JP2718392B2 - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents
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Description
ランスの駆動回路に関し、特に圧電トランスを用いて電
圧の変換を行う駆動回路に関する。
ゾ効果を利用して機械振動を発生させ、二次電極側に変
換された電圧を取り出す電圧変換素子で、電磁トランス
と比較して小型化や薄型化を図れる特徴があり、液晶に
よる表示装置のバックライトの電源などに注目されてい
る素子である。
開平3−139178号公報に技術が開示されている。
これは図11に示す様に、2位相駆動回路9から発生さ
せた位相の異なる2つのパルス信号によってスイッチン
グトランジスタQ1,Q2を交互にオン・オフさせて、
電磁トランス5,6の一次側に電圧共振波形を発生させ
る。この電圧を昇圧してその電磁トランス5,6の二次
巻線から取り出し、圧電素子1(超音波モータ)の電極
に印加している。
示す。図において、時刻t1からt2までの間はスイッ
チングトランジスタQ1がオン、スイッチングトランジ
スタQ2がオフになり、電磁トランス5の一次側インダ
クタンスをLp1、電源電圧をVDDとすると、 Id1=VDD×t/Lp1 で表現されるスイッチング時間tに比例したドレイン電
流Id1が流れ、その出力は図12(b)に示すような
鋸波状の電流波形となる。
Q1がオフになると、電磁トランス5に蓄えられた電流
エネルギを電圧エネルギとして放出し、巻線比で定まる
電圧に昇圧して圧電素子1の電極に印加する。このとき
圧電素子1の入力容量Cと、電磁トランス5の二次側イ
ンダクタンスLs1によって共振した電圧共振波形が図
12(a)になるように設定してあるので、以上の2つ
を電磁トランスで交互に発生させることにより、圧電素
子1側からは等価的に図12(c)の正弦波として駆動
されるので、高調波成分が少ない状態で効率良く圧電素
子1を振動させることが出来る構成になっている。
は、機械振動を得ることを目的としているが、圧電トラ
ンスの場合には負荷に流れる電流や負荷に印加する電圧
を得ることが目的である。従って、安定した出力電流や
出力電圧を得る必要があり、圧電トランスの物理形状に
起因した共振周波数付近で駆動し続ける制御を行うこと
や、圧電トランスと駆動回路をインバータや電源として
一体化する場合に要請される薄型化、小型化の課題と共
に、本発明による駆動回路が解決すべき課題とは元来、
相容れないものである。
例の回路によって圧電素子を駆動する場合、電源電圧が
上昇した時に電磁トランスに加わる電流値は前記の式の
ように電源電圧に比例して増加する。電源電圧が上昇す
ると電磁トランスの入力電流が増加する為、電磁トラン
スが磁気飽和しないようにこの電流値の上限に計する必
要があり、電源電圧の範囲が広い場合には電磁トランス
の物理サイズが大きくなってしまう欠点があった。
とインダクタンスを失い、大電流が流れて電磁トランス
やスイッチングトランジスタを焼損する為、充分マージ
ンをとって最大電流値を設定する必要がある。そこで電
源電圧の変動幅が大きい場合、従来の電源やインバータ
では、スイッチング周波数を短くしてピーク電流を制限
出来たが、圧電素子を使用する場合にはQが高く共振周
波数の幅が狭いために、数%程度しか駆動周波数を変え
られないので、電源電圧の変動を吸収することが困難な
問題がある。そのため圧電素子に加わる駆動電圧が電源
電圧に比例して増加し、振動速度が増加し著しい場合に
は圧電素子の破壊を招く為、電源電圧の安定化が必要で
あった。
電源電圧を安定化させると、DC/DCコンバータの変
換効率が加わるので、駆動回路全体の効率が低下して圧
電素子の高効率の利点を活かせず、しかも電磁トランス
で昇圧する意義が無くなってしまい回路の簡易さを活か
せない欠点があった。
流す最大のピーク電流値を流せる電流容量の大きい大型
のスイッチングトランジスタが必要で、圧電トランス等
の素子を駆動する場合にその薄型化の利点を損なうとい
う欠点があった。圧電トランスによって電源やインバー
タ回路の小型化や薄型化を生かすためには、駆動用の電
磁トランスの厚さや物理サイズが最大の障害になり、同
じ昇圧比を出す為には少しでも巻線数を低下させる必要
があった。すなわち従来技術による圧電素子の駆動回路
では、駆動周波数の制御や電源電圧範囲、さらに駆動回
路の物理形状については対処出来ない問題点があった。
広い入力電圧範囲で動作可能で、かつ小型・薄型化した
圧電トランスの駆動回路を提供することにある。
駆動回路の構成は、圧電効果を利用して一次側から入力
した交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、この
圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し
一次側端子を電源に接続した第一のオートトランスと、
この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続し
た第一のスイッチングトランジスタと、前記圧電トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、これら第一,第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する2位相駆動回路
とを含む昇圧手段を有することを特徴とする。
及び第二のスイッチングトランジスタの駆動周波数を最
適な出力電流が得られるよう制御する周波数制御手段を
備えることができ、また第一のスイッチングトランジス
タと第二のスイッチングトランジスタを交互にスイッチ
ングして、オートトランスの一方の中間端子の電圧のオ
ートトランスの巻線比+1倍を、圧電トランスの一次電
極の一方に印加して前記圧電トランスの一次電極の他方
から流出した駆動電流を、前記オートトランスの他方の
二次側端子に流して前記圧電トランスを駆動することが
できる。
負荷に一定の電圧、電流を出力出来るので、、広い電源
電圧範囲でも安定した動作が出来、また電磁トランスの
一次側電流ピークが増加せず、電磁トランスの磁気飽和
の小さいものが使用出来る。さらに電磁トランスの巻線
比が少なくても同じ昇圧が得られることから、電磁トラ
ンスの巻線数が少なくて済む。また、スイッチングトラ
ンジスタがオンの場合、オートトランスの一次側の小さ
いインダクタンスによって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のインダクタ
ンスの合計のインダクタンスによって、圧電トランスの
入力側から見た静電容量と共振させることが出来るの
で、一次側のインダクタンスが使用できる分だけ巻線が
少なくて済む。
る。図1は本発明による一実施例のブロック図で、図2
は図1の周波数制御回路のブロック図である。本実施例
で、は圧電トランス、2は負荷、3は周波数制御回路、
4は昇圧回路、5,6は電磁トランス、9は2位相駆動
回路であり、Q1,Q2はスイッチングトランジスタで
ある。
図4は図1のオートトランスの動作を説明する模式図,
図5は図1の周波数制御回路の動作を説明するグラフ、
図6は図1の電磁トランスの電圧波形図、図7は図1の
圧電トランスの電圧波形図、図8は図1の電磁トランス
の電流波形図、図9は図1の電源電圧変動時の電流波形
図、図10は図1の電流波形を説明する模式図である。
1の一次電極側には電磁トランス5,6がそれぞれ接続
され、2位相駆動回路9から出力された逆相のクロック
によってスイッチングトランジスタQ1,Q2が交互に
オン状態になり、電磁トランス5,6の一次側に電源V
DDから電流を流し電流エネルギーとしてチャージす
る。スイッチングトラジスタQ1,Q2,がオフになる
とチャージしたエネルギを放出し、電圧エネルギとして
電源電圧より高い電圧を発生する。これが図6(a)と
図6(b)のVd1とVd2であり、電源電圧VDD
[V]の約3倍のピーク電圧になる。この電圧Vd1、
Vd2は電磁トランス5,6の二次側で巻線比Nに比例
した電圧に交換される。
て使用したオートトランス(auto transfo
rmar)の動作を説明する。図4(a)の一次側と二
次側の巻線が分離した、巻線比がNの電磁トランスの一
次側に交流電圧E[Vp−p]を印加すると、二次側に
は巻線比に比例した交流電圧NE[Vp−p]が得られ
る。この電磁トランスの二次側巻線を一次側に接続する
と、図4(b)の様に一次側の電圧E[Vp−p]が加
算されるので、二次側の電圧は、(N+1)E[Vp−
p]になる。
1が図4(c)の様に巻線比がNのオートトランスの表
現している。一次側端子を電源に接続し、中間端子をス
イッチングトランジスタ7,8に、二次側端子を圧電ト
ランス1にそれぞれ接続している。
の電磁トランスであってもより高い昇圧比が得られる特
徴があり、また同じ昇圧比を得る為に少ない巻線数で済
むので電磁トランスを小型や薄型に出来る利点がある。
従って電磁トランス5,6の二次側端子には、図6
(c)および図6(d)の電圧波形Vs1、Vs2が得
られることになり、およそ3(N+1)VDD[Vp−
p]の電圧ピークになる。
1、Vs2は、図10(a)による圧電トランス1と、
負荷2の等価入力容量CLと電磁トランスの片側の一次
側インダクタンスLpと、二次側インダクタンスLsの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス1の共振周波数の半分の時間でゼロ電圧にな
る正弦波の半波となるように設定する。なおスイッチン
グトランジスタがオンしている側の電磁トランスは、一
次側が低インピーダンスの電源とグランドに接続されて
おり、二次側からは交流的に短絡状態になるので、共振
には寄与しない。
交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形で6(N
+1)VDD[Vp−p]の駆動電圧として圧電トラン
ス1を振動させ、二次側電極から圧電トランス1の形状
によって定まる昇圧比M倍の電圧Vo=6M(N+1)
VDD[Vp−p]に変換される。これが図7(c)の
Voである。
電流Io(または電圧Vo)が周波数制御回路3に入
る。この周波数制御回路3は、2位相駆動回路9に対し
て圧電トランス1を駆動する駆動周波数を発生し、圧電
トランス1から出力する電流Io(または電圧Vo)が
所定の値になるまで駆動周波数を掃引を続け、所定の値
が得られた周波数で停止する。
ック図である。この周波数制御回路3は、電流電圧変換
回路10,整流回路11,比較器12,積分器13,比
較器14,VCO15,から構成されている。
の電流電圧変換回路10で電圧に変換され、整流回路1
1によって直流電圧に変換され比較器12に入力され
る。この比較器12で基準電圧Vrefと比較され、入
力電圧が小さい場合、積分器13に高レベルの信号を出
力する。積分器13は高レベルの入力電圧が入力された
期間、出力電圧が一定の割合で低下する様に構成されて
おり、この出力電圧がVCO15に入力される。VCO
15は入力された電圧に比例した周波数のパルスを出力
する電圧制御発振器であり、この周波数で圧電トランス
1を駆動する。そこで上記の場合、駆動周波数は下がり
続けることになる。
駆動周波数がf1から下がる方向に設定されているの
で、圧電トランスの共振周波数frに近付くことにな
る。従って圧電トランス1の昇圧比が増加するため、圧
電トランス1の出力電流Io(または出力電圧Vo)が
時間的に増加することになる。そこで駆動周波数がfに
おいて比較器12に入力される電圧が基準電圧Vref
より大きくなり、比較器12の出力が低レベルになる。
この信号によって積分器13の出力信号は低レベルにな
る直前の電圧を保ったままになり、VCO15の出力周
波数が一定になって圧電トランス1が一定の周波数で駆
動される。
する電源電圧が低い場合や、負荷2が冷陰極管の様にイ
ンバータの電源を投入しても、点灯まで管電流が流れな
い場合には、比較器12の出力は高レベルのままとな
り、駆動周波数は低下し続け、周波数f2になると積分
器13の出力を入力する比較器14において、基準電圧
Vminより低くなって出力信号が高レベルを出力して
積分器13をリセットする。このリセット信号で積分器
13の出力は最高電圧となり、VCOはf1の周波数を
出力する状態となり、上記の動作を繰返すことになる。
制御する場合であったが、出力電圧Voを一定値に保つ
場合には整流回路11に出力電圧Voを直接入力する様
に構成する。
が得られない場合は、駆動周波数を下げ続けて共振周波
数から離れたf2まで下がると、またf1に戻って掃引
を始める動作を行うが、一方電源電圧VDDが高い場合
には、よりf1に近い駆動周波数で動作することにな
る。以上の周波数制御によって電源電圧が充分な場合、
負荷2には常に一定の電流Ioが流れるように(または
一定電圧Voを出力)することが出来る。
トランス1、さらに負荷2となる冷陰極管の電気的等価
回路図で、本実施例においては電磁トランス6の二次側
巻線から出力され、圧電トランス1に入力する駆動電流
Is2が、圧電トランス1の入力容量Cd1や、L、
C、Rと理想トランスの一次側を流れ、電流のチャージ
を行っている電磁トランス5の二次巻線に流れ込む点が
特徴である。
回路が図11(b)で表されるが、圧電素子1の入力電
極の反対側の電極がグランドに接地されていることか
ら、二つの入力電極間の電気等価回路は分離された形に
なり、二つの電磁トランス5,6間が電気的に分離され
ることになる。以上の本発明との差は、次に説明する電
流波形の違いにも現れている。
5,6に流れる電流波形の説明を行う。図10(a)
は、圧電トランス1の入力側から見込んだ等価回路で、
負荷2として冷陰極管の抵抗成分と容量成分を圧電トラ
ンス等価回路内の理想トランス一次側に変換して表現し
ている。
ジスタQ1がオンして、Q2がオフしたt1からt2の
時間の電流について説明する。まずt1以前にチャージ
された電流によって電磁トランス6の一次側には電圧共
振波形が発生し、これが二次側でさらに昇圧される。こ
れによって図10(d)の電流Is2が圧電トランス1
と負荷2を流れ、電磁トランス5の二次側からスイッチ
ングトランジスタQ1を流れる。この電流波形はt2で
ゼロになる様に電磁トランスと圧電トランスや負荷の静
電容量を設定する。
ンスLp1によって、スイッチング時間に比例して直線
的に増加する電流Itが流れ、同時に電磁トランス5の
一次側には前に説明した電流Is2によって巻線比N倍
になった電流Is2′が流れることになる。従って、ス
イッチングトランジスタQ1には、It Is2 Is
2′の合成電流が流れることになり、図10(b)の様
なグランドピアノ蓋状の電流波形Id1となる。また電
磁トランス5の一次側には、It Is2′の合成波形
になるので図10(c)の波形となる。
スタQ1がオフになり、Q2がオンするのでIs2が逆
向きに流れるのでIs2の電流波形では負側、Is1の
電流波形では正側の波形となり、図8(d)の波形とな
る。電磁トランス5の一次側電流Ip1はt2を過ぎる
とスイッチングトランジスタQ1が電流を流さないので
It Ip2′がゼロになり、二次側のIs1が流れる
ので図8(c)の電流波形となる。
2の電流がグランドピアノ蓋状の波形になり、特開平3
−139178による図12(b)の鋸波状の電流波形
と異なっている理由である。すなわち、本発明による駆
動回路によれば、圧電素子1の駆動電流をグランドに流
さず、もう一方の電磁トランスの二次側に流す構成とな
っている。
雑さを避ける為に、圧電トランス1の出力電流Ioを一
定に制御する様に説明したが、出力電圧Voを一定に制
御する場合には周波数制御回路3の入力を、負荷2の電
圧Voを直接入力する様に変更しても構わない。
スの駆動回路によれば、電源電圧VDDが増加した場
合、図9(a)に示す様にVd1が電源電圧VDDに比
例して増加するので同時に圧電トランス1の駆動電圧V
s1も比例して増加する。従って、周波数制御回路は圧
電トランス1の出力電流Io(または出力電圧Vo)が
増加しないように駆動周波数を高域側にして、圧電トラ
ンス1の昇圧比を下げ一定の出力電力を保ち、電源電圧
の変動に対して安定した出力を得られる効果がある。こ
の周波数制御回路は電力を扱うDC/DCコンバータと
異なり、信号処理回路で実現できるので、IC化に適し
ており、回路の複雑化を避けながら、効率を低下させる
DC/DCコンバータが不要になり、コストダウンや小
型化、効率の向上が可能になる効果がある。
て、電源電圧が上昇するに従い圧電トランス1の入力側
から見込んだインピーダンスが増加した様に見えるとに
なり、ダンピングが減少するので電磁トランス5,6の
二次側から出力される圧電トランス1の駆動電流Is
1,Is2が共振波形に近くなる。この為、図9(d)
の様にIs1,Is2の電流波形がt1,t2,t3の
時点でゼロになっていたが、より早いタイミングでゼロ
の電流になって逆向きに流れる様になる。
一次側電流Ip1においてt1からt2期間にItに重
畳するIs2′がItのピーク電流を相殺してIp1の
ピーク電流を下げると同時に、次のt2からt3の期間
に流れるIs1による電流値がマイナス側になるので、
t3から上昇するItの勾配が急になっても電磁トラン
ス一次側のピーク電流値がほとんど増加しない効果があ
る。
回路によれば、電磁トランス電源電圧が上昇してもピー
ク電流値が大きくならない為、より小さい容量の電磁ト
ランスが使用出来る効果があり、回路の小型化、薄型化
に効果がある。また同じ容量の電磁トランスを使用した
場合には電源電圧の範囲が広くなる効果がある。
回路によれば、オートトランスによって同じ昇圧比であ
っても巻線比が小さくて済み、巻線数が減らせることか
ら圧電トランスに対応して電磁トランスの小型化、薄型
化が行える効果がある。
の場合、オートトランスの一次側の小さいインダクタン
スLp1、Lp2によって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のイダクタン
スの合計のインダクタンスLp1+Lp1、Lp2+L
S2によって、圧電トランスの入力側から見た静電容量
CLと共振させることが出来るので、一次側のインダク
タンスが使用できる分だけ巻線が少なくて済む作用があ
り、従来例による二次側インダクタンスのみによる場合
より電磁トランスの小型化、薄型化が行える作用があ
る。
場合には、より抵抗値の低い太い線材を使用できるので
銅損による低下を防ぎ効率の向上を行え、効率の高い圧
電トランスの駆動回路を実現できる効果がある。
る模式図。
る特性図。
(b)はその電気的等価回路図。
電流波形図。
Claims (4)
- 【請求項1】 圧電効果を利用して一次側から入力した
交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、この圧電
トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第一のオートトランスと、この
第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した第
一のスイッチングトランジスタと、前記圧電トランスの
他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第二のオートトランスと、この第二のオー
トトランスの中間端子が出力端に接続された第二のスイ
ッチングトランジスタと、これら第一,第二のスイッチ
ングトランジスタを交互に駆動する2位相駆動回路とを
含む昇圧手段を有することを特徴とする圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項2】 第一及び第二のスイッチグトランジスタ
の駆動周波数を最適の出力電流が得られるよう制御する
周波数制御手段を備えた請求項1記載の圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項3】 2位相駆動回路が、第一のスイッチング
トランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互
にスイッチングして、オートトランスの一方の中間端子
の電圧のオートトランスの巻線比+1倍を、圧電トラン
スの一次電極の一方に印加し、この圧電トランスの一次
電極の他方から出力した駆動電流を、前記オートトラン
スの他方の二次側端子に流すことにより前記圧電トラン
スを駆動するようにした請求項1または2記載の圧電ト
ランス駆動回路。 - 【請求項4】 周波数制御手段が、圧電トランスの負荷
電流を検出し、これを直流電圧に変換し、この直流電圧
が所定値以下の時、所定割合で低くなるような周波数の
出力パルスを出力し、また前記直流電圧が前記所定値よ
り大きくなった時、その周波数の出力パルスを保持して
出力し、この出力パルスにより前記圧電トランスを駆動
する回路である請求項2記載の圧電トランスの駆動回
路。
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