周波数特性となる。ここで温度が
−30℃〜120℃の範囲で変化すると、圧電トランス
T1の入力容量Cp1が大きく変化し、圧電トランスT
1の出力電圧の周波数特性は大きく変動する。しかし、
温度が−30℃〜120℃の範囲で変化しても、圧電ト
ランスT1の出力電圧変動が非常に小さくなる周波数ポ
イントが存在することを実験により見出した。
圧比がピークになる周波数fpにて駆動することについ
て説明する。圧電トランスT1の入力端子とコイルL1
とを直列接続した回路網に交流電圧を印加すると、圧電
トランスT1の出力端子に出力される出力電圧は図16
に示すような双峰形の周波数特性となる。ここで温度が
−30℃〜120℃の範囲で変化すると、圧電トランス
T1の入力容量Cp1が大きく変化し、圧電トランスT
1の出力電圧の周波数特性は大きく変動する。しかし、
温度が−30℃〜120℃の範囲で変化しても、圧電ト
ランスT1の出力電圧変動が非常に小さくなる周波数ポ
イントが存在することを実験により見出した。
【0016】図2に温度Tを−30℃、30℃、120
℃としたときの圧電トランスT1の出力電圧Vの周波数
特性および圧電トランスT1の昇圧比の周波数特性の実
験結果を示す。実験は圧電トランスT1の負荷として5
0kΩの抵抗を用いた場合である。図より温度を−30
℃、30℃、120℃と変化させたとき、前述したよう
に圧電トランスの出力電圧Vの周波数特性は大きく変化
するが、圧電トランスの昇圧比の周波数特性も温度変化
とともに昇圧比のピークがシフトするように変化してい
るのが分かる。これは図3に示す圧電トランスの等価回
路における入力容量Cp1以外の各要素も温度で変化す
るためと考えられる。
℃としたときの圧電トランスT1の出力電圧Vの周波数
特性および圧電トランスT1の昇圧比の周波数特性の実
験結果を示す。実験は圧電トランスT1の負荷として5
0kΩの抵抗を用いた場合である。図より温度を−30
℃、30℃、120℃と変化させたとき、前述したよう
に圧電トランスの出力電圧Vの周波数特性は大きく変化
するが、圧電トランスの昇圧比の周波数特性も温度変化
とともに昇圧比のピークがシフトするように変化してい
るのが分かる。これは図3に示す圧電トランスの等価回
路における入力容量Cp1以外の各要素も温度で変化す
るためと考えられる。
【0017】ここで温度変化でシフトする圧電トランス
の昇圧比ピーク時の周波数(−30℃のときfp’、3
0℃のときfp、120℃のときfp”)において、圧
電トランスの出力電圧Vは−30℃のとき510V、3
0℃のとき495V、120℃のとき490Vと非常に
近い値になることを発見した。つまり、常に圧電トラン
スの昇圧比がピークとなる近傍の周波数を維持できれ
ば、−30℃〜120℃の温度変化でも出力変動を抑え
られるものである。
の昇圧比ピーク時の周波数(−30℃のときfp’、3
0℃のときfp、120℃のときfp”)において、圧
電トランスの出力電圧Vは−30℃のとき510V、3
0℃のとき495V、120℃のとき490Vと非常に
近い値になることを発見した。つまり、常に圧電トラン
スの昇圧比がピークとなる近傍の周波数を維持できれ
ば、−30℃〜120℃の温度変化でも出力変動を抑え
られるものである。
【0018】圧電トランスの昇圧比ピーク時の周波数に
おいて出力電圧変動が小さくなる理由について、これは
仮説であるが、図3の圧電トランスの等価回路において
入力容量Cp1よりも右側のインピーダンスZoが昇圧
比がピークとなるとき最も小さくなり、インピーダンス
Zoに並列にある入力容量Cp1の変化を吸収している
ものと考えている。
おいて出力電圧変動が小さくなる理由について、これは
仮説であるが、図3の圧電トランスの等価回路において
入力容量Cp1よりも右側のインピーダンスZoが昇圧
比がピークとなるとき最も小さくなり、インピーダンス
Zoに並列にある入力容量Cp1の変化を吸収している
ものと考えている。
【0019】また図4(a),(b),(c),
(d),(e)は、負荷抵抗RL が1MΩ、100k
Ω、20kΩの各場合について、圧電トランスの昇圧
比、変換効率、入出力位相差、入力位相、入力インピー
ダンスの各周波数特性を示している。図において、昇圧
比がピークとなる周波数fp、入力インピーダンスが極
小となる共振周波数fr、入力インピーダンスが極大と
なる***振周波数fa、変換効率がピークとなる周波数
fdは、負荷抵抗RL が100kΩのものについて示し
ている。図の関係より、昇圧比がピークとなる周波数f
p、共振周波数fr、***振周波数fa、変換効率がピ
ークとなる周波数fdは互いに異なる周波数となる。よ
って、昇圧比がピークとなる周波数fpは独立した周波
数として存在する。
(d),(e)は、負荷抵抗RL が1MΩ、100k
Ω、20kΩの各場合について、圧電トランスの昇圧
比、変換効率、入出力位相差、入力位相、入力インピー
ダンスの各周波数特性を示している。図において、昇圧
比がピークとなる周波数fp、入力インピーダンスが極
小となる共振周波数fr、入力インピーダンスが極大と
なる***振周波数fa、変換効率がピークとなる周波数
fdは、負荷抵抗RL が100kΩのものについて示し
ている。図の関係より、昇圧比がピークとなる周波数f
p、共振周波数fr、***振周波数fa、変換効率がピ
ークとなる周波数fdは互いに異なる周波数となる。よ
って、昇圧比がピークとなる周波数fpは独立した周波
数として存在する。
【0020】図1の実施形態では圧電トランスT1の入
力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あるいは位相差を求
めて圧電トランスT1の昇圧比がピークになる周波数f
pに制御する周波数制御回路2を設けている。圧電トラ
ンスT1の入出力電圧から電圧比を求めて圧電トランス
T1の昇圧比がピークになる周波数fpに制御する方法
は、具体的には基準周波数から周波数をスイープさせ、
同時に圧電トランスT1の入出力電圧を検出し、その電
圧比を算出し、その電圧比の時間的変化がほぼゼロとな
る周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶するも
のである。温度変化等により検出される電圧比が変化す
ると、記憶された電圧比とずれたことを検知し、再び周
波数のスイープを始め、電圧比の時間的変化がほぼゼロ
となる周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶す
ることを続けるものである。これにより確実に昇圧比が
ピークとなる周波数fpに制御できる。
力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あるいは位相差を求
めて圧電トランスT1の昇圧比がピークになる周波数f
pに制御する周波数制御回路2を設けている。圧電トラ
ンスT1の入出力電圧から電圧比を求めて圧電トランス
T1の昇圧比がピークになる周波数fpに制御する方法
は、具体的には基準周波数から周波数をスイープさせ、
同時に圧電トランスT1の入出力電圧を検出し、その電
圧比を算出し、その電圧比の時間的変化がほぼゼロとな
る周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶するも
のである。温度変化等により検出される電圧比が変化す
ると、記憶された電圧比とずれたことを検知し、再び周
波数のスイープを始め、電圧比の時間的変化がほぼゼロ
となる周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶す
ることを続けるものである。これにより確実に昇圧比が
ピークとなる周波数fpに制御できる。
【0021】また、圧電トランスT1の入出力電圧から
位相差を求めて圧電トランスT1の昇圧比がピークにな
る周波数fpに制御する方法は、図4に示したように圧
電トランスT1の昇圧比がピークになる周波数付近の入
出力位相差が約−90°付近になっていることを利用
し、入出力電圧の位相差を所定の値となるように制御す
るものである。
位相差を求めて圧電トランスT1の昇圧比がピークにな
る周波数fpに制御する方法は、図4に示したように圧
電トランスT1の昇圧比がピークになる周波数付近の入
出力位相差が約−90°付近になっていることを利用
し、入出力電圧の位相差を所定の値となるように制御す
るものである。
【0022】図5の回路図はその回路例であり、所定の
値として基準電圧VREF を周波数制御回路2に入力して
いる。この構成により位相差が所定の値になるよう制御
され、周波数も昇圧比がピークになる周波数付近に制御
されることになる。この場合、制御回路2は上記の電圧
比を算出する方法に比較してマイコン等による複雑な制
御を必要としないため、コスト的にメリットがある。
値として基準電圧VREF を周波数制御回路2に入力して
いる。この構成により位相差が所定の値になるよう制御
され、周波数も昇圧比がピークになる周波数付近に制御
されることになる。この場合、制御回路2は上記の電圧
比を算出する方法に比較してマイコン等による複雑な制
御を必要としないため、コスト的にメリットがある。
【0023】なお、圧電トランスの駆動方法として入出
力位相差を検出して周波数を制御する従来例には、例え
ば特開平9−237684号、特開平9−135573
号、特開2000−116141号などがある。しか
し、特開平9−237684号は直列接続されるコイル
がなく、圧電トランスを矩形波駆動しているため、圧電
トランスの入力容量の充放電に伴う損失が大きいという
問題がある。また特開平9−135573号は制御され
る位相差に一定範囲(p1−p2)を設けたもので、圧
電トランスの昇圧比がピークになる周波数付近に固定す
る本案とは異なる概念である。また、特開2000−1
16141号は位相制御により圧電トランスの変換効率
が最大となる周波数fdにすることが目的であり、やは
り本案とは異なる概念である。
力位相差を検出して周波数を制御する従来例には、例え
ば特開平9−237684号、特開平9−135573
号、特開2000−116141号などがある。しか
し、特開平9−237684号は直列接続されるコイル
がなく、圧電トランスを矩形波駆動しているため、圧電
トランスの入力容量の充放電に伴う損失が大きいという
問題がある。また特開平9−135573号は制御され
る位相差に一定範囲(p1−p2)を設けたもので、圧
電トランスの昇圧比がピークになる周波数付近に固定す
る本案とは異なる概念である。また、特開2000−1
16141号は位相制御により圧電トランスの変換効率
が最大となる周波数fdにすることが目的であり、やは
り本案とは異なる概念である。
【0024】また、圧電トランスの昇圧比がピークにな
る周波数に制御されることにより、温度が−30℃〜1
20℃の範囲で変化しても、インバータ回路の駆動周波
数frは、温度によって変動する昇圧比がピークとなる
周波数(fp’〜fp〜fp”)のわずかな周波数範囲
でしか変化しないため、図14の従来例のような急激な
LC共振電流の増加がなく、効率も高く維持でき、部品
の大型化も防げる。
る周波数に制御されることにより、温度が−30℃〜1
20℃の範囲で変化しても、インバータ回路の駆動周波
数frは、温度によって変動する昇圧比がピークとなる
周波数(fp’〜fp〜fp”)のわずかな周波数範囲
でしか変化しないため、図14の従来例のような急激な
LC共振電流の増加がなく、効率も高く維持でき、部品
の大型化も防げる。
【0025】以上のように、本発明の構成により、屋外
等の照明や車載用途において要求される−30℃〜12
0℃程度の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を
維持でき、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回
路効率も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実
現できるものである。
等の照明や車載用途において要求される−30℃〜12
0℃程度の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を
維持でき、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回
路効率も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実
現できるものである。
【0026】(実施形態2)次に実施形態2について説
明する。この実施形態2においては、前述の実施形態1
における図1の構成において、インダクタンス要素たる
コイルL1と直列接続される圧電トランスT1の入力容
量Cp1とからなるLC直列共振の共振周波数fk=1
/2π√(L1Cp1)を図1の回路の駆動周波数fr
に対して、fk<frとなるように限定するものであ
る。
明する。この実施形態2においては、前述の実施形態1
における図1の構成において、インダクタンス要素たる
コイルL1と直列接続される圧電トランスT1の入力容
量Cp1とからなるLC直列共振の共振周波数fk=1
/2π√(L1Cp1)を図1の回路の駆動周波数fr
に対して、fk<frとなるように限定するものであ
る。
【0027】なぜなら、駆動周波数frに対して前記L
C直列共振の共振周波数fkが高い周波数に設定されて
いると、駆動周波数frでLC直列共振回路は容量性と
なり、共振電流は進相となってしまう。このとき、図1
のような第1及び第2のスイッチング素子Q1、Q2の
直列回路によるハーフブリッジ回路において進相電流が
流れると、スイッチング素子Q1あるいはQ2のターン
オン時に過大な突入電流が流れる場合があり、スイッチ
ング素子Q1、Q2を破壊する危険性がある。
C直列共振の共振周波数fkが高い周波数に設定されて
いると、駆動周波数frでLC直列共振回路は容量性と
なり、共振電流は進相となってしまう。このとき、図1
のような第1及び第2のスイッチング素子Q1、Q2の
直列回路によるハーフブリッジ回路において進相電流が
流れると、スイッチング素子Q1あるいはQ2のターン
オン時に過大な突入電流が流れる場合があり、スイッチ
ング素子Q1、Q2を破壊する危険性がある。
【0028】本実施形態のように、fk<frとなるよ
うに構成することにより、実施形態1の効果に加え、共
振電流は遅相となり、スイッチング素子Q1あるいはQ
2のターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッ
チング素子Q1、Q2の破壊する危険性もなくなる。ま
た、スイッチング損失も小さいので、回路効率も高くで
きる。
うに構成することにより、実施形態1の効果に加え、共
振電流は遅相となり、スイッチング素子Q1あるいはQ
2のターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッ
チング素子Q1、Q2の破壊する危険性もなくなる。ま
た、スイッチング損失も小さいので、回路効率も高くで
きる。
【0029】(実施形態3)次に実施形態3について説
明する。この実施形態3においては、前述の実施形態1
における図1の構成において、インダクタンス要素たる
コイルL1と直列接続される圧電トランスT1の入力容
量Cp1とからなるLC直列共振の共振周波数fk=1
/2π(L1Cp1)を図1の回路の駆動周波数frに
対して、fk<0.8frとなるように限定するもので
ある。
明する。この実施形態3においては、前述の実施形態1
における図1の構成において、インダクタンス要素たる
コイルL1と直列接続される圧電トランスT1の入力容
量Cp1とからなるLC直列共振の共振周波数fk=1
/2π(L1Cp1)を図1の回路の駆動周波数frに
対して、fk<0.8frとなるように限定するもので
ある。
【0030】図6に、駆動周波数frに対して、前記L
C直列共振の共振周波数fkがfrから徐々に低い周波
数になるようにコイルL1のインダクタンス値を大きく
していった時の、圧電トランスの出力電圧Vの−30℃
〜120℃の温度変化に対する変化量を調べた実験結果
を示す。図のようにLC直列共振の共振周波数fkがf
rと略一致している時は温度に対する出力電圧変化量は
10%程度である。しかし、fkをfrより低い周波数
にしていくと、温度に対する出力電圧変化量は低下し、
特にfk<0.8frの条件では温度に対する出力電圧
変化量は2%程度以下に抑えられることが分かった。
C直列共振の共振周波数fkがfrから徐々に低い周波
数になるようにコイルL1のインダクタンス値を大きく
していった時の、圧電トランスの出力電圧Vの−30℃
〜120℃の温度変化に対する変化量を調べた実験結果
を示す。図のようにLC直列共振の共振周波数fkがf
rと略一致している時は温度に対する出力電圧変化量は
10%程度である。しかし、fkをfrより低い周波数
にしていくと、温度に対する出力電圧変化量は低下し、
特にfk<0.8frの条件では温度に対する出力電圧
変化量は2%程度以下に抑えられることが分かった。
【0031】よって、本実施形態のようにfk<0.8
frとなるように構成することにより、実施形態1およ
び2の効果に加え、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。
frとなるように構成することにより、実施形態1およ
び2の効果に加え、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。
【0032】(実施形態4)図7は本発明の実施形態4
の回路構成図である。この実施形態4は図1に示される
実施形態1の構成において、放電灯負荷RL に流れる出
力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッチ
ング素子Q1、Q2のオン・デューティーを調整するデ
ューティー制御回路3を付加した構成となっている。
の回路構成図である。この実施形態4は図1に示される
実施形態1の構成において、放電灯負荷RL に流れる出
力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッチ
ング素子Q1、Q2のオン・デューティーを調整するデ
ューティー制御回路3を付加した構成となっている。
【0033】デューティー制御回路3の具体的な動作を
説明する。放電灯負荷RL に流れる出力電流値を検出抵
抗R3を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧VREF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング素
子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路1によりスイ
ッチング素子Q1、Q2のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。
説明する。放電灯負荷RL に流れる出力電流値を検出抵
抗R3を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧VREF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング素
子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路1によりスイ
ッチング素子Q1、Q2のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。
【0034】本実施形態の構成によれば、例えば電源電
圧が大きく変動しても出力電流は一定とできる。また、
電源電圧変動だけでなく負荷変動においても出力電流は
一定にでき、さらに周波数の変化はないので、効率も高
く維持できる。従来例のように周波数調整で対応させる
と効率の低下が著しかった。また、図7の基準電圧V
REF'の値を変化させれば、一定制御される出力電流値を
変更でき、調光が容易にできる。さらに調光時にも周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。
圧が大きく変動しても出力電流は一定とできる。また、
電源電圧変動だけでなく負荷変動においても出力電流は
一定にでき、さらに周波数の変化はないので、効率も高
く維持できる。従来例のように周波数調整で対応させる
と効率の低下が著しかった。また、図7の基準電圧V
REF'の値を変化させれば、一定制御される出力電流値を
変更でき、調光が容易にできる。さらに調光時にも周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。
【0035】(実施形態5)図8は本発明の実施形態5
の回路構成図である。この実施形態5は図7に示される
実施形態4の構成において、ハーフブリッジ構成の電源
回路を図8のようなスイッチング素子Q1、Q2、Q
3、Q4からなるフルブリッジ構成の電源回路としたも
のである。駆動回路1はスイッチング素子Q1、Q2、
Q3、Q4を図9(a)に示すような信号波形でそれぞ
れ駆動する。また、スイッチング素子Q1、Q2、Q
3、Q4のオン・デューティーを調整するデューティー
制御回路3は図9(a)の矢印で示すようなデューティ
ー調整の動作により、コイルL1と圧電トランスT1の
直列回路に印加される電圧V1の実効値を変化させ、電
源電圧変動や負荷変動において出力電流を一定になるよ
うに制御するものである。
の回路構成図である。この実施形態5は図7に示される
実施形態4の構成において、ハーフブリッジ構成の電源
回路を図8のようなスイッチング素子Q1、Q2、Q
3、Q4からなるフルブリッジ構成の電源回路としたも
のである。駆動回路1はスイッチング素子Q1、Q2、
Q3、Q4を図9(a)に示すような信号波形でそれぞ
れ駆動する。また、スイッチング素子Q1、Q2、Q
3、Q4のオン・デューティーを調整するデューティー
制御回路3は図9(a)の矢印で示すようなデューティ
ー調整の動作により、コイルL1と圧電トランスT1の
直列回路に印加される電圧V1の実効値を変化させ、電
源電圧変動や負荷変動において出力電流を一定になるよ
うに制御するものである。
【0036】フルブリッジ回路では、ハーフブリッジ回
路に比較して、コイルL1と圧電トランスT1の直列回
路に印加される電圧V1の振幅を2倍にできることか
ら、より低電源電圧にも対応できる。つまり、より広い
電源電圧変動にも対応できるものである。
路に比較して、コイルL1と圧電トランスT1の直列回
路に印加される電圧V1の振幅を2倍にできることか
ら、より低電源電圧にも対応できる。つまり、より広い
電源電圧変動にも対応できるものである。
【0037】また、上記デューティー制御回路3をスイ
ッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4へのスイッチング
信号の位相を変化させる位相制御回路としても良い。ス
イッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4のスイッチング
信号の位相を調整する位相制御回路は、図9(b)に示
すように、スイッチング素子Q3、Q4のスイッチング
信号の位相をスイッチング素子Q1、Q2のスイッチン
グ信号の位相よりシフトさせる動作により、コイルL1
と圧電トランスT1の直列回路に印加される電圧V1の
実効値を変化させ、電源電圧変動や負荷変動において出
力電流を一定になるように制御するものである。この場
合も同様の効果があることは言うまでもない。
ッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4へのスイッチング
信号の位相を変化させる位相制御回路としても良い。ス
イッチング素子Q1、Q2、Q3、Q4のスイッチング
信号の位相を調整する位相制御回路は、図9(b)に示
すように、スイッチング素子Q3、Q4のスイッチング
信号の位相をスイッチング素子Q1、Q2のスイッチン
グ信号の位相よりシフトさせる動作により、コイルL1
と圧電トランスT1の直列回路に印加される電圧V1の
実効値を変化させ、電源電圧変動や負荷変動において出
力電流を一定になるように制御するものである。この場
合も同様の効果があることは言うまでもない。
【0038】(実施形態6)図10は本発明の実施形態
6の回路構成図である。この実施形態6は図1に示され
る実施形態1の構成において、放電灯負荷RL に流れる
出力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッ
チング素子Q1、Q2のオン・デューティーを調整する
機能に加えて、出力電圧も検出して所定の電圧値に制限
されるようにスイッチング素子Q1、Q2のオン・デュ
ーティーを調整するデューティー制御回路3を付加した
構成となっている。
6の回路構成図である。この実施形態6は図1に示され
る実施形態1の構成において、放電灯負荷RL に流れる
出力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッ
チング素子Q1、Q2のオン・デューティーを調整する
機能に加えて、出力電圧も検出して所定の電圧値に制限
されるようにスイッチング素子Q1、Q2のオン・デュ
ーティーを調整するデューティー制御回路3を付加した
構成となっている。
【0039】デューティー制御回路3の具体的な動作を
説明する。放電灯負荷RL に流れる出力電流値を検出抵
抗R3を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧VREF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング素
子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路1によりスイ
ッチング素子Q1、Q2のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。ここまでの機
能は実施形態4と同様である。
説明する。放電灯負荷RL に流れる出力電流値を検出抵
抗R3を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧VREF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング素
子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路1によりスイ
ッチング素子Q1、Q2のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。ここまでの機
能は実施形態4と同様である。
【0040】ここで放電灯負荷RL が外れた場合、つま
り無負荷状態になった時、圧電トランスT1の2次出力
端子とグランド端子間に接続された抵抗R1,R2によ
る分圧回路から出力電圧を検出し、所定の出力電圧の最
大値に相当する基準電圧VRE F'と比較し、出力電圧値が
基準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング
素子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆
に出力電圧値が基準値より大きくなる場合、駆動回路1
によりスイッチング素子Q1、Q2のオン・デューティ
ーを小さくするように動作する。このような動作によ
り、出力電圧は一定の所定値に制限されることになる。
無負荷時は電流値はゼロであり検出されないし、放電灯
が点灯して電流が流れると出力電圧の検出値は低下し、
出力電流の検出値の方が大きくなることを利用し、本実
施形態では両機能を1つのデューティー制御回路3で実
現している。本実施形態によれば、無負荷時の圧電トラ
ンスの出力電圧を制限できる機能により、圧電トランス
の過振動を防止し、破壊を防げる。
り無負荷状態になった時、圧電トランスT1の2次出力
端子とグランド端子間に接続された抵抗R1,R2によ
る分圧回路から出力電圧を検出し、所定の出力電圧の最
大値に相当する基準電圧VRE F'と比較し、出力電圧値が
基準値より小さい場合、駆動回路1によりスイッチング
素子Q1、Q2のオン・デューティーを大きくする。逆
に出力電圧値が基準値より大きくなる場合、駆動回路1
によりスイッチング素子Q1、Q2のオン・デューティ
ーを小さくするように動作する。このような動作によ
り、出力電圧は一定の所定値に制限されることになる。
無負荷時は電流値はゼロであり検出されないし、放電灯
が点灯して電流が流れると出力電圧の検出値は低下し、
出力電流の検出値の方が大きくなることを利用し、本実
施形態では両機能を1つのデューティー制御回路3で実
現している。本実施形態によれば、無負荷時の圧電トラ
ンスの出力電圧を制限できる機能により、圧電トランス
の過振動を防止し、破壊を防げる。
【0041】(実施形態7)図11、図13は本発明の
実施形態7の回路構成図である。この実施形態7は図8
で示される実施形態5の構成において、圧電トランスT
1の昇圧比がピークとなる周波数fpに制御する周波数
制御回路2における圧電トランスT1の入出力電圧の検
出手段を示したものである。図のようなフルブリッジ構
成の場合、圧電トランスT1の入力電圧、および出力電
圧はグランドから浮いた電圧となるので、検出のための
回路構成は複雑となる。図11に示すように、圧電トラ
ンスT1の入力端子部a,bおよび出力端子部cにそれ
ぞれグランド間に分圧比が同じの抵抗Ra1,Ra2と
Rb1,Rb2とRc1,Rc2を接続し、図のような
2つのオペアンプOP1,OP2からなる減算回路によ
って、圧電トランスT1の入力端の電圧に比例する電圧
波形Viと出力端の電圧に比例する電圧波形Voを検出
できる。これらの電圧ピーク値から電圧比を算出し、実
施形態1で説明した電圧比(昇圧比)がピークとなる周
波数fpに制御できるものである。
実施形態7の回路構成図である。この実施形態7は図8
で示される実施形態5の構成において、圧電トランスT
1の昇圧比がピークとなる周波数fpに制御する周波数
制御回路2における圧電トランスT1の入出力電圧の検
出手段を示したものである。図のようなフルブリッジ構
成の場合、圧電トランスT1の入力電圧、および出力電
圧はグランドから浮いた電圧となるので、検出のための
回路構成は複雑となる。図11に示すように、圧電トラ
ンスT1の入力端子部a,bおよび出力端子部cにそれ
ぞれグランド間に分圧比が同じの抵抗Ra1,Ra2と
Rb1,Rb2とRc1,Rc2を接続し、図のような
2つのオペアンプOP1,OP2からなる減算回路によ
って、圧電トランスT1の入力端の電圧に比例する電圧
波形Viと出力端の電圧に比例する電圧波形Voを検出
できる。これらの電圧ピーク値から電圧比を算出し、実
施形態1で説明した電圧比(昇圧比)がピークとなる周
波数fpに制御できるものである。
【0042】ところが実施形態1で示した他の制御法で
ある、圧電トランスT1の入出力電圧の位相差を求め
て、その位相差が昇圧比がピークとなるときの位相差
(約−90°)になるように制御する場合、図11で示
した電圧検出手段を用いると制御の応答性が遅く、ラン
プの始動直後などの負荷変動時に不安定な動作になって
いた。これは、図11の圧電トランスT1の入力端の電
圧に比例する電圧波形Viと出力端の電圧に比例する電
圧波形Voを検出した後、ViおよびVoの正の半波電
圧波形が重なる部分をアンド回路等で電圧値Vkに変換
し、その値が図12に示す位相差−90°となる電圧値
に制御しようとするためで、電圧値Vkの算出に時間が
かかり、応答性が遅くなっているとみられる。
ある、圧電トランスT1の入出力電圧の位相差を求め
て、その位相差が昇圧比がピークとなるときの位相差
(約−90°)になるように制御する場合、図11で示
した電圧検出手段を用いると制御の応答性が遅く、ラン
プの始動直後などの負荷変動時に不安定な動作になって
いた。これは、図11の圧電トランスT1の入力端の電
圧に比例する電圧波形Viと出力端の電圧に比例する電
圧波形Voを検出した後、ViおよびVoの正の半波電
圧波形が重なる部分をアンド回路等で電圧値Vkに変換
し、その値が図12に示す位相差−90°となる電圧値
に制御しようとするためで、電圧値Vkの算出に時間が
かかり、応答性が遅くなっているとみられる。
【0043】そこで上述の制御において、圧電トランス
T1の入出力電圧の検出手段として、図13の回路構成
を用いる。図13の構成では、図11の構成において、
電圧検出抵抗Ra2とRb2とRc2にそれぞれ並列に
ダイオードDa,Db,Dcを接続し、さらに2つの減
算用オペアンプOP1,OP2の代わりに、2つのオー
プンコレクタ出力で単電源駆動のコンパレータCP1,
CP2を用い、これら2つのコンパレータCP1,CP
2の出力を結合させて抵抗R5を介して制御電源VD に
接続し、また抵抗R6およびコンデンサCkで出力電圧
値Vkを得るようにしたものである。
T1の入出力電圧の検出手段として、図13の回路構成
を用いる。図13の構成では、図11の構成において、
電圧検出抵抗Ra2とRb2とRc2にそれぞれ並列に
ダイオードDa,Db,Dcを接続し、さらに2つの減
算用オペアンプOP1,OP2の代わりに、2つのオー
プンコレクタ出力で単電源駆動のコンパレータCP1,
CP2を用い、これら2つのコンパレータCP1,CP
2の出力を結合させて抵抗R5を介して制御電源VD に
接続し、また抵抗R6およびコンデンサCkで出力電圧
値Vkを得るようにしたものである。
【0044】本構成では、2つのコンパレータCP1,
CP2の出力は、圧電トランスT1の入力端の電圧に比
例する電圧波形Viと出力端の電圧に比例する電圧波形
Voが正の波形となるときに、それぞれHighとな
り、さらに2つのコンパレータCP1,CP2の出力が
ともにHighのとき(つまり図11のViおよびVo
の正の半波電圧波形が重なるとき)のみ抵抗R6および
コンデンサCkの直列回路に電圧が出力され、電圧値V
kが算出される。これにより、ダイレクトに電圧値Vk
が算出されるため、図11の検出手段に比べて応答性が
速くなり、上述の問題点を防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。
CP2の出力は、圧電トランスT1の入力端の電圧に比
例する電圧波形Viと出力端の電圧に比例する電圧波形
Voが正の波形となるときに、それぞれHighとな
り、さらに2つのコンパレータCP1,CP2の出力が
ともにHighのとき(つまり図11のViおよびVo
の正の半波電圧波形が重なるとき)のみ抵抗R6および
コンデンサCkの直列回路に電圧が出力され、電圧値V
kが算出される。これにより、ダイレクトに電圧値Vk
が算出されるため、図11の検出手段に比べて応答性が
速くなり、上述の問題点を防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。
【0045】
【発明の効果】請求項1の発明によれば、屋外等の照明
や車載用途において要求される−30℃〜120℃程度
の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を維持で
き、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回路効率
も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実現でき
る効果がある。請求項2の発明によれば、請求項1の効
果に加えて、共振電流は遅相となりスイッチング素子の
ターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッチン
グ素子の破壊する危険性もなくなる。また、スイッチン
グ損失も小さいので回路効率も高くできる。
や車載用途において要求される−30℃〜120℃程度
の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を維持で
き、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回路効率
も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実現でき
る効果がある。請求項2の発明によれば、請求項1の効
果に加えて、共振電流は遅相となりスイッチング素子の
ターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッチン
グ素子の破壊する危険性もなくなる。また、スイッチン
グ損失も小さいので回路効率も高くできる。
【0046】請求項3の発明によれば、請求項1または
2の効果に加えて、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。請求項7の発明
によれば、電源回路部をフルブリッジ構成としたので、
コイルと圧電トランスの直列回路に印加される電圧の振
幅を2倍にできることから、より低電源電圧にも対応で
きる。つまり、より広い電源電圧変動にも対応できる。
2の効果に加えて、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。請求項7の発明
によれば、電源回路部をフルブリッジ構成としたので、
コイルと圧電トランスの直列回路に印加される電圧の振
幅を2倍にできることから、より低電源電圧にも対応で
きる。つまり、より広い電源電圧変動にも対応できる。
【0047】請求項8の発明によれば、電源電圧変動、
負荷変動においても出力電流は一定にでき、さらに周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。また、調光
が容易にでき、調光時にも周波数の変化はないので効率
も高く維持できる。請求項10または11の発明によれ
ば、無負荷時の圧電トランスの出力電圧を制限できる機
能により、圧電トランスの過振動を防止し、破壊を防ぐ
ことができる。
負荷変動においても出力電流は一定にでき、さらに周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。また、調光
が容易にでき、調光時にも周波数の変化はないので効率
も高く維持できる。請求項10または11の発明によれ
ば、無負荷時の圧電トランスの出力電圧を制限できる機
能により、圧電トランスの過振動を防止し、破壊を防ぐ
ことができる。
【0048】請求項12の発明によれば、検出回路の応
答性が速くなり、ランプの始動直後などの負荷変動時に
不安定な動作になることを防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。
答性が速くなり、ランプの始動直後などの負荷変動時に
不安定な動作になることを防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。
【図1】本発明の実施形態1の回路図である。
【図2】圧電トランスの出力電圧と昇圧比の周波数特性
の測定結果を示す図である。
の測定結果を示す図である。
【図3】圧電トランスの等価回路図である。
【図4】圧電トランスの昇圧比、変換効率、入出力位相
差、入力位相、入力インピーダンスの周波数特性を負荷
抵抗値をパラメータとして示す図である。
差、入力位相、入力インピーダンスの周波数特性を負荷
抵抗値をパラメータとして示す図である。
【図5】本発明の実施形態1に圧電トランスの入出力電
圧の検出回路を設けた構成を示す回路図である。
圧の検出回路を設けた構成を示す回路図である。
【図6】温度変化による圧電トランスの出力電圧変化量
を調べた実験結果を示す図である。
を調べた実験結果を示す図である。
【図7】本発明の実施形態4の回路図である。
【図8】本発明の実施形態5の回路図である。
【図9】本発明の実施形態5の動作説明図である。
【図10】本発明の実施形態6の回路図である。
【図11】本発明の実施形態7の回路図である。
【図12】本発明の実施形態7の動作説明図である。
【図13】本発明の実施形態7の一変形例の回路図であ
る。
る。
【図14】従来例の回路図である。
【図15】圧電トランスの入力容量値と周囲温度の関係
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図16】圧電トランスの出力電圧と駆動周波数の関係
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図17】他の従来例の回路図である。
Q1 スイッチング素子 Q2 スイッチング素子 T1 圧電トランス L1 コイル RL 放電灯負荷 2 周波数制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 3K072 AA01 AC02 AC11 BC07 CA12 CB05 CB06 CB08 DE04 DE05 EA02 EB07 GA03 GB12 GB18 GC04 HA05 HA06 HA10
Claims (12)
- 【請求項1】 1次電極に印加された交流電圧を電圧
変換して2次電極に接続された放電灯負荷に供給する圧
電トランスと、この圧電トランスの1次電極に直列に接
続されたコイルと、これら圧電トランスとコイルからな
る直列回路網に交流電圧を供給する電源回路部と、上記
交流電圧の周波数frが圧電トランスの昇圧比が最大と
なる周波数fpに略一致するように制御する周波数制御
回路とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 請求項1において、圧電トランスの入
力容量値とコイルのインダクタンス値で決まる共振周波
数fkが、交流電圧の周波数frに対して、fk<fr
となるようにしたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項3】 請求項1または2において、圧電トラ
ンスの入力容量値とコイルのインダクタンス値で決まる
共振周波数fkが、交流電圧の周波数frに対して、f
k<0.8frとなるようにしたことを特徴とする放電
灯点灯装置。 - 【請求項4】 請求項1〜3のいずれかにおいて、周
波数制御回路は圧電トランスの入出力電圧を検出するこ
とにより圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数fp
を検出する手段を有することを特徴とする放電灯点灯装
置。 - 【請求項5】 請求項4において、周波数制御回路は
圧電トランスの入出力電圧の位相差を検出することによ
り圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数fpを検出
する手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項6】 請求項1〜5のいずれかにおいて、交
流電圧を供給する電源回路部は、直流電源と、その両端
間に接続されて交互にオン・オフされる第1および第2
のスイッチング素子の直列回路とからなるハーフブリッ
ジ構成としたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項7】 請求項1〜5のいずれかにおいて、交
流電圧を供給する電源回路部は、直流電源と、その両端
間に接続された第1ないし第4のスイッチング素子のフ
ルブリッジ回路とからなることを特徴とする放電灯点灯
装置。 - 【請求項8】 請求項6または7において、電源回路
部を構成するスイッチング素子のオン・デューティーを
調整して、放電灯負荷に流れる電流を所定の値にするデ
ューティー制御回路を付加したことを特徴とする放電灯
点灯装置。 - 【請求項9】 請求項7において、電源回路部を構成
する4つのスイッチング素子のうち2つのスイッチング
素子のオン・オフ信号の位相を調整して、放電灯負荷に
流れる電流を所定の値にする位相制御回路を付加したこ
とを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項10】 請求項8において、電源回路部を構
成するスイッチング素子のオン・デューティーを調整し
て、放電灯負荷に流れる電流および無負荷時の出力電圧
を所定の値にするデューティー制御回路を付加したこと
を特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項11】 請求項9において、電源回路部を構
成する4つのスイッチング素子のうち2つのスイッチン
グ素子のオン・オフ信号の位相を調整して、放電灯負荷
に流れる電流および無負荷時の出力電圧を所定の値にす
る位相制御回路を付加したことを特徴とする放電灯点灯
装置。 - 【請求項12】 請求項1〜11のいずれかにおい
て、周波数制御回路における圧電トランスの入出力電圧
の検出手段は、圧電トランスの入力端子間の電位差を比
較する第1のコンパレータと、圧電トランスの出力端子
と一方の入力端子間の電位差を比較する第2のコンパレ
ータと、両コンパレータの出力の論理積を検出電圧とし
て出力させる手段とからなることを特徴とする放電灯点
灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001382217A JP2002319499A (ja) | 2001-02-15 | 2001-12-14 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001-38785 | 2001-02-15 | ||
JP2001038785 | 2001-02-15 | ||
JP2001382217A JP2002319499A (ja) | 2001-02-15 | 2001-12-14 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002319499A true JP2002319499A (ja) | 2002-10-31 |
Family
ID=26609469
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001382217A Pending JP2002319499A (ja) | 2001-02-15 | 2001-12-14 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002319499A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004107548A1 (ja) * | 2003-05-29 | 2004-12-09 | Tamura Corporation | 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 |
WO2008044412A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Appareils d'éclairage à tube à décharge, système de fonctionnement synchrone et circuit intégré à semi-conducteurs |
WO2008044413A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Procédé de synchronisation de fréquence pour appareil d'éclairage à lampe à décharge, appareil d'éclairage à lampe à décharge, et circuit intégré à semi-conducteurs |
KR100990158B1 (ko) | 2008-05-23 | 2010-10-29 | 류주현 | 고주파 dc-dc 컨버터 |
-
2001
- 2001-12-14 JP JP2001382217A patent/JP2002319499A/ja active Pending
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004107548A1 (ja) * | 2003-05-29 | 2004-12-09 | Tamura Corporation | 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 |
JPWO2004107548A1 (ja) * | 2003-05-29 | 2006-07-20 | 株式会社タムラ製作所 | 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 |
US7423362B2 (en) | 2003-05-29 | 2008-09-09 | Tamura Corporation | Piezoelectric transformer drive method and drive circuit |
JP4584833B2 (ja) * | 2003-05-29 | 2010-11-24 | 株式会社タムラ製作所 | 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 |
WO2008044412A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Appareils d'éclairage à tube à décharge, système de fonctionnement synchrone et circuit intégré à semi-conducteurs |
WO2008044413A1 (fr) * | 2006-10-05 | 2008-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Procédé de synchronisation de fréquence pour appareil d'éclairage à lampe à décharge, appareil d'éclairage à lampe à décharge, et circuit intégré à semi-conducteurs |
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KR101069360B1 (ko) | 2006-10-05 | 2011-10-04 | 산켄덴키 가부시키가이샤 | 방전관 점등 장치의 주파수 동기화 방법, 방전관 점등 장치 및 반도체 집적회로 |
US8049435B2 (en) | 2006-10-05 | 2011-11-01 | Sanken Electric Co., Ltd. | Frequency synchronizing method for discharge tube lighting apparatus, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
US8159145B2 (en) | 2006-10-05 | 2012-04-17 | Sanken Electric Co., Ltd. | Synchronous operating system for discharge tube lighting apparatuses, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
US8520412B2 (en) | 2006-10-05 | 2013-08-27 | Sanken Electric Co., Ltd. | Synchronous operating system for discharge tube lighting apparatuses, discharge tube lighting apparatus, and semiconductor integrated circuit |
KR100990158B1 (ko) | 2008-05-23 | 2010-10-29 | 류주현 | 고주파 dc-dc 컨버터 |
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