JP2015171302A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図る。【解決手段】三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ωｓｅを演算し、その補正値をすべり角周波数制御部１９に出力する補正値演算部２０を有している。補正値演算部２０は、δ軸成分の回転子磁束φδｒに基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第１推定部と、固定子温度Ｔｓに基づいて回転子抵抗値Ｒｒ＾を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第２推定部と、モータトルクの状態を判定する制御フラグ設定部と、モータトルクの状態が非低トルク状態である場合には第１推定部による補正値をすべり角周波数制御部１９に出力し、モータトルクの状態が低トルク状態である場合には第２推定部による補正値をすべり角周波数制御部１９に出力する補正値出力部と、を有している。【選択図】図１

Description

本発明は、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置に関する。

従来より、ベクトル制御を用いた電動機の制御装置が知られている。ベクトル制御は、電動機の固定子に流す三相交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系（磁束軸（γ軸）及びトルク軸（δ軸））に変換して調整することで電動機トルクを制御する方法である。このベクトル制御では、すべり角周波数を、比率（δ軸電流／γ軸成分の回転子磁束）に比例して制御することで、回転子磁束がγ軸方向と一致することとなる。すなわち、δ軸成分の回転子磁束がゼロの状態となり、ベクトル制御が成立する。

ところで、この類の電動機においては、温度によって回転子抵抗値が変化するため、ベクトル制御が成立するすべり角周波数も変化する。しかしながら、制御上、この回転子抵抗値の変化を認識できていない場合には、すべり角周波数がベクトル制御を成立させるための適切な値から乖離してしまうという問題がある。この場合、ベクトル制御が破綻し、制御性能が低下するおそれがある。

例えば非特許文献１には、ベクトル制御を成立させるため、回転子抵抗値を補正する手法が開示されている。この手法によれば、γ軸電圧、γ軸電流、δ軸電流及び電源角周波数に基づいて、軸ずれ、すなわち、δ軸成分の回転子磁束を推定し、フィードバック演算（例えばＰＩ制御）により、回転子抵抗値を補正するための補正値を算出している。

山本直紀、他２名、「誘導機のベクトル制御における二次抵抗補正の一方法」、電気学会論文誌Ｄ、日本、１９９１年７月、第１１１巻、第７号、ｐ．５４０−５４６

しかしながら、非特許文献１に開示された手法によれば、電動機トルクが低トルク状態の場合には、補正が適切に機能しない可能性がある。例えば、δ軸電流がゼロの状況や、電圧変動が小さい状況において、このようなことが起こりえる。このため、回転子抵抗値の変動をすべり角周波数に反映することができない。その結果、電流振動やトルク振動、トルク偏差が発生し、制御の安定性や応答性が悪化するという問題がある。

本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電動機の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる電動機の制御装置を提供する。

かかる課題を解決するために、本発明の電動機の制御装置は、すべり角周波数を補正する補正値をすべり角周波数制御部に出力する補正部を有している。この補正部は、トルク軸成分の回転子磁束に基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第１推定部と、固定子温度に基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第２推定部と、電動機トルクの状態を判定する判定部と、非低トルク状態である場合には、第１推定部による補正値をすべり角周波数制御部に出力し、低トルク状態である場合には、第２推定部による補正値をすべり角周波数制御部に出力する
補正値出力部と、を有している。

本発明によれば、動作領域に適合した適切な補正値をすべり角周波数制御部に反映することができるので、電動機の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる。

第1の実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図 第1の実施形態に係るすべり角周波数制御部の構成を示すブロック図 第1の実施形態に係るすべり角周波数制御部の異なる構成を示すブロック図 第1の実施形態に係るすべり角周波数制御部の異なる構成を示すブロック図 第1の実施形態に係るすべり角周波数制御部の異なる構成を示すブロック図 第1の実施形態に係る補正値演算部の構成を示すブロック図 第1の実施形態に係る補正値演算部の異なる構成を示すブロック図 第1の実施形態に係る補正値演算部の異なる構成を示すブロック図 第1の実施形態に係る補正値演算部の異なる構成を示すブロック図 三相誘導モータの制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図 第２の実施形態に係る第２推定部２０ｂの構成を示すブロック図 三相交流誘導モータの制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図 第３の実施形態に係る第２推定部の構成を示すブロック図 三相交流誘導モータ１の制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図 第３の実施形態に係る第２推定部の異なる構成を示すブロック図 第３の実施形態に係る第２推定部の異なる構成を示すブロッ 第３の実施形態に係る第２推定部の異なる構成を示すブロッ 第４の実施形態に係る第２推定部の構成を示すブロック図 第５の実施形態に係る補正値演算部の構成を示すブロック図

以下、図面を参照し、本実施形態に係る電動機の制御装置について説明する。本明細書において、各パラメータに付与される添え字について、「ｓ」は固定子側、「ｒ」は回転子側、「γ」はγ軸（磁束軸）成分、「δ」はδ軸（トルク軸）成分を示す。

図１は、本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動源として適用される電動機を制御する電動機の制御装置について説明を行う。電気自動車は、電動機１と、電源２と、制御装置１０と、インバータ１１とを備えている。

電動機１は、例えば、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線を有する三相交流誘導モータ（以下「三相交流誘導モータ１」という）である。この三相交流誘導モータ１は、インバータ３内で変換された３相の交流電圧が各相に印加されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により回転駆動する。

電源２は、高電圧を印加可能な直流電源であり、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。

制御装置１０は、三相交流誘導モータ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータ等を用いることができる。制御装置１０は、インバータ１１に対して駆動信号Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*を出力し、このインバータ１１の制御を通じて三相交流誘導モータ１の制御を行う。

インバータ１１は、三相交流誘導モータ１の各相に対応する３つのスイッチング回路を主体に構成されている。インバータ１１は、電源２の正極に接続される正極母線と、電源２の負極に接続される負極母線との間に、Ｕ相用のスイッチング回路と、Ｖ相用のスイッチング回路と、Ｗ相用のスイッチング回路とを備える。このインバータ１１は、駆動信号Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*に応じて各相のスイッチング回路をオンオフ制御し、電源２の直流電圧を三相の交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗにそれぞれ変換する。そして、インバータ１１は、当該変換した交流電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを三相交流誘導モータ１の各相にそれぞれ印加する。

制御装置１０は、これを機能的にとらえた場合、電流指令値演算部１２と、磁束電流制御部１３と、トルク電流制御部１４と、非干渉制御部１５と、座標変換部１６と、ＰＷＭ変換部１７と、座標変換部１８と、すべり角周波数制御部１９と、補正値演算部２０とを主体に構成されている。

電流指令値演算部１２には、トルク指令値Ｔ^*、三相交流誘導モータ１の回転数に相当
する回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源２の電源電圧Ｖ_ｄｃが入力される。電流指令値演算部１２は、トルク指令値Ｔ^*、回転子機械角速度ω_ｒｍ及び電源電圧Ｖ_ｄｃに基づいて、
γ軸電流（磁束軸成分の電流）の指令値に相当するγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*と、δ軸電流
（トルク軸成分の電流）の指令値に相当するδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*とを算出する。電流
指令値演算部１２は、予めメモリに記憶したマップデータ又は演算式を参照して、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*とδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*とをそれぞれ算出する。

電流指令値演算部１２において、トルク指令値Ｔ^*は、例えば電気自動車を制御するコ
ントローラ（図示せず）から入力され、回転子機械角速度ω_ｒｍは、後述する角速度演算部２５から入力される。また、電源電圧Ｖ_ｄｃは、例えば電源２を管理するバッテリーコントローラ（図示せず）から入力される。

磁束電流制御部１３には、電流指令値演算部１２において算出されたγ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*から、後述するγ軸電流ｉ_γｓを減算した値が入力される。磁束電流制御部１３は
、γ軸電流指令値ｉ_γｓ ^*がγ軸電流ｉ_γｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追従す
るように、フィードバック演算によりγ軸電圧指令値（初期値）ｖ_γｓ ^**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。

トルク電流制御部１４には、電流指令値演算部１２において算出されたδ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*から、後述するδ軸電流ｉ_δｓを減算した値が入力される。トルク電流制御部１
４は、δ軸電流指令値ｉ_δｓ ^*がδ軸電流ｉ_δｓに対して定常偏差なく所望の応答性で追
従するように、フィードバック演算によりδ軸電圧指令値（初期値）ｖ_δｓ ^**を算出する。磁束電流制御部１３では、例えばＰＩ制御を用いる。

磁束電流制御部１３及びトルク電流制御部１４において、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、後述する座標変換部１８から入力される。

非干渉制御部１５には、γ軸電流ｉ_γｓ、δ軸電流ｉ_δｓ及び電源角周波数ωが入力される。ここで、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、座標変換部１８から入力され、電源角周波数ωは、すべり角周波数制御部１９から入力される。

具体的には、非干渉制御部１５は、直交二軸であるγδ軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}，ｖ_γｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}をγ軸及びδ軸についてそれぞれ算出する。γ軸に相当する非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}は、数１により算出され、δ軸
に相当する非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}は、数２により算出される。

ここで、Ｍは相互インダクタンス、Ｌは自己インダクタンスであり、ｓはラプラス演算子である。また、σは漏れ係数であり、数３で示される。τ_ｒは回転子磁束の時定数であり、電流応答の時定数に比べ非常に大きい値である。

磁束電流制御部１３において算出されたγ軸電圧指令値（初期値）ｖ_γｓ ^**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖ_γｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}により補正され、これにより、最終的なγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*が算出される。同様に、トルク電流制御部１４におい
て算出されたδ軸電圧指令値（初期値）ｖ_δｓ ^**は、非干渉制御部１５において算出された非干渉電圧ｖ_δｓ ^* _{_ｄｃｐｌ}により補正され、これにより、最終的なδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*が算出される。

座標変換部１６には、電源角θと、非干渉制御後のγ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*及びδ軸電
圧指令値ｖ_δｓ ^*とが入力される。座標変換部１６は、電源角周波数（電源角速度）ωで
回転する直交二軸の座標系（γδ軸）から、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１６は、電源角θと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*及びδ軸電圧
指令値ｖ_δs ^*とに基づいて、数４に示す座標変換処理によりＵ相・Ｖ相・Ｗ相に係る三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*を算出する。

座標変換部１６において、電源角θは、後述する変換用角度部２６から入力される。数４において、θ’は、制御系の入出力遅れを考慮して電源角θを補正したものである。

ＰＷＭ変換部１７には、座標変換部１６において算出された三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、
ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*が入力される。ＰＷＭ変換部１７は、三相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*に応じて、インバータ１１のスイッチング回路（ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を含
む）を駆動するための駆動信号Ｄ_ｕｕ ^*，Ｄ_ｕｌ ^*，Ｄ_ｖｕ ^*，Ｄ_ｖｌ ^*，Ｄ_ｗｕ ^*，Ｄ_ｗｌ ^*を生成する。

座標変換部１８には、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓとが入力される
。座標変換部１８は、三相交流座標系（ｕｖｗ軸）から、直交二軸座標系（γδ軸）への変換を行なう。具体的には、座標変換部１８は、電源角θと、ｕ相電流ｉ_ｕｓ、ｖ相電流ｉ_ｖｓ及びｗ相電流ｉ_ｗｓとに基づいて、数５に示す座標変換処理により、三相交流誘導モータ１におけるγ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓを算出する。

座標変換部１８において、ｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓは、後述するＡＤ変換部２３から入力される。ここで、ＡＤ変換部２３から出力されない、残りのｗ相電流ｉ_ｗｓは、数６で求めることができる。

すべり角周波数制御部１９には、回転子電気角周波数（回転子電気角速度）ω_ｒｅと、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓと、補正値ΔＲ_ｒとが入力される。ここで、回転子電気角周波数ω_ｒｅは、後述する角速度演算部２５から入力される。また、γ軸電流ｉ_γｓ及びδ軸電流ｉ_δｓは、座標変換部１８から入力される。補正値ΔＲ_ｒは、すべり角周波数ω_ｓｅを補正するための補正値であり、後述する補正値演算部２０から入力される。

すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、補正値ΔＲ_ｒとに基づいてすべり角周波数ω_ｓｅを算出する。そして、すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ω_ｒｅと、すべり角周波数ω_ｓｅとに基づいて、電源角周波数（電源角速度）ωを算出する。

補正値演算部２０には、非干渉制御後のδ軸電圧指令値ｖ_δｓ ^*、γ軸電流ｉ_γｓ、δ
軸電流ｉ_δｓ、回転子電気角周波数ω_ｒｅ、電源角周波数ωなどが入力される。補正値演算部２０は、これらのパラメータに基づいて、すべり角周波数を補正する補正値を演算し、これをすべり角周波数制御部１９に出力する。

なお、すべり角周波数制御部１９及び補正値演算部２０の詳細については後述する。

電流センサ２１は、ｕ相、ｖ相及びｗ相の三相のうち少なくとも二相の電流(例えばｕ
相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ)を検出する。座標変換部１８には、ＡＤ変換部２３を通して
サンプリングしたｕ相電流ｉ_ｕｓ及びｖ相電流ｉ_ｖｓが入力される。

磁極位置検出部２２は、回転子位置（角度）に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力し、出力されたパルスは、パルスカウンタ２４に入力される。このパルスカウンタ２４を通じて、回転子機械角度θ_ｒｍが出力される。

角速度演算部２５は、パルスカウンタ２４から入力された回転子機械角度θ_ｒｍに基づいて、その時間変化率より回転子機械角速度ω_ｒｍを算出し、モータ極対数ｐを乗じた回転子電気角周波数ω_ｒｅを算出する。

図２は、すべり角周波数制御部１９の構成を示すブロック図である。一般に、直交二軸座標系（γδ軸）における誘導モータの伝達特性は、数７の状態方程式で示される（モータモデル）。また、モータトルクＴは、数８で示される。同数式において、Ｒは抵抗値、Ｌ，Ｍは自己インダクタンス及び相互インダクタンス、φは磁束、σは漏れ係数、ｓはラ
プラス演算子、ｐはモータ極対数である。

すべり角周波数ω_ｓｅを、数９に示すように、比率（δ軸電流ｉ_δｓ／γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ）に比例して制御することで、回転子磁束が、δ軸（トルク軸）と直交するγ軸（磁束軸）方向を向くこととなる。すなわち、軸ズレゼロ、つまりδ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロの状態となり（φ_δｒ＝０）、ベクトル制御が成立する。

この場合、誘導モータの伝達特性は、数１０のように簡素化された３次の状態方程式で扱うことができる。また、モータトルクＴも簡素化されて、数１１に示す通りとなる。

上述したように、ベクトル制御が成立している場合、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロ、モータトルクＴも数１１となる。ここで、Ｒｒは、回転子抵抗値であり、通常は固定値（ノミナル値）が用いられる。しかしながら、温度変動によって回転子抵抗値がノミナル値から乖離すると、すべり角周波数ω_ｓｅにもずれが生じ、その結果、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒがゼロではなくなる（φ_δｒ≠０）。そのため、モータトルクＴは数８となり、トルク変動が生じることとなる。

そこで、すべり角周波数制御部１９は、補正値演算部２０から出力される補正値を用いることで、回転子抵抗値を回転子温度の変化に応じた変数として扱い、すべり角周波数ω_ｓｅを算出する。

具体的には、図２に示すように、すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ
軸電流ｉ_δｓと、補正値ΔＲ_ｒとに基づいて、すべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、補正値ΔＲ_ｒは、回転子抵抗値の補正を通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正するための補正値であり、本ケースでは、回転子温度変化に応じてノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量として規定されている。数１２に示すように、補正値ΔＲ_ｒが回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒに加算されることで、回転子抵抗値を回転子温度に応じた変数として扱うことができる。

すべり角周波数制御部１９は、回転子電気角周波数ω_ｒｅにすべり角周波数ω_seを加算した値を電源角周波数（電源角速度）ωとして算出する。すべり角周波数制御を実施することで、モータトルクＴは、γ軸成分の回転子磁束φ_γｒ（φ_γｒ∝ｉ_γｓ）と、δ軸電流ｉ_δｓとの積に比例する。

図３は、すべり角周波数制御部１９の異なる構成を示すブロック図である。すべり角周波数制御部１９は、上述した構成に限らず、次に示す構成であってもよい。具体的には、すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、補正値Ｋとに基づいて、すべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、補正値Ｋは、回転子抵抗値の補正を通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正するための補正値であり、本ケースでは、回転子温度変化に応じてノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量の比率（変化量／ノミナル値Ｒ_ｒ）として規定されている。数１３に示すように、補正値Ｋに「１」を加算した値が回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒに乗算されることで、回転子抵抗値を回転子温度に応じた変数として扱うことができる。

図４は、すべり角周波数制御部１９の異なる構成を示すブロック図である。また、すべり角周波数制御部１９は、次に示す構成であってもよい。具体的には、すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、補正値Ｋ’とに基づいて、すべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、補正値Ｋ’は、回転子抵抗値の補正を通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正するための補正値であり、回転子温度変化に応じてノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の比率（回転子抵抗値／ノミナル値Ｒ_ｒ）である。数１４に示すように、補正値Ｋ’が回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒに乗算されることで、回転子抵抗値を回転子温度に応じた変数として扱うことができる。

図５は、すべり角周波数制御部１９の異なる構成を示すブロック図である。また、すべり角周波数制御部１９は、次に示す構成であってもよい。具体的には、すべり角周波数制御部１９は、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、補正値Ｒ_ｒ ^＾とに基づいて、すべり角周波数ω_ｓｅを算出する。ここで、補正値Ｒ_ｒ ^＾は、回転子抵抗値の補正を通じてすべり角周波数ω_ｓｅを補正するための補正値であり、本ケースでは、回転子温度変化に応じて変化した回転子抵抗値そのものである。数１５に示すように、この補正値Ｒ_ｒ ^＾が回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒに代えて演算されることで、回転子抵抗値を回転子温度に応じ
た変数として扱うことができる。

図６は、補正値演算部２０の構成を示すブロック図であり、図２に示す構成のすべり角周波数制御部１９と組み合わせて使用されるものである。補正値演算部２０は、第１推定部２０ａと、第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃと、補正値出力部２０ｄとで構成されている。

第１推定部２０ａには、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*と、電源角速度ωとが入力されている。第１推定部２０ａは、これらのパラメータに基
づいてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、これに基づいて回転子抵抗値を推定する。そして、第１推定部２０ａは、この推定結果に基づいて、補正値、すなわち、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_１}を算出する。この変化量ΔＲ_{ｒ_１}は、補正値ΔＲ_ｒの候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

第２推定部２０ｂには、図示しないセンサを通じて三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓが入力されている。第２推定部２０ｂは、温度を回転子抵抗値Ｒｒ＾に変換する変換部２０ｂ１を有している。第２推定部２０ｂは、この変換部２０ｂ１により、固定子温度Ｔｓから回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定する。そして、第２推定部２０ｂは、推定した回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾から回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒを減算した値を、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２}として演算する。この変化量Δ
Ｒ_{ｒ_２}は、補正値ΔＲ_ｒの候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

制御フラグ設定部２０ｃには、トルク指令値Ｔ^*が入力されている。制御フラグ設定部
２０ｃは、モータトルクの状態として、低トルク状態であるのか、それともこの低トルク状態よりも高いトルク状態である非トルク状態であるのかを判定するものである（判定部）。制御フラグ設定部２０ｃは、トルク指令値Ｔ^*が低トルク状態を規定する所定のトル
ク範囲に含まれている場合には、モータトルクの状態が低トルク状態であるとして制御フラグＦ_ｌａｇを「オフ」に設定する。一方、制御フラグ設定部２０ｃは、トルク指令値Ｔ^*が上記の所定のトルク範囲から外れている場合には、モータトルクの状態が非低トルク
状態であるとして制御フラグＦ_ｌａｇを「オン」に設定する。本実施形態では、図６に示すように、制御フラグＦ_ｌａｇの設定には、２つの閾値ｔｈ１，ｔｈ２を用いてヒステリシスが設定されている。なお、低トルク状態に相当するトルク範囲は、すべり角周波数ωｓｅの補正ができなくなるような状態を考慮して、実験やシミュレーションを通じて予め定められている。

なお、制御フラグ設定部２０ｃは、低トルク状態を判定するため、上述のトルク指令値Ｔ^＊以外にも、電流指令値ｉ_γｓ ^＊，ｉ_δｓ ^＊や、すべり角周波数ω_ｓｅといったパラメータを利用してもよい。

補正値出力部２０ｄには、第１推定部２０ａにおいて演算された変化量ΔＲ_{ｒ_１}と、
第２推定部２０ｂにおいて演算された変化量ΔＲ_{ｒ_２}と、制御フラグ設定部２０ｃにお
いて設定された制御フラグＦ_ｌａｇとが入力されている。補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオンの場合には、補正値ΔＲ_ｒとして第１推定部２０ａによる変化量ΔＲ_{ｒ_１}を出力する。一方、補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオフの場合には
、補正値ΔＲ_ｒとして第２推定部２０ｂによる回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２}を出力す
る。

図７は、補正値演算部２０の異なる構成を示すブロック図であり、図３に示す構成のすべり角周波数制御部１９と組み合わせて使用されるものである。補正値演算部２０は、第１推定部２０ａと、第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃと、補正値出力部２０ｄとで構成されている。なお、制御フラグ設定部２０ｃの構成は、図６に示す構成と同様である。

第１推定部２０ａには、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*と、電源角速度ωとが入力されている。第１推定部２０ａは、これらのパラメータに基
づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、これに基づいて回転子抵抗値を推定する。そして、第１推定部２０ａは、この推定結果に基づいて、補正値、すなわち、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量の比率Ｋ_１を算出する。この比率Ｋ_１は、補正値Ｋの候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

第２推定部２０ｂには、図示しないセンサを通じて三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓが入力されている。第２推定部２０ｂは、温度を回転子抵抗値Ｒｒ＾に変換する変換部２０ｂ１を有している。第２推定部２０ｂは、この変換部２０ｂ１により、固定子温度Ｔｓから回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定する。そして、第２推定部２０ｂは、推定した回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾に回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒの逆数を乗算し、これに「１」を加算した値を、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量の比率Ｋ_２として演算する。この比率Ｋ_２は、補正値Ｋの候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

補正値出力部２０ｄには、第１推定部２０ａにおいて演算された比率Ｋ_１と、第２推定部２０ｂにおいて演算された比率Ｋ_２と、制御フラグ設定部２０ｃにおいて設定された制御フラグＦ_ｌａｇとが入力されている。補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオンの場合には、補正値Ｋとして第１推定部２０ａによる比率Ｋ_１を出力する。一方、補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオフの場合には、補正値Ｋとして第２推定部２０ｂによる比率Ｋ_２を出力する。

図８は、補正値演算部２０の異なる構成を示すブロック図であり、図４に示す構成のすべり角周波数制御部１９と組み合わせて使用されるものである。補正値演算部２０は、第１推定部２０ａと、第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃと、補正値出力部２０ｄとで構成されている。なお、制御フラグ設定部２０ｃの構成は、図６に示す構成と同様である。

第１推定部２０ａには、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*と、電源角速度ωとが入力されている。第１推定部２０ａは、これらのパラメータに基
づいてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、これに基づいて回転子抵抗値を推定する。そして、第１推定部２０ａは、この推定結果に基づいて、補正値、すなわち、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の比率Ｋ_１’を推定する。この比率Ｋ_１’は、補正値Ｋ’の候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

第２推定部２０ｂには、図示しないセンサを通じて三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓが入力されている。第２推定部２０ｂは、温度を回転子抵抗値Ｒｒ＾に変換する変換部２０ｂ１を有している。第２推定部２０ｂは、この変換部２０ｂ１により、固定子温度Ｔｓから回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定する。そして、第２推定部２０ｂは、推定した回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾に回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒの逆数を乗算した値を、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の比率Ｋ_２’として演算する。この比率Ｋ_２’は、補正値Ｋ’の候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

補正値出力部２０ｄには、第１推定部２０ａにおいて演算された比率Ｋ_１’と、第２推定部２０ｂにおいて演算された比率Ｋ_２’と、制御フラグ設定部２０ｃにおいて設定された制御フラグＦ_ｌａｇとが入力されている。補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオンの場合には、補正値Ｋ’として第１推定部２０ａによる比率Ｋ_１’を出力する。一方、補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオフの場合には、補正値Ｋ’として第２推定部２０ｂによる比率Ｋ_２’を出力する。

図９は、補正値演算部２０の異なる構成を示すブロック図であり、図５に示す構成のすべり角周波数制御部１９と組み合わせて使用されるものである。補正値演算部２０は、第１推定部２０ａと、第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃと、補正値出力部２０ｄとで構成されている。なお、制御フラグ設定部２０ｃの構成は、図６に示す構成と同様である。

第１推定部２０ａには、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*と、電源角速度ωとが入力されている。第１推定部２０ａは、これらのパラメータに基
づいてδ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定し、これに基づいて回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_１} ^＾を
推定する。この回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_１} ^＾は、補正値ΔＲ^＾の候補として補正値出力部２０
ｄに出力される。

第２推定部２０ｂには、図示しないセンサを通じて三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓが入力されている。第２推定部２０ｂは、温度を回転子抵抗値Ｒｒ＾に変換する変換部２０ｂ１を有している。第２推定部２０ｂは、この変換部２０ｂ１により、固定子温度Ｔｓから回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_2} ^＾を推定する。この回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_2} ^＾は、補正値Ｒ_ｒ ^＾の候補として補正値出力部２０ｄに出力される。

補正値出力部２０ｄには、第１推定部２０ａにおいて演算された回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_１}
^＾と、第２推定部２０ｂにおいて演算された回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_２} ^＾と、制御フラグ設定
部２０ｃにおいて設定された制御フラグＦ_ｌａｇとが入力されている。補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオンの場合には、補正値Ｒ_ｒ ^＾として第１推定部２０ａによる回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_１} ^＾を出力する。一方、補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａ
ｇがオフの場合には、補正値Ｒ_ｒ ^＾として第２推定部２０ｂによる回転子抵抗値Ｒ_{ｒ_２}
^＾を出力する。

このように本実施形態において、三相交流誘導モータ１の制御装置１０は、回転子磁束がγ軸方向を向くように、すべり角周波数ω_ｓｅを演算するすべり角周波数制御部１９と、すべり角周波数ω_ｓｅを補正する補正値をすべり角周波数制御部１９に出力する補正部としての補正値演算部２０と、を有している。この補正値演算部２０は、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒに基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第１推定部２０ａと、固定子温度Ｔｓに基づいて回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第２推定部２０ｂと、モータトルクの状態として、低トルク状態又は非低トルク状態を判定する判定部としての制御フラグ設定部２０ｃと、モータトルクの状態が非低トルク状態である場合には、第１推定部２０ａによる補正値をすべり角周波数制御部１９に出力し、モータトルクの状態が低トルク状態である場合には、第２推定部２０ｂによる補正値をすべり角周波数制御部１９に出力する補正値出力部２０ｄと、を有している。

図１０は、三相交流誘導モータ１の制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図である。同図において、一点鎖線は指令値を示し、破線は、第１推定部２０ａのみで回転子抵抗値を補正した制御手法についてのシミュレーション結果を示し、実線は、本実施形態
に係る制御手法についてのシミュレーション結果を示す。同図に示すように、三相交流誘導モータ１の回転子抵抗値が変動した場合にも、これを補正することができる。また、モータトルクの状態に応じて、補正値を出力する第１推定部２０ａと第２推定部２０ｂとを切り換えることで、動作領域に適合した適切な回転子抵抗値を制御に反映することができる。これにより、三相交流誘導モータ１の動作領域に関わらず、安定性や応答性の向上を図ることができる。

なお、上述した図６に示す補正値演算部２０の構成では、制御フラグＦlagのオンオフ
により第１推定部２０ａの出力ΔＲ_{ｒ_１}と、第２推定部２０ｂの出力ΔＲ_{ｒ_２}とを切り換えている。しかしながら、補正値出力部２０ｄは、数１６に示すように、重み付け係数Ｗを通じて、第１推定部２０ａの出力ΔＲ_{ｒ_１}と、第２推定部２０ｂの出力ΔＲ_{ｒ_２}とを切り換えてもよい。ここで、重み付け係数Ｗは、０乃至１までの値をとる変数であり、上述の制御フラグＦlagに代えて制御フラグ設定部２０ｃから出力される。この重み付け
係数Ｗの設定により、（１）第２推定部２０ｂの出力ΔＲ_{ｒ_２}、（２）両出力ΔＲ_{ｒ_１}，ΔＲ_{ｒ_２}の組み合わせ、（３）第１推定部２０ａの出力ΔＲ_{ｒ_１}、からなる３つのパターンの出力を得ることができる。

なお、重み付け係数Ｗを用いる手法は、図６に示す補正値演算部２０の構成に限らず、図７乃至図９に示す各補正値演算部２０の構成にも適用することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０について説明する。この制御装置１０が第１の実施形態のそれと相違する点は、補正値演算部２０における第２推定部２０ｂの演算手法である。以下、第１の実施形態と重複する点については説明を省略し、相違点を中心に説明を行う。

図１１は、第２の実施形態に係る第２推定部２０ｂの構成を示すブロック図であり、第１の実施形態において図６に示した補正値演算部２０に対応するものである。この第２推定部２０ｂは、変換部２０ｂ１に加え、回転子温度推定部２０ｂ２を備えている。回転子温度推定部２０ｂ２は、三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓに基づいて、回転子温度Ｔｒを推定する。回転子温度Ｔｒの推定手法としては、近似式を用いたり、ローパスフィルタを用いたりすることができる。

変換部２０ｂ１は、回転子温度Ｔｒから回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定する。回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾の推定は、マップ演算等を用いることができる。第２推定部２０ｂは、推定した回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾から回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒを減算した値を、ノミナル値Ｒ_ｒから変化した回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２}として演算する。

図１２は、三相交流誘導モータ１の制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図である。同図において、一点鎖線は指令値を示し、破線は、第１の実施形態に係る制御手法についてのシミュレーション結果を示し、実線は、本実施形態に係る制御手法についてのシミュレーション結果を示す。本実施形態によれば、固定子温度Ｔｓから回転子温度Ｔｒを推定し、これから回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定しているので、回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾の推定精度の向上を図ることができる。このため、同図の領域Ａで示すように、第１の実施形態に係る手法と比べて、電流応答やトルクの振動が低減する。これにより、三相交流誘導モータ１の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる。

なお、回転子温度Ｔｒの推定演算を用いる手法は、図６に示す補正値演算部２０の構成に限らず、図７乃至図９に示す各補正値演算部２０の構成にも適用することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０について説明する。この制御装置１０が第２の実施形態のそれと相違する点は、補正値演算部２０における第２推定部２０ｂの演算手法である。以下、第２の実施形態と重複する点については説明を省略し、相違点を中心に説明を行う。

図１３は、第３の実施形態に係る第２推定部２０ｂの構成を示すブロック図であり、第１の実施形態において図６に示した補正値演算部２０に対応するものである。この第２推定部２０ｂは、変換部（以下「第１変換部」という）２０ｂ１、回転子温度推定部２０ｂ２に加え、第２変換部２０ｂ３を備えている。

回転子温度推定部２０ｂ２は、第２の実施形態と同様、固定子温度Ｔｓに基づいて回転子温度Ｔｒを推定する。なお、後述するように、第２変換部２０ｂ３から回転子温度Ｔｒｆが出力された場合には、当該温度Ｔｒｆを回転子温度を推定するための初期値として用いる。変換部２０ｂ１は、回転子温度推定部２０ｂ２が推定した回転子温度Ｔｒに基づいて回転子抵抗値Ｒ_ｒ ^＾を推定する。

本実施形態の特徴の一つとして、第２変換部２０ｂ３は、補正値出力部２０ｄから出力される補正値（回転子抵抗値の変化量）ΔＲ_ｒが入力されている。第２推定部２０ｂは、この補正値ΔＲ_ｒに回転子抵抗値のノミナル値Ｒ_ｒを加算し、この加算値から回転子温度Ｔ_ｒ ^＾を推定する。そして、第２推定部２０ｂは、制御フラグＦ_ｌａｇ、すなわち、補正値ΔＲ_ｒの出力が第１推定部２０ａから第２推定部２０ｂへと切り換わった場合には、回転子温度Ｔｒｆを回転子温度推定部２０ｂ２に出力する。

このように本実施形態において、回転子温度推定部２０ｂ２は、補正値出力部２０ｄが補正値ΔＲ_ｒの出力を第１推定部２０ａから第２推定部２０ｂへと切り換えた場合には、切換前に出力された補正値ΔＲ_ｒに基づいて推定される回転子温度Ｔｒｆを、回転子温度Ｔｒを推定するための初期値として推定演算を行うこととしている。

図１４は、三相交流誘導モータ１の制御に係る各種のパラメータの推移を示す説明図である。同図において、一点鎖線は指令値を示し、破線は、第２の実施形態に係る制御手法についてのシミュレーション結果を示し、実線は、本実施形態に係る制御手法についてのシミュレーション結果を示す。本実施形態によれば、回転子温度Ｔｒの推定演算において、補正値（回転子抵抗値の変化量）ΔＲ_ｒを通じて求めた回転子温度Ｔ_ｒ ^＾を初期値として利用している。このため、同図の領域Ａで示すように、第１の実施形態に係る手法と比べて、切り換え時のショックも小さく、電流応答やトルクの振動が低減する。これにより、三相交流誘導モータ１の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる。

なお、回転子温度Ｔｒの推定演算を用いる手法は、図６に示す補正値演算部２０の構成に限らず、図１５乃至図１７に示すように、図７乃至図９に示す各補正値演算部２０の構成にも適用することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０について説明する。この制御装置１０が第３の実施形態のそれと相違する点は、補正値演算部２０における第２推定部２０ｂの演算手法である。以下、第３の実施形態と重複する点については説明を
省略し、相違点を中心に説明を行う。

図１８は、第４の実施形態に係る第２推定部２０ｂの構成を示すブロック図であり、第１の実施形態において図６に示した補正値演算部２０に対応するものである。この第２推定部２０ｂは、第３の実施形態に示す手法に加えて、温度オフセット演算部２０ｂ４を備えている。

温度オフセット演算部２０ｂ４は、トルク指令値Ｔ^*、電流指令値ｉ_γｓ ^＊，ｉ_δｓ ^＊
、すべり角周波数ω_ｓｅのいずれか１つ以上を参照し、固定子温度Ｔｓと回転子温度Ｔｒとの温度の相違である温度オフセットΔＴを演算する。温度オフセットΔＴは、マップ演算や、二次銅損の計算式に基づく演算を通じて取得することができる。そして、回転子温度推定部２０ｂ２は、温度オフセットΔＴと、固定子温度Ｔｓとを加算して、この加算値に基づいてロータ温度推定を行う。

かかる構成によれば、固定子温度Ｔｓから回転子温度Ｔｒを推定する際に、温度オフセットΔＴを加味している。これにより、二次銅損などによる回転子温度Ｔｒへの熱損出などの影響を考慮することができるので、第３の実施形態に示す手法よりも電流やトルクの振動や偏差も低減する。これにより、三相交流誘導モータ１の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる。

なお、温度オフセットΔＴを加算する手法は、図６に示す補正値演算部２０の構成に限らず、図７乃至図９に示す各補正値演算部２０の構成にも適用することができる。また、第２の実施形態に示す手法に適用することもできる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態に係る三相交流誘導モータ１の制御装置１０について説明する。この制御装置１０が第４の実施形態のそれと相違する点は、補正値演算部２０の構成である。以下、第４の実施形態と重複する点については説明を省略し、相違点を中心に説明を行う。

図１９は、第５の実施形態に係る補正値演算部２０の構成を示すブロック図である。補正値演算部２０をＰＩ制御とした場合には、２系統のそれぞれの出力ΔＲ_{ｒ_１}，ΔＲ_{ｒ_２}についてＰＩ制御を共通して用いることとしている。具体的には、補正値演算部２０は、軸ずれ推定部２０ｅと、第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃと、補正値出力部２０ｄとで構成されている。第２推定部２０ｂと、制御フラグ設定部２０ｃとの構成は、第４の実施形態に示すものと同様である。

軸ずれ推定部２０ｅには、γ軸電流ｉ_γｓと、δ軸電流ｉ_δｓと、γ軸電圧指令値ｖ_γｓ ^*と、電源角速度ωとが入力されている。軸ずれ推定部２０ｅは、これらのパラメータ
に基づいて、δ軸成分の回転子磁束φ_δｒを推定する。このδ軸成分の回転子磁束φ_δｒは、マップ演算等を用いて推定することができる。

第２推定部２０ｂには、第４の実施形態と同様に、図示しないセンサを通じて三相交流誘導モータ１において検出される固定子温度Ｔｓ等に基づいて回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２} ^＾を推定する。回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２} ^＾の推定は、マップ演算等を用いることができる。

補正値出力部２０ｄには、第２推定部２０ｂにおいて演算された回転子抵抗値の変化量ΔＲ_{ｒ_２} ^＾と、制御フラグ設定部２０ｃにおいて設定された制御フラグＦ_ｌａｇとが入
力されている。補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオンの場合には、ＰＩ制御
の制御ゲインＫｐ，Ｋｉとして予め定められたゲインＫｐ_in，Ｋｉ_inを出力する。一方、補正値出力部２０ｄは、制御フラグＦ_ｌａｇがオフの場合には、ＰＩ制御の制御ゲインＫｐ，Ｋｉとしてゼロを出力するとともに、積分値の初期値Ｋｉ０としてΔＲ_{ｒ_２} ^＾を出
力する。

軸ずれ推定部２０ｅから出力されたδ軸成分の回転子磁束φ_δｒは、制御ゲインＫｐを加味した値と、制御ゲインＫｉと積分演算とをそれぞれ加味した値とが合算され、補正値ΔＲ_ｒとして出力される。

かかる構成においても、電流やトルクの振動や偏差も低減する。これにより、三相交流誘導モータ１の動作領域に関わらず、制御の安定性や応答性の向上を図ることができる。

なお、温度オフセットΔＴを加算する手法は、図６に示す補正値演算部２０の構成に限らず、図７乃至図９に示す各補正値演算部２０の構成にも適用することができる。また、第２の実施形態に示す手法に適用することもできるし、ＰＩ制御のみならず補正値演算部２０がＩ制御を適用するような場合であっても適用可能である。

以上、本発明の実施形態にかかる電動機の制御装置について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されることなく、その発明の範囲内において種々の変形が可能であることはいうまでもない。電動機の適用は、電気自動車のみならず電動機を駆動源として搭載する各種の車両や、それ以外のものであってもよい。

１ 三相交流誘導モータ
２ 電源
１０ 制御装置
１１ インバータ
１２ 電流指令値演算部
１３ 磁束電流制御部
１４ トルク電流制御部
１５ 非干渉制御部
１６ 座標変換部
１７ ＰＷＭ変換部
１８ 座標変換部
１９ すべり角周波数制御部
２０ 補正値演算部
２０ａ 第１推定部
２０ｂ 第２推定部
２０ｂ１ 変換部（第１変換部）
２０ｂ２ 回転子温度推定部
２０ｂ３ 第２変換部
２０ｂ４ 温度オフセット演算部
２０ｃ 制御フラグ設定部２０ｃ
２０ｄ 補正値出力部
２１ 電流センサ
２２ 磁極位置検出部
２３ ＡＤ変換部
２４ パルスカウンタ
２５ 角速度演算部
２６ 変換用角度部

Claims (5)

1. 電動機の固定子に流す交流電流を電源角周波数に同期して回転する直交二軸座標系である磁束軸及びトルク軸に変換して調整することで電動機トルクを制御するベクトル制御を用いた電動機の制御装置において、
   前記電動機の回転子磁束が磁束軸方向を向くように、すべり角周波数を演算するすべり角周波数制御部と、
   前記すべり角周波数を補正する補正値を前記すべり角周波数制御部に出力する補正部と、を有し、
   前記補正部は、
   トルク軸成分の回転子磁束に基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて前記補正値を出力する第１推定部と、
   固定子温度に基づいて回転子抵抗値を推定し、当該推定結果に基づいて補正値を出力する第２推定部と、
   前記電動機トルクの状態として、低トルク状態又は当該低トルク状態よりも高いトルク状態である非低トルク状態を判定する判定部と、
   前記電動機トルクの状態が前記非低トルク状態である場合には、前記第１推定部による補正値を前記すべり角周波数制御部に出力し、前記電動機トルクの状態が前記低トルク状態である場合には、前記第２推定部による補正値を前記すべり角周波数制御部に出力する補正値出力部と、
   を有することを特徴とする電動機の制御装置。
2. 前記判定部は、トルク指令値、電流指令値及びすべり角周波数のうちいずれか一つ以上に基づいて前記電動機トルクの状態を判定することを特徴とする請求項１に記載された電動機の制御装置。
3. 前記第２推定部は、
   前記固定子温度から回転子温度を推定する回転子温度推定部と、
   温度を前記回転子抵抗値へと変換する変換部と、を有し、
   前記変換部は、前記回転子温度推定部により推定された前記回転子温度から前記回転子抵抗値を変換すること特徴とする請求項１又は２に記載された電動機の制御装置。
4. 前記回転子温度推定部は、前記補正値出力部が前記補正値の出力を前記第１推定部から前記第２推定部へと切り換えた場合には、切換前に出力された前記補正値に基づいて推定される前記回転子温度を、前記回転子温度を推定するための初期値として推定演算を行うことを特徴とする請求項３に記載された電動機の制御装置。
5. 前記第２推定部は、
   トルク指令値、電流指令値及びすべり角周波数のうちいずれか一つ以上を利用して、前記固定子温度と前記回転子温度との温度の相違である温度オフセットを演算する温度オフセット演算部をさらに有し、
   前記回転子温度推定部は、前記固定子温度と前記温度オフセットとに基づいて前記回転子温度を推定することを特徴とする請求項３又は４に記載された電動機の制御装置。