JPWO2007010994A1 - デジタル信号再生装置 - Google Patents

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Abstract

デジタル信号再生装置であって、光記録媒体から読み出された信号をチャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックに従ってサンプリング及び量子化し、得られたデジタルＲＦ信号を出力するアナログデジタルコンバータと、前記デジタルＲＦ信号から、振幅方向のオフセット成分を低減させるオフセット補正回路と、前記オフセット補正回路の出力信号から、前記光記録媒体に記録されている所定のパターンを表す信号を復元して出力する簡易補間フィルタとを備える。前記所定のパターンの区間についての第１の位相誤差情報と、前記所定のパターンの区間以外についての第２の位相誤差情報とが示す値の大きさが小さくなるように、制御を行う。

Description

本発明は、光記録媒体にデジタルデータを記録するため、及び、光記録媒体からデジタルデータを再生するための信号処理を行う装置に関する。
光記録媒体（光ディスク）にデジタルデータを記録する方式として、コンパクトディスク（ＣＤ：Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ（登録商標））やＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）のように、線速度を一定にして記録媒体上の記録密度を一様にする方式が多く用いられている。近年、読み取り専用の光ディスクのみならず、記録可能なＤＶＤ−ＲＡＭ（ＤＶＤ−Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、１回書き込みが可能なＤＶＤ−Ｒｅｃｏｒｄａｂｌｅ（以下、ＤＶＤ−Ｒと称する）、及び書き換え可能なＤＶＤ−Ｒｅｗｒｉｔａｂｌｅ（以下、ＤＶＤ−ＲＷと称する）が、注目されている。ＤＶＤ−ＲＡＭディスクは、ランダムアクセスによる記録再生が可能という特徴があるため、情報記録媒体として適している。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスクには、エンボス状のピットでアドレス情報等が書き込まれているヘッダと、実際にデジタルデータを記録するデータ部とを有する単位ブロック（セクタ）が複数存在している。ヘッダ及びデータ部には、単一周波数成分を有するように構成される同期引き込みパターン（以下では、ＶＦＯパターンと称する）が存在している。再生信号を処理する回路では、セクタ毎に位相同期引き込みが行われる。
この処理を行うため、ＶＦＯパターンの領域での位相誤差と、通常のデータが記録された領域での位相誤差とを切り換えて用いてクロックを再生し、再生クロックとＤＶＤ−ＲＡＭディスクから読み出された再生信号とを同期させる位相同期制御ループ（ＰＬＬ）が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、記録再生速度が高くなるにつれて、回路規模の増大に伴うコストと消費電力の増大を抑制する方法の一つとして、再生クロックをチャネルビット周波数の半分の周波数にし、アナログデジタルコンバータではこの再生クロックに同期してサンプリングを行う方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０００−２００４６７号公報 特開２００３−３６６１２号公報
しかし、高速で記録再生を行う場合には、再生クロックの周波数が高くなるので消費電力が増大する。更に、再生クロックの１周期あたりに演算可能な論理ゲートの段数が少なくなり、パイプライン処理や制御遅延が増加する。このため、回路規模が増大してコストが増加し、かつ、再生クロックを生成するＰＬＬが不安定になって記録再生性能が劣化する。また、単純に再生クロックをチャネルビット周波数の半分の周波数にするだけでは、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク等においてセクタ単位で行われる再生（間欠再生）に必要な位相同期制御を実現することができない。
本発明は、光記録媒体に対してデジタルデータの記録又は再生を高速で行う装置の回路規模及び消費電力を抑えることを目的とする。
本発明は、デジタル信号再生装置として、エンボス状のピットでアドレス情報が間欠的に記録され、かつ、記録溝にウォブルが存在する光記録媒体から読み出された再生ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、チャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックに従ってサンプリング及び量子化し、得られたデジタルＲＦ信号を出力するアナログデジタルコンバータと、前記デジタルＲＦ信号から、振幅方向のオフセット成分を低減させて出力するオフセット補正回路と、前記オフセット補正回路の出力信号から、前記光記録媒体に記録されている所定のパターンを表す信号を復元して出力する簡易補間フィルタと、前記オフセット補正回路の出力信号と前記簡易補間フィルタの出力信号とに基づいて、前記所定のパターンの区間についての位相誤差を求め、第１の位相誤差情報として出力する第１の位相誤差検出回路と、前記オフセット補正回路の出力信号に基づいて、前記所定のパターンの区間以外についての位相誤差を求め、第２の位相誤差情報として出力する第２の位相誤差検出回路と、前記第１の位相誤差情報、及び前記第２の位相誤差情報が示す値の大きさが小さくなるように、これらの値のそれぞれに対してフィードバックゲインを設定し、これらの値のそれぞれと対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力する平滑化フィルタと、前記平滑化フィルタの出力信号に基づいて、前記再生クロックを生成するクロック生成回路とを備えるものである。
これによると、チャネルビット周波数よりも低い周波数の再生クロックを安定して得ることができる。このため、光記録媒体に対してデジタルデータの記録又は再生を高速に行うことが容易になる。
本発明によると、低い周波数の再生クロックを用いることができるので、光記録媒体に対して記録又は再生を高速に行う装置の回路規模や消費電力を抑えることができる。したがって、回路コストの削減、及び位相同期制御の安定化を実現することが可能となる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１の再生ＲＦ信号検出回路として用いられる等リップルフィルタの特性を示す特性図である。 図３は、ＭＴＦ（Ｍｕｔｕａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）等の周波数特性を示す特性図である。 図４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクのデータ構造についての説明図である。 図５は、図１のオフセット補正回路の構成の例について示すブロック図である。 図６は、有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数の例を示す説明図である。 図７（ａ）は、図１の簡易補間フィルタの構成の例を示すブロック図である。図７（ｂ）は、図７（ａ）の簡易補間フィルタの周波数特性を示す特性図である。 図８（ａ）は、図１の第１の位相誤差検出回路の構成の例を示すブロック図である。図８（ｂ）は、図８（ａ）の第１の位相誤差検出回路による位相誤差情報の検出原理を説明する説明図である。 図９（ａ）は、図１の帯域通過型フィルタの構成の例を示すブロック図である。図９（ｂ）は、図９（ａ）の帯域通過型フィルタの周波数特性を示す特性図である。 図１０（ａ）は、他の帯域通過型フィルタの構成の例を示すブロック図である。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の帯域通過型フィルタの周波数特性を示す特性図である。 図１１は、本発明の第２の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。 図１２（ａ）は、図１１の第１の位相誤差検出回路の構成の例を示すブロック図である。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の第１の位相誤差検出回路による位相誤差情報の検出原理を説明する説明図である。
符号の説明
４ アナログデジタルコンバータ
６ オフセット補正回路
８ 単一パターンゲート信号生成回路
１０ 簡易補間フィルタ
１２，２１２ 第１の位相誤差検出回路
１４ 第２の位相誤差検出回路
１８ 帯域通過型フィルタ
２２ 周波数誤差検出回路
２４ 平滑化フィルタ
２８ クロック生成回路
３２ パワー制御部
３３ パワーゲート信号生成回路
３４ パワー停止回路
３６ パーシャルレスポンス等化器
３７ ナイキスト補間フィルタ
３８ 最尤復号器
６１，２６１ 立ち上がりエッジ検出回路（ゼロクロス検出器）
６２，２６２ 周期カウンタ
６３，２６３ 位相誤差情報判定回路
７０ 移動平均フィルタ
７５ ２値化回路
７６ 低域通過型フィルタ
７７ Ｄフリップフロップ
７８ 加算器
２６６ サンプリング選択回路
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。図１のデジタル信号再生装置は、再生ＲＦ信号検出回路２と、アナログデジタルコンバータ（以下では、ＡＤＣと称する）４と、オフセット補正回路６と、単一パターンゲート信号生成回路８と、簡易補間フィルタ１０と、第１の位相誤差検出回路１２と、第２の位相誤差検出回路１４と、光差信号検出回路１６と、帯域通過型フィルタ１８と、周波数誤差検出回路２２と、平滑化フィルタ２４と、クロック生成回路２８とを備えている。図１のデジタル信号再生装置は、光記録媒体としてのＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から再生を行う場合だけではなく、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う場合にも用いられる。
再生ＲＦ信号検出回路２には、光記録媒体としてのＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から光ピックアップ（図示せず）によって読み出された信号が入力される。光ピックアップ内のフォトディテクタは、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から反射された光の強度を電気信号に変換し、再生ＲＦ信号検出回路２に出力する。再生ＲＦ信号検出回路２は、例えば、ブースト量とカットオフ周波数とを任意に設定可能な高次等リップルフィルタであって、入力された信号に対して、符号間干渉により減衰した高周波成分を強調するような補正を施し、記録信号以外の帯域に存在する雑音成分を除去して、得られた結果を再生ＲＦ信号としてＡＤＣ４に出力する。これにより、ジッタの改善を図っている。
図２は、図１の再生ＲＦ信号検出回路２として用いられる等リップルフィルタの特性を示す特性図である。図２において、点線は、等リップルフィルタに入力される信号の特性を示しており、実線は、等リップルフィルタの出力信号の特性を示している。このフィルタにおいては、実線のように高域のブーストが行われる。
ＡＤＣ４は、再生ＲＦ信号を再生クロックＲＣＫのタイミングでサンプリング及び量子化し、得られた多ビットのデジタルＲＦ信号ＤＲＦをオフセット補正回路６に出力する。再生クロックＲＣＫの周波数は、チャネルビット周波数の半分である。
図３は、ＭＴＦ（Ｍｕｔｕａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）等の周波数特性を示す特性図である。例えばＤＶＤ−ＲＡＭで用いられている８−１６変調符号のように、同じ符号が少なくとも３つ以上連続するという制約を有する記録符号（最小ランレングスが２に制限された符号）が用られており、かつ、光再生特性であるＭＴＦ特性が、図３に示すように、チャネルビット周波数１／Ｔｂ（Ｔｂはチャネルビット周期）のほぼ１／４（規格化周波数が０．２５）以下の帯域で分布しているとする。この場合には、チャネルビット周波数の半分の周波数を有する再生クロックＲＣＫを用いてＡＤＣ４がサンプリングすると、読み出された信号を復調することが可能である。このことは、サンプリング定理により示される。
図４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１のデータ構造についての説明図である。ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１は複数のセクタを有し、各セクタは、図４のように、ヘッダＨＡ，ＨＢ，ＨＣ，ＨＤと、データ部ＤＤとを有している。ヘッダＨＡ〜ＨＤには、エンボス状のピットでアドレス情報が記録されており、データ部ＤＤには、ユーザーにより任意のデータが記録される。また、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１においては、記録溝にウォブルが存在する。
ヘッダＨＡ〜ＨＤ及びデータ部ＤＤは、ＶＦＯパターン領域ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥをそれぞれ先頭に有している。ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥには、所定のＶＦＯパターンが繰り返し記録されている。ＶＦＯパターンには、同一の値が４個連続し（長さ４Ｔｂ（Ｔｂはチャネルビット周期））、その後これらの値とは異なる同一の値が４個連続するパターンである。
図５は、図１のオフセット補正回路６の構成の例について示すブロック図である。オフセット補正回路６は、４Ｔ遅延回路４１と、オフセット情報検出回路４２と、オフセット情報選択回路４４と、オフセット情報平滑化回路４５と、減算回路４６とを有している。
４Ｔ遅延回路４１は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦを４Ｔｂ（再生クロックＲＣＫの２クロック分）だけ遅延させて、オフセット情報選択回路４４に出力する。オフセット情報検出回路４２は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦから振幅方向のオフセット情報を検出し、検出結果をオフセット情報選択回路４４に出力する。
オフセット情報検出回路４２は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦのサンプリング点（標本化信号）間の中間の点（補間信号）を直線補間により求め、標本化信号及び補間信号の中からゼロクロスする位置に存在するものを選択し、平滑化して、オフセット情報を求める。これは一例であって、オフセット情報検出回路４２は、他の構成によってオフセット情報を求めるようにしてもよい。
オフセット情報選択回路４４は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間（ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥ）であることを示す場合には４Ｔ遅延回路４１の出力を、単一パターンゲート信号ＧＴＳがその他の区間であることを示す場合にはオフセット情報検出回路４２の出力を選択し、オフセット情報平滑化回路４５に出力する。オフセット情報平滑化回路４５は、オフセット情報選択回路４５の出力信号をアキュムレータ等により平滑化して、減算回路４６に出力する。減算回路４６は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦからオフセット情報平滑化回路４５の出力信号を減算し、その結果を信号ＯＡＤとして出力する。
このように、オフセット補正回路６は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦに含まれる振幅方向のオフセット成分を低減して出力する。また、図５には図示していないが、オフセット補正回路６は、信号ＯＡＤを所定のしきい値を用いて２値化して、得られたデジタル２値化信号ＢＮＳを出力する。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１では、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥのＶＦＯパターンを位相同期制御や振幅方向のオフセット補正に有効に利用して、セクタ毎の間欠再生を実現するのが望ましい。そこで、位相同期制御とオフセット補正のために、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥを選別する単一パターンゲート信号ＧＴＳが必要となる。
単一パターンゲート信号生成回路８は、オフセット補正回路６から出力されたデジタル２値化信号ＢＮＳからＶＦＯパターンを判別し、ＶＦＯパターンの区間では単一パターンゲート信号ＧＴＳをアサートし、その他の区間では単一パターンゲート信号ＧＴＳをネゲートする。また、単一パターンゲート信号生成回路８は、デジタル２値化信号ＢＮＳから得られたアドレス情報を基準にして１セクタに相当する区間をカウントするカウンタを有し、次のセクタのＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥの位置を予測して、これらの領域では単一パターンゲート信号ＧＴＳをアサートするようにしてもよい。また、単一パターンゲート信号生成回路８は、位相同期制御及びオフセット補正の安定化のために、単一パターンゲート信号ＧＴＳを、ＶＦＯパターン領域ＶＡ，ＶＣ，ＶＥではアサートし、ＶＦＯパターン領域ＶＢ，ＶＤではアサートしないようにしてもよい。
図６は、有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数の例を示す説明図である。簡易補間フィルタ１０は、再生クロックＲＣＫの周波数がチャネルビット周波数の半分であることにより欠落した情報を復元して、ＶＦＯパターンを表す信号を復元する。簡易補間フィルタ１０は、図６のようなフィルタ係数を有する有限インパルス応答フィルタであって、ナイキスト帯域を復元できるフィルタであることが理想である。しかし、高速な位相同期制御を実現するためには、位相誤差情報を短時間で生成することが不可欠である。そこで、簡易補間フィルタ１０を次のように構成する。
図７（ａ）は、図１の簡易補間フィルタ１０の構成の例を示すブロック図である。図７（ｂ）は、図７（ａ）の簡易補間フィルタ１０の周波数特性を示す特性図である。簡易補間フィルタ１０は、遅延回路５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃと、ビットシフタ５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ，５２Ｄと、加算器５３とを有している。
遅延回路５１Ａは、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤを２Ｔｂ遅延させて出力し、遅延回路５２Ａは、遅延回路５１Ａの出力を２Ｔｂ遅延させて出力し、遅延回路５３Ａは、遅延回路５２Ａの出力を２Ｔｂ遅延させて出力する。時間２Ｔｂは、再生クロックＲＣＫの周期である。ビットシフタ５２Ａ〜５２Ｄは、信号ＯＡＤ及び遅延回路５２Ａ〜５２Ｃの出力に対して、フィルタ係数（−０．２５，０．５，０．５，−０．２５）の重み付けを行う。加算器５３は、ビットシフタ５２Ａ〜５２Ｄの出力信号を加算して、信号ＩＰＳとして出力する。
このように、簡易補間フィルタ１０は、４タップの有限インパルス応答フィルタを構成しており、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥのように、長さ４Ｔｂずつ同じ値が続く信号に対して有効となる。ＶＦＯパターンは８Ｔｂで１周期、つまり、チャネルビット周波数の１／８倍の周波数成分を有する。簡易補間フィルタ１０によると、低域成分が抑制され、かつ、チャネルビット周波数で規格化した規格化周波数０．１２５で振幅を約１倍近くまで復元することが可能である。このため、簡易補間フィルタ１０は、ＶＦＯパターンを表す信号を精度よく復元することができる。
したがって、第１の位相誤差生成回路１２で検出される位相誤差情報ＰＥ１の精度が向上し、かつ、ＰＬＬのループ遅延を低減させることができるので、位相同期制御の性能が安定し、再生性能を向上させることが可能となる。
図８（ａ）は、図１の第１の位相誤差検出回路１２の構成の例を示すブロック図である。図８（ｂ）は、図８（ａ）の第１の位相誤差検出回路１２による位相誤差情報ＰＥ１の検出原理を説明する説明図である。第１の位相誤差検出回路１２は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合に、簡易補間フィルタ１０の出力信号と、オフセット補正回路６の出力信号から、ＶＦＯパターンの特性を利用して、連続した位相誤差情報ＰＥ１を検出する。以下では第１の位相誤差検出回路１２の一例について説明するが、第１の位相誤差検出回路１２は、図８（ａ）とは異なる構成であってもよい。
第１の位相誤差検出回路１２は、図８（ａ）のように、ゼロクロス検出器としての立ち上がりエッジ検出回路６１と、周期カウンタ６２と、位相誤差情報判定回路６３とを有している。立ち上がりエッジ検出回路６１は、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳと、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを受け取り、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合において、最初の立ち上がりのゼロクロス位置を検出する。
図８（ｂ）においては、立ち上がりエッジ検出回路６１は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値を示す点ＣＷＡ等（白丸“○”で表す）と、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値を示す点ＣＢＡ等（黒丸“●”で表す）とのうち、これらの値を表す点を時間の順に並べた場合に、単一パターンゲート信号ＧＴＳが高論理レベルになった後、最初に値が負から正になる点、すなわち、最初の立ち上がりのゼロクロス位置（点ＣＷＡ）を検出する。点ＣＢＡ等は、点ＣＷＡ等から再生クロックＲＣＫの周期の半分だけシフトした時点の値を示している。
周期カウンタ６２は、検出されたゼロクロス位置でゼロにリセットされ、再生クロックＲＣＫのパルス毎にカウントを行い、カウント値を０→１→２→３→０の順で循環させる。
位相誤差情報判定回路６３は、周期カウンタ６２のカウント値が“０”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳとオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを平均した信号を位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図８（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路６３は、点ＣＷＡと点ＣＢＡとの間の中点ＴＷＡ、点ＣＷＣと点ＣＢＣとの間の中点ＴＷＣ、点ＣＷＥと点ＣＢＥとの間の中点ＴＷＥ、点ＣＷＧと点ＣＢＧとの間の中点ＴＷＧを立ち上がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め（中点ＴＷＡ，ＴＷＣ，ＴＷＥ，ＴＷＧを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
また、位相誤差情報判定回路６３は、周期カウンタ６２のカウント値が“２”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値とオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値との平均値の符号を反転させて位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図８（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路６３は、点ＣＷＢと点ＣＢＢとの間の中点ＴＢＢ、点ＣＷＤと点ＣＢＤとの間の中点ＴＢＤ、点ＣＷＦと点ＣＢＦとの間の中点ＴＢＦ、点ＣＷＨと点ＣＢＨとの間の中点ＴＢＨを立ち下がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め（中点ＴＢＢ，ＴＢＤ，ＴＢＦ，ＴＢＨを黒三角で表す）、これらの中点の値の符号を反転させ（それぞれの符号反転後の中点ＴＷＢ，ＴＷＤ，ＴＷＦ，ＴＷＨを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥにおいては、ゼロクロス位置が４Ｔｂ毎に必ず発生するので、位相誤差情報ＰＥ１の点を連続して得ることができる。このように検出された位相誤差信号ＰＥ１は、図８（ｂ）の破線のような位相誤差曲線として示すことができる。この位相誤差曲線は、位相誤差が大きくても直線性を有するので、位相誤差をゼロにするように位相同期制御を行う際に、引き込み速度の向上と、キャプチャレンジの拡大を図ることが可能となる。特に、間欠再生時の再生性能を安定させることが可能となる。
また、例えば、ＶＦＯパターンとして、４Ｔｂずつ同じ値が連続するパターンに代えて、６Ｔｂずつ同じ値が連続するパターンを用いる場合には、ゼロクロス位置が６Ｔｂ毎に発生する。この場合、周期カウンタ６２は、カウント値を０→１→２→３→４→５→０の順で繰り返すようにし、位相誤差情報判定回路６３は、カウント値が“０”及び“３”のタイミングで、位相誤差情報ＰＥ１を同様に求めるようにすればよい。
第２の位相誤差検出回路１４は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間以外であることを示す場合において、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤに基づいて、位相誤差情報ＰＥ２を生成して、平滑化フィルタ２４に出力する。この際、第２の位相誤差検出回路１４は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤのゼロ近傍の値を、立ち上がり時にはそのまま、立ち下がり時には値の符号を反転させて、位相誤差情報ＰＥ２として出力する。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録再生をする際に、シークを行った直後に大幅に再生クロックＲＣＫの周波数と再生ＲＦ信号の周波数とが異なる場合には、周波数制御により再生クロックＲＣＫの周波数を再生ＲＦ信号が有するクロック成分の半分の周波数に引き込む必要がある。ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１では、データ部ＤＤにデータが記録されていない未記録状態もありえるため、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録溝に沿って形成されているウォブル（その１周期は１８６Ｔｂに相当する）から周期情報を得ることが望ましい。
光差信号検出回路１６は、光ピックアップ内のフォトディテクタを用いて、このウォブルの周期情報を検出する。フォトディテクタは、デジタルデータの記録方向であるトラック方向軸とこの軸と垂直に交わる半径方向軸により４分割されている。光差信号検出回路１６は、フォトディテクタの４つの部分のうち、トラック方向に並んだ２つの部分ずつ、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から受けた光の検出値を加算し、得られた２つの値の差を、トラッキング誤差を示す信号として求める。更に光差信号検出回路１６は、この信号を、その振幅の中心をしきい値として２値化して、ウォブル２値化信号ＷＢＮとして帯域通過型フィルタ１８に出力する。
ただし、ウォブル２値化信号ＷＢＮは、高速記録時及び高速再生時には、大きな雑音や波形歪により信号品質が低下する。そこで、帯域通過型フィルタ１８を用いて、ウォブルの周波数成分以外の雑音や波形歪を低減させる。
図９（ａ）は、図１の帯域通過型フィルタ１８の構成の例を示すブロック図である。図９（ｂ）は、図９（ａ）の帯域通過型フィルタ１８の周波数特性を示す特性図である。図９（ａ）のように、帯域通過型フィルタ１８は、移動平均フィルタ７０と、２値化回路７５とを有している。移動平均フィルタ７０は、遅延回路７１，７３と、加算器７２と、減算器７４とを有している。
遅延回路７１は、信号に遅延を２Ｔｂずつ与える遅延素子を３２個有している。これらの遅延素子は直列に接続されており、遅延回路７１は、ウォブル２値化信号ＷＢＮを６４Ｔｂ遅延させて出力する。加算器７２は、ウォブル２値化信号ＷＢＮと減算器７４の出力信号とを加算して出力する。遅延回路７３は、加算器７２の出力を、再生クロックＲＣＫの１周期分（２Ｔｂ）遅延させて出力する。減算器７４は、遅延回路７３の出力信号と遅延回路７１の出力信号との差を求めて加算器７２に出力する。２値化回路７５は、遅延回路７３の出力信号の極性を判別して２値化し、信号ＷＢＰとして出力する。
帯域通過型フィルタ１８の周波数特性は、図９（ｂ）のように、直流付近と、チャネルビット周波数で規格化された規格化周波数０．５及び１．０付近の周波数成分を通過させ、その他の周波数成分を減衰させる特性となる。ウォブル周波数成分は規格化周波数１／１８６付近に存在するので、これを抽出することが可能となる。
なお、遅延回路７１で与える遅延を適切に設定することにより、ウォブル周波数成分が異なる光記録媒体においても、帯域通過型フィルタ１８を用いることが可能である。
帯域通過型フィルタ１８を、有限インパルス応答フィルタで構成するようにしてもよい。また、再生クロックＲＣＫの２倍の周波数であるチャネルビット周波数のクロックで遅延回路７１等を駆動するようにしてもよい。しかし、回路規模や消費電力の点から、図９（ａ）のような移動平均フィルタで構成する方が有利である。
このような帯域通過型フィルタ１８を有することにより、ウォブル２値化信号ＷＢＮの品質が雑音により劣化する場合でも、周波数情報を良好に抽出することが可能となるため、シーク直後における周波数引き込み時間の短縮と、周波数制御の安定化が可能となる。
帯域通過型フィルタ１８の他の例について説明する。図１０（ａ）は、他の帯域通過型フィルタ２１８の構成の例を示すブロック図である。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の帯域通過型フィルタ２１８の周波数特性を示す特性図である。図１０（ａ）のように、帯域通過型フィルタ２１８は、帯域通過型フィルタ１８の構成要素に加えて、低域通過型フィルタ７６を更に有している。低域通過型フィルタ７６は、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）７７と、加算器７８と、ゲイン素子７９とを有している。
ＤＦＦ７７は、ウォブル２値化信号ＷＢＮを、再生クロックＲＣＫの２倍の周波数を有するクロックＲＣＫ２で１Ｔｂ遅延させて出力する。加算器７８は、ＤＦＦ７７の出力信号とウォブル２値化信号ＷＢＮとを加算して出力する。ゲイン素子７９は、加算器７８の出力信号を１／２倍して遅延回路７１及び加算器７２に出力する。その他の構成要素は、図９（ａ）を参照して説明した通りである。
帯域通過型フィルタ２１８の周波数特性は、図１０（ｂ）に示すように、チャネルビット周波数で規格化された規格化周波数０．５付近でゲインがゼロ近傍まで抑制される特性となる。ウォブル２値化信号ＷＢＮからの雑音除去率が向上し、周波数情報を良好に抽出することが可能となるので、シーク直後における周波数引き込み時間を更に短縮し、周波数制御を更に安定化することができる。
周波数誤差検出回路２２は、帯域通過型フィルタ１８の出力信号ＷＢＰの周期を、実際に得られた再生クロックＲＣＫでカウントして測定する。ウォブル成分の周期は１８６Ｔｂであり、再生クロックＲＣＫの周期は理想的な場合は２Ｔｂであるので、得られるべきカウント値は９３である。周波数誤差検出回路２２は、カウント値と得られるべきカウント値との差を求め、周波数誤差情報ＦＥＩとして平滑化フィルタ２４に出力する。
求められたカウント値が９３よりも大きい場合には、再生クロックＲＣＫの周波数が所望の再生クロック周波数よりも高いので、周波数誤差情報ＦＥＩは、再生クロックＲＣＫの周波数を低くするべきであることを示す。求められたカウント値が９３よりも小さい場合には、再生クロックＲＣＫの周波数が所望の再生クロック周波数よりも低いので、周波数誤差情報ＦＥＩは、再生クロックＲＣＫの周波数を高くするべきであることを示す。
平滑化フィルタ２４は、位相誤差情報ＰＥ１，ＰＥ２及び周波数誤差情報ＦＥＩに対してフィードバックゲインを設定できる機能を有し、例えば、１次遅れ要素をもつループフィルタで構成される。平滑化フィルタ２４は、位相誤差情報ＰＥ１，ＰＥ２及び周波数誤差情報ＦＥＩが示す値の大きさが小さくなるように、これらの値のそれぞれに対して、フィードバックゲインを設定し、これらの値のそれぞれと、対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力する。
クロック生成回路２８は、平滑化フィルタ２４の出力信号をアナログ信号に変換した後、そのアナログ信号の振幅レベルに応じた再生クロックＲＣＫを発振して生成し、再生クロックＲＣＫをＡＤＣ４等にサンプリングクロックとして出力する。
以上のように、図１の装置には、ＡＤＣ４→オフセット補正回路６→簡易補間フィルタ１０→第１の位相誤差検出回路１２→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→ＡＤＣ４という第１のＰＬＬと、ＡＤＣ４→オフセット補正回路６→第２の位相誤差検出回路１４→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→ＡＤＣ４という第２のＰＬＬと、帯域通過型フィルタ１８→周波数誤差検出回路２２→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→帯域通過型フィルタ１８という周波数同期ループとが存在する。
第１のＰＬＬでは、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合には、位相誤差情報ＰＥ１が示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が位相誤差情報ＰＥ１に対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。第２のＰＬＬでは、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間以外であることを示す場合には、位相誤差情報ＰＥ２が示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が位相誤差情報ＰＥ２に対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。周波数同期ループでは、ウォブル２値化信号ＷＢＮから検出される周波数誤差情報ＦＥＩが示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が周波数誤差情報ＦＥＩに対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。
図１の装置によると、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から高速に再生する場合にも、また、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に高速に記録する場合にも、チャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックＲＣＫを用いて信号処理を行うことが可能となるので、回路規模の小規模化に伴うコスト削減、消費電力の低減、及び位相同期制御の安定化を実現することが可能となる。
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。図１１のデジタル信号再生装置は、図１のデジタル信号再生装置において、パワー制御部３２と、パーシャルレスポンス等化器３６と、ナイキスト補間フィルタ３７と、最尤復号器（ビタビ復号器）３８とを更に備え、第１の位相誤差検出回路１２に代えて第１の位相誤差検出回路２１２を備えるようにしたものである。パワー制御部３２は、パワーゲート信号生成回路３３と、パワー停止回路３４とを有している。
図１２（ａ）は、図１１の第１の位相誤差検出回路２１２の構成の例を示すブロック図である。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の第１の位相誤差検出回路２１２による位相誤差情報ＰＥ１の検出原理を説明する説明図である。
第１の位相誤差検出回路２１２は、図１２（ａ）のように、ゼロクロス検出器としての立ち上がりエッジ検出回路２６１と、周期カウンタ２６２と、位相誤差情報判定回路２６３と、サンプリング選択回路２６６とを有している。サンプリング選択回路２６６は、第１の実施形態で図８を参照して説明したような第１のサンプリング方式と、以下で説明する第２のサンプリング方式とのうちのいずれかを選択して、立ち上がりエッジ検出回路２６１及び位相誤差情報判定回路２６３に通知する。第２のサンプリング方式は、第１のサンプリング方式とは位相が１８０度ずれた位置でサンプリングを行う方式であり、ＰＲＭＬ（ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）信号処理方式に適している。
立ち上がりエッジ検出回路６１は、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳと、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを受け取り、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合において、最初の立ち上がりのゼロクロス位置を検出する。
ここでは、第２のサンプリング方式が選択されているとして説明する。図１２（ｂ）においては、立ち上がりエッジ検出回路２６１は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値を示す点ＣＷＩ等（白丸“○”で表す）と、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値を示す点ＣＢＩ等（黒丸“●”で表す）との間の中点のうち、これらの中点を時間の順に並べた場合に、単一パターンゲート信号ＧＴＳが高論理レベルになった後、最初に値が負から正になる点、すなわち、最初の立ち上がりのゼロクロス位置（点ＣＷＩ）を検出する。
周期カウンタ２６２は、検出されたゼロクロス位置でゼロにリセットされ、再生クロックＲＣＫのパルス毎にカウントを行い、カウント値を０→１→２→３→０の順で循環させる。
位相誤差情報判定回路２６３は、周期カウンタ２６２のカウント値が“０”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳを位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図１２（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路２６３は、点ＣＷＩ，ＣＷＫ，ＣＷＭ，ＣＷＯを立ち上がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
また、位相誤差情報判定回路２６３は、周期カウンタ２６２のカウント値が“２”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値の符号を反転させて位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図１２（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路２６３は、点ＣＷＪ，ＣＷＬ，ＣＷＮ，ＣＷＰを立ち下がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め、これらの点の値の符号を反転させ（それぞれの符号反転後の点ＴＷＩ，ＴＷＪ，ＴＷＫ，ＴＷＬを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
ここでは、最初の立ち上がりのゼロクロス位置としてオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤが検出された場合について説明したが、最初の立ち上がりのゼロクロス位置として簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳが検出された場合には、位相誤差情報ＰＥ１は簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳから生成される。
このように、サンプリング選択回路２６６によってサンプリング方式を切り替えることが可能であるので、雑音や非線形歪に対して有利とされるＰＲＭＬ信号処理方式と、記録品質を保証するための品質判定を行うためのしきい値で単純に２値化を行うレベルスライス方式の双方に対応可能となる。レベルスライス方式は、記録媒体の物理的な傷や指紋等によるディフェクトに対して有利となる場合も存在するので、読み出された信号の品質に適したサンプリング方式を選択することにより、再生性能の向上も期待できる。
パーシャルレスポンス等化器３６は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤに対して符号間干渉を与え、出力する。パーシャルレスポンス等化器３６は、例えば、等化後の波形振幅が５つの値のいずれかになるようなＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式をパーシャルレスポンス方式として用いる。ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式は、入力信号の異なる４つの時間の標本化データを、ａ：ｂ：ｂ：ａの比率で足しあわせた値（ａ＋ｂ＊Ｄ＋ｂ＊Ｄ２＋ａ＊Ｄ３）を用いる方式であり、入力信号に対する低域通過型フィルタとして機能する。
図３には、ＰＲ（１，２，２，１）方式、及びＰＲ（３，４，４，３）方式による処理の周波数特性が示されている。周波数特性が図３に示されたＭＴＦ特性に近いほど、有利なパーシャルレスポンス方式であると考えられている。図３に示された方式や、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式以外にも、多種多様なパーシャルレスポンスの型は存在するが、必要な性能が得られるのであれば、他の方式を用いても問題はない。
これらのような再生データの時間方向に相関性を付加するパーシャルレスポンス方式と、付加された相関性を利用して尤も確からしい系列を推定するビタビ復号器とを合わせて用いて、線記録方向の高密度記録再生に有利とされるＰＲＭＬ信号処理を実現している。ＰＲＭＬ信号処理方式には様々な方式が存在するので、再生波形の特性や変調符号に応じて、各種記録再生系に対する適切な方式を選択することが必要である。
ナイキスト補間フィルタ３７は、パーシャルレスポンス等化器３６の出力信号から欠落した情報を復元して出力する。ナイキスト補間フィルタ３７は、例えば、図６に示されたような、ナイキスト帯域を復元するフィルタ係数を持った有限インパルス応答フィルタである。有限長が長いフィルタほどナイキスト補間の精度が向上するが、例えば、窓関数を用いて、タップ数が有限であることによる打ち切り演算誤差の影響を軽減し、回路規模を削減することも可能である。ナイキスト補間フィルタ３７の構成やフィルタ係数は、ここで示したもの以外であってもよい。
最尤復号器３８は、パーシャルレスポンス等化器３６及びナイキスト補間フィルタ３７の出力信号から、符号間干渉を利用した最も確からしい系列を推定して、その結果を復調信号ＤＣＳとして出力する。最尤復号器３８は、例えばビタビ復号器であって、パーシャルレスポンス等化器３６で適用されたパーシャルレスポンスの型に応じて、意図的に付加された符号の相関の法則に従って確率計算を行い、最も確からしい系列を推定する。ビタビ復号器の構成については、当業者によく知られているので、ここでは詳細な説明は省略する。
このように、しきい値を用いて２値化されたデジタル２値化信号ＢＮＳだけではなく、ＰＲＭＬ信号処理方式によって復調された結果として復調信号ＤＣＳをも得ることができる。このため、高域雑音が大きい場合や、高速記録再生時において読み出された信号の品質が劣化している場合にも、記録再生性能の向上が可能となる。
パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８には、再生クロックＲＣＫが供給されている。パワーゲート信号生成回路３３は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１への記録時において、デジタル２値化信号ＢＮＳ又は復調信号ＤＣＳから得られたアドレス情報に基づいてデータ部ＤＤの位置を予測し、データ部ＤＤの期間であること（すなわち、パターンの区間以外であること）を示すパワーゲート信号を生成し、パワー停止回路３４に出力する。
パワー停止回路３４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う状態であって、パワーゲート信号がデータ部ＤＤの期間であることを示す場合には、パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８への再生クロックＲＣＫの供給を停止させる。例えば、パワー停止回路３４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う状態になった後にその動作が有効になり、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１からの再生を行う状態になる直前にその動作が無効になる。
なお、パワー制御部３２は、ソフト的な処理能力が高速かつ高性能である場合には、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録時及び再生時に、パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８のパワー制御を直接行うようにしてもよい。
このように、図１１の装置によると、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１への高速記録時に、アドレス情報が記録されたヘッダＨＡ〜ＨＤの処理においては、雑音や非線形歪に対して有利とされるＰＲＭＬ信号処理方式で復調信号ＤＣＳを生成することにより、アドレスの再生性能の安定性及び記録品質の向上を実現し、データ部ＤＤの処理においては、ＰＲＭＬ信号処理に関係する回路の消費電力を容易に削減することができる。消費電力を削減する制御が容易であるので、デジタルデータの記録再生動作も安定する。
以上説明したように、本発明は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクの高速記録再生を、低消費電力で、かつ、再生性能を高く維持して行うことができるので、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクドライブや、これを用いたＤＶＤレコーダー、ＤＶＤマルチドライブ等に有用である。また、低消費電力であるので、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクドライブを搭載したデジタルハンディーカムコーダや、ノート型パーソナルコンピュータ用のスリム型光ディスクドライブ等のバッテリーで動作する装置に特に有用である。
本発明は、光記録媒体にデジタルデータを記録するため、及び、光記録媒体からデジタルデータを再生するための信号処理を行う装置に関する。
光記録媒体（光ディスク）にデジタルデータを記録する方式として、コンパクトディスク（ＣＤ：Compact Disc（登録商標））やＤＶＤ（Digital Versatile Disk）のように、線速度を一定にして記録媒体上の記録密度を一様にする方式が多く用いられている。近年、読み取り専用の光ディスクのみならず、記録可能なＤＶＤ−ＲＡＭ（ＤＶＤ−Random Access Memory）、１回書き込みが可能なＤＶＤ−Recordable（以下、ＤＶＤ−Ｒと称する）、及び書き換え可能なＤＶＤ−Rewritable（以下、ＤＶＤ−ＲＷと称する）が、注目されている。ＤＶＤ−ＲＡＭディスクは、ランダムアクセスによる記録再生が可能という特徴があるため、情報記録媒体として適している。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスクには、エンボス状のピットでアドレス情報等が書き込まれているヘッダと、実際にデジタルデータを記録するデータ部とを有する単位ブロック（セクタ）が複数存在している。ヘッダ及びデータ部には、単一周波数成分を有するように構成される同期引き込みパターン（以下では、ＶＦＯパターンと称する）が存在している。再生信号を処理する回路では、セクタ毎に位相同期引き込みが行われる。
この処理を行うため、ＶＦＯパターンの領域での位相誤差と、通常のデータが記録された領域での位相誤差とを切り換えて用いてクロックを再生し、再生クロックとＤＶＤ−ＲＡＭディスクから読み出された再生信号とを同期させる位相同期制御ループ（ＰＬＬ）が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、記録再生速度が高くなるにつれて、回路規模の増大に伴うコストと消費電力の増大を抑制する方法の一つとして、再生クロックをチャネルビット周波数の半分の周波数にし、アナログデジタルコンバータではこの再生クロックに同期してサンプリングを行う方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２０００−２００４６７号公報 特開２００３−３６６１２号公報
しかし、高速で記録再生を行う場合には、再生クロックの周波数が高くなるので消費電力が増大する。更に、再生クロックの１周期あたりに演算可能な論理ゲートの段数が少なくなり、パイプライン処理や制御遅延が増加する。このため、回路規模が増大してコストが増加し、かつ、再生クロックを生成するＰＬＬが不安定になって記録再生性能が劣化する。また、単純に再生クロックをチャネルビット周波数の半分の周波数にするだけでは、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク等においてセクタ単位で行われる再生（間欠再生）に必要な位相同期制御を実現することができない。
本発明は、光記録媒体に対してデジタルデータの記録又は再生を高速で行う装置の回路規模及び消費電力を抑えることを目的とする。
本発明は、デジタル信号再生装置として、エンボス状のピットでアドレス情報が間欠的に記録され、かつ、記録溝にウォブルが存在する光記録媒体から読み出された再生ＲＦ（Radio Frequency）信号を、チャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックに従ってサンプリング及び量子化し、得られたデジタルＲＦ信号を出力するアナログデジタルコンバータと、前記デジタルＲＦ信号から、振幅方向のオフセット成分を低減させて出力するオフセット補正回路と、前記オフセット補正回路の出力信号から、前記光記録媒体に記録されている所定のパターンを表す信号を復元して出力する簡易補間フィルタと、前記オフセット補正回路の出力信号と前記簡易補間フィルタの出力信号とに基づいて、前記所定のパターンの区間についての位相誤差を求め、第１の位相誤差情報として出力する第１の位相誤差検出回路と、前記オフセット補正回路の出力信号に基づいて、前記所定のパターンの区間以外についての位相誤差を求め、第２の位相誤差情報として出力する第２の位相誤差検出回路と、前記第１の位相誤差情報、及び前記第２の位相誤差情報が示す値の大きさが小さくなるように、これらの値のそれぞれに対してフィードバックゲインを設定し、これらの値のそれぞれと対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力する平滑化フィルタと、前記平滑化フィルタの出力信号に基づいて、前記再生クロックを生成するクロック生成回路とを備えるものである。
これによると、チャネルビット周波数よりも低い周波数の再生クロックを安定して得ることができる。このため、光記録媒体に対してデジタルデータの記録又は再生を高速に行うことが容易になる。
本発明によると、低い周波数の再生クロックを用いることができるので、光記録媒体に対して記録又は再生を高速に行う装置の回路規模や消費電力を抑えることができる。したがって、回路コストの削減、及び位相同期制御の安定化を実現することが可能となる。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。図１のデジタル信号再生装置は、再生ＲＦ信号検出回路２と、アナログデジタルコンバータ（以下では、ＡＤＣと称する）４と、オフセット補正回路６と、単一パターンゲート信号生成回路８と、簡易補間フィルタ１０と、第１の位相誤差検出回路１２と、第２の位相誤差検出回路１４と、光差信号検出回路１６と、帯域通過型フィルタ１８と、周波数誤差検出回路２２と、平滑化フィルタ２４と、クロック生成回路２８とを備えている。図１のデジタル信号再生装置は、光記録媒体としてのＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から再生を行う場合だけではなく、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う場合にも用いられる。
再生ＲＦ信号検出回路２には、光記録媒体としてのＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から光ピックアップ（図示せず）によって読み出された信号が入力される。光ピックアップ内のフォトディテクタは、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から反射された光の強度を電気信号に変換し、再生ＲＦ信号検出回路２に出力する。再生ＲＦ信号検出回路２は、例えば、ブースト量とカットオフ周波数とを任意に設定可能な高次等リップルフィルタであって、入力された信号に対して、符号間干渉により減衰した高周波成分を強調するような補正を施し、記録信号以外の帯域に存在する雑音成分を除去して、得られた結果を再生ＲＦ信号としてＡＤＣ４に出力する。これにより、ジッタの改善を図っている。
図２は、図１の再生ＲＦ信号検出回路２として用いられる等リップルフィルタの特性を示す特性図である。図２において、点線は、等リップルフィルタに入力される信号の特性を示しており、実線は、等リップルフィルタの出力信号の特性を示している。このフィルタにおいては、実線のように高域のブーストが行われる。
ＡＤＣ４は、再生ＲＦ信号を再生クロックＲＣＫのタイミングでサンプリング及び量子化し、得られた多ビットのデジタルＲＦ信号ＤＲＦをオフセット補正回路６に出力する。再生クロックＲＣＫの周波数は、チャネルビット周波数の半分である。
図３は、ＭＴＦ（Mutual Transfer Function）等の周波数特性を示す特性図である。例えばＤＶＤ−ＲＡＭで用いられている８−１６変調符号のように、同じ符号が少なくとも３つ以上連続するという制約を有する記録符号（最小ランレングスが２に制限された符号）が用られており、かつ、光再生特性であるＭＴＦ特性が、図３に示すように、チャネルビット周波数１／Ｔｂ（Ｔｂはチャネルビット周期）のほぼ１／４（規格化周波数が０．２５）以下の帯域で分布しているとする。この場合には、チャネルビット周波数の半分の周波数を有する再生クロックＲＣＫを用いてＡＤＣ４がサンプリングすると、読み出された信号を復調することが可能である。このことは、サンプリング定理により示される。
図４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１のデータ構造についての説明図である。ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１は複数のセクタを有し、各セクタは、図４のように、ヘッダＨＡ，ＨＢ，ＨＣ，ＨＤと、データ部ＤＤとを有している。ヘッダＨＡ〜ＨＤには、エンボス状のピットでアドレス情報が記録されており、データ部ＤＤには、ユーザーにより任意のデータが記録される。また、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１においては、記録溝にウォブルが存在する。
ヘッダＨＡ〜ＨＤ及びデータ部ＤＤは、ＶＦＯパターン領域ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ，ＶＤ，ＶＥをそれぞれ先頭に有している。ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥには、所定のＶＦＯパターンが繰り返し記録されている。ＶＦＯパターンには、同一の値が４個連続し（長さ４Ｔｂ（Ｔｂはチャネルビット周期））、その後これらの値とは異なる同一の値が４個連続するパターンである。
図５は、図１のオフセット補正回路６の構成の例について示すブロック図である。オフセット補正回路６は、４Ｔ遅延回路４１と、オフセット情報検出回路４２と、オフセット情報選択回路４４と、オフセット情報平滑化回路４５と、減算回路４６とを有している。
４Ｔ遅延回路４１は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦを４Ｔｂ（再生クロックＲＣＫの２クロック分）だけ遅延させて、オフセット情報選択回路４４に出力する。オフセット情報検出回路４２は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦから振幅方向のオフセット情報を検出し、検出結果をオフセット情報選択回路４４に出力する。
オフセット情報検出回路４２は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦのサンプリング点（標本化信号）間の中間の点（補間信号）を直線補間により求め、標本化信号及び補間信号の中からゼロクロスする位置に存在するものを選択し、平滑化して、オフセット情報を求める。これは一例であって、オフセット情報検出回路４２は、他の構成によってオフセット情報を求めるようにしてもよい。
オフセット情報選択回路４４は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間（ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥ）であることを示す場合には４Ｔ遅延回路４１の出力を、単一パターンゲート信号ＧＴＳがその他の区間であることを示す場合にはオフセット情報検出回路４２の出力を選択し、オフセット情報平滑化回路４５に出力する。オフセット情報平滑化回路４５は、オフセット情報選択回路４５の出力信号をアキュムレータ等により平滑化して、減算回路４６に出力する。減算回路４６は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦからオフセット情報平滑化回路４５の出力信号を減算し、その結果を信号ＯＡＤとして出力する。
このように、オフセット補正回路６は、デジタルＲＦ信号ＤＲＦに含まれる振幅方向のオフセット成分を低減して出力する。また、図５には図示していないが、オフセット補正回路６は、信号ＯＡＤを所定のしきい値を用いて２値化して、得られたデジタル２値化信号ＢＮＳを出力する。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１では、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥのＶＦＯパターンを位相同期制御や振幅方向のオフセット補正に有効に利用して、セクタ毎の間欠再生を実現するのが望ましい。そこで、位相同期制御とオフセット補正のために、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥを選別する単一パターンゲート信号ＧＴＳが必要となる。
単一パターンゲート信号生成回路８は、オフセット補正回路６から出力されたデジタル２値化信号ＢＮＳからＶＦＯパターンを判別し、ＶＦＯパターンの区間では単一パターンゲート信号ＧＴＳをアサートし、その他の区間では単一パターンゲート信号ＧＴＳをネゲートする。また、単一パターンゲート信号生成回路８は、デジタル２値化信号ＢＮＳから得られたアドレス情報を基準にして１セクタに相当する区間をカウントするカウンタを有し、次のセクタのＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥの位置を予測して、これらの領域では単一パターンゲート信号ＧＴＳをアサートするようにしてもよい。また、単一パターンゲート信号生成回路８は、位相同期制御及びオフセット補正の安定化のために、単一パターンゲート信号ＧＴＳを、ＶＦＯパターン領域ＶＡ，ＶＣ，ＶＥではアサートし、ＶＦＯパターン領域ＶＢ，ＶＤではアサートしないようにしてもよい。
図６は、有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数の例を示す説明図である。簡易補間フィルタ１０は、再生クロックＲＣＫの周波数がチャネルビット周波数の半分であることにより欠落した情報を復元して、ＶＦＯパターンを表す信号を復元する。簡易補間フィルタ１０は、図６のようなフィルタ係数を有する有限インパルス応答フィルタであって、ナイキスト帯域を復元できるフィルタであることが理想である。しかし、高速な位相同期制御を実現するためには、位相誤差情報を短時間で生成することが不可欠である。そこで、簡易補間フィルタ１０を次のように構成する。
図７（ａ）は、図１の簡易補間フィルタ１０の構成の例を示すブロック図である。図７（ｂ）は、図７（ａ）の簡易補間フィルタ１０の周波数特性を示す特性図である。簡易補間フィルタ１０は、遅延回路５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃと、ビットシフタ５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ，５２Ｄと、加算器５３とを有している。
遅延回路５１Ａは、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤを２Ｔｂ遅延させて出力し、遅延回路５２Ａは、遅延回路５１Ａの出力を２Ｔｂ遅延させて出力し、遅延回路５３Ａは、遅延回路５２Ａの出力を２Ｔｂ遅延させて出力する。時間２Ｔｂは、再生クロックＲＣＫの周期である。ビットシフタ５２Ａ〜５２Ｄは、信号ＯＡＤ及び遅延回路５２Ａ〜５２Ｃの出力に対して、フィルタ係数（−０．２５，０．５，０．５，−０．２５）の重み付けを行う。加算器５３は、ビットシフタ５２Ａ〜５２Ｄの出力信号を加算して、信号ＩＰＳとして出力する。
このように、簡易補間フィルタ１０は、４タップの有限インパルス応答フィルタを構成しており、ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥのように、長さ４Ｔｂずつ同じ値が続く信号に対して有効となる。ＶＦＯパターンは８Ｔｂで１周期、つまり、チャネルビット周波数の１／８倍の周波数成分を有する。簡易補間フィルタ１０によると、低域成分が抑制され、かつ、チャネルビット周波数で規格化した規格化周波数０．１２５で振幅を約１倍近くまで復元することが可能である。このため、簡易補間フィルタ１０は、ＶＦＯパターンを表す信号を精度よく復元することができる。
したがって、第１の位相誤差生成回路１２で検出される位相誤差情報ＰＥ１の精度が向上し、かつ、ＰＬＬのループ遅延を低減させることができるので、位相同期制御の性能が安定し、再生性能を向上させることが可能となる。
図８（ａ）は、図１の第１の位相誤差検出回路１２の構成の例を示すブロック図である。図８（ｂ）は、図８（ａ）の第１の位相誤差検出回路１２による位相誤差情報ＰＥ１の検出原理を説明する説明図である。第１の位相誤差検出回路１２は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合に、簡易補間フィルタ１０の出力信号と、オフセット補正回路６の出力信号から、ＶＦＯパターンの特性を利用して、連続した位相誤差情報ＰＥ１を検出する。以下では第１の位相誤差検出回路１２の一例について説明するが、第１の位相誤差検出回路１２は、図８（ａ）とは異なる構成であってもよい。
第１の位相誤差検出回路１２は、図８（ａ）のように、ゼロクロス検出器としての立ち上がりエッジ検出回路６１と、周期カウンタ６２と、位相誤差情報判定回路６３とを有している。立ち上がりエッジ検出回路６１は、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳと、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを受け取り、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合において、最初の立ち上がりのゼロクロス位置を検出する。
図８（ｂ）においては、立ち上がりエッジ検出回路６１は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値を示す点ＣＷＡ等（白丸“○”で表す）と、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値を示す点ＣＢＡ等（黒丸“●”で表す）とのうち、これらの値を表す点を時間の順に並べた場合に、単一パターンゲート信号ＧＴＳが高論理レベルになった後、最初に値が負から正になる点、すなわち、最初の立ち上がりのゼロクロス位置（点ＣＷＡ）を検出する。点ＣＢＡ等は、点ＣＷＡ等から再生クロックＲＣＫの周期の半分だけシフトした時点の値を示している。
周期カウンタ６２は、検出されたゼロクロス位置でゼロにリセットされ、再生クロックＲＣＫのパルス毎にカウントを行い、カウント値を０→１→２→３→０の順で循環させる。
位相誤差情報判定回路６３は、周期カウンタ６２のカウント値が“０”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳとオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを平均した信号を位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図８（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路６３は、点ＣＷＡと点ＣＢＡとの間の中点ＴＷＡ、点ＣＷＣと点ＣＢＣとの間の中点ＴＷＣ、点ＣＷＥと点ＣＢＥとの間の中点ＴＷＥ、点ＣＷＧと点ＣＢＧとの間の中点ＴＷＧを立ち上がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め（中点ＴＷＡ，ＴＷＣ，ＴＷＥ，ＴＷＧを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
また、位相誤差情報判定回路６３は、周期カウンタ６２のカウント値が“２”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値とオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値との平均値の符号を反転させて位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図８（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路６３は、点ＣＷＢと点ＣＢＢとの間の中点ＴＢＢ、点ＣＷＤと点ＣＢＤとの間の中点ＴＢＤ、点ＣＷＦと点ＣＢＦとの間の中点ＴＢＦ、点ＣＷＨと点ＣＢＨとの間の中点ＴＢＨを立ち下がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め（中点ＴＢＢ，ＴＢＤ，ＴＢＦ，ＴＢＨを黒三角で表す）、これらの中点の値の符号を反転させ（それぞれの符号反転後の中点ＴＷＢ，ＴＷＤ，ＴＷＦ，ＴＷＨを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
ＶＦＯパターン領域ＶＡ〜ＶＥにおいては、ゼロクロス位置が４Ｔｂ毎に必ず発生するので、位相誤差情報ＰＥ１の点を連続して得ることができる。このように検出された位相誤差信号ＰＥ１は、図８（ｂ）の破線のような位相誤差曲線として示すことができる。この位相誤差曲線は、位相誤差が大きくても直線性を有するので、位相誤差をゼロにするように位相同期制御を行う際に、引き込み速度の向上と、キャプチャレンジの拡大を図ることが可能となる。特に、間欠再生時の再生性能を安定させることが可能となる。
また、例えば、ＶＦＯパターンとして、４Ｔｂずつ同じ値が連続するパターンに代えて、６Ｔｂずつ同じ値が連続するパターンを用いる場合には、ゼロクロス位置が６Ｔｂ毎に発生する。この場合、周期カウンタ６２は、カウント値を０→１→２→３→４→５→０の順で繰り返すようにし、位相誤差情報判定回路６３は、カウント値が“０”及び“３”のタイミングで、位相誤差情報ＰＥ１を同様に求めるようにすればよい。
第２の位相誤差検出回路１４は、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間以外であることを示す場合において、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤに基づいて、位相誤差情報ＰＥ２を生成して、平滑化フィルタ２４に出力する。この際、第２の位相誤差検出回路１４は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤのゼロ近傍の値を、立ち上がり時にはそのまま、立ち下がり時には値の符号を反転させて、位相誤差情報ＰＥ２として出力する。
ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録再生をする際に、シークを行った直後に大幅に再生クロックＲＣＫの周波数と再生ＲＦ信号の周波数とが異なる場合には、周波数制御により再生クロックＲＣＫの周波数を再生ＲＦ信号が有するクロック成分の半分の周波数に引き込む必要がある。ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１では、データ部ＤＤにデータが記録されていない未記録状態もありえるため、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録溝に沿って形成されているウォブル（その１周期は１８６Ｔｂに相当する）から周期情報を得ることが望ましい。
光差信号検出回路１６は、光ピックアップ内のフォトディテクタを用いて、このウォブルの周期情報を検出する。フォトディテクタは、デジタルデータの記録方向であるトラック方向軸とこの軸と垂直に交わる半径方向軸により４分割されている。光差信号検出回路１６は、フォトディテクタの４つの部分のうち、トラック方向に並んだ２つの部分ずつ、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から受けた光の検出値を加算し、得られた２つの値の差を、トラッキング誤差を示す信号として求める。更に光差信号検出回路１６は、この信号を、その振幅の中心をしきい値として２値化して、ウォブル２値化信号ＷＢＮとして帯域通過型フィルタ１８に出力する。
ただし、ウォブル２値化信号ＷＢＮは、高速記録時及び高速再生時には、大きな雑音や波形歪により信号品質が低下する。そこで、帯域通過型フィルタ１８を用いて、ウォブルの周波数成分以外の雑音や波形歪を低減させる。
図９（ａ）は、図１の帯域通過型フィルタ１８の構成の例を示すブロック図である。図９（ｂ）は、図９（ａ）の帯域通過型フィルタ１８の周波数特性を示す特性図である。図９（ａ）のように、帯域通過型フィルタ１８は、移動平均フィルタ７０と、２値化回路７５とを有している。移動平均フィルタ７０は、遅延回路７１，７３と、加算器７２と、減算器７４とを有している。
遅延回路７１は、信号に遅延を２Ｔｂずつ与える遅延素子を３２個有している。これらの遅延素子は直列に接続されており、遅延回路７１は、ウォブル２値化信号ＷＢＮを６４Ｔｂ遅延させて出力する。加算器７２は、ウォブル２値化信号ＷＢＮと減算器７４の出力信号とを加算して出力する。遅延回路７３は、加算器７２の出力を、再生クロックＲＣＫの１周期分（２Ｔｂ）遅延させて出力する。減算器７４は、遅延回路７３の出力信号と遅延回路７１の出力信号との差を求めて加算器７２に出力する。２値化回路７５は、遅延回路７３の出力信号の極性を判別して２値化し、信号ＷＢＰとして出力する。
帯域通過型フィルタ１８の周波数特性は、図９（ｂ）のように、直流付近と、チャネルビット周波数で規格化された規格化周波数０．５及び１．０付近の周波数成分を通過させ、その他の周波数成分を減衰させる特性となる。ウォブル周波数成分は規格化周波数１／１８６付近に存在するので、これを抽出することが可能となる。
なお、遅延回路７１で与える遅延を適切に設定することにより、ウォブル周波数成分が異なる光記録媒体においても、帯域通過型フィルタ１８を用いることが可能である。
帯域通過型フィルタ１８を、有限インパルス応答フィルタで構成するようにしてもよい。また、再生クロックＲＣＫの２倍の周波数であるチャネルビット周波数のクロックで遅延回路７１等を駆動するようにしてもよい。しかし、回路規模や消費電力の点から、図９（ａ）のような移動平均フィルタで構成する方が有利である。
このような帯域通過型フィルタ１８を有することにより、ウォブル２値化信号ＷＢＮの品質が雑音により劣化する場合でも、周波数情報を良好に抽出することが可能となるため、シーク直後における周波数引き込み時間の短縮と、周波数制御の安定化が可能となる。
帯域通過型フィルタ１８の他の例について説明する。図１０（ａ）は、他の帯域通過型フィルタ２１８の構成の例を示すブロック図である。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の帯域通過型フィルタ２１８の周波数特性を示す特性図である。図１０（ａ）のように、帯域通過型フィルタ２１８は、帯域通過型フィルタ１８の構成要素に加えて、低域通過型フィルタ７６を更に有している。低域通過型フィルタ７６は、Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）７７と、加算器７８と、ゲイン素子７９とを有している。
ＤＦＦ７７は、ウォブル２値化信号ＷＢＮを、再生クロックＲＣＫの２倍の周波数を有するクロックＲＣＫ２で１Ｔｂ遅延させて出力する。加算器７８は、ＤＦＦ７７の出力信号とウォブル２値化信号ＷＢＮとを加算して出力する。ゲイン素子７９は、加算器７８の出力信号を１／２倍して遅延回路７１及び加算器７２に出力する。その他の構成要素は、図９（ａ）を参照して説明した通りである。
帯域通過型フィルタ２１８の周波数特性は、図１０（ｂ）に示すように、チャネルビット周波数で規格化された規格化周波数０．５付近でゲインがゼロ近傍まで抑制される特性となる。ウォブル２値化信号ＷＢＮからの雑音除去率が向上し、周波数情報を良好に抽出することが可能となるので、シーク直後における周波数引き込み時間を更に短縮し、周波数制御を更に安定化することができる。
周波数誤差検出回路２２は、帯域通過型フィルタ１８の出力信号ＷＢＰの周期を、実際に得られた再生クロックＲＣＫでカウントして測定する。ウォブル成分の周期は１８６Ｔｂであり、再生クロックＲＣＫの周期は理想的な場合は２Ｔｂであるので、得られるべきカウント値は９３である。周波数誤差検出回路２２は、カウント値と得られるべきカウント値との差を求め、周波数誤差情報ＦＥＩとして平滑化フィルタ２４に出力する。
求められたカウント値が９３よりも大きい場合には、再生クロックＲＣＫの周波数が所望の再生クロック周波数よりも高いので、周波数誤差情報ＦＥＩは、再生クロックＲＣＫの周波数を低くするべきであることを示す。求められたカウント値が９３よりも小さい場合には、再生クロックＲＣＫの周波数が所望の再生クロック周波数よりも低いので、周波数誤差情報ＦＥＩは、再生クロックＲＣＫの周波数を高くするべきであることを示す。
平滑化フィルタ２４は、位相誤差情報ＰＥ１，ＰＥ２及び周波数誤差情報ＦＥＩに対してフィードバックゲインを設定できる機能を有し、例えば、１次遅れ要素をもつループフィルタで構成される。平滑化フィルタ２４は、位相誤差情報ＰＥ１，ＰＥ２及び周波数誤差情報ＦＥＩが示す値の大きさが小さくなるように、これらの値のそれぞれに対して、フィードバックゲインを設定し、これらの値のそれぞれと、対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力する。
クロック生成回路２８は、平滑化フィルタ２４の出力信号をアナログ信号に変換した後、そのアナログ信号の振幅レベルに応じた再生クロックＲＣＫを発振して生成し、再生クロックＲＣＫをＡＤＣ４等にサンプリングクロックとして出力する。
以上のように、図１の装置には、ＡＤＣ４→オフセット補正回路６→簡易補間フィルタ１０→第１の位相誤差検出回路１２→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→ＡＤＣ４という第１のＰＬＬと、ＡＤＣ４→オフセット補正回路６→第２の位相誤差検出回路１４→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→ＡＤＣ４という第２のＰＬＬと、帯域通過型フィルタ１８→周波数誤差検出回路２２→平滑化フィルタ２４→クロック生成回路２８→帯域通過型フィルタ１８という周波数同期ループとが存在する。
第１のＰＬＬでは、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合には、位相誤差情報ＰＥ１が示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が位相誤差情報ＰＥ１に対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。第２のＰＬＬでは、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間以外であることを示す場合には、位相誤差情報ＰＥ２が示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が位相誤差情報ＰＥ２に対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。周波数同期ループでは、ウォブル２値化信号ＷＢＮから検出される周波数誤差情報ＦＥＩが示す値をゼロに近づけるように、平滑化フィルタ２４が周波数誤差情報ＦＥＩに対してフィードバックゲインを設定する制御が行われる。
図１の装置によると、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１から高速に再生する場合にも、また、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に高速に記録する場合にも、チャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックＲＣＫを用いて信号処理を行うことが可能となるので、回路規模の小規模化に伴うコスト削減、消費電力の低減、及び位相同期制御の安定化を実現することが可能となる。
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。図１１のデジタル信号再生装置は、図１のデジタル信号再生装置において、パワー制御部３２と、パーシャルレスポンス等化器３６と、ナイキスト補間フィルタ３７と、最尤復号器（ビタビ復号器）３８とを更に備え、第１の位相誤差検出回路１２に代えて第１の位相誤差検出回路２１２を備えるようにしたものである。パワー制御部３２は、パワーゲート信号生成回路３３と、パワー停止回路３４とを有している。
図１２（ａ）は、図１１の第１の位相誤差検出回路２１２の構成の例を示すブロック図である。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の第１の位相誤差検出回路２１２による位相誤差情報ＰＥ１の検出原理を説明する説明図である。
第１の位相誤差検出回路２１２は、図１２（ａ）のように、ゼロクロス検出器としての立ち上がりエッジ検出回路２６１と、周期カウンタ２６２と、位相誤差情報判定回路２６３と、サンプリング選択回路２６６とを有している。サンプリング選択回路２６６は、第１の実施形態で図８を参照して説明したような第１のサンプリング方式と、以下で説明する第２のサンプリング方式とのうちのいずれかを選択して、立ち上がりエッジ検出回路２６１及び位相誤差情報判定回路２６３に通知する。第２のサンプリング方式は、第１のサンプリング方式とは位相が１８０度ずれた位置でサンプリングを行う方式であり、ＰＲＭＬ（partial response maximum likelihood）信号処理方式に適している。
立ち上がりエッジ検出回路６１は、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳと、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤとを受け取り、単一パターンゲート信号ＧＴＳがＶＦＯパターンの区間であることを示す場合において、最初の立ち上がりのゼロクロス位置を検出する。
ここでは、第２のサンプリング方式が選択されているとして説明する。図１２（ｂ）においては、立ち上がりエッジ検出回路２６１は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤの値を示す点ＣＷＩ等（白丸“○”で表す）と、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値を示す点ＣＢＩ等（黒丸“●”で表す）との間の中点のうち、これらの中点を時間の順に並べた場合に、単一パターンゲート信号ＧＴＳが高論理レベルになった後、最初に値が負から正になる点、すなわち、最初の立ち上がりのゼロクロス位置（点ＣＷＩ）を検出する。
周期カウンタ２６２は、検出されたゼロクロス位置でゼロにリセットされ、再生クロックＲＣＫのパルス毎にカウントを行い、カウント値を０→１→２→３→０の順で循環させる。
位相誤差情報判定回路２６３は、周期カウンタ２６２のカウント値が“０”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳを位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図１２（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路２６３は、点ＣＷＩ，ＣＷＫ，ＣＷＭ，ＣＷＯを立ち上がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
また、位相誤差情報判定回路２６３は、周期カウンタ２６２のカウント値が“２”のタイミングで、簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳの値の符号を反転させて位相誤差情報ＰＥ１として出力する。図１２（ｂ）においては、位相誤差情報判定回路２６３は、点ＣＷＪ，ＣＷＬ，ＣＷＮ，ＣＷＰを立ち下がりのゼロクロス位置にあるべき点として求め、これらの点の値の符号を反転させ（それぞれの符号反転後の点ＴＷＩ，ＴＷＪ，ＴＷＫ，ＴＷＬを白三角で表す）、位相誤差情報ＰＥ１として出力する。
ここでは、最初の立ち上がりのゼロクロス位置としてオフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤが検出された場合について説明したが、最初の立ち上がりのゼロクロス位置として簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳが検出された場合には、位相誤差情報ＰＥ１は簡易補間フィルタ１０の出力信号ＩＰＳから生成される。
このように、サンプリング選択回路２６６によってサンプリング方式を切り替えることが可能であるので、雑音や非線形歪に対して有利とされるＰＲＭＬ信号処理方式と、記録品質を保証するための品質判定を行うためのしきい値で単純に２値化を行うレベルスライス方式の双方に対応可能となる。レベルスライス方式は、記録媒体の物理的な傷や指紋等によるディフェクトに対して有利となる場合も存在するので、読み出された信号の品質に適したサンプリング方式を選択することにより、再生性能の向上も期待できる。
パーシャルレスポンス等化器３６は、オフセット補正回路６の出力信号ＯＡＤに対して符号間干渉を与え、出力する。パーシャルレスポンス等化器３６は、例えば、等化後の波形振幅が５つの値のいずれかになるようなＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式をパーシャルレスポンス方式として用いる。ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式は、入力信号の異なる４つの時間の標本化データを、ａ：ｂ：ｂ：ａの比率で足しあわせた値（ａ＋ｂ＊Ｄ＋ｂ＊Ｄ２＋ａ＊Ｄ３）を用いる方式であり、入力信号に対する低域通過型フィルタとして機能する。
図３には、ＰＲ（１，２，２，１）方式、及びＰＲ（３，４，４，３）方式による処理の周波数特性が示されている。周波数特性が図３に示されたＭＴＦ特性に近いほど、有利なパーシャルレスポンス方式であると考えられている。図３に示された方式や、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）方式以外にも、多種多様なパーシャルレスポンスの型は存在するが、必要な性能が得られるのであれば、他の方式を用いても問題はない。
これらのような再生データの時間方向に相関性を付加するパーシャルレスポンス方式と、付加された相関性を利用して尤も確からしい系列を推定するビタビ復号器とを合わせて用いて、線記録方向の高密度記録再生に有利とされるＰＲＭＬ信号処理を実現している。ＰＲＭＬ信号処理方式には様々な方式が存在するので、再生波形の特性や変調符号に応じて、各種記録再生系に対する適切な方式を選択することが必要である。
ナイキスト補間フィルタ３７は、パーシャルレスポンス等化器３６の出力信号から欠落した情報を復元して出力する。 ナイキスト補間フィルタ３７は、例えば、図６に示されたような、ナイキスト帯域を復元するフィルタ係数を持った有限インパルス応答フィルタである。有限長が長いフィルタほどナイキスト補間の精度が向上するが、例えば、窓関数を用いて、タップ数が有限であることによる打ち切り演算誤差の影響を軽減し、回路規模を削減することも可能である。ナイキスト補間フィルタ３７の構成やフィルタ係数は、ここで示したもの以外であってもよい。
最尤復号器３８は、パーシャルレスポンス等化器３６及びナイキスト補間フィルタ３７の出力信号から、符号間干渉を利用した最も確からしい系列を推定して、その結果を復調信号ＤＣＳとして出力する。最尤復号器３８は、例えばビタビ復号器であって、パーシャルレスポンス等化器３６で適用されたパーシャルレスポンスの型に応じて、意図的に付加された符号の相関の法則に従って確率計算を行い、最も確からしい系列を推定する。ビタビ復号器の構成については、当業者によく知られているので、ここでは詳細な説明は省略する。
このように、しきい値を用いて２値化されたデジタル２値化信号ＢＮＳだけではなく、ＰＲＭＬ信号処理方式によって復調された結果として復調信号ＤＣＳをも得ることができる。このため、高域雑音が大きい場合や、高速記録再生時において読み出された信号の品質が劣化している場合にも、記録再生性能の向上が可能となる。
パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８には、再生クロックＲＣＫが供給されている。パワーゲート信号生成回路３３は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１への記録時において、デジタル２値化信号ＢＮＳ又は復調信号ＤＣＳから得られたアドレス情報に基づいてデータ部ＤＤの位置を予測し、データ部ＤＤの期間であること（すなわち、パターンの区間以外であること）を示すパワーゲート信号を生成し、パワー停止回路３４に出力する。
パワー停止回路３４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う状態であって、パワーゲート信号がデータ部ＤＤの期間であることを示す場合には、パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８への再生クロックＲＣＫの供給を停止させる。例えば、パワー停止回路３４は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１に記録を行う状態になった後にその動作が有効になり、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１からの再生を行う状態になる直前にその動作が無効になる。
なお、パワー制御部３２は、ソフト的な処理能力が高速かつ高性能である場合には、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１の記録時及び再生時に、パーシャルレスポンス等化器３６、ナイキスト補間フィルタ３７、及び最尤復号器３８のパワー制御を直接行うようにしてもよい。
このように、図１１の装置によると、ＤＶＤ−ＲＡＭディスク１への高速記録時に、アドレス情報が記録されたヘッダＨＡ〜ＨＤの処理においては、雑音や非線形歪に対して有利とされるＰＲＭＬ信号処理方式で復調信号ＤＣＳを生成することにより、アドレスの再生性能の安定性及び記録品質の向上を実現し、データ部ＤＤの処理においては、ＰＲＭＬ信号処理に関係する回路の消費電力を容易に削減することができる。消費電力を削減する制御が容易であるので、デジタルデータの記録再生動作も安定する。
以上説明したように、本発明は、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクの高速記録再生を、低消費電力で、かつ、再生性能を高く維持して行うことができるので、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクドライブや、これを用いたＤＶＤレコーダー、ＤＶＤマルチドライブ等に有用である。また、低消費電力であるので、ＤＶＤ−ＲＡＭディスクドライブを搭載したデジタルハンディーカムコーダや、ノート型パーソナルコンピュータ用のスリム型光ディスクドライブ等のバッテリーで動作する装置に特に有用である。
本発明の第１の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。 図１の再生ＲＦ信号検出回路として用いられる等リップルフィルタの特性を示す特性図である。 ＭＴＦ（Mutual Transfer Function）等の周波数特性を示す特性図である。 ＤＶＤ−ＲＡＭディスクのデータ構造についての説明図である。 図１のオフセット補正回路の構成の例について示すブロック図である。 有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数の例を示す説明図である。 （ａ）は、図１の簡易補間フィルタの構成の例を示すブロック図である。（ｂ）は、（ａ）の簡易補間フィルタの周波数特性を示す特性図である。 （ａ）は、図１の第１の位相誤差検出回路の構成の例を示すブロック図である。（ｂ）は、（ａ）の第１の位相誤差検出回路による位相誤差情報の検出原理を説明する説明図である。 （ａ）は、図１の帯域通過型フィルタの構成の例を示すブロック図である。（ｂ）は、（ａ）の帯域通過型フィルタの周波数特性を示す特性図である。 （ａ）は、他の帯域通過型フィルタの構成の例を示すブロック図である。（ｂ）は、（ａ）の帯域通過型フィルタの周波数特性を示す特性図である。 本発明の第２の実施形態に係るデジタル信号再生装置の構成を示すブロック図である。 （ａ）は、図１１の第１の位相誤差検出回路の構成の例を示すブロック図である。（ｂ）は、（ａ）の第１の位相誤差検出回路による位相誤差情報の検出原理を説明する説明図である。
符号の説明
４ アナログデジタルコンバータ
６ オフセット補正回路
８ 単一パターンゲート信号生成回路
１０ 簡易補間フィルタ
１２，２１２ 第１の位相誤差検出回路
１４ 第２の位相誤差検出回路
１８ 帯域通過型フィルタ
２２ 周波数誤差検出回路
２４ 平滑化フィルタ
２８ クロック生成回路
３２ パワー制御部
３３ パワーゲート信号生成回路
３４ パワー停止回路
３６ パーシャルレスポンス等化器
３７ ナイキスト補間フィルタ
３８ 最尤復号器
６１，２６１ 立ち上がりエッジ検出回路（ゼロクロス検出器）
６２，２６２ 周期カウンタ
６３，２６３ 位相誤差情報判定回路
７０ 移動平均フィルタ
７５ ２値化回路
７６ 低域通過型フィルタ
７７ Ｄフリップフロップ
７８ 加算器
２６６ サンプリング選択回路

Claims (12)

  1. エンボス状のピットでアドレス情報が間欠的に記録され、かつ、記録溝にウォブルが存在する光記録媒体から読み出された再生ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を、チャネルビット周波数の半分の周波数の再生クロックに従ってサンプリング及び量子化し、得られたデジタルＲＦ信号を出力するアナログデジタルコンバータと、
    前記デジタルＲＦ信号から、振幅方向のオフセット成分を低減させて出力するオフセット補正回路と、
    前記オフセット補正回路の出力信号から、前記光記録媒体に記録されている所定のパターンを表す信号を復元して出力する簡易補間フィルタと、
    前記オフセット補正回路の出力信号と前記簡易補間フィルタの出力信号とに基づいて、前記所定のパターンの区間についての位相誤差を求め、第１の位相誤差情報として出力する第１の位相誤差検出回路と、
    前記オフセット補正回路の出力信号に基づいて、前記所定のパターンの区間以外についての位相誤差を求め、第２の位相誤差情報として出力する第２の位相誤差検出回路と、
    前記第１の位相誤差情報、及び前記第２の位相誤差情報が示す値の大きさが小さくなるように、これらの値のそれぞれに対してフィードバックゲインを設定し、これらの値のそれぞれと対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力する平滑化フィルタと、
    前記平滑化フィルタの出力信号に基づいて、前記再生クロックを生成するクロック生成回路とを備える
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  2. 請求項１に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記簡易補間フィルタは、
    ４タップの有限インパルス応答フィルタで構成されており、前記有限インパルス応答フィルタは、前記４タップへの入力信号に対して（−０．２５，０．５，０．５，−０．２５）の重み付けをそれぞれ行うものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  3. 請求項１に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記第１の位相誤差検出回路は、
    前記オフセット補正回路の出力信号と前記簡易補間フィルタの出力信号とに基づいて、前記所定のパターンの区間においてゼロクロス後の値を求めるゼロクロス検出器と、
    前記ゼロクロス後の値が求められるとリセットされ、前記所定のパターンのビット数の整数倍の周期で前記再生クロックをカウントする周期カウンタと、
    前記周期カウンタが前記所定のパターンのビット数の２分の１をカウントする毎に、前記オフセット補正回路の出力信号においてゼロクロス位置にあるべき点の値を求め、前記ゼロクロス位置にあるべき点の値を、その符号を１つおきに反転させてから前記第１の位相誤差情報として出力する位相誤差情報判定回路とを有するものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  4. 請求項３に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記ゼロクロス検出器及び前記位相誤差情報判定回路は、
    前記オフセット補正回路の出力信号の値を、前記ゼロクロス位置にあるべき点の値として求めるものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  5. 請求項３に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記ゼロクロス検出器及び前記位相誤差情報判定回路は、
    前記オフセット補正回路の出力信号の値と、この値から前記再生クロックの周期の半分だけシフトした時点の前記簡易補間フィルタの出力信号の値との平均値を、前記ゼロクロス位置にあるべき点の値として求めるものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  6. 請求項３に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記第１の位相誤差検出回路は、
    第１及び第２のサンプリング方式のうちのいずれかを選択して、前記ゼロクロス検出器及び前記位相誤差情報判定回路に通知するサンプリング選択回路を更に有し、
    前記ゼロクロス検出器及び前記位相誤差情報判定回路は、
    前記第１のサンプリング方式が選択された場合には、前記オフセット補正回路の出力信号の値を、前記ゼロクロス位置にあるべき点の値として求め、
    前記第２のサンプリング方式が選択された場合には、前記オフセット補正回路の出力信号の値と、この値から前記再生クロックの周期の半分だけシフトした時点の前記簡易補間フィルタの出力信号の値との平均値を、前記ゼロクロス位置にあるべき点の値として求めるものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  7. 請求項１に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記光記録媒体から受けた光に基づいて求められたトラッキング誤差を示す２値化信号から、前記ウォブルの周波数成分以外の雑音成分を除去して出力する帯域通過型フィルタと、
    前記帯域通過型フィルタの出力の周期を、前記再生クロックに基づいて測定し、その結果と得られるべき結果との差を周波数誤差情報として出力する周波数誤差検出回路とを更に備え、
    前記平滑化フィルタは、
    前記周波数誤差情報が示す値の大きさが小さくなるように、この値に対してフィードバックゲインを設定し、この値と対応するフィードバックゲインとの積を求め、その結果を平滑化し、出力するものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  8. 請求項７に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記帯域通過型フィルタは、
    前記２値化信号に対して処理を行う移動平均フィルタと、
    前記移動平均フィルタの出力を２値化して出力する２値化回路とを有するものであり、
    前記移動平均フィルタは、
    入力された信号を前記再生クロックの周期だけ遅延させる遅延素子を所定の段数有するものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  9. 請求項８に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記帯域通過型フィルタは、
    前記２値化信号に対して処理を行い、その結果を前記移動平均フィルタに出力する低域通過型フィルタを更に有し、
    前記低域通過型フィルタは、
    前記２値化信号を前記再生クロックの２倍の周波数のクロックに従って動作するＤフリップフロップと、
    前記２値化信号と前記Ｄフリップフロップの出力とを加算する加算器とを有するものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  10. 請求項１に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記オフセット補正回路の出力信号に対して所定の符号間干渉を与えて出力するパーシャルレスポンス等化器と、
    前記パーシャルレスポンス等化器の出力信号においてサンプリングされていない時点の値を復元して出力するナイキスト補間フィルタと、、
    前記パーシャルレスポンス等化器の出力信号と前記ナイキスト補間フィルタの出力信号とに基づいて、最も確からしい系列を推定して出力する最尤復号器とを更に備える
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  11. 請求項１０に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記光記録媒体にデータを記録する場合には、前記所定のパターンの区間以外では、前記パーシャルレスポンス等化器、前記ナイキスト補間フィルタ、及び最尤復号器への前記再生クロックの供給を停止させるパワー制御部を更に備える
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
  12. 請求項１１に記載のデジタル信号再生装置において、
    前記パワー制御部は、
    前記所定のパターンの区間以外であることを示すパワーゲート信号を生成して出力するパワーゲート信号生成回路と、
    前記所定のパターンの区間以外であることを前記パワーゲート信号が示す場合に、前記パーシャルレスポンス等化器、前記ナイキスト補間フィルタ、及び最尤復号器への前記再生クロックの供給を停止させるパワー停止回路とを有し、
    前記パワー停止回路は、
    前記光記録媒体に記録を行う状態になった後にその動作が有効になり、前記光記録媒体からの再生を行う状態になる直前にその動作が無効になるものである
    ことを特徴とするデジタル信号再生装置。
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