JPH09320206A - 記録情報再生装置 - Google Patents
記録情報再生装置Info
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- JPH09320206A JPH09320206A JP13178696A JP13178696A JPH09320206A JP H09320206 A JPH09320206 A JP H09320206A JP 13178696 A JP13178696 A JP 13178696A JP 13178696 A JP13178696 A JP 13178696A JP H09320206 A JPH09320206 A JP H09320206A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小なる回路規模にて高密度記録媒体から高い
信頼性をもって情報再生を行える記録情報再生装置を提
供することを目的とする。 【解決手段】 ビタビ復号器における予測値の各々を、
記録媒体から読み取られた読取信号をサンプリングして
得られた読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に
最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルの値、及び
ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプルの値の夫
々に等しい値に設定する。
信頼性をもって情報再生を行える記録情報再生装置を提
供することを目的とする。 【解決手段】 ビタビ復号器における予測値の各々を、
記録媒体から読み取られた読取信号をサンプリングして
得られた読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に
最も近い位置に存在するゼロクロスサンプルの値、及び
ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサンプルの値の夫
々に等しい値に設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体に記録さ
れている記録情報の再生を行う記録情報再生装置に関す
る。
れている記録情報の再生を行う記録情報再生装置に関す
る。
【０００２】
【背景技術】記録媒体として光ディスクを用いた記録再
生系では、その記録情報の高密度化、及び再生性能の向
上を目的として、ＲＬＬ（run length limited）変調符
号を採用する場合が多い。又、高密度記録媒体から、高
い信頼性をもって情報再生を行える再生信号処理方式と
して、ＰＲＭＬ（partial response maximum likelihoo
d）方式が研究、実用化されている。ＰＲＭＬ方式で
は、記録再生系の周波数特性をパーシャルレスポンス特
性に等化して考え、記録媒体から読み取られた読取信号
に対して最尤復号の一種であるビタビ復号を行うことに
より、最も確からしいデータ系列を再生する。
生系では、その記録情報の高密度化、及び再生性能の向
上を目的として、ＲＬＬ（run length limited）変調符
号を採用する場合が多い。又、高密度記録媒体から、高
い信頼性をもって情報再生を行える再生信号処理方式と
して、ＰＲＭＬ（partial response maximum likelihoo
d）方式が研究、実用化されている。ＰＲＭＬ方式で
は、記録再生系の周波数特性をパーシャルレスポンス特
性に等化して考え、記録媒体から読み取られた読取信号
に対して最尤復号の一種であるビタビ復号を行うことに
より、最も確からしいデータ系列を再生する。
【０００３】かかるＰＲＭＬ方式では、記録再生系の種
類に応じて、幾つかのパーシャルレスポンスモデルを想
定する。例えば、光ディスク再生系では、（１＋Ｄ）で
表されるＰＲ（１、１）、及び（１＋Ｄ）2で表される
ＰＲ（１、２、１）、更に、（１＋Ｄ）3で表されるＰ
Ｒ（１、３、３、１）等が用いられる。又、磁気記録再
生系では、（１−Ｄ)(１＋Ｄ）で表されるＰＲ４、及び
（１−Ｄ)(１＋Ｄ）2で表されるＥＰＲ４、更に、（１
−Ｄ)(１＋Ｄ）3で表されるＥＥＰＲ４等が用いられ
る。
類に応じて、幾つかのパーシャルレスポンスモデルを想
定する。例えば、光ディスク再生系では、（１＋Ｄ）で
表されるＰＲ（１、１）、及び（１＋Ｄ）2で表される
ＰＲ（１、２、１）、更に、（１＋Ｄ）3で表されるＰ
Ｒ（１、３、３、１）等が用いられる。又、磁気記録再
生系では、（１−Ｄ)(１＋Ｄ）で表されるＰＲ４、及び
（１−Ｄ)(１＋Ｄ）2で表されるＥＰＲ４、更に、（１
−Ｄ)(１＋Ｄ）3で表されるＥＥＰＲ４等が用いられ
る。
【０００４】この際、一般に、記録媒体の記録密度が高
くなるほど、後の方のより次数の高いパーシャルレスポ
ンスモデルを想定したビタビ復号器を用いる必要があ
る。ところが、高次のパーシャルレスポンスモデルを想
定してビタビ復号器を構築しようとすると、その回路規
模もかかる次数に応じて大になるという問題が発生す
る。
くなるほど、後の方のより次数の高いパーシャルレスポ
ンスモデルを想定したビタビ復号器を用いる必要があ
る。ところが、高次のパーシャルレスポンスモデルを想
定してビタビ復号器を構築しようとすると、その回路規
模もかかる次数に応じて大になるという問題が発生す
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の目的
は、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼
性をもって情報再生を行える記録情報再生装置を提供す
ることである。
は、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼
性をもって情報再生を行える記録情報再生装置を提供す
ることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明による記録情報再
生装置は、記録媒体に記録された情報データの再生を行
う記録情報再生装置であって、前記記録媒体から記録情
報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読
取手段と、前記読取信号をサンプリングしてディジタル
の読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記読
取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて
情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、前記予
測値の各々は、前記読取サンプル系列中におけるゼロク
ロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプル
の値、及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサ
ンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴とす
る。
生装置は、記録媒体に記録された情報データの再生を行
う記録情報再生装置であって、前記記録媒体から記録情
報の読み取りを行ってアナログの読取信号を得る情報読
取手段と、前記読取信号をサンプリングしてディジタル
の読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記読
取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基づいて
情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、前記予
測値の各々は、前記読取サンプル系列中におけるゼロク
ロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサンプル
の値、及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接するサ
ンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴とす
る。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による記録情報再
生装置の構成の一例を示す図である。尚、かかる図１に
示される記録情報再生装置においては、記録媒体として
ＤＶＤ（ディジタルビデオディスク）を対象としてお
り、その情報記録時のＲＬＬ変調方式として８／１６変
調を採用しているものとする。
生装置の構成の一例を示す図である。尚、かかる図１に
示される記録情報再生装置においては、記録媒体として
ＤＶＤ（ディジタルビデオディスク）を対象としてお
り、その情報記録時のＲＬＬ変調方式として８／１６変
調を採用しているものとする。
【０００８】図１において、この記録情報再生装置にセ
ットされた例えばＤＶＤである記録ディスク１１には、
ディジタル音声、ディジタル映像、及びコンピュータデ
ータの如き情報データが８／１６変調されて記録されて
いる。ピックアップ１２は、かかる記録ディスク１１か
ら記録情報の読み取りを行って得られたアナログの読取
信号をＲＦアンプ１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、
かかる読取信号を所望に増幅してＡ／Ｄ変換器１４に供
給する。
ットされた例えばＤＶＤである記録ディスク１１には、
ディジタル音声、ディジタル映像、及びコンピュータデ
ータの如き情報データが８／１６変調されて記録されて
いる。ピックアップ１２は、かかる記録ディスク１１か
ら記録情報の読み取りを行って得られたアナログの読取
信号をＲＦアンプ１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、
かかる読取信号を所望に増幅してＡ／Ｄ変換器１４に供
給する。
【０００９】Ａ／Ｄ変換器１４は、後述するクロック発
生回路１５から供給されてくるサンプリングクロック信
号に応じて上記読取信号をサンプリングして順次、ディ
ジタルの読取サンプル値に変換し、この読取サンプル値
の系列からなる読取サンプル系列ｐを得る。クロック発
生回路１５は、かかる読取サンプル系列ｐに基づいて位
相補正した所定周波数のクロック信号を発生し、これを
上記サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器１４
に供給する。
生回路１５から供給されてくるサンプリングクロック信
号に応じて上記読取信号をサンプリングして順次、ディ
ジタルの読取サンプル値に変換し、この読取サンプル値
の系列からなる読取サンプル系列ｐを得る。クロック発
生回路１５は、かかる読取サンプル系列ｐに基づいて位
相補正した所定周波数のクロック信号を発生し、これを
上記サンプリングクロック信号としてＡ／Ｄ変換器１４
に供給する。
【００１０】予測値生成回路１６は、先ず、読取サンプ
ル系列ｐ中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存
在するゼロクロスサンプルｖ、及びこのゼロクロスサン
プルの前後に隣接する正極性のサンプルｕ及び負極性の
サンプルｗ各々を抽出する。次に、これらゼロクロスサ
ンプルｖ、正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ
各々の平均レベルを求めこれらを夫々予測値ｙ０、予測
値ｙ+、及び予測値ｙ-としてビタビ復号器１７に供給す
る。
ル系列ｐ中におけるゼロクロス時点に最も近い位置に存
在するゼロクロスサンプルｖ、及びこのゼロクロスサン
プルの前後に隣接する正極性のサンプルｕ及び負極性の
サンプルｗ各々を抽出する。次に、これらゼロクロスサ
ンプルｖ、正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ
各々の平均レベルを求めこれらを夫々予測値ｙ０、予測
値ｙ+、及び予測値ｙ-としてビタビ復号器１７に供給す
る。
【００１１】ビタビ復号器１７は、上記読取サンプル系
列ｐと、予測値ｙ０、予測値ｙ+、及び予測値ｙ- 各々
との二乗誤差を求め、この二乗誤差の累算値が最小とな
るようなデータ系列を最も確からしいデータ系列として
復号し、これをＲＬＬ復号器１８に供給する。ＲＬＬ復
号器１８は、かかるデータ系列をＲＬＬ復号したものを
再生データとして出力する。
列ｐと、予測値ｙ０、予測値ｙ+、及び予測値ｙ- 各々
との二乗誤差を求め、この二乗誤差の累算値が最小とな
るようなデータ系列を最も確からしいデータ系列として
復号し、これをＲＬＬ復号器１８に供給する。ＲＬＬ復
号器１８は、かかるデータ系列をＲＬＬ復号したものを
再生データとして出力する。
【００１２】図２は、上記予測値生成回路１６の内部構
成の一例を示す図である。又、図３は、かかる図２に示
される予測値生成回路１６の内部動作波形の一例を示す
図である。図２において、Ｄフリップフロップ１６１
は、上述の如く、Ａ／Ｄ変換器１４から供給されてくる
読取サンプル系列ｐを１サンプリングクロック分だけ遅
延した遅延読取サンプル系列ｑをＤフリップフロップ１
６２、１６３及び加算器１６４の各々に供給する。Ｄフ
リップフロップ１６３は、かかる遅延読取サンプル系列
ｑを更に１サンプリングクロック分だけ遅延した遅延読
取サンプル系列ｑｑをセレクタ１７０及び１７１の各々
に供給する。
成の一例を示す図である。又、図３は、かかる図２に示
される予測値生成回路１６の内部動作波形の一例を示す
図である。図２において、Ｄフリップフロップ１６１
は、上述の如く、Ａ／Ｄ変換器１４から供給されてくる
読取サンプル系列ｐを１サンプリングクロック分だけ遅
延した遅延読取サンプル系列ｑをＤフリップフロップ１
６２、１６３及び加算器１６４の各々に供給する。Ｄフ
リップフロップ１６３は、かかる遅延読取サンプル系列
ｑを更に１サンプリングクロック分だけ遅延した遅延読
取サンプル系列ｑｑをセレクタ１７０及び１７１の各々
に供給する。
【００１３】加算器１６４は、上記読取サンプル系列ｐ
と、遅延読取サンプル系列ｑとの加算を行うことによ
り、補間読取サンプル系列ｒを求める。かかる補間読取
サンプル系列ｒのＭＳＢ（most significant bit）は、
Ｄフリップフロップ１６５及び排他的論理和回路１６６
からなるゼロクロスタイミング検出回路に供給される。
このゼロクロスタイミング検出回路は、かかる補間読取
サンプル系列ｒのＭＳＢであるビット信号ｓの信号論理
値が「１」から「０」、あるいは、「０」から「１」へ
と推移したことを検出した場合、すなわち、補間読取サ
ンプル系列ｒの極性が変化した場合にゼロクロスタイミ
ング信号ｔを発生し、これをＤフリップフロップ１６
７、１６８及び１６９の各々に供給する。
と、遅延読取サンプル系列ｑとの加算を行うことによ
り、補間読取サンプル系列ｒを求める。かかる補間読取
サンプル系列ｒのＭＳＢ（most significant bit）は、
Ｄフリップフロップ１６５及び排他的論理和回路１６６
からなるゼロクロスタイミング検出回路に供給される。
このゼロクロスタイミング検出回路は、かかる補間読取
サンプル系列ｒのＭＳＢであるビット信号ｓの信号論理
値が「１」から「０」、あるいは、「０」から「１」へ
と推移したことを検出した場合、すなわち、補間読取サ
ンプル系列ｒの極性が変化した場合にゼロクロスタイミ
ング信号ｔを発生し、これをＤフリップフロップ１６
７、１６８及び１６９の各々に供給する。
【００１４】セレクタ１７０は、上記読取サンプル系列
ｐのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、読取サン
プル系列ｐにおけるサンプル値が正極性である場合に
は、かかる読取サンプル系列ｐをＤフリップフロップ１
６７に供給する。一方、セレクタ１７０は、上記読取サ
ンプル系列ｐのＭＳＢの信号論理値が「１」、すなわ
ち、読取サンプル系列ｐにおけるサンプル値が負極性で
ある場合には、遅延読取サンプル系列ｑｑをＤフリップ
フロップ１６７に供給する。
ｐのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、読取サン
プル系列ｐにおけるサンプル値が正極性である場合に
は、かかる読取サンプル系列ｐをＤフリップフロップ１
６７に供給する。一方、セレクタ１７０は、上記読取サ
ンプル系列ｐのＭＳＢの信号論理値が「１」、すなわ
ち、読取サンプル系列ｐにおけるサンプル値が負極性で
ある場合には、遅延読取サンプル系列ｑｑをＤフリップ
フロップ１６７に供給する。
【００１５】セレクタ１７１は、上記遅延読取サンプル
系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、遅
延読取サンプル系列ｑｑにおけるサンプル値が正極性で
ある場合には、読取サンプル系列ｐをＤフリップフロッ
プ１６９に供給する。一方、セレクタ１７１は、上記遅
延読取サンプル系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が
「１」、すなわち、遅延読取サンプル系列ｑｑにおける
サンプル値が負極性である場合には、かかる遅延読取サ
ンプル系列ｑｑをＤフリップフロップ１６９に供給す
る。
系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が「０」、すなわち、遅
延読取サンプル系列ｑｑにおけるサンプル値が正極性で
ある場合には、読取サンプル系列ｐをＤフリップフロッ
プ１６９に供給する。一方、セレクタ１７１は、上記遅
延読取サンプル系列ｑｑのＭＳＢの信号論理値が
「１」、すなわち、遅延読取サンプル系列ｑｑにおける
サンプル値が負極性である場合には、かかる遅延読取サ
ンプル系列ｑｑをＤフリップフロップ１６９に供給す
る。
【００１６】Ｄフリップフロップ１６７は、ゼロクロス
タイミング信号ｔが供給された時のみ、セレクタ１７０
から供給された読取サンプル系列（読取サンプル系列
ｐ、又は遅延読取サンプル系列ｑｑのいずれか一方）を
取り込み、これを正極性サンプルｕとして平均化回路１
７２に供給する。平均化回路１７２は、例えば、ＩＩＲ
(infinite impulse response)ディジタルフィルタ等か
ら構成され、上記正極性サンプルｕの平均値を求めてこ
れを予測値ｙ+として出力する。Ｄフリップフロップ１
６２は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給された時の
み、遅延読取サンプル系列ｑを取り込み、これをゼロク
ロスサンプルｖとして平均化回路１７３に供給する。平
均化回路１７３は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ
等から構成され、かかるゼロクロスサンプルｖの平均値
を求めてこれを予測値ｙ０として出力する。Ｄフリップ
フロップ１６９は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給
された時のみ、セレクタ１７１から供給された読取サン
プル系列（読取サンプル系列ｐ、又は遅延読取サンプル
系列ｑｑのいずれか一方）を取り込み、これを負極性サ
ンプルｗとして平均化回路１７４に供給する。平均化回
路１７４は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ等から
構成され、上記負極性サンプルｗの平均値を求めてこれ
を予測値ｙ-として出力する。
タイミング信号ｔが供給された時のみ、セレクタ１７０
から供給された読取サンプル系列（読取サンプル系列
ｐ、又は遅延読取サンプル系列ｑｑのいずれか一方）を
取り込み、これを正極性サンプルｕとして平均化回路１
７２に供給する。平均化回路１７２は、例えば、ＩＩＲ
(infinite impulse response)ディジタルフィルタ等か
ら構成され、上記正極性サンプルｕの平均値を求めてこ
れを予測値ｙ+として出力する。Ｄフリップフロップ１
６２は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給された時の
み、遅延読取サンプル系列ｑを取り込み、これをゼロク
ロスサンプルｖとして平均化回路１７３に供給する。平
均化回路１７３は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ
等から構成され、かかるゼロクロスサンプルｖの平均値
を求めてこれを予測値ｙ０として出力する。Ｄフリップ
フロップ１６９は、ゼロクロスタイミング信号ｔが供給
された時のみ、セレクタ１７１から供給された読取サン
プル系列（読取サンプル系列ｐ、又は遅延読取サンプル
系列ｑｑのいずれか一方）を取り込み、これを負極性サ
ンプルｗとして平均化回路１７４に供給する。平均化回
路１７４は、例えば、ＩＩＲディジタルフィルタ等から
構成され、上記負極性サンプルｗの平均値を求めてこれ
を予測値ｙ-として出力する。
【００１７】すなわち、読取サンプル系列ｐからゼロク
ロスタイミングが検出された時、セレクタ１７０及び１
７１各々には、このゼロクロスタイミングよりも１サン
プリングクロック前の読取サンプル値と、かかるゼロク
ロスタイミングよりも１サンプリングクロック後の読取
サンプル値とが供給されている。このゼロクロスタイミ
ングの前後に存在する読取サンプル値の極性は、互いに
反転したものである。そこで、Ｄフリップフロップ１６
７は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する読取
サンプル値の内、正極性のサンプル値を取り込みこれを
正極性サンプルｕとしている。又、Ｄフリップフロップ
１６９は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する
読取サンプル値の内、負極性のサンプル値を取り込みこ
れを負極性サンプルｗとしているのである。
ロスタイミングが検出された時、セレクタ１７０及び１
７１各々には、このゼロクロスタイミングよりも１サン
プリングクロック前の読取サンプル値と、かかるゼロク
ロスタイミングよりも１サンプリングクロック後の読取
サンプル値とが供給されている。このゼロクロスタイミ
ングの前後に存在する読取サンプル値の極性は、互いに
反転したものである。そこで、Ｄフリップフロップ１６
７は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する読取
サンプル値の内、正極性のサンプル値を取り込みこれを
正極性サンプルｕとしている。又、Ｄフリップフロップ
１６９は、このゼロクロスタイミングの前後に存在する
読取サンプル値の内、負極性のサンプル値を取り込みこ
れを負極性サンプルｗとしているのである。
【００１８】図４は、ビタビ復号器１７の内部構成を示
す図である。図４に示されるが如く、ビタビ復号器１７
は、メトリック演算回路１７０及びパスメモリ１８０か
ら構成されている。図５は、かかるメトリック演算回路
１７０の内部構成を示す図である。図５において、減算
器ＳＢ２は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ-を
減算した値をＤフリップフロップＤＣ２に供給する。Ｄ
フリップフロップＤＣ２は、かかる減算器ＳＢ２から供
給された値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこ
れを２乗回路Ｍ２に供給する。尚、かかるＤフリップフ
ロップＤＣ２は、この減算器ＳＢ２から供給された値の
ＭＳＢが「１」、すなわち、減算器ＳＢ２から供給され
た値が負の値である場合には、その取り込んだ値をクリ
アして、「０」を２乗回路Ｍ２に供給する。
す図である。図４に示されるが如く、ビタビ復号器１７
は、メトリック演算回路１７０及びパスメモリ１８０か
ら構成されている。図５は、かかるメトリック演算回路
１７０の内部構成を示す図である。図５において、減算
器ＳＢ２は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ-を
減算した値をＤフリップフロップＤＣ２に供給する。Ｄ
フリップフロップＤＣ２は、かかる減算器ＳＢ２から供
給された値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこ
れを２乗回路Ｍ２に供給する。尚、かかるＤフリップフ
ロップＤＣ２は、この減算器ＳＢ２から供給された値の
ＭＳＢが「１」、すなわち、減算器ＳＢ２から供給され
た値が負の値である場合には、その取り込んだ値をクリ
アして、「０」を２乗回路Ｍ２に供給する。
【００１９】減算器ＳＢ３は、上記読取サンプル系列ｐ
から予測値ｙ０を減算した値をＤフリップフロップＤ１
に供給する。ＤフリップフロップＤ１は、かかる減算器
ＳＢ３から供給された値を上記サンプリングクロック毎
に取り込みこれを２乗回路Ｍ３に供給する。減算器ＳＢ
４は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ+を減算し
た値をＤフリップフロップＤＣ１に供給する。Ｄフリッ
プフロップＤＣ１は、かかる減算器ＳＢ４から供給され
た値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを２
乗回路Ｍ４に供給する。尚、かかるＤフリップフロップ
ＤＣ１は、この減算器ＳＢ４から供給された値のＭＳＢ
が「０」、すなわち、減算器ＳＢ４から供給された値が
正の値である場合には、その取り込んだ値をクリアし
て、「０」を２乗回路Ｍ４に供給する。
から予測値ｙ０を減算した値をＤフリップフロップＤ１
に供給する。ＤフリップフロップＤ１は、かかる減算器
ＳＢ３から供給された値を上記サンプリングクロック毎
に取り込みこれを２乗回路Ｍ３に供給する。減算器ＳＢ
４は、上記読取サンプル系列ｐから予測値ｙ+を減算し
た値をＤフリップフロップＤＣ１に供給する。Ｄフリッ
プフロップＤＣ１は、かかる減算器ＳＢ４から供給され
た値を上記サンプリングクロック毎に取り込みこれを２
乗回路Ｍ４に供給する。尚、かかるＤフリップフロップ
ＤＣ１は、この減算器ＳＢ４から供給された値のＭＳＢ
が「０」、すなわち、減算器ＳＢ４から供給された値が
正の値である場合には、その取り込んだ値をクリアし
て、「０」を２乗回路Ｍ４に供給する。
【００２０】２乗回路Ｍ２〜Ｍ４の各々からは、夫々、 (読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ-)2 (読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ０)2 (読取サンプル系列ｐ−予測値ｙ+)2 なる２乗誤差値がＤフリップフロップＤ２〜Ｄ４の各々
に供給される。
に供給される。
【００２１】ＤフリップフロップＤ２〜Ｄ４の各々は、
上記サンプリングクロック毎にこれら２乗誤差値を取り
込んで、これらをブランチメトリック値λ２〜λ４とす
る。加算器ＡＤ２は、ブランチメトリック値λ２と、Ｄ
フリップフロップＤ９から供給されたパスメトリック値
Ｌ１００とを加算して得られた加算値を選択回路Ｓ１に
供給する。加算器ＡＤ３は、ブランチメトリック値λ２
と、ＤフリップフロップＤ６から供給されたパスメトリ
ック値Ｌ０００とを加算して得られた加算値を選択回路
Ｓ１及びＤフリップフロップＤ７の各々に供給する。比
較器Ｃ１は、上記パスメトリック値Ｌ１００とパスメト
リック値Ｌ０００との大小比較を行い、パスメトリック
値Ｌ１００≧パスメトリック値Ｌ０００なるときに、パ
ス選択信号ＳＥＬ０００を“０”とする一方、パスメト
リック値Ｌ１００＜パスメトリック値Ｌ０００なるとき
に、ＳＥＬ０００を“１”とする。選択回路Ｓ１は、か
かるパス選択信号ＳＥＬ０００が“０”である場合、す
なわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリック値
Ｌ０００以上の値である場合には、加算器ＡＤ３の加算
結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ６に供給す
る一方、パス選択信号ＳＥＬ０００が“１”である場
合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリ
ック値Ｌ０００よりも小なる値である場合には、加算器
ＡＤ２の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップ
Ｄ６に供給する。ＤフリップフロップＤ６は、選択回路
Ｓ１から供給された加算結果を、上記サンプリングクロ
ック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ０００
として加算器ＡＤ３、及び比較器Ｃ１に夫々帰還供給す
る。
上記サンプリングクロック毎にこれら２乗誤差値を取り
込んで、これらをブランチメトリック値λ２〜λ４とす
る。加算器ＡＤ２は、ブランチメトリック値λ２と、Ｄ
フリップフロップＤ９から供給されたパスメトリック値
Ｌ１００とを加算して得られた加算値を選択回路Ｓ１に
供給する。加算器ＡＤ３は、ブランチメトリック値λ２
と、ＤフリップフロップＤ６から供給されたパスメトリ
ック値Ｌ０００とを加算して得られた加算値を選択回路
Ｓ１及びＤフリップフロップＤ７の各々に供給する。比
較器Ｃ１は、上記パスメトリック値Ｌ１００とパスメト
リック値Ｌ０００との大小比較を行い、パスメトリック
値Ｌ１００≧パスメトリック値Ｌ０００なるときに、パ
ス選択信号ＳＥＬ０００を“０”とする一方、パスメト
リック値Ｌ１００＜パスメトリック値Ｌ０００なるとき
に、ＳＥＬ０００を“１”とする。選択回路Ｓ１は、か
かるパス選択信号ＳＥＬ０００が“０”である場合、す
なわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリック値
Ｌ０００以上の値である場合には、加算器ＡＤ３の加算
結果を選択してこれをＤフリップフロップＤ６に供給す
る一方、パス選択信号ＳＥＬ０００が“１”である場
合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１００がパスメトリ
ック値Ｌ０００よりも小なる値である場合には、加算器
ＡＤ２の加算結果を選択してこれをＤフリップフロップ
Ｄ６に供給する。ＤフリップフロップＤ６は、選択回路
Ｓ１から供給された加算結果を、上記サンプリングクロ
ック毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ０００
として加算器ＡＤ３、及び比較器Ｃ１に夫々帰還供給す
る。
【００２２】ＤフリップフロップＤ７は、加算器ＡＤ３
から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック
毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ００１とし
て加算器ＡＤ４に帰還供給する。加算器ＡＤ４は、ブラ
ンチメトリック値λ３と、ＤフリップフロップＤ７から
供給されたパスメトリック値Ｌ００１とを加算して得ら
れた加算結果をＤフリップフロップＤ８に供給する。Ｄ
フリップフロップＤ８は、加算器ＡＤ４から供給された
加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込ん
で、これをパスメトリック値Ｌ０１１として加算器ＡＤ
７及び比較器Ｃ２の各々に帰還供給する。加算器ＡＤ５
は、ブランチメトリック値λ３と、Ｄフリップフロップ
Ｄ１０から供給されたパスメトリック値Ｌ１１０とを加
算して得られた加算結果をＤフリップフロップＤ９に供
給する。ＤフリップフロップＤ９は、加算器ＡＤ５から
供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に
取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ１００として加
算器ＡＤ２及び比較器Ｃ１の各々に帰還供給する。加算
器ＡＤ６は、ブランチメトリック値λ４と、後述するＤ
フリップフロップＤ１１から供給されたパスメトリック
値Ｌ１１１とを加算して得られた加算結果をＤフリップ
フロップＤ１０、及び選択回路Ｓ２に供給する。Ｄフリ
ップフロップＤ１０は、加算器ＡＤ６から供給された加
算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、
これをパスメトリック値Ｌ１１０として加算器ＡＤ５に
帰還供給する。
から供給された加算結果を、上記サンプリングクロック
毎に取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ００１とし
て加算器ＡＤ４に帰還供給する。加算器ＡＤ４は、ブラ
ンチメトリック値λ３と、ＤフリップフロップＤ７から
供給されたパスメトリック値Ｌ００１とを加算して得ら
れた加算結果をＤフリップフロップＤ８に供給する。Ｄ
フリップフロップＤ８は、加算器ＡＤ４から供給された
加算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込ん
で、これをパスメトリック値Ｌ０１１として加算器ＡＤ
７及び比較器Ｃ２の各々に帰還供給する。加算器ＡＤ５
は、ブランチメトリック値λ３と、Ｄフリップフロップ
Ｄ１０から供給されたパスメトリック値Ｌ１１０とを加
算して得られた加算結果をＤフリップフロップＤ９に供
給する。ＤフリップフロップＤ９は、加算器ＡＤ５から
供給された加算結果を、上記サンプリングクロック毎に
取り込んで、これをパスメトリック値Ｌ１００として加
算器ＡＤ２及び比較器Ｃ１の各々に帰還供給する。加算
器ＡＤ６は、ブランチメトリック値λ４と、後述するＤ
フリップフロップＤ１１から供給されたパスメトリック
値Ｌ１１１とを加算して得られた加算結果をＤフリップ
フロップＤ１０、及び選択回路Ｓ２に供給する。Ｄフリ
ップフロップＤ１０は、加算器ＡＤ６から供給された加
算結果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、
これをパスメトリック値Ｌ１１０として加算器ＡＤ５に
帰還供給する。
【００２３】加算器ＡＤ７は、ブランチメトリック値λ
４と、ＤフリップフロップＤ８から供給されたパスメト
リック値Ｌ０１１とを加算して得られた加算結果を選択
回路Ｓ２に供給する。比較器Ｃ２は、パスメトリック値
Ｌ１１１とパスメトリック値Ｌ０１１との大小比較を行
い、パスメトリック値Ｌ１１１≧パスメトリック値Ｌ０
１１なるときに、パス選択信号ＳＥＬ１１１を“０”と
する一方、パスメトリック値Ｌ１１１＜パスメトリック
値Ｌ０１１なるときに、ＳＥＬ１１１を“１”とする。
選択回路Ｓ２は、かかるパス選択信号ＳＥＬ１１１が
“０”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１１
１がパスメトリック値Ｌ０１１以上の値である場合に
は、加算器ＡＤ７の加算結果を選択してこれをＤフリッ
プフロップＤ１１に供給する一方、パス選択信号ＳＥＬ
１１１が“１”である場合、すなわち、パスメトリック
値Ｌ１１１がパスメトリック値Ｌ０１１よりも小なる値
である場合には、加算器ＡＤ６の加算結果を選択してこ
れをＤフリップフロップＤ１１に供給する。Ｄフリップ
フロップＤ１１は、選択回路Ｓ２から供給された加算結
果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これ
をパスメトリック値Ｌ１１１として加算器ＡＤ６及び比
較器Ｃ２に夫々帰還供給する。
４と、ＤフリップフロップＤ８から供給されたパスメト
リック値Ｌ０１１とを加算して得られた加算結果を選択
回路Ｓ２に供給する。比較器Ｃ２は、パスメトリック値
Ｌ１１１とパスメトリック値Ｌ０１１との大小比較を行
い、パスメトリック値Ｌ１１１≧パスメトリック値Ｌ０
１１なるときに、パス選択信号ＳＥＬ１１１を“０”と
する一方、パスメトリック値Ｌ１１１＜パスメトリック
値Ｌ０１１なるときに、ＳＥＬ１１１を“１”とする。
選択回路Ｓ２は、かかるパス選択信号ＳＥＬ１１１が
“０”である場合、すなわち、パスメトリック値Ｌ１１
１がパスメトリック値Ｌ０１１以上の値である場合に
は、加算器ＡＤ７の加算結果を選択してこれをＤフリッ
プフロップＤ１１に供給する一方、パス選択信号ＳＥＬ
１１１が“１”である場合、すなわち、パスメトリック
値Ｌ１１１がパスメトリック値Ｌ０１１よりも小なる値
である場合には、加算器ＡＤ６の加算結果を選択してこ
れをＤフリップフロップＤ１１に供給する。Ｄフリップ
フロップＤ１１は、選択回路Ｓ２から供給された加算結
果を、上記サンプリングクロック毎に取り込んで、これ
をパスメトリック値Ｌ１１１として加算器ＡＤ６及び比
較器Ｃ２に夫々帰還供給する。
【００２４】図６は、パスメモリ１８０の内部構成の一
例を示す図である。パスメモリ１８０は、パス選択信号
ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１１１各々の値に
応じて、論理値「１」又は論理値「０」のデータ系列を
更新しつつこれを復号データ系列として出力する。図５
に示される選択回路Ｓ１０〜Ｓ１７の各々は、供給され
るパス選択信号ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１
１１の論理値が「０」のときは、図中の下方入力端Ｐ0
から供給された信号の論理値を次段のＤフリップフロッ
プに中継出力する一方、パス選択信号ＳＥＬ０００及び
パス選択信号ＳＥＬ１１１の論理値が「１」のときは、
図中の上方入力端Ｐ1から供給された信号の論理値を次
段のＤフリップフロップＤ１０、Ｄ１５、Ｄ２０、Ｄ２
５、Ｄ３０、Ｄ３５、Ｄ４０及びＤ４５に中継出力す
る。ＤフリップフロップＤ１０〜Ｄ１５、Ｄ２０〜Ｄ２
５、Ｄ３０〜Ｄ３５、及びＤ４０〜Ｄ４５の各々は、供
給されてくる信号の論理値を、上記サンプリングクロッ
ク毎に取り込みこれを次段に中継出力する。多数決回路
４０は、ＤフリップフロップＤ４０〜Ｄ４５各々から供
給されてくる信号の論理値「０」又は「１」の内で、多
い方の論理値を選択してこれを復号データとして出力す
る。
例を示す図である。パスメモリ１８０は、パス選択信号
ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１１１各々の値に
応じて、論理値「１」又は論理値「０」のデータ系列を
更新しつつこれを復号データ系列として出力する。図５
に示される選択回路Ｓ１０〜Ｓ１７の各々は、供給され
るパス選択信号ＳＥＬ０００及びパス選択信号ＳＥＬ１
１１の論理値が「０」のときは、図中の下方入力端Ｐ0
から供給された信号の論理値を次段のＤフリップフロッ
プに中継出力する一方、パス選択信号ＳＥＬ０００及び
パス選択信号ＳＥＬ１１１の論理値が「１」のときは、
図中の上方入力端Ｐ1から供給された信号の論理値を次
段のＤフリップフロップＤ１０、Ｄ１５、Ｄ２０、Ｄ２
５、Ｄ３０、Ｄ３５、Ｄ４０及びＤ４５に中継出力す
る。ＤフリップフロップＤ１０〜Ｄ１５、Ｄ２０〜Ｄ２
５、Ｄ３０〜Ｄ３５、及びＤ４０〜Ｄ４５の各々は、供
給されてくる信号の論理値を、上記サンプリングクロッ
ク毎に取り込みこれを次段に中継出力する。多数決回路
４０は、ＤフリップフロップＤ４０〜Ｄ４５各々から供
給されてくる信号の論理値「０」又は「１」の内で、多
い方の論理値を選択してこれを復号データとして出力す
る。
【００２５】尚、図６においては、回路段数を４段とし
た場合の例を示しているが、実際には、１０段から１０
０段程度で構成される。以上の如く、本発明による記録
情報再生装置においては、ビタビ復号器１７において用
いる予測値の各々を、読取サンプル系列ｐ中におけるゼ
ロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサン
プルの値、及びゼロクロスサンプルの前後に隣接するサ
ンプル各々の値に夫々等しい値に設定する構成としたの
である。
た場合の例を示しているが、実際には、１０段から１０
０段程度で構成される。以上の如く、本発明による記録
情報再生装置においては、ビタビ復号器１７において用
いる予測値の各々を、読取サンプル系列ｐ中におけるゼ
ロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサン
プルの値、及びゼロクロスサンプルの前後に隣接するサ
ンプル各々の値に夫々等しい値に設定する構成としたの
である。
【００２６】すなわち、情報データをＲＬＬ変調符号化
してＣＤ、あるいはＤＶＤの如き光ディスクに記録する
際には、ピットエッジ記録と呼ばれる記録方式を採用す
る。これは、記録パルスと等しい長さのピット及びラン
ドを光ディスク上に形成するものであり、かかるピット
両端のエッジ部が記録情報を担うものとなる。この光デ
ィスクから記録情報の再生を行う際には、かかるピット
両端のエッジ部に対応する読取信号のゼロクロス点に基
づいて記録情報の再生を行う。従って、かかる読取信号
をＡ／Ｄ変換して得られた読取サンプル系列を用いるビ
タビ復号においても、ゼロクロス時点及びそのゼロクロ
ス時点の前後に存在する読取サンプルが、記録情報の大
部分を担っていると考えられる。一方、ピット及びラン
ドの中央部に対応する、ゼロクロス時点から離れた時点
での読取信号は、アシンメトリと呼ばれるピット長の伸
縮に起因して、上下非対称となることがある。つまり、
ゼロクロス時点から離れた位置での読取信号に対応した
読取サンプルは、そのデータとしての信頼性が低く、そ
れ故に、ビタビ復号では、かかる読取サンプルからで
は、正確に復号するのが困難となる。
してＣＤ、あるいはＤＶＤの如き光ディスクに記録する
際には、ピットエッジ記録と呼ばれる記録方式を採用す
る。これは、記録パルスと等しい長さのピット及びラン
ドを光ディスク上に形成するものであり、かかるピット
両端のエッジ部が記録情報を担うものとなる。この光デ
ィスクから記録情報の再生を行う際には、かかるピット
両端のエッジ部に対応する読取信号のゼロクロス点に基
づいて記録情報の再生を行う。従って、かかる読取信号
をＡ／Ｄ変換して得られた読取サンプル系列を用いるビ
タビ復号においても、ゼロクロス時点及びそのゼロクロ
ス時点の前後に存在する読取サンプルが、記録情報の大
部分を担っていると考えられる。一方、ピット及びラン
ドの中央部に対応する、ゼロクロス時点から離れた時点
での読取信号は、アシンメトリと呼ばれるピット長の伸
縮に起因して、上下非対称となることがある。つまり、
ゼロクロス時点から離れた位置での読取信号に対応した
読取サンプルは、そのデータとしての信頼性が低く、そ
れ故に、ビタビ復号では、かかる読取サンプルからで
は、正確に復号するのが困難となる。
【００２７】そこで、本発明においては、データとして
信頼性の高いゼロクロス時点の読取サンプル及びその前
後に存在する読取サンプルのみを重視してビタビ復号を
行う。図４に示されるメトリック演算回路１７０におい
ては、ゼロクロス時点から離れた時点に存在する、絶対
値の大なる読取サンプルが供給されてきた場合には、こ
の際の二乗誤差値を強制的に「０」にすることにより、
ビタビ復号の性能劣化を防止している。かかる動作は、
上述した如きＤフリップフロップＤＣ１及びＤＣ２のク
リア動作にて実現している。
信頼性の高いゼロクロス時点の読取サンプル及びその前
後に存在する読取サンプルのみを重視してビタビ復号を
行う。図４に示されるメトリック演算回路１７０におい
ては、ゼロクロス時点から離れた時点に存在する、絶対
値の大なる読取サンプルが供給されてきた場合には、こ
の際の二乗誤差値を強制的に「０」にすることにより、
ビタビ復号の性能劣化を防止している。かかる動作は、
上述した如きＤフリップフロップＤＣ１及びＤＣ２のク
リア動作にて実現している。
【００２８】従って、本発明によれば、ビタビ復号を実
施する際に必要となる予測値は、予測値ｙ-、予測値ｙ
０、及び予測値ｙ+の３つで事足りるので、図５のメト
リック演算回路、図６のパスメモリともに、より小さい
回路規模で済む。従って、復号性能を劣化させることな
く、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼
性をもって情報再生を行えるようになるのである。
施する際に必要となる予測値は、予測値ｙ-、予測値ｙ
０、及び予測値ｙ+の３つで事足りるので、図５のメト
リック演算回路、図６のパスメモリともに、より小さい
回路規模で済む。従って、復号性能を劣化させることな
く、小なる回路規模にて、高密度記録媒体から高い信頼
性をもって情報再生を行えるようになるのである。
【００２９】尚、上記実施例においては、３つの予測値
ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+各々を、予測値生成回
路１６にて逐次、読取サンプル系列ｐから求めるように
している。しかしながら、これら３つの予測値を予め実
験によって求めておき、これらを図７に示されるが如
く、ＣＰＵ（中央処理装置）２０にてビタビ復号器１７
に供給する構成としても良い。
ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+各々を、予測値生成回
路１６にて逐次、読取サンプル系列ｐから求めるように
している。しかしながら、これら３つの予測値を予め実
験によって求めておき、これらを図７に示されるが如
く、ＣＰＵ（中央処理装置）２０にてビタビ復号器１７
に供給する構成としても良い。
【００３０】例えば、単層構造のＤＶＤ、２層構造のＤ
ＶＤ、追記型ＤＶＤ、書き換え可能なＤＶＤ、更にＣＤ
の如き光ディスクのいずれからでも記録情報の再生が可
能な記録情報再生装置においては、これら各ディスク毎
に最適な３つの予測値ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+
各々を記憶しておき、再生対象となるディスクの判別結
果に応じた予測値ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+をビ
タビ復号器１７に供給するのである。
ＶＤ、追記型ＤＶＤ、書き換え可能なＤＶＤ、更にＣＤ
の如き光ディスクのいずれからでも記録情報の再生が可
能な記録情報再生装置においては、これら各ディスク毎
に最適な３つの予測値ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+
各々を記憶しておき、再生対象となるディスクの判別結
果に応じた予測値ｙ-、予測値ｙ０、及び予測値ｙ+をビ
タビ復号器１７に供給するのである。
【００３１】図８は、本発明の他の実施例による記録情
報再生装置の構成を示す図である。図８において、ピッ
クアップ１２は、記録ディスク１１から記録情報の読み
取りを行って得られたアナログの読取信号をＲＦアンプ
１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、かかる読取信号を
所望に増幅したものを減算器２１に供給する。減算器２
１は、ＲＦアンプ１３から供給された読取信号から、後
述する誤差信号ｅを減算した誤差補正読取信号をＡ／Ｄ
変換器１４に供給する。Ａ／Ｄ変換器１４は、後述する
クロック発生回路１５から供給されてくるサンプリング
クロック信号に応じて上記誤差補正読取信号をサンプリ
ングして順次、ディジタルの読取サンプル値に変換し、
この読取サンプル値の系列からなる読取サンプル系列ｐ
を得る。クロック発生回路１５は、かかる読取サンプル
系列ｐに基づいて位相補正した所定周波数のクロック信
号を発生し、これを上記サンプリングクロック信号とし
てＡ／Ｄ変換器１４に供給する。レベル補正回路２２
は、読取サンプル系列ｐ中から、ゼロクロス時点に最も
近い位置に存在するゼロクロスサンプルを抽出し、この
サンプル値に対応したレベルを有する誤差信号ｅを発生
してこれを減算器２１に帰還供給する。
報再生装置の構成を示す図である。図８において、ピッ
クアップ１２は、記録ディスク１１から記録情報の読み
取りを行って得られたアナログの読取信号をＲＦアンプ
１３に供給する。ＲＦアンプ１３は、かかる読取信号を
所望に増幅したものを減算器２１に供給する。減算器２
１は、ＲＦアンプ１３から供給された読取信号から、後
述する誤差信号ｅを減算した誤差補正読取信号をＡ／Ｄ
変換器１４に供給する。Ａ／Ｄ変換器１４は、後述する
クロック発生回路１５から供給されてくるサンプリング
クロック信号に応じて上記誤差補正読取信号をサンプリ
ングして順次、ディジタルの読取サンプル値に変換し、
この読取サンプル値の系列からなる読取サンプル系列ｐ
を得る。クロック発生回路１５は、かかる読取サンプル
系列ｐに基づいて位相補正した所定周波数のクロック信
号を発生し、これを上記サンプリングクロック信号とし
てＡ／Ｄ変換器１４に供給する。レベル補正回路２２
は、読取サンプル系列ｐ中から、ゼロクロス時点に最も
近い位置に存在するゼロクロスサンプルを抽出し、この
サンプル値に対応したレベルを有する誤差信号ｅを発生
してこれを減算器２１に帰還供給する。
【００３２】かかる減算器２１及びレベル補正回路２２
の動作により、Ａ／Ｄ変換器１４から出力される読取サ
ンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの値は、実際に０
レベルとなる。予測値生成回路１６’は、読取サンプル
系列ｐ中から、ゼロクロスサンプルの前後に存在する正
極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々を抽出
し、これら正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ
各々の平均レベルを夫々予測値ｙ+、及び予測値ｙ-とし
てビタビ復号器１７に供給する。ビタビ復号器１７に
は、更に、固定値の０が予測値の１つとして供給され
る。
の動作により、Ａ／Ｄ変換器１４から出力される読取サ
ンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの値は、実際に０
レベルとなる。予測値生成回路１６’は、読取サンプル
系列ｐ中から、ゼロクロスサンプルの前後に存在する正
極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ各々を抽出
し、これら正極性のサンプルｕ及び負極性のサンプルｗ
各々の平均レベルを夫々予測値ｙ+、及び予測値ｙ-とし
てビタビ復号器１７に供給する。ビタビ復号器１７に
は、更に、固定値の０が予測値の１つとして供給され
る。
【００３３】すなわち、かかる図８に示される構成にお
いては、上記減算器２１及びレベル補正回路２２の動作
により、読取サンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの
値は、必ず０レベルとなるので、予測値ｙ０としては、
固定値の０レベルをそのまま用いれば良いのである。か
かる構成によれば、図２及び図５に示される予測値ｙ０
に関する回路部を省略することが出来る。
いては、上記減算器２１及びレベル補正回路２２の動作
により、読取サンプル系列ｐ中のゼロクロスサンプルの
値は、必ず０レベルとなるので、予測値ｙ０としては、
固定値の０レベルをそのまま用いれば良いのである。か
かる構成によれば、図２及び図５に示される予測値ｙ０
に関する回路部を省略することが出来る。
【００３４】又、光ディスク再生系の周波数特性は高域
減衰特性であるから、ＲＬＬ変調符号を用いて記録した
場合の読取信号波形においては、最短ランレングス波形
の振幅が最小となる。よって、光ディスクに記録されて
いるＲＬＬ変調符号化信号を読み取る場合には、この最
短ランレングス波形が読み取りエラーを起こす確率が高
い。
減衰特性であるから、ＲＬＬ変調符号を用いて記録した
場合の読取信号波形においては、最短ランレングス波形
の振幅が最小となる。よって、光ディスクに記録されて
いるＲＬＬ変調符号化信号を読み取る場合には、この最
短ランレングス波形が読み取りエラーを起こす確率が高
い。
【００３５】そこで、上記予測値生成回路１６による予
測値ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、ゼロクロス
時点の前後の正負サンプルを全て検出するのではなく、
ランレングスが最短である場合にのみ検出する構成とし
ても良い。そして、この最短ランレングス波形に対応し
た予測値を設定することにより、ビタビ復号回路１７の
復号エラーを更に低減させることが可能となる。
測値ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、ゼロクロス
時点の前後の正負サンプルを全て検出するのではなく、
ランレングスが最短である場合にのみ検出する構成とし
ても良い。そして、この最短ランレングス波形に対応し
た予測値を設定することにより、ビタビ復号回路１７の
復号エラーを更に低減させることが可能となる。
【００３６】又、上記予測値生成回路１６による予測値
ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、最短ランレング
ス波形の振幅が最小となる性質を利用して、ゼロクロス
時点の前後のサンプル値の最小値を検出するようにして
も良い。更に、かかる予測値生成回路１６による予測値
ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、予測値ｙ+、及
び予測値ｙ-が正負対称であると近似して、サンプル値
の絶対値を検出するようにしても良い。この際、検出さ
れた絶対値を正極性としたものを予測値ｙ+とし、負極
性としたものを予測値ｙ-とするのである。
ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、最短ランレング
ス波形の振幅が最小となる性質を利用して、ゼロクロス
時点の前後のサンプル値の最小値を検出するようにして
も良い。更に、かかる予測値生成回路１６による予測値
ｙ+、及び予測値ｙ-の検出においては、予測値ｙ+、及
び予測値ｙ-が正負対称であると近似して、サンプル値
の絶対値を検出するようにしても良い。この際、検出さ
れた絶対値を正極性としたものを予測値ｙ+とし、負極
性としたものを予測値ｙ-とするのである。
【００３７】又、上記実施例においては、予測値が３つ
の場合について述べたが、これに限定されるものではな
い。例えば、予測値を４つの如き偶数個としても構わな
い。この際、Ａ／Ｄ変換器１４におけるサンプリングク
ロックは、ゼロクロス時点と逆位相とし、ゼロクロス時
点の前後各２クロックの計４サンプルを予測値とする。
の場合について述べたが、これに限定されるものではな
い。例えば、予測値を４つの如き偶数個としても構わな
い。この際、Ａ／Ｄ変換器１４におけるサンプリングク
ロックは、ゼロクロス時点と逆位相とし、ゼロクロス時
点の前後各２クロックの計４サンプルを予測値とする。
【００３８】又、上記ＲＬＬ変調符号は、８／１６変調
符号化に限定されるものではなく、例えば、（１、７）
ＲＬＬ変調符号、（２、７）ＲＬＬ変調符号、及びＥＦ
Ｍ（eight to fourteen modulation)符号等、種々の転
用が可能である。又、予測値の個数、変調符号の種類に
応じてビタビ復号回路の構成は種々に改変可能である。
符号化に限定されるものではなく、例えば、（１、７）
ＲＬＬ変調符号、（２、７）ＲＬＬ変調符号、及びＥＦ
Ｍ（eight to fourteen modulation)符号等、種々の転
用が可能である。又、予測値の個数、変調符号の種類に
応じてビタビ復号回路の構成は種々に改変可能である。
【００３９】
【発明の効果】上記したことから明らかなように、本発
明による記録情報再生装置によれば、その復号性能を劣
化させることなくビタビ復号器の回路規模を小にするこ
とが出来る。よって、小なる回路規模の再生装置にて、
ＲＬＬ変調符号化して高密度記録された記録媒体から信
頼性の高い情報再生が行えるようになるのである。
明による記録情報再生装置によれば、その復号性能を劣
化させることなくビタビ復号器の回路規模を小にするこ
とが出来る。よって、小なる回路規模の再生装置にて、
ＲＬＬ変調符号化して高密度記録された記録媒体から信
頼性の高い情報再生が行えるようになるのである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による記録情報再生装置の構成の一例を
示す図である。
示す図である。
【図２】予測値生成回路１６の内部構成を示す図であ
る。
る。
【図３】予測値生成回路１６の内部動作波形を示す図で
ある。
ある。
【図４】ビタビ復号器１７の構成を示す図である。
【図５】メトリック演算回路１７０の内部構成を示す図
である。
である。
【図６】パスメモリ１８０の内部構成の一例を示す図で
ある。
ある。
【図７】本発明の他の実施例による記録情報再生装置の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図８】本発明の他の実施例による記録情報再生装置の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
１４ Ａ／Ｄ変換器 １６ 予測値生成回路 １７ ビタビ復号器 ２１ 減算器 ２２ レベル補正回路 １７０ メトリック演算回路
Claims (4)
- 【請求項１】 記録媒体に記録された情報データの再生
を行う記録情報再生装置であって、 前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログ
の読取信号を得る情報読取手段と、前記読取信号をサン
プリングしてディジタルの読取サンプル系列に変換する
Ａ／Ｄ変換器と、前記読取サンプル系列と複数の予測値
各々との誤差に基づいて情報データの復号を行うビタビ
復号器とを有し、 前記予測値の各々は、前記読取サンプル系列中における
ゼロクロス時点に最も近い位置に存在するゼロクロスサ
ンプルの値、及び前記ゼロクロスサンプルの前後に隣接
するサンプル各々の値に夫々等しい値であることを特徴
とする記録情報再生装置。 - 【請求項２】 記録媒体に記録された情報データの再生
を行う記録情報再生装置であって、 前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログ
の読取信号を得る情報読取手段と、 前記読取信号をサンプリングしてディジタルの読取サン
プル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基
づいて情報データの復号を行うビタビ復号器と、 前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も
近い位置に存在するゼロクロスサンプル及び前記ゼロク
ロスサンプルの前後に隣接するサンプル各々を抽出し、
これらを夫々前記予測値とする予測値生成手段とを有す
ることを特徴とする記録情報再生装置。 - 【請求項３】 記録媒体に記録された情報データの再生
を行う記録情報再生装置であって、 前記記録媒体から記録情報の読み取りを行ってアナログ
の読取信号を得る情報読取手段と、 前記読取信号から誤差信号を減算して誤差補正読取信号
を得る減算器と、 前記誤差補正読取信号をサンプリングしてディジタルの
読取サンプル系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記読取サンプル系列中におけるゼロクロス時点に最も
近い位置に存在するゼロクロスサンプルを抽出し、この
サンプル値に対応したレベルを有する信号を前記誤差信
号として発生するレベル補正手段と、 前記読取サンプル系列と複数の予測値各々との誤差に基
づいて情報データの復号を行うビタビ復号器とを有し、 前記予測値の各々は、ゼロレベル及び前記ゼロクロスサ
ンプルの前後に隣接するサンプル各々の値に夫々等しい
値であることを特徴とする記録情報再生装置。 - 【請求項４】 前記記録媒体は光ディスクであり、前記
情報データはＲＬＬ変調符号化されて前記光ディスクに
記録されていることを特徴とする請求項１、２及び３記
載の記録情報再生装置。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP13178696A JP3585317B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 記録情報再生装置 |
| US08/854,678 US5901128A (en) | 1996-05-14 | 1997-05-12 | Recorded information reproducing apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13178696A JP3585317B2 (ja) | 1996-05-27 | 1996-05-27 | 記録情報再生装置 |
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|---|---|
| JPH09320206A true JPH09320206A (ja) | 1997-12-12 |
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ID=15066116
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|---|---|---|---|
| JP13178696A Expired - Fee Related JP3585317B2 (ja) | 1996-05-14 | 1996-05-27 | 記録情報再生装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6747936B1 (en) | 1999-11-04 | 2004-06-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Data reproduction apparatus and method with improved performance by adjusting filter coefficients of equalizer |
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-
1996
- 1996-05-27 JP JP13178696A patent/JP3585317B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8498188B2 (en) | 2008-02-26 | 2013-07-30 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Target level setting method for a signal used in maximum-likelihood decoding in PRML processing of a signal reproduced from an optical information recording medium, playback device for an optical information recording medium, and target level setting program for a signal used in maximum-likelihood decoding in PRML processing |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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