JP3237614B2 - 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 - Google Patents
圧電トランスの駆動方法及び駆動回路Info
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Description
回路に関し、特に負荷としてインピーダンス変動の大き
い冷陰極管に接続する圧電トランスの駆動に用いて好適
な駆動方法及び駆動回路に関する。
される駆動周波数より高く、共振周波数より高い周波数
で高次の共振周波数より低い周波数に設定すると共に、
順次当該周波数を下げて出力する起動手段を有する従来
例としては、例えば特開平3−22873号公報に提案
される起動装置が知られている。これは、超音波モータ
の起動時における不快な異音の発生を防止することを目
的とした超音波モータ駆動装置である。図16を参照し
て、この従来の装置について説明する。
体として分極処理された複数の電歪素子が配置されてい
る。これら複数の電歪素子は、区分Aと区分Bとの2群
の電歪素子を形成し、区分Aと区分Bとの電歪素子は、
位相が90゜異なるように配置されている。区分Aの電
歪素子には電極47aが設けられており、区分Bの電歪
素子には電極47bが設けられている。また電極47c
は電極47a、47bとは絶縁された電歪素子上に配置
され、この電歪素子の振動状態に応じた検出信号を出力
する。
マイクロコンピュータ40が上限値駆動周波数データを
D/A変換器39を介してVCO38に出力する。これ
により分周器37、増幅器36、コイル35を介して上
限値周波数の周波電圧が電極47aに印加される。同時
に電極47bには、電極47aへ印加される周波電圧の
位相とは90゜異なる周波電圧が印加される。しかし上
限値周波数では最適な駆動周波数よりも大きくかけ離れ
ているため超音波モータは駆動せず、電極47cから信
号がえられないので、バンドパスフィルタ43は0レベ
ルの出力をする。これが整流器42、A/D変換器41
を介してマイクロコンピュータ40に送られ、マイクロ
コンピュータ40内では、所定の基準値Dsと比較し、
モータが希望の駆動をされていないことを検知する。マ
イクロコンピュータ40はこの結果を受け、駆動周波数
を0.1kHzだけ低い値に設定するデータを出力す
る。
整流器42、A/D変換器41を介してマイクロコンピ
ュータ40に入力される信号が所定の基準値Dsになる
まで、以上の一連の動作を繰り返し、駆動周波数は、低
下し続ける。
周波数近傍になると、マイクロコンピュータ40への入
力信号が基準値Dsを上回るようにDsの値を設定して
おく。実際にマイクロコンピュータ40への入力信号が
基準値Dsを上回った時、マイクロコンピュータ40
は、駆動周波数を0.1kHzだけ増加させるデータを
出力する。再びマイクロコンピュータ40への入力信号
が基準値Dsを下回った場合には、マイクロコンピュー
タ40は周波数を低下させるデータを出力する。この一
連の動作により、マイクロコンピュータ40への入力信
号が基準値Ds近傍に収束するよう駆動周波数の制御が
行われる。
際して、圧電体に印加される電圧の周波数が共振周波数
と同一となることがないので、不快な異音を発生するこ
とがない。
た駆動回路は、次のような問題点を有している。
動回路は、駆動周波数を高くするか、又は低くするかを
マイクロコンピュータ40内で判定しているが、その判
定を行うにあたり、電歪素子の振動状態からの信号の大
きさにて判断している。
する圧電トランスインバータの場合、振動状態からの信
号のみで周波数制御を行なうことはできない。
電圧と入力電流の関係は、図12に示すようなものとな
る。点灯開始前の、図12のa領域では、電圧と入力電
流は共に増加するが、点灯後の図12のb領域では、入
力電流が増大しても、電圧は減少する。更に入力電流が
増大する図12のc領域では、入力電流が増大しても電
圧は殆ど減少しない。
レイ)用バックライト内の冷陰極管は、入力電流が増大
しても、電圧は殆ど減少しない、図12のc領域で、使
用される。
関係にあるのは電流値であるが、図12より、冷陰極管
の実用領域では、電流値が変化しても電圧値は殆ど変化
しないことがわかる。
に取り出せる信号は、出力電圧であるが、以上のことか
ら、圧電トランスインバータは、振動状態からの信号で
ある電圧では精度の高い制御はできない。
スインバータの制御は、独自の方式が必要である。
い特徴を有する圧電トランスを使用し、更にその負荷と
してインピーダンス変動の大きい冷陰極管を接続する圧
電トランス駆動方法及び駆動回路において、起動時の過
振動による圧電トランス破壊の防止と、高効率化を同時
に図る圧電トランス駆動方法及び駆動回路を提供するこ
とを目的とする。本発明のこれ以外の他の目的及び効果
等は以下の説明で明らかとされるであろう。
め、本発明は、起動時に圧電トランス駆動周波数がその
上限周波数に到達するまで前記圧電トランスの駆動を開
始しないように制御する制御手段を備え、起動時、前記
圧電トランス駆動周波数が前記圧電トランスの共振周波
数を通過しないように制御する圧電トランス駆動回路に
おいて、前記制御手段が、電源投入後、所定時間経過す
るまで電圧制御発振回路を動作させないように制御する
タイマー手段を含むことを特徴とする。
に説明する。まず本発明の原理を理解するための背景技
術について説明しておく。上記したように、圧電トラン
スにおいて振動の状態から容易に取り出せる信号は、出
力電圧であるが、以上のことから、圧電トランスインバ
ータは、振動状態からの信号である電圧では精度の高い
制御はできない。よって、冷陰極管を負荷とする圧電ト
ランスインバータの制御は、独自の方式が必要である。
は、実用範囲内に於いて輝度と比例関係にある電流値を
観測し電流値を一定に制御する方法が、回路規模を小さ
くすることが可能であり好ましい。
インバータの電流値制御方式は、過振動による圧電トラ
ンス破壊の防止も配慮しなければならない。その方法を
以下に説明する。
ンス破壊発生のモードと、その対策としての駆動開始周
波数条件について説明する。
に、点灯前には非常に高いインピーダンスであり、点灯
後には放電開始によってインピーダンスが急激に低下す
る特性を持ち、図12に示した、急激な特性変化も、こ
れによるものである。
管を駆動する圧電トランスも特性変化を示す。図10
は、負荷インピーダンスの違いによる圧電トランス昇圧
比の違いを示した一例であり、負荷インピーダンスが高
い程、圧電トランスは高昇圧比となり、出力電圧が大き
くなる。なお、図10において、横軸は圧電トランス駆
動周波数、縦軸は昇圧比である。
スは、高昇圧比・高電圧出力を示し、点灯後は、昇圧比
・出力電圧が低下する。
の出力電圧と振動速度とは比例関係にあり、その一例を
図9に示す。図9において、横軸は圧電トランス駆動周
波数、縦軸は左右、振動速度と出力電圧である。
常に高いインピーダンスを持つので、起動時の圧電トラ
ンス振動速度は、点灯後の振動速度と比べ大きな値とな
る。特に、共振周波数付近での振動速度は非常に大きく
なるが、冷陰極管に放電開始迄に時間遅れが発生した場
合、圧電トランスが過振動により破壊する可能性があ
る。このため、圧電トランスインバータ起動時は、振動
速度の小さい即ち昇圧比の低い周波数で駆動を開始する
ことが好ましい。
ついて述べる。
周波数から駆動し始めるため、冷陰極管点灯電圧を満足
する出力が出ておらず、冷陰極管を流れる電流は不足し
ている状態である。
し電流が流れるように周波数を掃引する場合、図13に
示す方向と図14に示す方向の2種類が考えられる。図
13は、圧電トランス共振周波数より遙かに高い周波数
から駆動を開始し、周波数を低下させる方向について示
す図である。図14は、圧電トランス共振周波数より遙
かに低い周波数から駆動を開始し、周波数を上昇させる
方向について示す図である。即ち、負荷に流れる電流が
不足していると検知した場合、両者は掃引する方向が逆
向きである。なお、図13及び図14において、横軸は
駆動周波数、縦軸は昇圧比、出力電圧を示している。
場合、起動後、圧電トランス出力電圧が冷陰極管点灯開
始電圧に到達し、冷陰極管インピーダンスが急激に低下
した時、以下の問題点がある。
ダンス低下後、希望負荷電流値を下回る周波数だった場
合、周波数は再び周波数上昇方向へ掃引され、希望負荷
電流値に安定することはない。
荷電流値を上回る周波数だった場合は、図15に示すよ
うに、周波数は下降方向へ掃引され、共振周波数より低
い側にある希望負荷電流値周波数に安定する。
が、図5に示すように、共振周波数より低い周波数で
は、入力電力に対する出力電力(以下「効率」という)
が低下する、という問題点がある。
波数よりも充分に高い周波数から駆動開始し、周波数を
低下させる掃引を行なうことが好ましい。
の制御回路の好ましい組み合わせについて述べる。
起動時に、共振周波数よりも充分に高い周波数から駆動
開始し、周波数を低下させる掃引を行なうのが好ましい
が、この場合、図6に示すように、入力電圧が増加すれ
ば発振周波数が低下する特性を持ったVCOを用いるこ
とが好ましい。
タに供給されている電源電圧はゼロであるためVCOを
制御する電圧も0Vである。この状態を始点として、起
動後電源からエネルギーが供給されはじめてVCO制御
電圧も上昇を始める。
が低下する特性を持ったVCOを使用すれば、図7
(a)に示すように、起動時共振周波数よりも充分に高
い周波数から駆動開始し、周波数を低下させる掃引を行
なう。なお、図7は、VCO入力電圧波形(及びVCO
の発振周波数)を示す図である。
と反対に、制御電圧に比例した周波数を発振するよう
な、図11(a)に示す特性を持っている場合は、共振
周波数通過を防止するため、タイマー回路のような起動
用時定数を持った回路が必要になる。
ンス振動速度の大きい共振周波数frに達する前に負荷
電流が希望値に到達する動作を行なうことが可能な、図
6の特性を持つVCOのほうが回路が簡単になる利点が
ある。
動防止について述べる。
め、負荷電流の大きさにより周波数制御を行なう方式で
は負荷電流が不足していると判定し周波数は低下し続け
る。無負荷動作時の振動速度は、図9に示すように負荷
接続時よりも大きいので、やがて振動速度が過大になり
圧電トランスは破壊する。
用上支障のない値にて制限する必要がある。
高い場合の動作は、冷陰極管点灯開始電圧を出力しなが
らも、過振動による圧電トランス特性劣化防止を同時に
実現できる制御方式でなければならない。
実際に負荷が再接続される可能性は少ないので、何らか
の方法で無負荷を検出した場合圧電トランスの駆動を停
止しても問題ない。
極管点灯開始電圧を供給してから冷陰極管のインピーダ
ンスが除々に低下してやがて点灯を開始するまでに時間
を要する場合がある。即ち負荷インピーダンスが高い場
合、瞬時に出力停止させてしまうのは実用上支障がある
からである。
る圧電トランスを使用し、更にその負荷としてインピー
ダンス変動の大きい冷陰極管を接続する圧電トランス駆
動方法及び駆動回路において、起動時の過振動による圧
電トランス破壊の防止と、高効率化を同時に図るもので
あり、負荷電力を一定に制御する制御手段を有し、起動
時に圧電トランスを共振周波数より高い周波数で駆動開
始し、その後周波数を順次低下させる手段(図1の周波
数低下方向掃引発振器6)を備え、起動時に圧電トラン
ス共振周波数を通過しないように制御するものである。
ランス共振周波数より高い周波数にて負荷電流値を一定
に制御するように構成される(図1の電流−電圧変換回
路4、整流ピーク検波回路5、周波数低下方向掃引発振
器6)。
共振周波数より高い周波数で駆動開始し、その後周波数
を順次低下させる制御手段(図1の周波数低下方向掃引
発振器6)は、起動時に、出力が0Vから動作し始める
電圧制御式発振器(以下「VCO」と記す)入力制御回
路(図2の9)を含む。
圧が増加すると出力周波数が低下するVCO(図2の1
0)を含む。
る手段を有し、起動時に圧電トランスを共振周波数より
高い周波数で駆動開始し、その後周波数を順次低下させ
る圧電トランス駆動回路において、前記制御手段は、起
動時に圧電トランス駆動周波数が上限周波数に到達する
まで圧電トランスの駆動を開始しないように制御する手
段(図11のタイマー回路49)を含む。
駆動周波数が上限周波数に到達するまで圧電トランスの
駆動を開始しないように制御する手段(図11のタイマ
ー回路49)により、起動時に圧電トランス共振周波数
を通過しないように制御する。
トランス駆動周波数が上限周波数に到達するまで圧電ト
ランスの駆動を開始しない手段により、圧電トランス共
振周波数より高い周波数にて負荷電流値を一定に制御す
る。
加すると出力周波数が上昇するVCOを含む。前記制御
手段は、電源投入後所定時間経過するまでVCOを動作
させないタイマー回路を含む。以下本発明の実施例に即
して詳細に説明する。
ック図である。圧電トランスは、図10に示したよう
に、負荷インピーダンスによって共振周波数と昇圧比が
変わる特性がある。そこで、本発明の一実施例の駆動回
路は、圧電トランスインバータの構成は、一次側から入
力した交流電圧を圧電効果を利用して二次側に出力する
圧電トランス3と、圧電トランス入力電極に接続され周
波数低下方向掃引発振器6からの制御信号に従って圧電
トランス3が所定の出力を行うよう電源電圧を必要な圧
電トランス入力電圧値に変換するトランス駆動回路2
と、圧電トランス出力電極に接続され圧電トランス3出
力を受け取り負荷電流を電流−電圧変換回路4に供給す
る負荷8と、負荷8に接続され負荷電流を受け取り希望
値と比較しその結果を整流・ピーク検波回路5に出力す
る電流−電圧変換回路4と、電流−電圧変換回路4の電
圧出力を受けこれを整流しその後ピーク検波を行いその
結果を周波数低下方向掃引発振器6に出力する整流・ピ
ーク検波回路5と、整流・ピーク検波回路5と出力電圧
比較回路7からの信号を受けトランス駆動回路22に対
して圧電トランス3の駆動周波数信号を出力する周波数
低下方向掃引発振器6と、圧電トランス3の出力過電圧
を検知した場合圧電トランス3の駆動周波数を掃引範囲
上限周波数に戻す信号を周波数低下方向掃引発振器6に
対して出力する出力電圧比較回路7と、を備えて構成さ
れている。
低下方向掃引発振器6の構成の一例を示すブロック図で
ある。図2を参照すると、周波数低下方向掃引発振器6
は、VCO入力制御回路9と、VCO10と、分周回路
11と、を備えて構成される。分周回路11はVCO1
0から受け取る周波数信号を所定の分周を行ってトラン
ス駆動回路2に周波数信号として出力する。
入力制御回路9の構成の一例を示す図である。また図4
は、本発明の一実施例におけるVCO10の構成の一例
を示す図である。ここで、図3と図4に記載されている
スイッチは、全て、制御信号がHレベル(ハイレベル)
時にオープンとなり、制御信号Lレベル(ローレベル)
時にショート状態となる。
は、整流・ピーク検波回路5から負荷電流の大きさに比
例した電圧を受ける。負荷電流値が大きいほど整流・ピ
ーク検波回路5から受ける電圧値は大きい。これを比較
器12にて、予め定められた希望負荷電流値に相当する
Violと比較する。
較器12はHレベルを出力する。このHレベル信号によ
り、インバータ13を介してスイッチ15がショートと
なり、スイッチ16がオープンとなる。定電流源14か
らの電流によりコンデンサ22に電荷がチャージされ、
VCO10への出力電圧が上昇する。
は、比較器12はLレベルを出力する。このLレベル信
号によりスイッチ15がオープンとなりスイッチ16が
ショートとなる。コンデンサ22にチャージしていた電
荷は定電流源17の動作により放出され、VCO10へ
の出力電圧が低下する。
入力制御回路9からの電圧値によって電流源23、電流
源24の電流値が変化する構成となっている。VCO入
力制御回路9からの電圧値が大きいほど、電流源23か
ら流出する電流量が小さいのでコンデンサ33のチャー
ジが遅い。やがてコンデンサ33両端電圧がVvcoよ
り大きくなると、比較器28出力はLレベルとなりイン
バータを介して制御されるスイッチ27はオープンとな
る。これにより電流源24と定電流源26の和となる電
流源25が動作する。電流源25の電流値は、電流源2
3の電流値より大きくなるよう設定してあるため、コン
デンサ33の両端電圧は低下する。一方、比較器28の
Lレベル出力によりスイッチ32はショートされ、比較
器28の非反転入力端子の電圧は、Vvco×抵抗30
/(抵抗29+抵抗30)の電圧となり、コンデンサ3
3両端電圧はこの値と同じになるまで低下し、そこで再
び比較器28出力はHレベル出力を行なう。
り、スイッチ27はショートとなり電流源25の電流値
は無くなりコンデンサ33両端電圧は上昇する。比較器
28のHレベル出力により、比較器28の非反転入力端
子はVvcoとなるので、コンデンサ33両端電圧はこ
の値まで上昇し、その時点で比較器28出力は再びLレ
ベルを出力する。
は、三角波出力を行なう。VCO入力制御電圧9からの
電圧値が大きいほどその周波数は低い。このため、図4
に示すVCO10は、図6に示すように入力電圧が大き
いほど発振周波数が低くなる特性を示す。
に示すVCO10を組み合わせることにより、インバー
タ起動時には、VCO入力電圧0Vの状態であり、最高
周波数で発振する。この時は、帰還電流が無いので、V
CO入力制御回路9の出力によって除々にVCO入力電
圧を上昇させることにより、VCO周波数は低下し、希
望負荷電流を得た時点で、周波数掃引が停止するように
構成されている。
(a)のf0とは、図8に示す負荷電流希望値を実現す
る周波数f0であり、frとは昇圧比の最も大きい圧電
トランス共振周波数である。
し始めるVCO入力制御回路9と、入力電圧が増加する
と出力周波数が低下するVCO10とを組み合わせるこ
とにより、起動時に、圧電トランス共振周波数を通過す
ることなく、共振周波数よりも高周波数側で負荷電流希
望値を得る周波数に到達することができる。
共振周波数を通過しないので、過振動による圧電トラン
ス破壊を防止することができ、また共振周波数よりも高
周波数側で負荷電流希望値を得るようにしたことによ
り、高効率を得ることができる。その因果関係について
は上記した通りである。
路9は、コンデンサ22の両端電圧が基準電圧Vres
を越えると、比較器20の出力がHレベルとなる。これ
によりOR回路21、インバータINV3を介してスイ
ッチ18がショートされる。定電流源19の電流は定電
流源14や定電流源17と比べて充分に大きいため、コ
ンデンサ22の両端電圧は急速に低下する。同時に、比
較器20のHレベル出力により、インバータINV2を
介してスイッチ46がショートされ、比較器20の反転
出力端子は、 Vres×R2/(R1+R2)の電圧
となり、コンデンサ22の両端電圧はこの値まで低下す
る。
res×R2/(R1+R2)より低下すると、比較器
20の出力は、再びLレベルとなり、定電流源19は遮
断され、コンデンサの22両端電圧は再び上昇する。
力電力が不足のため負荷電流希望値を得ることができな
い場合などは、図7(b)に示すような、周波数掃引を
繰り返す。図7(b)のf1は、図8に示す掃引周波数
範囲上限f1であり、f2は掃引周波数範囲下限f2で
ある。
ーダンスを維持し続ける場合は、出力電圧比較回路7に
て予め設定した電圧値を、圧電トランスが出力した瞬間
に、出力電圧比較回路7がHレベルを出力する。
は、冷陰極管点灯開始に必要な値以上であり、尚かつ過
振動により圧電トランス3が破壊する値未満とする。
CO入力制御回路9のOR回路21に入力される。これ
で定電流源19が動作し、コンデンサ22の両端電圧は
Vres×R2/(R1+R2)迄低下する。その後、
再びVCOの入力電圧は上昇を始める。この動作を示し
たのが図7(c)である。
と図4に示すVCO10を組み合わせることにより、間
欠的に、冷陰極管点灯開始電圧を出力するようにしなが
ら、なおかつ、過振動による圧電トランス破壊を防止
し、振動速度実効値を低く押さえる制御が実現できる。
る。図11(a)に示すように、入力電圧が上昇すると
出力周波数も上昇する特性を持つVCO48を使用する
場合は、周波数低下方向掃引発振器6の構成は、図11
(b)のようなものとなる。これは、VCO入力制御回
路9出力をタイマー回路49を介してVCO48に入力
するものである。
から時間T1を経過するまではVCO入力制御回路9と
VCO48間をオープン状態にし、時間T1を経過後は
VCO入力制御回路9とVCO48間を接続する回路で
ある。この時間T1とは、図11(c)に示すように、
VCO入力電圧が上限値に達するまでの期間である。こ
の動作により、VCO48の発振は、掃引周波数範囲上
限値より始まる。これにより、VCO48の発振周波数
が圧電トランス共振周波数付近を通過することなく、共
振周波数より高周波数側で希望負荷電流値のf0に到達
する。
は、図3に示した通りのものとされるが、定電流源の電
流値を変更してVCO制御電圧値が下降するスピードを
遅くし、上昇するスピードを早くするように設定され
る。
負荷依存性が大きい特徴を有する圧電トランスを使用
し、更にその負荷としてインピーダンス変動の大きい冷
陰極管を接続する圧電トランスインバータにおいて、負
荷電流値を観測する手段により冷陰極管の輝度を一定に
制御可能とすると共に、出力が0Vから始まるVCO入
力制御回路と入力電圧が上昇すると出力周波数が下降す
るVCOとを組み合わせて用いたことにより、起動時に
圧電トランス振動速度の大きい周波数を通過せずに冷陰
極管を点灯させる手段により圧電トランス破壊を防止す
る、という効果を奏する。
て、上記VCO入力制御回路と上記VCOの組み合わせ
による駆動周波数を圧電トランス共振周波数より高周波
数側に設定する手段により高効率化を実現する、という
効果を奏する。
成を示す図である。
構成を示す図である。
る。
示す図である。
CO発振周波数の関係を示す図である。
あり、VCO入力電圧の信号波形及び発振周波数を示す
図である。
ある。
の関係を示す図である。
係を示す図である。
あり、(a)はVCOの特性、(b)は周波数低下方向
掃引発振器の構成、(c)はVCO入力電圧波形を示す
図である。
である。
である。
である。
である。
である。
Claims (4)
- 【請求項1】起動時に圧電トランス駆動周波数がその上
限周波数に到達するまで前記圧電トランスの駆動を開始
しないように制御する制御手段を備え、起動時、前記圧
電トランス駆動周波数が前記圧電トランスの共振周波数
を通過しないように制御する圧電トランス駆動回路にお
いて、 前記制御手段が、電源投入後、所定時間経過するまで電
圧制御発振回路を動作させないように制御するタイマー
手段を含むことを特徴とする圧電トランス駆動回路。 - 【請求項2】起動時に圧電トランス駆動周波数がその上
限周波数に到達するまで前記圧電トランスの駆動を開始
しないように制御する制御手段を備え、圧電トランス共
振周波数よりも高い周波数にて負荷電流値を一定に制御
する圧電トランス駆動回路において、 前記制御手段が、電源投入後、所定時間経過するまで電
圧制御発振回路を動作させないように制御するタイマー
手段を含むことを特徴とする圧電トランス駆動回路。 - 【請求項3】前記制御手段は、入力電圧が増加すると出
力周波数が上昇する電圧制御発振回路と、電源投入後所
定時間経過するまで電圧制御発振回路を動作させないよ
うに制御するタイマー手段と、を含むことを特徴とする
請求項1又は2記載の圧電トランス駆動回路。 - 【請求項4】一次側から入力した交流電圧を圧電効果を
利用して二次側に出力する圧電トランスと、 前記圧電トランスの入力電極に接続され、駆動周波数信
号を入力とし前記圧電トランスが所定の出力を行うよう
電源電圧を必要な圧電トランス入力電圧値に変換するト
ランス駆動手段と、 前記圧電トランスの出力に接続する負荷に接続され、前
記負荷に流れる電流を 所定値と比較し、その結果を出力
する電流−電圧変換手段と、 前記電流−電圧変換手段の電圧出力を受けこれを整流し
その後ピーク検波を行いその結果を出力する整流・ピー
ク検波手段と、 前記圧電トランスの出力過電圧を検知した場合に前記圧
電トランスの駆動周波数を掃引範囲上限周波数に戻すた
めの信号を出力する出力電圧比較手段と、 前記整流・ピーク検波手段と前記出力電圧比較手段から
の信号を受け前記トランス駆動手段に対して前記圧電ト
ランスの駆動周波数信号を出力する周波数低下方向掃引
発振手段と、 を備え、起動時、前記圧電トランスの駆動周波数をその
共振周波数よりも高い周波数で駆動開始し、その後、前
記圧電トランスの駆動周波数を順次低下させる、ように
構成された駆動回路において、 前記周波数低下方向掃引発振手段が、前記整流・ピーク
検出手段の出力を入力し、前記整流・ピーク検出手段の
出力と所定の基準値との大小を比較し、前記比較結果に
応じて出力電圧を増減するVCO入力電圧制御手段と、 入力電圧が上昇すると発振周波数が上昇する電圧制御発
振器(VCO)と、 タイマー手段と、を備え、 前記タイマー手段は、電源投入後VCO入力電圧が上限
値に達するまでの期間が経過するまでは前記VCO入力
電圧制御手段と前記VCO間をオープン状態にし、前記
期間経過後に前記VCO入力電圧制御手段と前記VCO
間を接続するように制御する、ことを特徴とする駆動回
路。
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