JPH07303398A - 誘導電動機の二次抵抗補償方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 誘導電動機の温度変化に伴って変化する電動
機二次抵抗から算出される滑り角周波数指令値（ω_s*）
の変化を補償して安定したベクトル制御を行うことがで
きる誘導電動機の二次抵抗補償方式を得ること。 【構成】 最小次元磁束オブザーバを用いて温度変化に
よって変動する電動機二次磁束を推定し、その二次磁束
推定値に基づいて電動機の滑り角周波数指令値（ω_s*）
の温度補償量を算出して元の滑り角周波数指令値（ω
_s*）に加算して前記滑り角周波数指令値（ω_s*）の温度
変化による変動を補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御に係わり、特に、温度変化による二次抵抗値の変動
を補償する誘導電動機の二次抵抗補償方式に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
てＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方式が知ら
れている。

【０００３】図４は、従来のＰＷＭ制御インバターによ
るベクトル制御方式を実行する制御システムを示すもの
である。

【０００４】誘導電動機１は、該誘導電動機の三相一次
電圧指令値（Ｖ_u，Ｖ_u，Ｖ_w） によるＰＷＭ制御インバ
ータ２によって速度制御される。該誘導電動機１の回転
速度がエンコーダ４を介して 実速度検出値（ω_r）とし
て検出され、速度制御部（ＡＳＲ）に帰還される。速度
制御部（ＡＳＲ）において、速度指令値（ω_r*）と負帰
還された実速度検出値（ω_r）とが 比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６によりＰＩ（比例積分）制御さ
れて、同期回転座標系のトルク軸成分一次電流指令値
（ｉ_1b*）に変換される。また、誘導電動機１の一次電
流（ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w）が検出され、Ａ/Ｄ変換器13、三相
-二相相変換器14、及び座標変換器10により同期回転座
標（ａ-ｂ軸）系の各軸成分一次電流検出値ｉ₁（ｉ_1a,
ｉ_1b）に 変換されて電流制御部（ＡＣＲ）に供給され
る。

【０００５】電流制御部（ＡＣＲ）において、デジタル
電流制御器３は、誘導電動機１の同期回転座標系の各軸
成分一次電流指令値ｉ₁*（励磁軸成分一次電流指令値ｉ
_1a*,トルク軸成分一次電流指令値ｉ_1b*）、及び前記各
軸成分一次電流検出値ｉ₁（励磁軸成分一次電流検出値
ｉ_1a，トルク軸成分一次電流検出値ｉ_1b）が入力され、
ＰＷＭ制御インバータ２によりベクトル制御が行われる
ような誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の各
軸成分一次電圧指令値 Ｖ₁*（励磁軸成分一次電圧指令
値のＶ_1a*,トルク軸成分一次電圧指令値Ｖ_1b*） を演算
する。デジタル電流制御器３の演算出力である前記各軸
成分一次電圧指令値Ｖ₁*（Ｖ_1a*，Ｖ_1b*）は、座標変換
器11により固定子座標（ｄ−ｑ軸）系の各軸成分一次電
圧指令値Ｖ₁*（Ｖ_1d*，Ｖ_1q*） に変換され、二相-三相
相変換器15により誘導電動機１の三相一次電圧指令値
（Ｖ_u，Ｖ_u，Ｖ_w）として ＰＷＭ制御インバター２を制
御する。その結果、誘導電動機１は、ベクトル制御によ
り所望の速度指令（ω_r*）に応じた速度に制御される。

【０００６】図５は、上記デジタル電流制御器３の内部
構成を示すものであって、このデジタル電流制御器３
は、誘導電動機１の電源角周波数（ω₀） により該誘導
電動機１のベクトル制御である電流非干渉化制御を行う
ための干渉補償手段（干渉補償項ω₀Ｌ₁,ω₀Ｌ₀）を作
動させるとともに、同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の励磁
軸成分一次電流指令値ｉ_1a*と同検出値ｉ_1a、及びトル
ク軸成分一次電流指令値ｉ_{1 b}*と同検出値ｉ_1bとを比較
制御して、それらが等しくなる（ｉ_1a*＝ｉ_1a，ｉ_1b*＝
ｉ_1b）ように ＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期
回転座標（ａ-ｂ軸）系の一次電圧指令値Ｖ₁*（Ｖ_1a*，
Ｖ_1b*）を演算するものである。

【０００７】このデジタル電流制御器３を制御する誘導
電動機１の電源角周波数（ω₀）は、滑り角周波数指令
値（ω_s*）と電動機実速度（角周波数ω_r）との和（ω₀
＝ω_s*＋ω_r） によって得られ、それを積分器８により
時間積分（θ₀＝ω₀ｔ）して座標変換器10,11の単位位
相角（θ₀）としても使用される。また、前記電源角周
波数（ω₀）を求めるための滑り角周波数指令値（ω
_s*）は、滑り算出器５により次式に基づいて算出するこ
とができる。

【０００８】 ω_s* ＝ ｉ_1b*／(ｉ_1a*・τ₂) ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） 但し、ｉ_1a* ： 同期回転座標系の励磁軸成分一次電流
指令値（一定） ｉ_1b* ： 同期回転座標系のトルク軸成分一次電流指令
値 τ₂ ： 電動機二次時定数（τ₂＝Ｌ₂／Ｒ₂） Ｌ₂ ： 電動機二次インダクタンス Ｒ₂ ： 電動機二次抵抗 また、誘導電動機１をベクトル制御により速度制御する
とき、ベクトル制御成立時においては次式（２）が成立
する。

【０００９】 λ_2a ＝Ｍｉ_1a*（一定）， λ_2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （２） 但し、λ_2a ： 同期回転座標系の励磁軸成分二次磁束 λ_2b ： 同期回転座標系のトルク軸成分二次磁束 Ｍ ： 電動機相互（励磁）インダクタンス これにより、誘導電動機１のトルクＴは、 Ｔ＝Ｍ／Ｌ₂・(λ_2a・ｉ_1b−λ_2b・ｉ_1a)＝Ｍ²／Ｌ₂・(ｉ_1b・ｉ_1a)‥‥ （３） 但し、ｉ_1a ： 同期回転座標系の励磁軸成分一次電流
検出値 ｉ_1b ： 同期回転座標系のトルク軸成分一次電流検出
値 となる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図４に示す従来のＰＷ
Ｍ制御インバターによるベクトル制御方式において、誘
導電動機１の同期回転座標系の励磁軸成分一次電流（ｉ
_1a）とトルク軸成分一次電流（ｉ_1b）とを非干渉に独立
して制御することができるベクトル制御が成立するため
には、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御
器３（図５，内部構成）を上記（２）式が成立するよう
に制御するための電源角周波数（ω₀） が安定していな
ければならないが、誘導電動機１の温度変化によって滑
り角周波数指令値（ω_s*）が変動するため、前記電源角
周波数ω₀（＝ω_s*＋ω_r）が不安定となりベクトル制御
が成り立たなくなってしまう。つまり、誘導電動機１は
ベクトル制御がなされずトルク指令どおりの出力トルク
が得られなくなる。

【００１１】このような事態は、電源角周波数ω₀ を安
定にするためには、上記（１）式において明らかなよう
に、滑り角周波数指令値（ω_s*）の関数である電動機二
次時定数（τ₂＝Ｌ₂／Ｒ₂）が 一定でなければならない
ところ、実際の運転状態においては電動機回転子の温度
変化に伴い電動機二次抵抗値（Ｒ₂）が変化するので、ト
ルク軸成分一次電流指令値（ｉ_1b*）と滑り角周波数指
令値（ω_s*）が 比例なくなるために起こるものであ
る。

【００１２】すなわち、誘導電動機１の温度変化に伴い
その二次抵抗値が変化すると該電動機１の速度（角周波
数ω_r）が変化し、実際の滑り角周波数（ω_s）と上記
（１）式で与えられる滑り角周波数指令値（ω_s*）との
間にずれが生じてしまう結果、上記（２）式に示す前記
トルク軸成分二次磁束λ_2b（λ_2b≠０）が発生して、上
記（３）式によって演算できる誘導電動機１の出力トル
クＴが変化してしまい、誘導電動機１は完全なベクトル
制御がなされずトルク指令値どおりの出力トルクＴが得
られなくなる状態となってしまう。

【００１３】本発明は、以上の点に鑑みてなされたもの
であり、誘導電動機の温度変化に伴う滑り角周波数指令
値（ω_s*）の変化を補償して安定したベクトル制御を行
うことができる誘導電動機の二次抵抗補償方式を得るこ
とを目的とするものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段，作用】本発明は、誘導電
動機１の温度変化に伴う電動機二次抵抗値の変化はベク
トル制御成立条件（上記(２)式）におけるトルク軸成分
二次磁束λ_2bが発生する、いわゆるベクトル制御条件が
不成立となることである点に鑑みて、滑り角周波数指令
値（ω_s*）をベクトル制御条件（上記(２)式）が成立
（λ_2b＝０）するように温度補償をしようとするもので
あって、最小次元磁束オブザーバを使用して温度変化に
よって変動する誘導電動機１の二次磁束λ₂ を推定し、
その二次磁束推定値λ₂#のトルク軸成分二次磁束推定値
λ_2b#を 積分した積分量をトルク軸成分二次磁束λ_2bの
発生要因である滑り角周波数指令値（ω_s*）の演算側へ
帰還させることにより、滑り角周波数指令値（ω_s*）の
温度変化による変動を補償するものである。

【００１５】ここで、本発明において用いる最小次元磁
束オブザーバについて説明をする。誘導電動機の状態方
程式は、電動機固定子座標系から諸量を観察すると次式
（ａ）で与えられる。

【００１６】

【数１】

【００１７】但し、

【００１８】

【数２】

【００１９】ｉ₁（ｉ_1d，ｉ_1q）： 固定子座標（ｄ-ｑ
軸）系の一次電流 λ₂（λ_2d，λ_2q）： 固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の二次
磁束 Ｖ₁（Ｖ_1d，Ｖ_1q）： 固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の一次
電圧 Ｒ₁，Ｒ₂ ： 一次，二次抵抗 Ｌ₁，Ｌ₂ ： 一次，二次インダクタンス Ｍ ： 相互励磁インダクタンス Ｌσ ： 等価漏れインダクタンス ｓ ： 時間微分子(d/dt) また、誘導電動機の出力方程式は、次式（ｂ）となる。

【００２０】

【数３】

【００２１】この（ｂ）式により、固定子座標系の一次
電流ｉ₁は 直接観察することができるので、固定子座標
系の二次磁束λ₂ のみをオブザーバによって推定する
と、オブザーバは二次磁束λ₂の推定値を「λ₂#」とし
て次式で構成される。

【００２２】 ｓλ₂# ＝ Ａ₂₁ｉ₁ ＋ Ａ₂₂λ₂# ＋ Ｇ［ｓｉ₁−（Ａ₁₁ｉ₁＋Ａ₁₂λ₂#＋Ｂ₁Ｖ₁）］‥（ｃ） 但し、オブザーバゲインＧは、誘導電動機の実速度推定
値（ω_r#）により調整される。

【００２３】更に、上記（ｃ）式を変形して次式（ｄ）
を得る。

【００２４】 ｓλ₂# ＝（Ａ₂₂−ＧＡ₁₂）λ₂# ＋（Ａ₂₁−ＧＡ₁₁）ｉ₁ −ＧＢ₁Ｖ₁ ＋Ｇｓｉ₁ ‥‥（ｄ） そして、上記（ｄ）式からなる方程式をブロック図で表
すと図３構成図のとおりとなり、これが最小次元磁束オ
ブザーバの構成となる。

【００２５】すなわち、最小次元磁束オブザーバは、図
３に示す構成からなり、誘導電動機の固定子座標（ｄ-
ｑ軸）系の一次電流ｉ₁（ｉ_1d，ｉ_1q）,一次電圧指令値
Ｖ₁*（Ｖ_1d*，Ｖ_1q*）,及び実速度検出値ω_rを入力し
て、誘導電動機１の二次磁束λ₂（λ_2d,λ_2q）を推定す
るものである。

【００２６】最小次元磁束オブザーバにより推定された
誘導電動機の固定子座標（ｄ-ｑ軸）系の二次磁束推定
値λ₂#（λ_2d#，λ_2q#）は、座標変換器により誘導電動
機の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の二次磁束推定値λ₂#
（λ_2a#,λ_2b#）に座標変換され、変換された前記二次
磁束推定値λ₂#（λ_2a#,λ_2b#）トルク軸成分二次磁束
λ_2b#を積分して電動機二次抵抗の補償量を算出する。

【００２７】

【実施例】以下、本発明を、その実施例である図１，２
記載の制御システムにより説明をする。

【００２８】（実施例１）図１に示す制御システムは、
本発明の誘導電動機の二次抵抗補償方式であって、二次
抵抗値（Ｒ₂）自体を補償する二次抵抗補償方式を実行
するための 誘導電動機のベクトル制御システムであ
る。

【００２９】図１に示す制御システムにおいて、図４に
示す従来のＰＷＭ制御インバータによるベクトル制御方
式を実行する制御システムにおける機器符号と同一符号
を付した機器は同一の機能を有し同一の動作をする機器
を示すものである。

【００３０】図１において、７は誘導電動機１の固定子
座標（ｄ-ｑ軸）系の 電動機二次磁束λ₂（λ_2d,λ_2q）
を推定する最小次元磁束オブザーバ，12は最小次元磁束
オブザーバ11により推定した誘導電動機１の固定子座標
（ｄ-ｑ軸）系の 電動機二次磁束推定値λ₂#（λ_2d#,λ
_2q#）を誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の電
動機二次磁束推定値λ₂#（λ_2a#，λ_2b#）に座標変換す
る座標変換器，９は前記二次磁束推定値λ_2b#（トルク
軸成分二次磁束）を積分して 電動機二次抵抗補償値
（ΔＲ₂）を算出する積分器， 17は前記算出された電動
機二次抵抗補償値（ΔＲ₂）と 電動機二次抵抗設定値
（Ｒ₂*）とを加算する加算器である。

【００３１】次に、この制御システムに基づいて本発明
の誘導電動機の二次抵抗補償方式について説明をする。

【００３２】誘導電動機１は、滑り算出器５において算
出された滑り角周波数指令値（ω_s*）と電動機実速度検
出値（ω_r）を 加算器18において加算して得られた電源
角周波数ω₀（ω₀＝ω_s*＋ω_r）により制御されるデジ
タル電流制御器３（図５，参照）によってベクトル制御
され、所望の速度指令値（ω_r*）に応じた速度制御がな
される。

【００３３】上記滑り算出器５においては、常温時の電
動機二次抵抗値Ｒ₂*を設定して上記（１）式に基づいて
滑り角周波数指令値（ω_s*）が算出される。

【００３４】いま、誘導電動機１の運転に伴い電動機回
転子の温度が上昇すると、その温度変化に伴い誘導電動
機１のトルク軸成分二次磁束λ_2b（λ_2b≠０）が発生し
てベクトル制御が成立しない状態になるが、該トルク軸
成分二次磁束λ_2bが零（０）となるように上記（１）式
における電動機二次抵抗設定値Ｒ₂*を補償すれば、誘導
電動機１のベクトル制御が成立（上記(2)，(3)式の成
立）するわけであるから、前記トルク軸成分二次磁束λ
_2bを積分器９で積分した電動機二次抵抗補償値（ΔＲ₂
＝Ｋi'・∫λ_2b・dt）を 前記電動機二次抵抗設定値Ｒ₂*
に加えた次式（４）算出の電動機二次抵抗値Ｒ₂ Ｒ₂＝Ｒ₂*＋Ｋi'・∫λ_2b・dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（４） 但し、Ｋi'：積分ゲイン を、滑り算出器５に与えることにより、該滑り算出器５
において誘導電動機１のベクトル制御が成立する滑り角
周波数指令値（ω_s*）が算出される。

【００３５】しかして、上記（４）式により電動機二次
抵抗値Ｒ₂ を算出するためには、誘導電動機１のトルク
軸成分二次磁束λ_2bを検出しなければならないが、実際
の電動機二次磁束を検出することは不可能であるので、
図３に示す構成の最小次元磁束オブザーバ７により誘導
電動機１のトルク軸成分二次磁束（λ_2b）を推定するも
のである。

【００３６】（実施例２）次に、本発明の他の実施例で
ある図２に示す制御システムを説明する。

【００３７】図２に示す制御システムは、本発明の誘導
電動機の二次抵抗補償方式であって滑り角周波数指令値
（ω_s*）を補正する二次抵抗補償方式を実行するための
ベクトル制御システムである。

【００３８】図２に示す制御システムにおいて、図４に
示すの従来のＰＷＭ制御インバターによるベクトル制御
方式を実行する制御システムにおける機器符号と同一符
号を付した機器は同一の機能を有し同一の動作をする機
器を示すものである。

【００３９】図２において、７は誘導電動機１の固定子
座標（ｄ-ｑ軸）系の電動機二次磁束λ₂（λ_2d,λ_2q）
を推定する最小次元磁束オブザーバ，12は最小次元磁束
オブザーバ７により推定した 誘導電動機１の固定子座
標（ｄ-ｑ軸）系の電動機二次磁束推定値λ₂#（λ_2d#,
λ_2q#）を誘導電動機１の同期回転座標（ａ-ｂ軸）系の
電動機二次磁束推定値λ₂#（λ_2a#,λ_2b#）に座標変換
する座標変換器，９'は前記電動機二次磁束推定値λ₂#
のトルク軸成分二次磁束推定値λ_2b#を積分して 滑り角
周波数指令補償値（Δω_s*）を算出する積分器，18は前
記算出された滑り角周波数指令補償値（Δω_s*）と滑り
角周波数指令値（ω_s*）とを加算する加算器である。

【００４０】次に、この制御システムに基づいて本発明
の誘導電動機の二次抵抗補償方式について説明をする。

【００４１】誘導電動機１は、滑り算出器５において上
記（１）式に基づいて算出された滑り角周波数指令値
（ω_s*）と実速度検出値（ω_r）と を加算器17において
加算して得られる電源角周波数（ω₀＝ω_s*＋ω_r）によ
り制御されるデジタル電流制御器３（図５，参照）によ
ってベクトル制御され、所望の速度指令値（ω_r*）に応
じた速度制御がなされる。

【００４２】いま、誘導電動機１の運転に伴い電動機固
定子の温度が上昇すると、その温度変化に伴い誘導電動
機１のトルク軸成分二次磁束λ_2b（λ_2b≠０）が発生し
てベクトル制御要件が成立しない状態になるが、該トル
ク軸成分二次磁束λ_2bが零（０）となるように誘導電動
機１の滑り角周波数指令値ω_s*を補償すれば、誘導電動
機１のベクトル制御が成立（上記(2)，(3)式の成立）す
るわけであるから、前記トルク軸成分二次磁束λ_2bを積
分器９’で積分した滑り角周波数指令補償値（Δω_s*＝
Ｋi・∫λ_2b・dt）を元の滑り角周波数指令値ω_s* に加え
た次式（５）算出の滑り角周波数ω_s ω_s＝ω_s*＋Ｋi・∫λ_2b・dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） 但し、Ｋi：積分ゲイン を、加算器17において電動機実速度検出値（ω_r） に加
えて、デジタル電流制御器３を制御する電源角周波数
（ω₀）とするものである。

【００４３】しかして、上記（５）式により誘導電動機
１の滑り角周波数ω_s を算出するためには、誘導電動機
１の固定子座標（ｄ−ｑ軸）系のトルク軸成分二次磁束
λ_2bを検出しなければならないが、実際の電動機二次磁
束を検出することは不可能であるので、図１に示す制御
システムにおける誘導電動機の二次抵抗補償方式と同様
に、図３に示す構成の最小次元磁束オブザーバ７により
前記誘導電動機１の固定子座標（ｄ−ｑ軸）系のトルク
軸成分二次磁束（λ_2b）を推定するものである。

【００４４】

【発明の効果】以上のとおりであるから、本発明によれ
ば、誘導電動機の温度上昇に伴う電動機二次抵抗の変化
によって変動する滑り角周波数指令値（ω_s*）を補償す
ることにより、常時、正確な電動機のベクトル制御が担
保され、それによって誘導電動機はトルク指令値どおり
の精度の高い出力トルクを得ることができる

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施例である誘導電動機のベクトル
制御システム

【図２】 本発明の他の実施例である誘導電動機のベク
トル制御システム

【図３】 本発明において使用する最小次元磁束オブザ
ーバの構成図

【図４】 従来の誘導電動機のベクトル制御システム

【図５】 デジタル電流制御器のブロック構成図

【符号の説明】

１ 誘導電動機 ２ 電力変換装置（ＰＷＭ制御インバータ） ３ デジタル電流制御器（電流制御部ＡＣＲ） ４ 速度検出用エンコーダ ５ 滑り角周波数指令値算出器 ６ 速度制御器（速度制御部ＡＳＲ） ７ 電動機二次磁束推定用最小次元磁束オブザーバ ９ 電動機二次抵抗値補償分算出用積分器 ９' 滑り角周波数指令値補償分算出用積分器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機の速度指令値と実速度検出値
   とを比較した比較誤差信号を比例積分して該誘導電動機
   のトルク軸成分一次電流指令値を得る速度制御器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値，前記速度
   制御器の出力である前記トルク軸成分一次電流指令値，
   及び前記誘導電動機の二次抵抗設定値から誘導電動機の
   滑り角周波数指令値を算出する滑り算出器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
   誘導電動機の実速度検出値とを加算して誘導電動機の電
   源角周波数を得る第１の加算器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記トル
   ク軸成分指令値，励磁軸成分一次電流検出値とトルク軸
   成分一次電流検出値，及び前記誘導電動機の電源角周波
   数を入力して前記各軸成分一次電流の電流非干渉化制御
   を行い誘導電動機の励磁軸成分一次電圧指令値とトルク
   軸成分一次電圧指令値を出力するデジタル電流制御器
   と、 前記デジタル電流制御器の出力である誘導電動機の一次
   電圧指令値により前記誘導電動機を速度制御する電力変
   換器と、 前記誘導電動機の前記各軸成分一次電流検出値，前記各
   軸成分一次電圧指令値，及び前記実速度検出値を入力し
   て前記誘導電動機の各軸成分二次磁束を推定する最小次
   元磁束オブザーバと、 前記最小次元磁束オブザーバの推定出力である前記誘導
   電動機のトルク軸成分二次磁束推定値を比例積分して前
   記誘導電動機の二次抵抗補償値を得る積分器と、 前記二次抵抗設定値と前記積分器の出力である二次抵抗
   補償値とを加算して前記滑り算出器の入力である二次抵
   抗値を得る第２の加算器と、 を備えることを特徴とした誘導電動機の二次抵抗補償方
   式。
2. 【請求項２】 誘導電動機の速度指令値と実速度検出値
   とを比較した比較誤差信号に基づいて速度制御を行い該
   誘導電動機のトルク軸成分一次電流指令値を得る速度制
   御器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記速度
   制御器の出力である前記トルク軸成分一次電流指令値と
   から該誘導電動機の滑り角周波数指令値を算出する滑り
   算出器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
   誘導電動機の実速度検出値とを加算して誘導電動機の電
   源角周波数を得る第１の加算器と、 前記誘導電動機の励磁軸成分一次電流指令値と前記トル
   ク軸成分指令値，励磁軸成分一次電流検出値とトルク軸
   成分一次電流検出値，及び前記誘導電動機の電源角周波
   数を入力して各成分電流の電流非干渉化制御を行い誘導
   電動機の励磁軸成分一次電圧指令値とトルク軸成分一次
   電圧指令値を出力するデジタル電流制御器と、 前記デジタル電流制御器の出力である誘導電動機の一次
   電圧指令値により前記誘導電動機を速度制御する電力変
   換器と、 前記誘導電動機の前記各軸成分一次電流検出値，前記各
   軸成分一次電圧指令値，及び前記実速度検出値を入力し
   て前記誘導電動機の各軸成分二次磁束を推定する最小次
   元磁束オブザーバと、 前記最小次元磁束オブザーバの出力である前記誘導電動
   機のトルク軸成分二次磁束推定値を比例積分して前記誘
   導電動機の滑り角周波数指令補償値を得る積分器と、 前記滑り算出器の出力である滑り角周波数指令値と前記
   積分器の出力である滑り角周波数指令補償値とを加算し
   て前記第１加算器の入力である滑り角周波数値を得る第
   ２の加算器と、 を備えることを特徴とした誘導電動機の二次抵抗補償方
   式。