DE69620517T2

DE69620517T2 - Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird

Info

Publication number: DE69620517T2
Application number: DE69620517T
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki Zaitsu
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1995-08-07
Filing date: 1996-08-01
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2016-08-02
Also published as: EP0758159A2; US5739622A; EP0758159A3; DE69620517D1; EP0758159B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG:

Die Erfindung betrifft einen Konverter oder Inverter mit einem piezoelektrischen Transformator.
Ein derartiger Konverter wird auf verschiedenen Gebieten verwendet. Insbesondere wird ein Inverter beim Wechselstromtreiben einer Last verwendet. Ein Konverter wird, genauer gesagt, als ein Gleichstrom/Gleichstrom-Konverter bezeichnet und wird bei dem Gleichstromtreiben einer Last verwendet.
Der Inverter wird in weitem Umfang bei PCs beim Treiben einer Lichtquelle zum Erzeugen eines Hintergrundlichtes für eine Flüssigkristallanzeige verwendet. Das Hintergrundlicht wird im Allgemeinen unter Verwendung einer Kaltkathodenröhre als Last erzeugt. Die Kaltkathodenröhre hat vor dem Einschalten einen hohen Lastwiderstand, wie beispielsweise mehrere hundert Kiloohm, und nach dem Einschalten einen niedrigen Widerstand. Ein Invertereingangssignal hat eine Gleichstrom-Invertereingangsspannung, die zwischen 5 Volt und 20 Volt variabel ist. Ein Inverterausgangssignal muss eine Wechselstrom-Inverterausgangsspannung von wenigstens 1 kV haben.
Allgemein gesprochen, haben der Inverter und der Gleichstrom/Gleichstrom-Konverter eine ähnliche Struktur und Funktionsweise. Das Wort "Konverter" wird daher hier gemeinsam für Inverter und Gleichstrom/Gleichstrom-Konverter verwendet. Der Konverter wird mit einem Gleichstromsignal als einem Konvertereingangssignal gespeist und erzeugt ein Konverterausgangssignal zur Verwendung beim Treiben einer Last.
Im Allgemeinen hat der Konverter einen Transformator und eine Schaltschaltung zum Schalten des Konvertereingangssignals in eine quasi-sinusförmige Signalform. Ein elektromagnetischer Transformator wird kompakt, wenn das Transformationseingangssignal eine hohe Frequenz hat. Der elektromagnetische Transformator wird jedoch infolge eines Hystereseverlustes, eines Wirbelstromverlustes und eines Skineffektverlustes störend, wenn das Transformationseingangssignal in einem Megahertzband liegt.
Anstatt des elektromagnetischen Transformators ist daher vorzugsweise ein piezoelektrischer oder keramischer Transformator verwendet worden. Der piezoelektrische Transformator hat jedoch eine scharfe Resonanzfrequenz. Als Ergebnis ist eine Anpassung zwischen der Resonanzfrequenz und einer geschalteten Frequenz, die dem Transformationseingangssignal durch die Schaltschaltung verliehen wird, notwendig. Bei einem herkömmlichen Konverter, wie beispielsweise in der japanischen Patentvorveröffentlichung (A) Nr. 167 694 von 1994 offenbart, wird die geschaltete Frequenz beim Einschalten der Kaltkathodenröhre von einer hohen Frequenz höher als die Resonanzfrequenz in Richtung auf eine niedrige Frequenz, niedriger als die Resonanzfrequenz, gekippt. Das Konverterausgangssignal wird dadurch auf einer vorbestimmten Spannung oder einem vorbestimmten Strom gehalten.
Vor diesem ist ein ausgezeichneter laminierter piezoelektrischer Transformator als ein piezoelektrischer Dickenmodusvibrationstransformator in der US-PS 5,118,982 von Takeshi Inoue und zwei anderen der vorliegenden Anmelderin offenbart worden. Dieser exzellente piezoelektrische Transformator wird vorzugsweise in einem Hochleistungskonverter verwendet, der in einer früheren Patentanmeldung offenbart ist, angemeldet am 26. Februar 1996 von der gleichen Anmelderin und als US-PA-Ser. Nr. 605,491 (europäische Patentanmeldung Nr. 96 102 826.3) bezeichnet. Der Hochleistungskonverter hat ungeachtet einer breiten Änderung des Lastwiderstandes eine hohe Konvertereffizienz.
Sowohl bei dem herkömmlichen Konverter als auch dem Hochleistungskonverter wird die Konverterausgangsspannung (oder Strom) lediglich durch Frequenzmodulation des Konvertereingangssignals konstant gehalten. Als eine Konsequenz wird die Konverterausgangsspannung einer unerwünschten Änderung unterzogen, wenn die Konvertereingangsspannung in einem breiten Bereich variiert.
Gemäß der japanischen Patentvorveröffentlichung (A) Nr. 210 773 von 1992 hat ein früherer Konverter den piezoelektrischen Transformator und die Schaltschaltung. Die Schaltschaltung erzeugt das Transformationseingangssignal mit einem einstellbaren Tastverhältnis zusätzlich zu der geschalteten Frequenz. Bei dem früheren Konverter detektiert eine Detektorschaltung das Konverterausgangssignal, um eine detektierte Spannung zu erzeugen. Ein Spannung/Frequenz-Konverter, wie beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator konvertiert die detektierte Spannung in ein detektiertes Frequenzsignal einer detektierten Frequenz. Weiterhin wandelt ein Spannung/Tastverhältnis-Konverter die detektierte Spannung in ein Tastverhältniseinstellsignal um. Sowohl das detektierte Frequenzsignal als auch das Tastverhältniseinstellsignal werden der Schaltschaltung zurückgeleitet, um die geschaltete Frequenz und das Tastverhältnis einzustellen.
Auf diese Art und Weise ist der frühere Konverter mit dem Transformationseingangssignal betreibbar, welches durch eine Rückkopplungssteuerung gesteuert ist, bei der sowohl die Frequenzmodulation (FM) als auch die Impulsbreitenmodulation (PBM) kombiniert sind. Dies ermöglicht es, die Konverterausgangsspannung (oder den Strom) gegenüber Änderungen im Lastwiderstand und der Konvertereingangsspannung konstant zu halten. Dies war jedoch wegen verschiedener Probleme, die gelöst werden sollten, unpraktisch. Beispielsweise ist es nicht klar, welcher der Frequenzmodulation oder der Impulsbreitenmodulation ein Prioritätsrecht verliehen werden sollte und auf welche Art und Weise es möglich ist, von der gegenseitigen Beeinflussung der Frequenzmodulation und der Impulsbreitenmodulation frei zu werden.
In dem Hochleistungskonverter schaltet die Schaltschaltung das Konvertereingangssignal in ein geschaltetes Signal. Eine Filterschaltung filtert das geschaltete Signal zu dem Transformationseingangssignal. Die Schaltschaltung und die Filterschaltung sind zusammen als Eingangsschaltkreis betreibbar. Eine Gleichrichterschaltung, die entweder ein Halbbrücken- oder ein Ganzbrückengleichrichter sein kann, führt eine Gleichrichtung des Transformationseingangssignals zu dem Konverterausgangssignal durch. Der Gleichrichter dient als ein Ausgangsschaltkreis und beugt einem Umlaufverlust vor, der später beschrieben wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG:

Konsequenterweise ist es eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter zum Umwandeln eines Gleichstrom-Konvertereingangssignals in ein Konverterausgangssignal zur Verwendung beim Treiben einer Last zu schaffen und der in der Lage ist, das Konverterausgangssignal ungeachtet der Änderungen eines Lastwiderstandes und einer Konvertereingangsspannung des Konvertereingangssignals konstant halten kann.
Es ist eine weitere Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen, der eine hohe Konvertereffizienz hat.
Eine untergeordnete Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen, der so kompakt als möglich ist.
Eine weitere untergeordnete Aufgabe der Erfindung ist es, einen Konverter zu schaffen, der einen piezoelektrischen Transformator der beschriebenen Bauart hat und der brauchbar ist, wenn der piezoelektrische Transformator eine kleine Eingangskapazitanz hat.
Es ist eine weitere untergeordnete Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter zu schaffen, der einen piezoelektrischen Transformator der bei den Hauptaufgaben beschriebenen Bauart hat und der brauchbar ist, wenn der piezoelektrische Transformator keine ausreichend kleine Eingangskapazitanz hat.
Es ist eine weitere untergeordnete Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen und der brauchbar ist, wenn der piezoelektrische Transformator keinen ausreichenden Spannungsverstärkungsfaktor hat.
Es ist eine weitere untergeordnete Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen, der den Betrieb sicherstellen kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen, der eine geeignete Pulsbreitenmodulation eines Transformationseingangssignals durchführen kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Konverter der beschriebenen Bauart zu schaffen, der einen Umlaufverlust des piezoelektrischen Transformators vermeiden kann.
Andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung gehen aus der fortschreitenden Beschreibung hervor.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Konverter zum Umwandeln eines Gleichstrom-Konvertereingangssignals in ein Konverterausgangssignal zur Verwendung beim Gleichstromtreiben einer Last vorgesehen mit: (A) Eingangsmitteln, die auf das Konvertereingangssignal antworten, um ein Transformationseingangssignal einer geschalteten Frequenz und eines einstellbaren Tastverhältnisses zu erzeugen, (B) piezoelektrischen Umformermitteln zum Umformen des Transformationseingangssignals in ein Transformationsausgangssignal, (C) Ausgangsmitteln, die auf das Transformationsausgangssignal antworten, um das Konverterausgangssignal zu erzeugen, (D) Detektormitteln zum Detektieren des Konverterausgangssignals zum Erzeugen einer detektierten Spannung, (E) Spannung/Frequenz wandelnden Mitteln zum Umwandeln der detektierten Spannung in eine detektierte Frequenz, (F) Treibermitteln, die auf die detektierte Frequenz antworten, um die Eingangsmittel durch ein im Wesentlichen rechteckiges Treibersignal anzutreiben, um die geschaltete Frequenz einzustellen, und (G) Tastverhältniseinstellmitteln, die auf das Konvertereingangssignal antworten, um das im Wesentlichen rechteckige Treibersignal zu steuern, um das Tastverhältnis einzustellen.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN:

Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung die Frequenzcharakteristika eines piezoelektrischen Umformers;
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Konverters gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 zeigt in schematischer Darstellung die Signalformen an mehreren Punkten in dem in der Fig. 2 gezeigten Konverter;
Fig. 4 zeigt die mathematischen Orte zur Verwendung bei der beschriebenen Funktionsweise des in der Fig. 2 dargestellten Konverter;
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer Modifikation des in der Fig. 2 dargestellten Konverters;
Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Modifikation des in der Fig. 2 dargestellten Konverters;
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Konverters gemäß einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung;
Fig. 8 zeigt in schematischer Darstellung die Signalformen an mehreren Punkten des in der Fig. 7 dargestellten Konverters;
Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild einer Modifikation des in der Fig. 7 dargestellten Konverters;
Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Modifikation des in der Fig. 7 dargestellten Konverters;
Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild, teilweise als eine Äquivalentschaltung, eines Konverters gemäß einer dritten Ausführungsform dieser Erfindung;
Fig. 12 zeigt in schematischer Darstellung die Signalformen an mehreren Punkten in dem in der Fig. 11 gezeigten Konverter;
Fig. 13 zeigt teilweise als Äquivalentschaltung ein Blockschaltbild eines Konverters gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
Fig. 14 zeigt in schematischer Darstellung die Signalformen in dem in der Fig. 13 gezeigten Konverter.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM:

In Fig. 1 hat die untere Kurve einen Scheitelpunkt und repräsentiert eine Bandpassfiltercharakteristik eines generellen piezoelektrischen oder keramischen Umformers, wobei die Frequenz f entlang der Abszisse aufgetragen ist. Der piezoelektrische Umformer wird mit einer Transformationseingangsleistung mit einer Transformationseingangsfrequenz gespeist, um ein Transformationsausgangssignal mit einer Transformationsausgangsleistung zu erzeugen. Ein Umformerwirkungsgrad des piezoelektrischen Umformers ist durch die Transformationseingangs- und -ausgangsleistungen definiert und ist durch eine obere Kurve veranschaulicht, die bei einer Frequenz ein Maximum hat, die bei dem dargestellten Beispiel etwas höher als die Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Umformers oder der Bandpassfiltercharakteristik ist.
In Fig. 2 ist ein Konverter gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt und dieser wird von einer Eingangsstromquelle 21 mit einem Konvertereingangssignal mit einer Gleichstrom-Konvertereingangsspannung V(in) gespeist. Im Allgemeinen hat ein derartiger Konverter eine Schaltschaltung 23 zum Schalten des Konvertereingangssignals in ein geschaltetes Signal in Antwort auf ein im Wesentlichen rechteckiges Treibersignal, das bald beschrieben wird und welches eine geschaltete Frequenz des geschalteten Signals mit einem einstellbaren Tastverhältnis D definiert. Wie später klar verständlich wird, wird das geschaltete Signal als das Transformationseingangssignal verwendet, wobei die geschaltete Frequenz als die Transformationseingangsfrequenz verwendet wird. In Antwort auf das Transformationseingangssignal erzeugt ein piezoelektrischer Umformer 25 das Transformationsausgangssignal zur Verwendung als ein Konverterausgangssignal V(out). Das Konverterausgangssignal wird mit einem Konverterausgangsstrom einer Kaltkathodenröhre zugeführt, die als eine Last 27 verwendet wird.
Wiederum bezugnehmend auf Fig. 1 und weiterhin auf die Fig. 2, hat der piezoelektrische Umformer 25 die Bandpassfiltercharakteristik mit der Resonanzfrequenz. Andererseits ist die Konvertereingangsspannung V(in) in einem breiten Eingangsspannungsbereich variabel. Beispielsweise kann die Konvertereingangssignal 5 Volt und 20 Volt sein, nämlich mit einem Spannungsänderungsverhältnis von 1 : 4 variabel sein. In dem herkömmlichen Konverter oder genauer gesagt in dem zuvor beschriebenen Inverter wird die Konverterausgangsspannung V(out) oder der -strom konstant gehalten, indem die geschaltete Frequenz gegenüber der Resonanzfrequenz beträchtlich verschoben wird. Es wird beispielsweise angenommen, dass die geschaltete Frequenz 114 kHz sein sollte, wie dies durch den Punkt A angegeben ist, wenn die Konvertereingangsspannung 5 Volt hoch ist. In diesem Fall sollte die geschaltete Frequenz 117 kHz sein, was durch einen weiteren Punkt B angegeben ist, wenn die Konvertereingangsspannung 20 Volt hoch ist. In dem Umformerwirkungsgrad resultiert eine Verschlechterung von ungefähr 10% aus dem Auftreten einer Verschiebung von nur 3 kHz (ungefähr 3%) in der geschalteten Frequenz, weil der piezoelektrische Umformer 25 einen hohen Q-Faktor hat. Änderungen der Konvertereingangsspannung müssen bei dem herkömmlichen Konverter innerhalb eines Spannungsänderungsverhältnisses von 1 : 2 gehalten werden.
Bezugnehmend auf Fig. 3 und insbesondere auf Fig. 2, hat der Konverter eine Filterschaltung 29 an die Schaltschaltung 23 angeschlossen, um das geschaltete Signal in ein gefiltertes Signal zu filtern, um dieses dem piezoelektrischen Umformer 25 als das Transformationseingangssignal zuzuführen. Die Schaltschaltung 23 hat erste und zweite MOS-Feldeffekttransistoren (FETs), die als erstes und zweites Schaltelement 31 und 33 in Reihe parallel zu der Eingangsstromquelle 21 geschaltet sind und durch erste und zweite Gatesteuersignale V(g1) und V(g2) gesteuert werden, welche gemeinsam als das im Wesentlichen rechteckige Treibersignal verwendet werden und die in der Fig. 3 entlang erster oder oberer und zweiter Zeilen mit den Bezugsziffern (31) und (33) dargestellt sind. Das erste Schaltelement 31 ist an Masse gelegt und entwickelt ein im Wesentlichen rechteckiges Ausgangssignal V(ds), das als das geschaltete Signal verwendet wird und entlang der dritten Zeile mit der Bezugsziffer [31] dargestellt ist. Bei dem dargestellten Beispiel hat das geschaltete Signal eine Spitzenspannung gleich der Konvertereingangsspannung V(in). In der Fig. 3 sind die ersten und zweiten Gatesteuersignale, das geschaltete Signal und andere Signale für das Tastverhältnis von 0,5 (Maximum) bzw. 0,25 durch durchgezogene und gestrichelte Linien dargestellt.
Der Filterschaltkreis 29 hat einen Gleichspannungssperrkondensator 35, der an einem Punkt der Reihenschaltung zwischen den ersten und zweiten Schaltelementen 31 und 33 angeschlossen ist. Eine Filterschaltkreisreihenspule 37 ist zwischen den Sperrkondensator 35 und eine eines Paars von Eingangselektrodenschichten des piezoelektrischen Umformers 25 in Reihe geschaltet. Ein Filterschaltkreisparallelkondensator 39 ist zu dem ersten Schaltelement 31 und zu den Eingangselektrodenschichten parallel geschaltet und ist zusammen mit einer Eingangskapazitanz des piezoelektrischen Umformers 25 betreibbar. Das gefilterte Signal hat eine im Wesentlichen sinusförmige Spannung V(rect) als der Transformationseingangsspannung, wie sie in der vierten Zeile mit (29) bezeichnet veranschaulicht ist. Aus der Abweichung des Transformationseingangssignals von einer Sinuskurve resultiert kein Problem. Das Transformationsausgangssignal ist als das Konverterausgangssignal V(out) in der fünften oder unteren Zeile mit (25) bezeichnet dargestellt.
Bezugnehmend auf die Fig. 4 mit weiterhin Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 wird die rechteckige Ausgangsspannung V(ds) der Fourierexpansion unterzogen. Das Ergebnis ist durch eine Summe aus Gleichstromkomponente und einer Wechselstromkomponente des ersten oder fundamentalen, zweiten, dritten und anderen Termen wie folgt gegeben:
V(ds) = V(in)D + V(in)(2/π){-sinDπ cosx + (1/2)sin2Dπ cos2x - (1/3)sin3Dπ cos3x ± ...).
Durch die Bandpassfiltercharakteristik überträgt der piezoelektrische Umformer 25 von der Wechselstromkomponente nur die fundamentale Komponente, die eine Amplitude A(fund) hat, die gegeben ist durch:
A(fund) = -V(in) (2/π) sinD π
In der Fig. 4 ist diese Amplitude A(fund) bezogen auf das Tastverhältnis D in Form einer Kurve 41 dargestellt. Die Amplitude ist durch einen Normalisierungsfaktor von (2/π)V(in) normalisiert, um gleich der Einheit zu sein, wenn das Tastverhältnis D gleich 0,5 ist.
In der Fig. 3 hat die im Wesentlichen sinusförmige Spannung V(rect) eine Spitzeneingangsamplitude von (2/π)V(in)sinDπ. Die Konverterausgangsspannung V(out) hat eine Ausgangsamplitude von N(2/π)V(in)sinDπ, wobei N einen Spannungsverstärkungsfaktor des piezoelektrischen Umformers 25 repräsentiert. Nun ist zu verstehen, dass es möglich ist, die Transformationseingangsspannung und daraus folgend die Konverterausgangsspannung durch Variieren des Tastverhältnisses einzustellen.
In der Fig. 2 hat der Konverter eine Konverterausgangssignaldetektorschaltung 43 zum Detektieren des Konverterausgangssignals oder -stroms, um eine detektierte Spannung zu erzeugen. Eine Spannung/Frequenz (V-f) wandelnde Schaltung 45 wandelt die detektierte Spannung in eine Frequenz um, die hier als die detektierte Frequenz benannt wird. In Antwort auf die detektierte Frequenz liefert eine Treiberschaltung 47 die ersten und zweiten Gatesteuersignale V(g1) und V(g2) für die ersten und zweiten Schaltelemente 31 und 33, um die geschaltete Frequenz synchron mit der detektierten Frequenz zu steuern. Auf diese Art und Weise wird das Konverterausgangssignal, nämlich die Konverterausgangsspannung V(out) oder der -strom, der Frequenzmodulationsrückkopplungssteuerung unterzogen.
Im Gegensatz zu der Impulsbreitenmodulation, die bei der Rückkopplungssteuerung in dem zuvor beschriebenen bekannten Konverter verwendet wird, wird die Impulsbreitenmodulation in dem dargestellten Konverter in Form einer Optimalwertsteuerung verwendet. Genauer gesagt, wird eine Impulsbreitenmodulations-(PBM)-Schaltung 49 mit dem Konvertereingangssignal gespeist, um der Treiberschaltung 47 ein Tastverhältnissteuersignal zu liefern, um das Tastverhältnis des im Wesentlichen rechteckigen Treibersignals und dadurch das geschaltete Signal einzustellen. Das heißt, das Tastverhältnissteuersignal stellt das Tastverhältnis ein, welches für die ersten und zweiten Gatesteuersignale gemeinsam ist.
Rückblickend auf die Fig. 1 bis 4 kann der dargestellte Konverter die Konverteräusgangsspannung V(out) oder den -strom ungeachtet einer Änderung des Bereiches von 1 : 4 in der Konvertereingangsspannung V(in) konstant halten. Um das Konverterausgangssignal durch die Impulsbreitenmodulation allein zu steuern, muss das Tastverhältnis von 0,5 (dem Maximum) bis runter auf 0,08 geändert werden. Ein kleines Tastverhältnis lässt jedoch eine störende Erhöhung eines Schaltverlustes in der Schaltschaltung 23 ansteigen und führt zu einem Sinken des Konverterwirkungsgrades. Als Konsequenz wird auf die linpulsbreitenmodulation primär so ausgewichen, dass das Tastverhältnis zwischen 0,5 und entweder 0,20 oder 0,25 eingestellt wird. Eine Änderung der Konverterausgangsspannung oder des -stroms kann bestehen bleiben, wenn die Konvertereingangsspannung in einem breiten Bereich von 1 bis 4 variiert. Diese verbleibende Änderung wird durch die Frequenzmodulation unterdrückt. Dadurch ist es bei der vorliegenden Erfindung möglich, in der Fig. 1 die Schaltfrequenz, nämlich die Transformationseingangsfrequenz zwischen dem Punkt A und dem weiteren Punkt C zu beschränken und den Umformerwirkungsgrad und daraus folgend den Konverterwirkungsgrad vor einer Verschlechterung zu bewahren.
Nun wird auch noch auf Fig. 5 Bezug genommen. Im folgenden sind gleiche Teile mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet und sind mit gleichartig benannten Signalen zu betreiben.
In der Fig. 5 hat eine Modifikation des Konverters gemäß Fig. 2 einen elektromagnetischen Umformer 51 zwischen der Filterschaltung 29 und dem piezoelektrischen Umformer 25. Dieser Konverter ist selbst dann gut zu betreiben, wenn der piezoelektrische Transformator 25 einen kleinen Spannungsverstärkungsfaktor hat.
Bezugnehmend auf Fig. 6 hat eine weitere Modifikation des Konverters keine Filterschaltung 29, wie sie in der Fig. 2 dargestellt ist. Diese Modifikation ist kompakter und wird verwendet, wenn die Umformereingangskapazitanz klein ist, wie beispielsweise ungefähr 500 pF oder kleiner und keine Rücksicht auf Ladungs- und Entladungsverluste in dem piezoelektrischen Umformer 25 genommen werden muss.
Bezugnehmend auf die Fig. 7 und 8 geht die Beschreibung weiter zu einem Konverter gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung. Dieser Konverter ist mit einem geschalteten Signal betreibbar und daraus folgend wird das Konverterausgangssignal der Impulsbreitenmodulation in Übereinstimmung mit aktiven Klemmen zusätzlich zu der Null-Volt-Schaltung unterzogen. Bezüglich anderer Aspekte ist der Konverter gemäß den Fig. 7 und 8 ähnlich demjenigen, der anhand der Fig. 2 bis 4 dargestellt ist, mit Ausnahme einer kleinen Änderung bei der Filterschaltung 29.
Genauer gesagt, hat die Schaltschaltung 23 in der Fig. 7 eine elektromagnetischen Umformer, der dazu verwendet wird, das geschaltete Signal der Filterschaltung 29 zu liefern, die bezüglich dieses Aspektes sich von dem elektromagnetischen Umformer 51, der anhand der Fig. 5 beschrieben worden ist, unterscheidet und daher durch eine neue Bezugsziffer 53 bezeichnet ist. Dieser elektromagnetische Umformer 53 hat Primär- und Sekundärwicklungen 55 und 57 mit einem Wicklungsverhältnis von 1 : N. Das erste Schaltelement 31, das wie in der Fig. 1 an Masse gelegt ist, wird periodisch mit dem Tastverhältnis D durch das im Wesentlichen rechteckige Treibersignal eingeschaltet gehalten, um das Konvertereingangssignal von der Eingangsstromquelle 21 an die Primärwicklung 55 zu legen und dadurch eine Primärwicklungsspannung an der Primärwicklung 55 zu entwickeln, während sie eingeschaltet ist. Ein Klemmkondensator 59 ist in Reihe zu dem zweiten Schaltelement 33 geschaltet, welches alternierend mit dem ersten Schaltelement 31 eingeschaltet wird. Die zweite Wicklung 57 hat ein Ende an Masse gelegt.
Auf die in der Fig. 8 dargestellte Art und Weise entlang der ersten oder oberen und zweiten Zeile mit den Bezeichnungen (31) und (33) werden die ersten und zweite Gatesteuersignale V(g1) und V(g2) verwendet, um die ersten und zweiten Schaltelemente 31 und 33 zu steuern. Jeder Impuls der zweiten Gatesteuerspannung ist durch eine Totzeit t(d) zu einem benachbarten Impuls des ersten Gatesteuersignals beabstandet. Dies ermöglicht, dass ein Erregungsstrom durch die Primärwicklung 55 fließt, um parasitäre Kapazitanzen der ersten und zweiten Schaltelemente 31 und 33 während solcher Totzeiten zu laden und zu entladen. Dabei wird die Null-Volt-Schaltung erzielt, um den Schaltungsverlust zu reduzieren. Wie entlang der dritten Zeile, die durch die Bezeichnung [31] angegeben ist, wird an dem ersten Schaltelement 31 ein rechteckiges Ausgangsimpulssignal V(31) entwickelt, das einen Spitzenwert von V(in)/(1 - D) hat, während das zweite Schaltelement 33 eingeschaltet bleibt. Diese Primärwicklungsspannung entwickelt das geschaltete Signal, welches nun mit V(ds) angegeben ist und entlang der vierten Zeile, welche mit (23) bezeichnet ist, veranschaulicht ist und eine Spitze-Spitze- Amplitude von NV(in)/1 - D) hat.
Noch einmal bezugnehmend auf die Fig. 7, muss die Filterschaltung 29 nicht den Gleichstromvorspannungssperrkondensator 35 haben, der anhand der Fig. 2 beschrieben worden ist, sondern hat nur die Filterschaltungsreihenspule 37 und den Filterschaltungsparallelkondensator 39. Wie in der Fig. 8 entlang der fünften Zeile mit der Bezeichnung (29) dargestellt, hat die im Wesentlichen sinusförmige Spannung V(rect) eine Fundamentalkomponentenamplitude A(fund), die gegeben ist durch:
A(fund) = -(V(in)/(1 - D)} · (2/π) sinD π,
um eine Spitzenamplitude {V(in)/(1 - D)} · (2/π) sinD π zu haben, wenn die aktive Klemme an die Schaltschaltung 23 angelegt ist. Diese Amplitude ist beim Betrachten des Tastverhältnisses, das, wie in der Fig. 1 dargestellt, durch eine gerade Linie 61 bezeichnet ist, linear, wenn es durch den Normalisierungsfaktor von (2/π) V(in) normalisiert ist. Die aktive Klemme reduziert daher eine Last, die dem Tastverhältnis für die Impulsbreitenmodulation überlagert ist, um mit der Änderung der Konvertereingangsspannung zu kooperieren. Die Konverterausgangsspannung V(out), wie sie in der Fig. 8 entlang der sechsten oder unteren Zeile dargestellt (mit 51) bezeichnet ist, hat eine Spitzenamplitude M {V(in)/(1 - D)} · (2/π) sinD π.
In der Fig. 7 ist das zweite Schaltelement 33 schwebend geschaltet. Dies ist deshalb der Fall, weil ein n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor verwendet ist. Wenn das zweite Schaltelement 33 ein p-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor ist, ist es möglich, dessen Sourceelektrode auf dem elektrischen Potential der Sourceelektrode des ersten Schaltelementes 31 zu verwenden. Als Ergebnis ist die schwebende Schaltung des zweiten Schaltelementes 33 unnötig.
Fig. 9 zeigt einen Konverter, der eine Modifikation des anhand der Fig. 7 und 8 gezeigten Konverters ist. Bei diesem Konverter hat der elektromagnetische Umformer 53 eine Leckagespule 63 in Reihe mit der Sekundärwicklung 57 geschaltet. Bei der Filterschaltung 29 wird die Leckagespule 63 anstatt der Filterschaltungsreihenspule 37 verwendet, die anhand der Fig. 7 beschrieben worden ist.
Weiterhin bezugnehmend auf die Fig. 10, wird die Aufmerksamkeit auf eine weitere Modifikation des Konverters, wie er anhand der Fig. 7 und 8 beschrieben worden ist, gerichtet. Es wird bei diesem Konverter vermutet, dass der piezoelektrische Umformer 25 einen ausreichend großen Spannungsverstärkungsfaktor hat. Konsequenterweise wird für den elektromagnetischen Umformer 53 gemäß Fig. 7 mit aktiver Klemmenspule 65 das Wicklungsverhältnis 1 : 1 anstatt dieses elektromagnetischen Umformers verwendet. Dies miniaturisiert vorteilhafterweise den in der Fig. 7 dargestellten Konverter.
Aus den Fig. 9 und 10 ist zu ersehen, dass die Primärwicklung 55 äquivalent der aktiven Klemmspule 65 ist, um eine Klemmschaltungsausgangsspannung zu entwickeln, während das erste Schaltelement abgeschaltet ist. Die Sekundärwicklung 57 erzeugt die Klemmschaltungsausgangsspannung als dem geschalteten Signal. In der Fig. 10 dient lediglich eine Verbindung 67 dazu, die Klemmschaltungsausgangsspannung als das geschaltete Signal zu erzeugen.
Es wird wiederum auf die Fig. 2, 5 und 7 Bezug genommen. Anzumerken ist, dass in diesen bevorzugten Ausführungsformen das Transformationsausgangssignal als das Konverterausgangssignal, so wie es steht, verwendet wird. Das heißt, eine Signallieferverbindung 69 dient als ein Ausgangsschaltkreis zum Erzeugen des Transformationsausgangssignals als dem Konverterausgangssignal.
Bezugnehmend nunmehr auf die Fig. 11 und 12 geht die Beschreibung weiter zu einem Konverter gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung. Dieser Konverter ist ähnlich wie der anhand der Fig. 2 bis 4 beschriebene und mit Ausnahme der Optimalwertsteuerung für das Tastverhältnis D, ähnlich jenem, wie er in der vorstehend angegebenen Patentanmeldung gemäß dem Stand der Technik offenbart ist.
Die Filterschaltung 29 hat keinen Filterschaltungsparallelkondensator 39, wie er anhand der Fig. 2 beschrieben worden ist, sondern hat stattdessen eine Weichschaltspule 71 zwischen Masse und einem Punkt der Reihenschaltung des Gleichstromvorspannungssperrkondensators 35 und der Filterschaltungsreihenspule 37. Der piezoelektrische Umformer 35 ist durch eine Äquivalentschaltung dargestellt. Die Eingangskapazitanz ist zwischen den Eingangselektrodenschichten vorhanden und ist mit 73 bezeichnet. In Kooperation mit der Eingangskapazitanz 73 filtert die Weichschaltspule 71 das geschaltete Signal V(ds) zu dem gefilterten Signal V(rect). Zwischen den Ausgangselektrodenschichten hat der piezoelektrische Umformer 25 eine Ausgangskapazitanz 75. Wenn das Transformationseingangssignal eine Wechselspannung ist, lädt es die Eingangs- und Ausgangskapazitanzen 73 und 75, um einen Anstieg des Umlaufverlustes zu geben und die Umformer- und Konverterwirkungsgrade zu verschlechtern.
In der Fig. 11 ist der Ausgangsschaltkreis 69 durch einen Halbbrückengleichrichter implementiert, der mit der Bezugsziffer 69 bezeichnet ist. Die Transformationsausgangsspannung ist mit V(tout) angegeben. Der Gleichrichter 69 hat eine Parallel- und Resonanzspule 77 des Gleichrichters, die mit der Transformationsausgangsspannung gespeist wird, Dioden 79 und 81, eine Gleichrichterreihenspule 83 und einen Gleichrichterparallelkondensator 85. Der Umlaufverlust wird durch einen Gleichrichterstrom reduziert, der durch die Resonanzspule 77 fließt, um die Eingangs- und Ausgangskapazitanzen 73 und 75 zu laden und zu entladen, wenn die Transformationsausgangsspannung positiv und negativ ist. Dies hält den Konverterwirkungsgrad hoch.
In der Fig. 12 sind die ersten und zweiten Gatesteuerspannungen V(g1) und V(g2) entlang der ersten oder oberen und der zweiten Zeile mit den Bezeichnungen (31) und (33) dargestellt. Die geschaltete Schaltung V(ds) ist entlang der dritten Zeile mit der Bezeichnung [31] dargestellt und hat einen Spitzenwert der Konvertereingangsspannung V(in). Die gefilterte Spannung V(rect) ist entlang einer vierten Zeile mit der Bezeichnung (29) angegeben und hat einen Spitzenwert von (2/π) V(in) sinD π. Zusammen mit der Konverterausgangsspannung V(out), die an die Last 27 angelegt ist und die durch die horizontalen durchgezogenen und gestrichelten Linien für das Tastverhältnis von 0,5 und 0,25 dargestellt ist, ist die Transformationsausgangsspannung V(tout) entlang einer fünften oder untersten Zeile mit der kombinierten Bezeichnung (25, 69) gezeigt. Ähnlich der in der Fig. 3 dargestellten Gleichrichterausgangsspannung ist die Transformationsausgangsspannung nun gleich (2/π) (1/M') V(in) sinD π, wobei M' ein Wicklungsverhältnis M' : 1 eines elementaren Umformers in der Äquivalentschaltung repräsentiert.
In Fig. 13 und 14 wird die Aufmerksamkeit auf einen Konverter gemäß einer vierten bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung gerichtet. Dieser Konverter ist ähnlich wie der anhand der Fig. 11 und 12 dargestellte. Als Schaltschaltung 23 wird eine aktive Klemmschaltung verwendet, die durch die Bezugsziffer 23 bezeichnet ist. Die Filterschaltung 29 hat den Gleichrichtervorspannungssperrkondensator 35 und die Filterschaltungsreihenspule 37. Die ersten und zweiten Gatesteuerspannungen V(g1) und V(g2), die geschaltete Spannung V(ds) und das gefilterte Signal V(rect) sind ähnlich wie die anhand der Fig. 8 beschriebenen. Wie in der Fig. 12 ist die Transformationsausgangsspannung V(tout) sinusförmig variabel, und zwar mit einer Amplitude, die gleich (2/π) V(in)/{M' (1 - D)} · sinD π. In der Fig. 4 ist die Transformationseingangsspannung wiederum durch die gerade Linie 61 dargestellt.
In den Fig. 13 und 14 sollte bedacht werden, dass dem geschaltete Signal V(ds) der Spitzenwert von V(in)/(1 - D) gegeben wird, so dass seine Fundamentalkomponente die Amplitude A(fund) hat, die in Relation zu dem Tastverhältnis D geradlinig ist, und zwar auf die in der Fig. 4 durch die gerade Linie 61 ausgeführte Art und Weise. Zusätzlich haben die Filterschaltung 29 und der piezoelektrische Umformer 25 gemeinsam eine ausgezeichnete Bandpassfiltercharakteristik, um die Konverterausgangsspannung V(out) konstant zu machen. Der Konverter gemäß Fig. 13 ist konsequenterweise durch das Tastverhältnis gut gesteuert und wird demgemäß mit breiten Variationen der Konvertereingangsspannung und des Lastwiderstandes fertig.

Claims

1. Konverter zum Umwandeln eines Gleichstrom-Konvertereingangs-Signals in ein Konverterausgangssignal zur Verwendung beim Treiben einer Last (27), mit Eingangsmitteln (23, 29) in Antwort auf das Konvertereingangssignal zum Erzeugen eines Transformationseingangssignals einer geschalteten Frequenz und eines einstellbaren Tastverhältnisses, piezoelektrischen Umformermitteln (25) zum Umformen des Transformationseingangssignals in ein Transformationsausgangssignal, Ausgangsmitteln (69), die auf das Transformationsausgangssignal antworten, um das Konverterausgangssignal zu erzeugen, Detektormitteln (43) zum Detektieren des Konverterausgangssignals zum Erzeugen einer detektierten Spannung, Spannung/Frequenz wandelnde Mittel (45) zum Umwandeln der detektierten Spannung in eine detektierte Frequenz, und Treibermittel (47), die auf die detektierte Frequenz antworten, um die Eingangsmittel durch ein im wesentlichen rechteckiges Treibersignal anzutreiben, um die geschaltete Frequenz einzustellen, gekennzeichnet durch Tastverhältnis-Einstellmittel (49), die auf das Konvertereingangssignal antworten, um das im wesentliche rechteckige Treibersignal zu steuern, um das Tastverhältnis einzustellen.

2. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsmittel (23, 29) bestehen aus einer Schaltschaltung (23) zum Schalten des Konvertereingangssignals durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal des einstellbaren Tastverhältnisses in das Transformationseingangssignal, wobei die piezoelektrischen Umformmittel (25) aus einem piezoelektrischen Umformer (25) bestehen, der auf das Transformationseingangssignal antwortet, um das Transformationsausgangssignal zu erzeugen, wobei die Ausgangsmittel (69) aus einer Signallieferverbindung (69) bestehen, um das Transformationsausgangssignal als das Konverterausgangssignal zu liefern.

3. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsmittel (23, 29) eine Schaltschaltung (23) zum Schalten des Konvertereingangssignals durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal des einstellbaren Tastverhältnisses in ein geschaltetes Signal der geschalteten Frequenz und eine Filterschaltung (29) zum Filtern des geschalteten Signals in das Transformationseingangssignal aufweisen, wobei die piezoelektrischen Umformmittel (25) aus einem piezoelektrischen Umformer (25) bestehen, der auf das Transformationseingangssignal antwortet, um das Transformationsausgangssignal zu erzeugen.

4. Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsmittel (23, 29) eine Schaltschaltung (23) zum Schalten des Konvertereingangssignals durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal des einstellbaren Tastverhältnisses in ein geschaltetes Signal der geschalteten Frequenz und eine Filterschaltung (29) zum Filtern des geschalteten Signals in das Transformationseingangssignal aufweisen, wobei die piezoelektrischen Umformermittel (25) einen elektromagnetischen Umformer (51), der auf das Transformationseingangssignal antwortet, um ein Signal mit angehobener Spannung zu erzeugen, und einen piezoelektrischen Umformer (25) aufweisen, der auf das Signal mit angehobener Spannung antwortet, um das Transformationsausgangssignal zu erzeugen.

5. Konverter nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsmittel (69) aus einer Signallieferverbindung (69) zum Liefern des Transformationsausgangssignals als dem Konvererausgangssignal bestehen.

6. Konverter nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsmittel (69) aus einer Gleichrichterschaltung (69) zum Glätten des Transformationsausgangssignals zu dem Konverterausgangssignal bestehen.

7. Konverter nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltschaltung (23) erste (31) und zweite (33) Schaltelemente aufweist, die in Reihe geschaltet sind und alternierend durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal des einstellbaren Taktverhältnisses eingeschaltet werden, wobei die ersten Schaltelemente das Schaltsignal erzeugen, wenn das Konvertereingangssignal über eine Reihenschaltung der ersten und zweiten Schaltelemente geleitet wird.

8. Konverter nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltschaltung (23) aufweist eine aktive Klemmschaltungsinduktionsspule (55, 65), ein erstes Schaltelement (31), das durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal periodisch eingeschaltet wird, um das Konvertereingangssignal an die aktive Klemmschaltungsinduktionsspule zu leiten, um eine Klemmschaltungsausgangsspannung an der aktiven Klemmschaltungsinduktionsspule zu entwickeln, einen Klemmkondensator (59), ein zweites Schaltelement (33), das in Reihe zu dem Klemmkondensator und dem ersten Schaltelement geschaltet ist, und durch das im wesentlichen rechteckige Treibersignal eingeschaltet wird, wobei relativ zu dem ersten Schaltelement alternierend eine Totzeit zwischengeschaltet ist, um die Klemmschaltungsausgangsspannung zu klemmen, während das erste Schaltelement ausgeschaltet ist, und Liefermittel (57, 67) zum Liefern der Klemmschaltungsausgangsspannung als dem geschalteten Signal.

9. Konverter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die aktive Klemmelementinduktionsspule (55, 65) eine Primärwicklung (55) eines elektromagnetischen Klemmschaltungsumformer (53) ist, wobei die Liefermittel (57, 69) eine Sekundärwicklung (57) des elektromagnetischen Klemmschaltungsumformers sind.

10. Konverter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Liefermittel (57, 67) eine Verbindung (67) sind, die mit der aktiven Klemmschaltungsinduktionsspule (65) verbunden ist.

11. Konverter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Tastverhältnis-Einstellmittel (49) das Tastverhältnis zwischen 0,5 und 0,25 einstellen.