JP3166525B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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Description
ル制御装置に関するものである。
て説明する。ベクトル制御は、三相誘導電動機の電流及
び磁束を電源に同期して回転する回転座標系で、一方の
軸が二次磁束の方向に対応したd−q座標系と呼ばれる
座標上のベクトルとして表現し、誘導電動機のトルクと
二次磁束とを独立に制御しようとするものである。
6)である。また、誘導電動機の磁束と電流とは式(1
7)〜(20)の関係が成立する。
圧のd軸及びq軸成分、i1d、i1qは一次電流のd軸及
びq軸成分、i2d、i2qは二次電流のd軸及びq軸成
分、R1は一次抵抗、R2は二次抵抗、L1は一次インダ
クタンス、L2は二次インダクタンス、Mは励磁インダ
クタンス、ωinvは電源角周波数(インバータ角周波
数)、ωsはすべり角周波数、Sは微分演算子である。
1qは一次磁束のd軸及びq軸成分、φ2d、φ2qは二次磁
束のd軸及びq軸成分である。
と、φ2d=φ2、φ2q=0となる。そして、式(17)
〜(20)の関係から式(16)の第3行及び第4行
は、式(21)(22)のように書き返される。
れば、i2d=0となり、式(19)から式(23)が得
られる。
ら式(24)が得られる。
を代入して整理すると、すべり角周波数ωsは式(2
5)となって、一次電流成分のi1d及びi1qで表すこと
ができる。
と、発生トルクTは式(26)となる。
5)で設定すると、二次磁束は式(19)のようにi1d
で制御できる。そして、トルクは式(26)のようにφ
2dが一定値であればi1qで制御できる。
するのがベクトル制御の基本的な考え方である。
周波数ωsを設定して制御を行うが、式(25)に含ま
れている二次抵抗R2は、周囲温度や誘導電動機自体の
発熱による温度変化に伴って変化する。したがって、式
(25)の演算に使用するR2の値として、温度変化に
よる二次抵抗R2の変化分を撰定して補正した値とする
必要がある。
号公報に示された従来の誘導電動機のベクトル制御装置
と同様の構成を示すブロック図である。
三相用誘導電動機、2は誘導電動機1の回転数を検出す
る速度検出器、3、4はそれぞれ誘導電動機1のU相及
びW相電流を検出する電流検出器、5は角周波数変換手
段で、速度検出器2の出力パルス信号を誘導電動機1の
回転角周波数ωrに変換する。6は速度検出器5からの
回転角周波数ωrに応じてλ2d*/M*を出力する二次
磁束指令アンプで、ωrが所定値を越えるまではλ2d0*
/M*を出力し、ωrが所定値を越えて界磁制御領域に
入るとωrに応じてλ2d*/M*が小さくなる。以下、
各値に*を付したものは、目標値あるいは理想値を示
す。
算手段、8は加算手段7の出力によりi1q*を出力する
速度アンプ、9は二次磁束指令アンプ6の出力に基づい
てi1d*を演算する演算手段、10は座標変換部で、i
1d*及びi1q*に基づいて一次電流I1を基準軸とした
γ−δ座標におけるi(1γ)*とd軸とγ軸との位相
差4とを演算する。11は一次電圧の目標値を演算する
ための理想電圧演算部で、座標変換部10から出力され
たsin4、I1、cos4及び二次磁束指令アンプ6
からのλ2d*/M*並びに電源角周波数ω0を用いて、
v(1γ)*及びv(1δ)*を演算する。
の一次電流の検出値iu、iwをγ−δ座標の各軸成分i
(1γ)、i(1δ)に変換する。13、14はそれぞ
れi(1γ)とi(1γ)*及びi(1δ)とi(1
δ)*の偏差分が入力される電流制御アンプで、現在の
一次電圧のγ軸成分におけるv(1γ)*からの変動分
Δv(1γ)及びδ軸成分におけるv(1δ)*からの
変動分Δv(1δ)が出力される。15は極座標変換部
で、一次電圧のベクトルV1の大きさ|V1|とγ軸との
位相角φとを出力する。16は二次抵抗変化分演算手段
で、λ2d*/M*、i1d*、i1q*、ω0、i(1γ)
*及びΔv(1δ)をとり込んで式(27)の演算を実
行して二次抵抗R2の変化分K2を求める。
λ2d*/M*及びi1q*をとり込んですべり角周波数ω
s*を求める。18は同定回路で、無負荷運転時にΔv
(1γ)及びi1d*をとり込んで一次抵抗の変化分A1
を算出して一次抵抗を同定するとともに、Δv(1
δ)、ω0及びλ2d*/M*をとり込んで励磁インダク
タンスの変化分AMを算出して、励磁インダクタンスM2
/L2を同定する。19はコンパレータで、定格トルク
電流を100%とした場合、例えばその5%の値を設定
値とし、i1q*の値と比較して、i1q*が設定値より低
ければ、無負荷運転と判定して同定回路18を駆動する
とともに、この場合には二次抵抗R2の変化の影響が現
れないので、その出力信号により二次抵抗変化分演算手
段16を停止させる。
算値と|V1|とがパルス幅変調方式のインバータ20
に入力され、U、V及びW相に対応した一次電圧指令値
に変換されて一次電圧が制御される。
クトル制御装置は、二次抵抗の変化分の演算に式(2
7)を用いて行うので、d−q座標系及びγ−δ座標系
における電圧、電流を考慮しなければならないため、演
算処理が複雑になるという問題点があった。
ためになされたもので、d−q座標系上でのみ演算を行
うようにした誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことを目的とする。
導電動機のベクトル制御装置は、誘導電動機の電源角周
波数に同期して回転する回転座標系で二次磁束の方向を
d軸とするd−q座標上で、誘導電動機のベクトル制御
を行う誘導電動機のベクトル制御装置において、指令演
算手段に誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及
び抵抗変化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を
入力して、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指
令値i1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、
抵抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、d軸一次電流i
1d、q軸一次電流d1q、i1d*とi1dとの偏差電流Δi
1d、i1q*とi1qとの偏差電流Δi1q、誘導電動機の回
転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周波数
ωinv、Δi1dに対する補償電圧e1d(fb)及びΔi1
qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、誘導電動
機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンスの
設定値をM*、二次インダクタンスの設定値をL2*、
d軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧変動量を
Δe1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔR1を式(28)
により算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(29)によ
り演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード
電圧演算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力
してd軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq
軸のフィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座
標変換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算した
d軸一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(f
f)とを加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinv
を積分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指
令値に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて
所定の電圧を誘導電動機に供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、抵抗変化量演算手
段にi1d*、i1q*、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs*とを加算したインバータ角周波数ωinv、i1d*と
d軸一次電流i1dとの偏差電流Δi1dに対する補償電圧
e1d(fb)及びi1q*とq軸一次電流d1qとの偏差電
流Δi1qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、誘
導電動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタ
ンスの設定値をM*及び二次インダクタンスの設定値を
L2*としたとき、一次抵抗変化量ΔR1を式(30)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(31)により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力し
てd軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸
のフィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標
変換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd
軸一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)
とを加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積
分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、抵抗変化量演算手
段にd軸一次電流i1d、q軸一次電流d1q、誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周
波数ωinv、i1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電流Δ
i1dに対する補償電圧e1d(fb)及びi1q*とq軸一
次電流d1qとの偏差電流Δi1qに対する補償電圧e1q
(fb)を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値を
R2*、励磁インダクタンスの設定値をM*、二次イン
ダクタンスの設定値をL2*としたとき、一次抵抗変化
量ΔR1を式(32)により算出し、二次抵抗変化量Δ
R2を式(33)により演算して指令演算手段に出力
し、フィードフォワード電圧演算手段にi1d*、i1q
*、ωinv及びΔR1を入力してd軸のフィードフォワー
ド電圧e1d(ff)及びq軸のフィードフォワード電圧
e1q(ff)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)と
e1d(ff)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d*、
e1q(fb)とe1q(ff)とを加算したq軸一次電圧
指令値e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相
θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三
相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給
するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の定電流補償
手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電流Δi1dを
入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指令値e1d*
を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*とq軸一次電
流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi1qを補償す
るq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、抵抗変化量演算
手段にi1d*、i1q*、i1d、i1q、e1d*、e1q*及
び誘導電動機の回転角周波数ωrとωs*とを加算したイ
ンバータ角周波数ωinvを入力して、誘導電動機の二次
抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンスの設定値を
M*、二次インダクタンスの設定値をL2*、d軸一次
電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧変動量をΔe1qと
したとき、一次抵抗変化量ΔR1を式(34)により算
出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(35)により演算し
て指令演算手段に出力し、座標変換手段にe1d*、e1q
*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θを入力し
て三相電圧指令値に変換し、インバータが三相電圧指令
値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給するもので
ある。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の定電流補償
手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電流Δi1dを
入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指令値e1d*
を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*とq軸一次電
流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi1qを補償す
るq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、抵抗変化量演算
手段にi1d*、i1q*、e1d*、e1q*及び誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周
波数ωinvを入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値
をR2*、励磁インダクタンスの設定値をM*、二次イ
ンダクタンスの設定値をL2*、d軸一次電圧変動量を
Δe1d及びq軸一次電圧変動量をΔe1qとしたとき、一
次抵抗変化量ΔR1を式(36)により算出し、二次抵
抗変化量ΔR2を式(37)により演算して指令演算手
段に出力し、座標変換手段にe1d*、e1q*及びωinv
を積分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指
令値に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて
所定の電圧を誘導電動機に供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の定電流補償
手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電流Δi1dを
入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指令値e1d*
を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*とq軸一次電
流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi1qを補償す
るq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、抵抗変化量演算
手段にi1d、i1q、e1d*、e1q*及び誘導電動機の回
転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周波数
ωinvを入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値をR2
*、励磁インダクタンスの設定値をM*、二次インダク
タンスの設定値をL2*、d軸一次電圧変動量をΔe1d
及びq軸一次電圧変動量をΔe1qとしたとき、一次抵抗
変化量ΔR1を式(38)により算出し、二次抵抗変化
量ΔR2を式(39)により演算して指令演算手段に出
力し、座標変換手段にe1d*、e1q*及びωinvを積分
したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、抵抗変化量演算手
段にi1d*、i1q*、d軸一次電流i1d、q軸一次電流
d1q、i1d*とi1dとの偏差電流Δi1d、i1q*とi1q
との偏差電流Δi1q、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs*とを加算したインバータ角周波数ωinv、Δi1dに
対する補償電圧e1d(fb)及びΔi1qに対する補償電
圧e1q(fb)を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設
定値をR2*、励磁インダクタンスの設定値をM*、二
次インダクタンスの設定値をL2*、d軸一次電圧変動
量をΔe1d及びq軸一次電圧変動量をΔe1qとしたと
き、二次抵抗変化量ΔR2を式(40)により演算して
指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧演算手
段にi1d*、i1q*及びωinvを入力してd軸のフィー
ドフォワード電圧e1d(ff)及びq軸のフィードフォ
ワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変換手段にe1d
(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸一次電圧指令
値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)とを加算したq
軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分したd−q座
標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、イン
バータが三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電
動機に供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、抵抗変化量演算手
段にi1d*、i1q*、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs*とを加算したインバータ角周波数ωinv、i1q*と
q軸一次電流i1qとの偏差電流Δi1qに対する補償電圧
e1q(fb)を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定
値をR2*、励磁インダクタンスの設定値をM*及び二
次インダクタンスの設定値をL2*としたとき、二次抵
抗変化量ΔR2を式(41)により演算して指令演算手
段に出力し、フィードフォワード電圧演算手段にi1d
*、i1q*及びωinvを入力してd軸のフィードフォワ
ード電圧e1d(ff)及びq軸のフィードフォワード電
圧e1q(ff)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)
とe1d(ff)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d
*、e1q(fb)とe1q(ff)とを加算したq軸一次
電圧指令値e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の
位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
が三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に
供給するものである。
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力して、d軸一
次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i1q*及びす
べり角周波数指令値ωs*を演算し、抵抗変化量演算手
段にd軸一次電流i1d、q軸一次電流d1q、誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周
波数ωinv、i1q*とq軸一次電流i1qとの偏差電流Δ
i1qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、誘導電
動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンス
の設定値をM*、二次インダクタンスの設定値をL2*
としたとき、二次抵抗変化量ΔR2を式(42)により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にi1d*、i1q*及びωinvを入力してd軸
のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸のフィ
ードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変換手
段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸一次
電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)とを加
算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分した
d−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換
し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の電圧
を誘導電動機に供給するものである。
トル制御装置は、請求項1、請求項3、請求項4、又は
請求項6記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するd軸一次電流i1dの
代わりにi1dを第1のローパスフィルタを通して得られ
たd軸一次信号電流i1d(f)とし、q軸一次電流i1q
の代わりにi1qを第2のローパスフィルタを通して得ら
れたq軸一次信号電流i1q(f)としたものである。
トル制御装置は、請求項1から請求項6のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧e1d(fb)の代わり
にd軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧e1d
(i)とし、補償電圧e1q(fb)の代わりにq軸一次
電流偏差を積分した積分値補償電圧e1q(i)としたも
のである。
トル制御装置は、請求項1から請求項6のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧e1d(fb)の代わり
に第1のローパスフィルタを通して得られたd軸信号補
償電圧e1d(fbf)とし、補償電圧e1q(fb)の代
わりに第2のローパスフィルタを通して得られたq軸信
号補償電圧e1q(fbf)としたものである。
トル制御装置は、請求項7又は請求項9記載の誘導電動
機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ
入力するd軸一次電流i1dの代わりにi1dを第1のロー
パスフィルタを通して得られたd軸一次信号電流i1d
(f)とし、q軸一次電流i1qの代わりにi1qを第2の
ローパスフィルタを通して得られたq軸一次信号電流i
1q(f)としたものである。
トル制御装置は、請求項7から請求項9のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧e1q(fb)の代わり
にq軸一次電流偏差i1qを積分した積分値補償電圧e1q
(i)としたものである。
トル制御装置は、請求項7から請求項9のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧e1q(fb)の代わり
にローパスフィルタを通して得られたq軸信号補償電圧
e1q(fbf)としたものである。
トル制御装置は、請求項1から請求項15のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換手
段の演算周期より長くしたものである。
制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(28)により
算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(29)により演算
して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧演
算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力してd
軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸のフ
ィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変換
手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸一
次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)とを
加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分し
たd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変
換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の電
圧を誘導電動機に供給する。
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(30)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(31)により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力し
てd軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸
のフィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標
変換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd
軸一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)
とを加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積
分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給する。
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(32)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(33)により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力し
てd軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸
のフィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標
変換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd
軸一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)
とを加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積
分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給する。
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(34)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(35)により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にe1d
*、e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(36)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(37)により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にe1d
*、e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔR1を式(38)に
より算出し、二次抵抗変化量ΔR2を式(39)により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にe1d
*、e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔR2を式(40)に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にi1d*、i1q*及びωinvを入力して
d軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸の
フィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変
換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸
一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)と
を加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分
したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔR2を式(41)に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にi1d*、i1q*及びωinvを入力して
d軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸の
フィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変
換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸
一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)と
を加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分
したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔR2を式(42)に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にi1d*、i1q*及びωinvを入力して
d軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸の
フィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変
換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸
一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)と
を加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分
したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。
クトル制御装置は、請求項1、請求項3、請求項4、又
は請求項6記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するd軸一次電流i1dの
代わりにi1dを第1のローパスフィルタを通して得られ
たd軸一次信号電流i1d(f)として、一次抵抗変化分
ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2を演算し、各変化量ΔR
1、ΔR2により補正した三相電圧指令値に基づいてイン
バータが所定の電圧を誘導電動機に供給する。
クトル制御装置は、請求項1から請求項6のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段へ入力される補償電圧e1d(fb)の代わ
りにd軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧e1d
(i)とし、補償電圧e1q(fb)の代わりにq軸一次
電流偏差を積分した積分値補償電圧e1q(i)として、
一次抵抗変化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2を演算
し、各変化量ΔR1、ΔR2により補正した三相電圧指令
値に基づいてインバータが所定の電圧を誘導電動機に供
給する。
クトル制御装置は、請求項1から請求項6のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段に入力される補償電圧e1d(fb)の代わ
りに第1のローパスフィルタを通して得られたd軸信号
補償電圧e1d(fbf)とし、補償電圧e1q(fb)の
代わりに第2のローパスフィルタを通して得られたq軸
信号補償電圧e1q(fbf)として、一次抵抗変化量Δ
R1及び二次抵抗変化量ΔR2を演算し、各変化量ΔR
1、ΔR2により補正した三相電圧指令値に基づいてイン
バータが所定の電圧を誘導電動機に供給する。
クトル制御装置は、請求項7又は請求項9記載の誘導電
動機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段
へ入力するd軸一次電流i1dの代わりにi1dを第1のロ
ーパスフィルタを通して得られたd軸一次信号電流i1d
(f)とし、q軸一次電流i1qの代わりにi1qを第2の
ローパスフィルタを通して得られたq軸一次信号電流i
1q(f)として、二次抵抗変化量ΔR2により補正した
三相電圧指令に基づいてインバータが所定の電圧を誘導
電動機に供給する。
トル制御装置は、請求項7から請求項9のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧e1q(fb)の代わり
にq軸一次電流偏差i1qを積分した積分値補償電圧e1q
(i)として、二次抵抗変化量ΔR2により補正した三
相電圧指令に基づいてインバータが所定の電圧を誘導電
動機に供給する。
クトル制御装置は、請求項7から請求項9のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段に入力される補償電圧e1q(fb)の代わ
りにローパスフィルタを通して得られたq軸信号補償電
圧e1q(fbf)として、二次抵抗変化量ΔR2により
補正した三相電圧指令に基づいてインバータが所定の電
圧を誘導電動機に供給する。
クトル制御装置は、請求項1から請求項15のいずれか
に記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗
変化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換
手段の演算周期より長くしたので、ゆるやかな二次抵抗
の変化に対応して演算する。
明する。図1において、1〜5、20は従来のものと同
様である。21はベクトル制御指令値を演算する指令演
算手段で、トルク指令T*と二次磁束指令φ2*と二次
抵抗変化量ΔR2とに基づいて、q軸及びd軸の一次電
流指令値i1q*、i1d*及びすべり角周波数指令値ωs
*を演算する。22はフィードフォワード電圧演算手段
で、インバータ角周波数ωinv、一次抵抗変化量ΔR1及
び一次電流指令値i1q*、i1d*によりフィードフォワ
ード電圧e1q(ff)、e1d(ff)を演算する。2
3、24はそれぞれ一次電流指令値i1q*、i1d*とq
軸及びd軸の一次電流i1q、i1dとの偏差電流Δi1q、
Δi1dを求める減算器、25はωs*と誘導電動機1の
回転角周波数ωrとを加算してインバータ角周波数ωinv
を出力する加算器である。
i1dを入力して補償電圧e1q(fb)、e1d(fb)を
出力する定電流補償手段、28はインバータ角周波数ω
invを積分してd−q座標系の位相を求める積分器、2
9は抵抗変化量演算手段で、一次電流指令値i1q*、i
1d*、一次電流i1q、i1d、偏差電流Δi1q、Δi1d、
補償電圧e1q(fb)、e1d(fb)及びインバータ角
周波数ωinvに基づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次
抵抗変化量ΔR2とを演算する。30、31はそれぞれ
フィードフォワード電圧e1q(ff)、e1d(ff)と
補償電圧e1q(fb)、e1d(fb)とを加算して電圧
指令e1q*、e1d*を出力する加算器、32は座標変換
手段で、d−q座標系で表された電圧指令値e1q*、e
1d*とd−q座標の位相θとから三相電圧の電圧指令値
vu*、vv*、vw*を出力する。33は三相電流iu、
iv、iwと位相θとからd−q座標系上の一次電流i1
q、i1dに変換する座標変換手段、34はU相電流及び
V相電流iu、ivからiu+iv+iw=0の関係を使っ
て、iw=−iu−ivを演算してW相電流iwを出力す
る。
て、指令演算手段21ではトルク指令T*、二次磁束指
令φ2*及び二次抵抗変化量ΔR2を考慮した誘導電動機
1のパラメータを使って式(23)、式(25)及び式
(26)を変形して電流指令値i1q*、i1d*及びすべ
り角周波数ωs*を式(43)〜式(45)のように演
算する。
ダクタンスL2、励磁インダクタンスM及び二次抵抗R2
に付けた*印は公称値又は設定値を示す。以下、*印の
付いたものは同様とする。
一次電流指令値i1q*、i1d*、インバータ角周波数ω
inv及び一次抵抗変化量ΔR1を使って、式(46)及び
式(47)によりフィードフォワード電圧e1q(f
f)、e1d(ff)を演算する。
それぞれ定電流補償手段26、27の出力として得られ
る。そして、誘導電動機1のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、e1q(fb)及びe1d
(fb)が共に零になる。換言すれば、パラメータの値
が一致していない場合には、定電流とするために零でな
い補償電圧e1q(fb)及びe1d(fb)が出力され
る。
抵抗値R1の設定抵抗値R1*と実際の一次抵抗値R1と
の変化量ΔR1、及び二次抵抗値R2の設定抵抗値R2*
と実際の二次抵抗値R2との変化量ΔR2を求める。
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式(1
6)から式(48)のように表される。
次電流i2d、i2qは、それぞれ式(49)及び式(5
0)のように表される。
(48)の第1行目及び第2行目に代入すると、電圧指
令値e1d*、e1q*は、式(51)及び式(52)にな
る。
(46)及び式(47)から式(53)及び式(54)
のように表される。
の誘導電動機1のパラメータは設定値に等しいと仮定
し、R1及びR2を式(55)及び式(56)と表す。
式(52)に代入して変形すると、式(57)及び式
(58)が得られる。
ぞれd軸及びq軸の電流指令値、一次電流値及び補償電
圧で演算できる量であるので、これらを式(59)及び
式(60)で表す。
(60)を式(58)にそれぞれ代入する。この場合、
二次抵抗変化量ΔR2は微小と仮定してΔR22を省略す
ると、式(61)及び式(62)が得られる。
の連立方程式として解くと、式(63)及び式(64)
となる。
(45)の関係を代入して整理すると、ΔR1及びΔR2
は、それぞれ式(65)及び式(66)で表される。
1q*、i1d、i1q、Δi1d、Δi1q、ωinv、e1d(f
b)及びe1q(fb)に基づいて、式(59)と式(6
0)及び式(65)と式(66)の演算を行って、一次
抵抗変化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2を求める。
抵抗変化量ΔR1は、フィードフォワード電圧演算手段
22に送られて、ΔR1を考慮した一次抵抗設定値R1*
として、R1*=R1*+ΔR1と置き換える。
手段21に送られて、ΔR2を考慮した二次抵抗設定値
R2*として、R2*=R2*+ΔR2と置き換える。
は、抵抗変化量演算手段29の処理を実行するごとに行
う。なお、ΔR1及びΔR2の初期値は、それぞれ零であ
る。
で誘導電動機1の回転角周波数ωrとすべり角周波数指
令値ωs*とを加算して得られる。
数ωinvを積分器28で積分することによって得られ
る。
行って電圧指令e1d*、e1q*を三相電圧指令vu*、
vv*、vw*に変換する。
を行って三相電流iu、iv、iwをd−q座標系上の電
流成分i1d、i1qに変換する。
相電圧指令vu*、vv*、vw*に基づいて、パルス幅
変調制御により所定の電圧を誘導電動機1に供給する。
二次抵抗変化量ΔR2の演算を式(65)及び式(6
6)によりd−q座標上で行うので、演算処理が簡単に
できる。
式(66)に示すように平方根演算が含まれていないの
で、演算処理が容易になる。
ロック図である。実施例1では電流制御系の定常偏差が
存在する一般的な場合について説明した。しかし、電流
制御系で定常偏差がほとんど零とみなせる場合には、図
2に示すように構成することができる。
は、実施例1のものと同様である。35は抵抗変化量演
算手段で、一次電流指令値i1q*、i1d*、補償電圧e
1q(fb)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量Δ
R2とを演算する。この場合、式(59)、式(6
0)、式(65)及び式(66)において、i1d=i1d
*、i1q=i1q*、Δi1d=Δi1q=0として各式を変
形すると、最終的にΔR1が式(69)及びΔR2が式
(70)のように表される。
及び式(66)の演算より、実施例2による式(69)
及び式(70)の演算は、演算内容を簡略化することが
できる。
ロック図である。図3において、図1の符号と同一のも
のは、実施例1のものと同様である。36は抵抗変化量
演算手段で、一次電流i1q、i1d、補償電圧e1q(f
b)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、式(71)によりΔR1を、式(72)により
ΔR2を演算する。
及び式(66)より、実施例3による式(71)及び式
(72)の演算は、演算内容を簡略化することができ
る。
ロック図である。図4において、図1の符号と同一のも
のは、実施例1のものと同様である。
流i1d、i1qのリップル成分を除去して、それぞれ一次
信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力する。39は抵
抗変化量演算手段で、一次電流指令値i1q*、i1d*、
一次信号電流i1q(f)、i1d(f)、偏差電流Δi1
q、Δi1d、補償電圧e1q(fb)、e1d(fb)及び
インバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵抗変化量
ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2とを演算する。
行う式(65)及び二次抵抗変化量ΔR2の演算を行う
式(66)において、一次電流i1dをローパスフィルタ
37を通して得られた一次信号電流i1d(f)とし、一
次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得られた一
次信号電流i1q(f)とする。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
ロック図である。図5において、37、38は実施例4
のものと同様であり、その他の図1の符号と同一のもの
は、実施例1のものと同様である。
ィルタ37、38の出力である一次信号電流i1d
(f)、i1q(f)、補償電圧e1d(fb)、e1q(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2とを演算する。
行う式(72)及び二次抵抗変化量ΔR2の演算を行う
式(73)において、一次電流i1dをローパスフィルタ
37を通して得られた一次信号電流i1d(f)とし、一
次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得られた一
次電流信号i1q(f)とする。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
ロック図である。図6において、39は実施例4のもの
と同様であり、その他の図1の符号と同一のものは実施
例1と同様のものである。
ル成分を除去するローパスフィルタで、一次信号電流i
1d(f)、i1q(f)を出力する。
指令値i1d*、i1q*から一次信号電流i1d(f)、i
1q(f)を減算して、偏差電流Δi1d、Δi1qを出力す
る。
令値i1q*、i1d*、一次信号電流i1q(f)、i1d
(f)、偏差電流Δi1q、Δi1d、補償電圧e1q(f
b)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2と
を演算する。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
ロック図である。図7において、40は実施例5のもの
と同様であり、その他の図1の符号と同一のものは実施
例1と同様である。
電流i1d、i1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力す
る。
指令値i1d*、i1q*から一次信号電流i1d(f)、i
1q(f)を減算して、偏差電流Δi1d、Δi1qを出力す
る。
流i1q*、i1d*、補償電圧e1q(fb)、e1d(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2とを演算する。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
演算手段29、35、36、39、40から出力された
一次抵抗変化量ΔR1をフィードフォワード電圧演算手
段22に入力し、二次抵抗変化量ΔR2を指令演算手段
21に入力しているが、各抵抗値の変化はゆるやかであ
るので、図8に示すように一次抵抗変化量リミッタ43
及び二次抵抗変化量リミッタ44とを設けて、各抵抗変
化量ΔR1、ΔR2をリミットしてもよい。
化量ΔR1、ΔR2の演算結果が過渡的に大きな値となっ
ても、フィードフォワード電圧演算手段22及び指令演
算手段21への各抵抗変化量ΔR1、ΔR2が急激に大き
な値となるのを防止できる。
ロック図である。図9において、図1の符号と同一のも
のは、実施例1のものと同様である。
令値i1q*、i1d*、一次電流i1q、i1d、補償電圧e
1q(fb)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて二次抵抗変化量ΔR2を演算する。
て、指令演算手段21ではトルク指令T*、二次磁束指
令φ2*及び二次抵抗変化量ΔR2を考慮した誘導電動機
1のパラメータを使って式(23)、式(25)及び式
(26)を変形して電流指令値i1q*、i1d*及びすべ
り角周波数ωs*を式(73)〜式(75)のように演
算する。
1q*、d軸電圧V1d*は、式(76)及び式(77)の
ように表すことができる。
それぞれ定電流補償手段26、27の出力として得られ
る。そして、誘導電動機1のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、e1q(fb)=V1q*、
e1d(fb)=V1d*となる。
抵抗値R2の設定抵抗値R2*と実際の二次抵抗値R2と
の変化量ΔR2を求める。
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式(1
6)から式(78)のように表される。
次電流i2d、i2qは、それぞれ式(79)及び式(8
0)のように表される。
(78)の第1行目及び第2行目に代入すると、電圧指
令値e1d*、e1q*は、式(81)及び式(82)にな
る。
電圧e1d(fb)、e1q(fb)との関係は、式(8
3)及び式(84)のように表される。
の誘導電動機1のパラメータは設定値に等しいと仮定
し、R1及びR2を式(85)及び式(86)と表す。
式(82)に代入して変形すると、式(87)及び式
(88)が得られる。
ぞれ一次電流値及び補償電圧で演算できる量であるの
で、これらを式(89)及び式(90)で表す。
(90)を式(88)にそれぞれ代入する。この場合、
二次抵抗変化量ΔR2は微小と仮定してΔR22を省略す
ると、式(91)及び式(92)が得られる。
の連立方程式として解くと、式(93)及び式(94)
となる。
(75)の関係を代入して整理すると、ΔR1及びΔR2
は、それぞれ式(95)及び式(96)で表される。
1q*、i1d、i1q、ωinv、e1d(fb)及びe1q(f
b)に基づいて、式(89)と式(90)及び式(9
5)と式(96)の演算を行って、一次抵抗変化量ΔR
1及び二次抵抗変化量ΔR2を求める。
抵抗変化量ΔR1を使って、ΔR1を考慮した一次抵抗設
定値R1*として、R1*=R1*+ΔR1と置き換える。
手段21に送られて、ΔR2を考慮した二次抵抗設定値
R2*として、R2*=R2*+ΔR2と置き換える。
は、抵抗変化量演算手段45の処理を実行するごとに行
う。なお、ΔR1及びΔR2の初期値は、それぞれ零であ
る。
で誘導電動機1の回転角周波数ωrとすべり角周波数指
令値ωs*とを加算して得られる。
数ωinvを積分器28で積分することによって得られ
る。
行って電圧指令e1d*、e1q*を三相電圧指令vu*、
vv*、vw*に変換する。
を行って三相電流iu、iv、iwをd−q座標系上の電
流成分i1d、i1qに変換する。
相電圧指令vu*、vv*、vw*に基づいて、パルス幅
変調制御により所定の電圧を誘導電動機1に供給する。
二次抵抗変化量ΔR2の演算を式(95)及び式(9
6)によりd−q座標上で行うので、演算処理が簡単に
できる。
式(96)に示すように平方根演算が含まれていないの
で、演算処理が容易になる。
示すブロック図である。実施例9ではd、q軸電流制御
系の定常偏差が存在する一般的な場合について説明し
た。しかし、電流制御系で定常偏差がほとんど零とみな
せる場合には、図10に示すように構成することができ
る。
は、実施例1のものと同様である。46は抵抗変化量演
算手段で、一次電流指令値i1q*、i1d*、補償電圧e
1q(fb)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量Δ
R2とを演算する。この場合、式(89)、式(9
0)、式(95)及び式(96)において、i1d=i1d
*、i1q=i1q*として各式を変形すると、最終的にΔ
R1が式(99)及びΔR2が式(100)のように表さ
れる。
及び式(96)の演算より、実施例10による式(9
9)及び式(100)は演算内容を簡略化できる。
示すブロック図である。図11において、図1の符号と
同一のものは、実施例1と同様である。47は演算手段
で、一次電流i1q、i1d、補償電圧e1q(fb)=e1q
*、e1d(fb)=e1d*及びインバータ周波数ωinv
に基づいて、式(101)によりΔR1を式(102)
によりΔR2を演算する。
及び式(96)の演算より、実施例11による式(10
1)及び式(102)は、演算内容を簡略化できる。
示すブロック図である。図12において、図1の符号と
同一のものは実施例1のものと同様である。
ルタで、一次電流i1d、i1qのリップル成分を除去し
て、それぞれ一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出
力する。48は抵抗変化量演算手段で、一次電流指令値
i1q*、i1d*、一次信号電流i1q(f)、i1d
(f)、偏差電流Δi1q、Δi1d、補償電圧e1q(f
b)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2と
を演算する。
行う式(95)及び二次抵抗変化量ΔR2の演算を行う
式(96)において、一次電流i1dをローパスフィルタ
37を通して得られた一次信号電流i1d(f)とし、一
次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得られた一
次信号電流i1q(f)とする。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
示すブロック図である。図13において、37、38は
実施例12のものと同様であり、その他の図1の符号と
同一のものは、実施例1のものと同様である。
ィルタ37、38の出力である一次信号電流i1d
(f)、i1q(f)、補償電圧e1d(fb)、e1q(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2とを演算する。
行う式(101)及び二次抵抗変化量ΔR2の演算を行
う式(102)において、一次電流i1dをローパスフィ
ルタ37を通して得られた一次信号電流i1d(f)と
し、一次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得ら
れた一次電流信号i1q(f)とする。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
示すブロック図である。図14において、39は実施例
4のものと同様であり、その他の図1の符号と同一のも
のは実施例1と同様のものである。
電流i1d、i1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力す
る。
指令値i1d*、i1q*から一次信号電流i1d(f)、i
1q(f)を減算して、偏差電流Δi1d、Δi1qを出力す
る。
令値i1q*、i1d*、一次信号電流i1q(f)、i1d
(f)、偏差電流Δi1q、Δi1d、補償電圧e1q(f
b)、e1d(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2と
を演算する。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
示すブロック図である。図15において、40は実施例
5のものと同様であり、その他の図1の符号と同一のも
のは実施例1と同様である。
電流i1d、i1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力す
る。
指令値i1d*、i1q*から一次信号電流i1d(f)、i
1q(f)を減算して、偏差電流Δi1d、Δi1qを出力す
る。
流i1q(f)、i1d(f)、補償電圧e1q(fb)、e
1d(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、
一次抵抗変化量ΔR1と二次抵抗変化量ΔR2とを演算す
る。
を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
では、抵抗変化量演算手段39、40、45〜49から
出力された二次抵抗変化量ΔR2を指令演算手段21に
入力しているが、各抵抗値の変化はゆるやかであるの
で、図16に示すように一次抵抗変化量リミッタ50及
び二次抵抗変化量リミッタ51とを設けて、各抵抗変化
量ΔR1、ΔR2をリミットしてもよい。
化量ΔR1、ΔR2の演算結果が過渡的に大きな値となっ
ても、フィードフォワード電圧演算手段22及び指令演
算手段21への各抵抗変化量ΔR1、ΔR2が急激に大き
な値となるのを防止できる。
では、補償電圧e1d(fb)、e1q(fb)を使って各
抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算しているが、図17に示
すように補償電圧e1d(fb)、e1q(fb)をローパ
スフィルタ52、53を通してリップル成分を除去した
補償電圧信号e1d(fbf)、e1q(fbf)を補償電
圧e1d(fb)、e1q(fb)の代わりに各抵抗変化量
演算手段29、35、36、39、40、45〜49で
各演算式に代入して、各抵抗変化量ΔR1、ΔR2の演算
を行ってもよい。
(fbf)を使って各抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算す
ることによって、演算結果にリップルの影響が現れるの
を防止できる。
では、補償電圧e1d(fb)、e1q(fb)を使って各
抵抗変化量ΔR1、ΔR2を演算しているが、図18に示
すように比例−積分補償形の定電流補償手段54、55
から出力する定常的な補償電圧として積分補償電圧e1d
(i)、e1q(i)を補償電圧e1d(fb)、e1q(f
b)の代わりに各抵抗変化量演算手段29、35、3
6、39、40、45〜49で各演算式に入力して、各
抵抗変化量ΔR1、ΔR2の演算を行ってもよい。
及び二次抵抗変化量ΔR2の演算処理が簡単にできる。
平方根演算が含まれていないので、演算処理が容易であ
る。
示すブロック図である。図19において、図1の符号と
同一のものは、図のものと同様である。
で、インバータ角周波数ωinv及び一次電流指令i1q
*、i1d*によりフィードフォワード電圧e1q(f
f)、e1d(ff)を演算する。57は抵抗変化量演算
手段で、一次電流指令値i1q*、i1d*、一次電流i1
q、i1d、偏差電流Δi1q、Δi1d、補償電圧e1q(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵
抗変化量ΔR2を演算する。
て、指令演算手段21ではトルク指令T*、二次磁束指
令φ2*及び二次抵抗変化量ΔR2を考慮した誘導電動機
1のパラメータを使って式(23)、式(25)及び式
(26)を変形して電流指令値i1q*、i1d*及びすべ
り角周波数ωs*を式(103)〜式(105)のよう
に演算する。
ダクタンスL2、励磁インダクタンスM及び二次抵抗R2
に付けた*印は公称値又は設定値を示す。以下、*印の
付いたものは同様とする。
一次電流指令値i1q*、i1d*及びインバータ角周波数
を使って、式(106)及び式(107)によりフィー
ドフォワード電圧e1q(ff)、e1d(ff)を演算す
る。
それぞれ定電流補償手段26、27の出力として得られ
る。そして、誘導電動機1のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、e1q(fb)及びe1d
(fb)が共に零になる。換言すれば、パラメータの値
が一致していない場合には、定電流とするために零でな
い補償電圧e1q(fb)及びe1d(fb)が出力され
る。
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式(1
6)から式(108)のように表される。
二次電流i2d、i2qは、それぞれ式(109)及び式
(110)のように表される。
式(108)の第1行目及び第2行目に代入すると、電
圧指令値e1d*、e1q*は、式(111)及び式(11
2)になる。
るので、q軸成分による二次抵抗変化量の演算を行う。
は設定値に等しいと仮定して、式(113)を式(11
2)に代入して変形すると式(114)が得られる。
の設定値、一次電流の偏差及びq軸の補償電圧e1q(f
b)で演算できるので量であるので、これを式(11
5)のように表す。そして、式(114)の右辺の二次
抵抗R2を式(116)と置く。この式(116)のΔ
R2が二次抵抗変化量である。
4)に代入して、ΔR2を微小な値としてΔR22の項を
省略すると、二次抵抗変化量ΔR2は式(117)のよ
うに表される。そして、さらに式(117)のωs*に
式(105)の関係を代入して整理すると式(118)
となる。
抵抗変化量ΔR2は、指令演算手段21に送られて、Δ
R2を考慮した二次抵抗設定値R2*として、R2*=R2
*+ΔR2と置き換える。
量演算手段57の処理を実行するごとに行う。なお、Δ
R2の初期値は零である。
算を式(118)によりd−q座標上で行うので、演算
処理が簡単になる。
すように平方根演算が含まれていないので、演算処理が
容易になる。
示すブロック図である。実施例19では電流制御系の定
常偏差が存在する一般的な場合について説明した。しか
し、電流制御系で定常偏差がほとんど零とみなせる場合
には、図20に示すように構成することができる。
は、実施例1のものと同様である。また、56は実施例
19のものと同様である。58は抵抗変化量演算手段
で、一次電流指令値i1q*、i1d*、補償電圧e1q(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵
抗変化量ΔR2を演算する。この場合、式(115)及
び式(118)において、i1d=i1d*、i1q=i1q
*、Δi1d=Δi1q=0として各式を変形すると、最終
的にΔe1qが式(119)及びΔR2が式(120)の
ように表される。
8)の演算より、実施例20による式(120)の演算
は、演算内容を簡略化することができる。
示すブロック図である。図21において、図1の符号と
同一のものは、実施例1のものと同様である。また、5
6は実施例19のものと同様である。59は抵抗変化量
演算手段で、一次電流i1q、i1d、補償電圧e1q(f
b)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、式(1
21)によりΔe1qを、式(122)によりΔR2を演
算する。
8)の演算より、実施例21による式(122)の演算
は、演算内容を簡略化することができる。
示すブロック図である。図22において、図1の符号と
同一のものは、実施例1のものと同様である。また、5
6は実施例19のものと同様である。
パスフィルタで、一次電流i1d、i1qのリップル成分を
除去して、それぞれ一次信号電流i1d(f)、i1q
(f)を出力する。60は抵抗変化量演算手段で、一次
電流指令値i1q*、i1d*、一次信号電流i1q(f)、
i1d(f)、偏差電流Δi1q、Δi1d、補償電圧e1q
(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、Δ
e1qを式(118)により、二次抵抗変化量ΔR2を演
算する。
行う式(118)において、一次電流i1dをローパスフ
ィルタ37を通して得られた一次信号電流i1d(f)と
し、一次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得ら
れた一次信号電流i1q(f)とする。
を使って抵抗変化量ΔR2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。
示すブロック図である。図23において、37、38は
実施例4のものと同様であり、56は実施例19のもの
と同様であり、その他の図1の符号と同一のものは、実
施例1のものと同様である。
ィルタ37、38の出力である一次信号電流i1d
(f)、i1q(f)、補償電圧e1q(fb)及びインバ
ータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵抗変化量ΔR2を
演算する。
行う式(122)において、一次電流i1dをローパスフ
ィルタ37を通して得られた一次信号電流i1d(f)と
し、一次電流i1qをローパスフィルタ38を通して得ら
れた一次電流信号i1q(f)とする。
を使って抵抗変化量ΔR2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。
示すブロック図である。図24において、60は実施例
22のものと同様であり、56は実施例6のものと同様
であり、その他の図1の符号と同一のものは実施例1と
同様のものである。
ものと同様であり、一次電流i1d、i1qのリップル成分
を除去して一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力
する。
であり、それぞれ一次電流指令値i1d*、i1q*から一
次信号電流i1d(f)、i1q(f)を減算して、偏差電
流Δi1d、Δi1qを出力する。
8)によりi1q、i1dの代わりにi1q(f)、i1d
(f)を使って一次電流指令値i1q*、i1d*、一次信
号電流i1q(f)、i1d(f)、偏差電流Δi1q、Δi
1d、補償電圧e1q(fb)及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、二次抵抗変化量ΔR2を演算する。
を使って抵抗変化量ΔR2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。
示すブロック図である。図25において、61は実施例
25のものと同様であり、その他の図1の符号と同一の
ものは実施例1と同様である。
ものと同様であり、一次電流i1d、i1qのリップル成分
を除去して一次信号電流i1d(f)、i1q(f)を出力
する。
であり、それぞれ一次電流指令値i1d*、i1q*から一
次信号電流i1d(f)、i1q(f)を減算して、偏差電
流Δi1d、Δi1qを出力する。
2)によりi1q、i1dの代わりにi1q(f)、i1d(f)
を使って一次信号電流i1q*、i1d*、補償電圧e1q
(fb)及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二
次抵抗変化量ΔR2を演算する。
を使って抵抗変化量ΔR2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。
5では、抵抗変化量演算手段57〜61から出力された
二次抵抗変化量ΔR2を指令演算手段21に入力してい
るが、各抵抗値の変化はゆるやかであるので、図26に
示すように二次抵抗変化量リミッタ62を設けて、抵抗
変化量ΔR2をリミットしてもよい。
化量ΔR2の演算結果が過渡的に大きな値となっても、
指令演算手段21への抵抗変化量ΔR2が急激に大きな
値となるのを防止できる。
5では、補償電圧e1q(fb)を使って抵抗変化量ΔR
2を演算しているが、図27に示すように補償電圧e1q
(fb)をローパスフィルタ63を通してリップル成分
を除去した補償電圧信号e1q(fbf)を補償電圧e1q
(fb)の代わりに各抵抗変化量演算手段57〜61で
演算式に代入して、抵抗変化量ΔR2の演算を行っても
よい。
抗変化量ΔR2を演算することによって、演算結果にリ
ップルの影響が現れるのを防止できる。
5では、e1q(fb)を使って抵抗変化量ΔR2を演算
しているが、図28に示すように比例−積分補償形の定
電流補償手段64から出力する定常的な補償電圧として
積分補償電圧e1q(i)を補償電圧e1q(fb)の代わ
りに各抵抗変化量演算手段57〜61で式(115)に
入力して、Δe1qの演算を行ってもよい。
の演算処理が簡単にできる。
平方根演算が含まれていないので、演算処理が容易であ
る。
抵抗値及び二次抵抗値の変化が時間的にゆるやかである
ので、各抵抗変化量演算手段29、35、36、39、
40、57〜61の演算周期は他のベクトル制御ブロッ
クの演算周期より長い周期、例えば1秒に設定してもよ
い。
というように短い場合には、インバータ角周波数ωinv
及び電圧指令値e1q*、e1d*の値を設定して、その設
定値に達したときに抵抗変化量演算手段29、35、3
6、39、40、57〜61の演算を行うようにしても
よい。
変調形インバータ20は、三相電圧指令vu*、vv*、
vw*に基づいてパルス幅変調を行うものについて説明
したが、例えば空間電圧ベクトルに基づく方式、正弦波
・三角波比較方式等のパターン比較方式にも適用でき
る。
一次抵抗変化量ΔR1を式(28)により演算し、二次
抵抗変化量ΔR2を式(29)により演算することによ
って、一次抵抗変化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2を
d−q座標上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR1を式(30)により算出し、二次抵抗変化量ΔR2
を式(31)により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR1を式(32)により演算し、二次抵抗変化量ΔR2
を式(33)により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR1を式(34)により演算し、二次抵抗変化量ΔR2
を式(35)により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR1を式(36)により演算し、二次抵抗変化量ΔR2
を式(37)により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR1を式(38)により演算し、二次抵抗変化量ΔR2
を式(39)により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔR1及び二次抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。
ΔR2を式(40)により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。
ΔR2を式(41)により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。
ΔR2を式(42)により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔR2の演算をd−q座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。
求項3、請求項4、又は請求項6記載の誘導電動機のベ
クトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ入力す
るd軸一次電流i1dの代わりにi1dを第1のローパスフ
ィルタを通して得られたd軸一次信号電流i1d(f)と
し、q軸一次電流i1qの代わりにi1qを第2のローパス
フィルタを通して得られたq軸一次信号電流i1q(f)
とすることによって、演算結果にリップルの影響が現れ
るのを防止できる。
請求項6のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段へ入力される補償電
圧e1d(fb)の代わりにd軸一次電流偏差を積分した
積分値補償電圧e1d(i)とし、補償電圧e1q(fb)
の代わりにq軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧
e1q(i)とし、補償電圧e1q(fb)の代わりに第2
のローパスフィルタを通して得られたq軸信号補償電圧
e1q(fbf)とすることによって、定常的な補償電圧
を得ることができる。
請求項6のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段に入力される補償電
圧e1d(fb)の代わりに第1のローパスフィルタを通
して得られたd軸信号補償電圧e1d(fbf)とするこ
とによって、演算結果にリップルの影響が現れるのを防
止できる。
請求項9記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するd軸一次電流i1dの
代わりにi1dを第1のローパスフィルタを通して得られ
たd軸一次信号電流i1d(f)とし、q軸一次電流i1q
の代わりにi1qを第2のローパスフィルタを通して得ら
れたq軸一次信号電流i1q(f)とすることによって、
演算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。
請求項9のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段へ入力される補償電
圧e1q(fb)の代わりにq軸一次電流偏差i1qを積分
した積分値補償電圧e1q(i)とすることによって、定
常的な補償電圧を得ることができる。
請求項9のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段に入力される補償電
圧e1q(fb)の代わりにローパスフィルタを通して得
られたq軸信号補償電圧e1q(fbf)とすることによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。
請求項15のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、抵抗変化量演算手段の演算周期を指令
演算手段及び座標変換手段の演算周期より長くしたの
で、ゆるやかな二次抵抗の変化に対応して演算する。
である。
である。
である。
である。
である。
である。
である。
ック図である。
である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ブロック図である。
ブロック図である。
ブロック図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ク図である。
ブロック図である。
ブロック図である。
ブロック図である。
成を示すブロック図である。
ィードフォワード電圧演算手段、29,35,36,3
9,40,45〜49,57〜61 抵抗変化量演算手
段、32 座標変換手段、37,38,41,42,5
2,53,63 ローパスフィルタ。
Claims (16)
- 【請求項1】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、d軸一次電流i1
d、q軸一次電流d1q、i1d*とi1dとの偏差電流Δi1
d、i1q*とi1qとの偏差電流Δi1q、上記誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周
波数ωinv、Δi1dに対する補償電圧e1d(fb)及び
Δi1qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、上記
誘導電動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダク
タンスの設定値をM*、二次インダクタンスの設定値を
L2*、d軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧
変動量をΔe1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔR1を式
(1)により算出し、上記二次抵抗変化量ΔR2を式
(2)により演算して上記指令演算手段に出力し、フィ
ードフォワード電圧演算手段にi1d*、i1q*、ωinv
及びΔR1を入力してd軸のフィードフォワード電圧e1
d(ff)及びq軸のフィードフォワード電圧e1q(f
f)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)とe1d(f
f)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d*、e1q(f
b)とe1q(ff)とを加算したq軸一次電圧指令値e
1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θを入力
して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記三相電
圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機に供給
することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数1】 - 【請求項2】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、上記誘導電動機の
回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周波
数ωinv、i1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電流Δi1
dに対する補償電圧e1d(fb)及びi1q*とq軸一次
電流d1qとの偏差電流Δi1qに対する補償電圧e1q(f
b)を入力して、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値を
R2*、励磁インダクタンスの設定値をM*及び二次イ
ンダクタンスの設定値をL2*としたとき、一次抵抗変
化量ΔR1を式(3)により算出し、上記二次抵抗変化
量ΔR2を式(4)により演算して上記指令演算手段に
出力し、フィードフォワード電圧演算手段にi1d*、i
1q*、ωinv及びΔR1を入力してd軸のフィードフォワ
ード電圧e1d(ff)及びq軸のフィードフォワード電
圧e1q(ff)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)
とe1d(ff)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d
*、e1q(fb)とe1q(ff)とを加算したq軸一次
電圧指令値e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の
位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
が上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導
電動機に供給することを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御装置。 【数2】 - 【請求項3】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にd軸一次電流i1d、q軸一次電流d
1q、上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs*とを加算
したインバータ角周波数ωinv、i1d*とd軸一次電流
i1dとの偏差電流Δi1dに対する補償電圧e1d(fb)
及びi1q*とq軸一次電流d1qとの偏差電流Δi1qに対
する補償電圧e1q(fb)を入力して、上記誘導電動機
の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンスの設
定値をM*、二次インダクタンスの設定値をL2*とし
たとき、一次抵抗変化量ΔR1を式(5)により算出
し、上記二次抵抗変化量ΔR2を式(6)により演算し
て上記指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧
演算手段にi1d*、i1q*、ωinv及びΔR1を入力して
d軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及びq軸の
フィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、座標変
換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算したd軸
一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(ff)と
を加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinvを積分
したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所
定の電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴とする
誘導電動機のベクトル制御装置。 【数3】 - 【請求項4】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の
定電流補償手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電
流Δi1dを入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指
令値e1d*を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*と
q軸一次電流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi
1qを補償するq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、上記
抵抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、i1d、i1q、e
1d*、e1q*及び上記誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs*とを加算したインバータ角周波数ωinvを入力し
て、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁
インダクタンスの設定値をM*、二次インダクタンスの
設定値をL2*、d軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸
一次電圧変動量をΔe1qとしたとき、一次抵抗変化量Δ
R1を式(7)により算出し、上記二次抵抗変化量ΔR2
を式(8)により演算して上記指令演算手段に出力し、
座標変換手段にe1d*、e1q*及びωinvを積分したd
−q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換
し、インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。 【数4】 - 【請求項5】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の
定電流補償手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電
流Δi1dを入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指
令値e1d*を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*と
q軸一次電流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi
1qを補償するq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、上記
抵抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、e1d*、e1q*
及び上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs*とを加算
したインバータ角周波数ωinvを入力して、上記誘導電
動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンス
の設定値をM*、二次インダクタンスの設定値をL2
*、d軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧変動
量をΔe1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔR1を式
(9)により算出し、上記二次抵抗変化量ΔR2を式
(10)により演算して上記指令演算手段に出力し、座
標変換手段にe1d*、e1q*及びωinvを積分したd−
q座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、
インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧
を上記誘導電動機に供給することを特徴とする誘導電動
機のベクトル制御装置。 【数5】 - 【請求項6】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、第1の
定電流補償手段にi1d*とd軸一次電流i1dとの偏差電
流Δi1dを入力して、Δi1dを補償するd軸一次電圧指
令値e1d*を出力し、第2の定電流補償手段にi1q*と
q軸一次電流i1qとの偏差電流Δi1qを入力して、Δi
1qを補償するq軸一次電圧指令値e1q*を出力し、上記
抵抗変化量演算手段にi1d、i1q、e1d*、e1q*及び
上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs*とを加算した
インバータ角周波数ωinvを入力して、上記誘導電動機
の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタンスの設
定値をM*、二次インダクタンスの設定値をL2*、d
軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧変動量をΔ
e1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔR1を式(11)に
より算出し、上記二次抵抗変化量ΔR2を式(12)に
より演算して上記指令演算手段に出力し、座標変換手段
にe1d*、e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の
位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
が上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導
電動機に供給することを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御装置。 【数6】 - 【請求項7】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、d軸一次電流i1
d、q軸一次電流d1q、i1d*とi1dとの偏差電流Δi1
d、i1q*とi1qとの偏差電流Δi1q、上記誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周
波数ωinv、Δi1dに対する補償電圧e1d(fb)及び
Δi1qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、上記
誘導電動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダク
タンスの設定値をM*、二次インダクタンスの設定値を
L2*、d軸一次電圧変動量をΔe1d及びq軸一次電圧
変動量をΔe1qとしたとき、上記二次抵抗変化量ΔR2
を式(13)により演算して上記指令演算手段に出力
し、フィードフォワード電圧演算手段にi1d*、i1q*
及びωinvを入力してd軸のフィードフォワード電圧e1
d(ff)及びq軸のフィードフォワード電圧e1q(f
f)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)とe1d(f
f)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d*、e1q(f
b)とe1q(ff)とを加算したq軸一次電圧指令値e
1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θを入力
して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記三相電
圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機に供給
することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数7】 - 【請求項8】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にi1d*、i1q*、上記誘導電動機の
回転角周波数ωrとωs*とを加算したインバータ角周波
数ωinv、i1q*とq軸一次電流i1qとの偏差電流Δi1
qに対する補償電圧e1q(fb)を入力して、上記誘導
電動機の二次抵抗の設定値をR2*、励磁インダクタン
スの設定値をM*及び二次インダクタンスの設定値をL
2*としたとき、上記二次抵抗変化量ΔR2を式(14)
により演算して上記指令演算手段に出力し、フィードフ
ォワード電圧演算手段にi1d*、i1q*及びωinvを入
力してd軸のフィードフォワード電圧e1d(ff)及び
q軸のフィードフォワード電圧e1q(ff)を演算し、
座標変換手段にe1d(fb)とe1d(ff)とを加算し
たd軸一次電圧指令値e1d*、e1q(fb)とe1q(f
f)とを加算したq軸一次電圧指令値e1q*及びωinv
を積分したd−q座標系の位相θを入力して三相電圧指
令値に変換し、インバータが上記三相電圧指令値に基づ
いて所定の電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴
とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数8】 - 【請求項9】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をd軸とするd−q
座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔR2を入力し
て、d軸一次電流指令値i1d*、q軸一次電流指令値i
1q*及びすべり角周波数指令値ωs*を演算し、上記抵
抗変化量演算手段にd軸一次電流i1d、q軸一次電流d
1q、上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs*とを加算
したインバータ角周波数ωinv、i1q*とq軸一次電流
i1qとの偏差電流Δi1qに対する補償電圧e1q(fb)
を入力して、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値をR2
*、励磁インダクタンスの設定値をM*、二次インダク
タンスの設定値をL2*としたとき、上記二次抵抗変化
量ΔR2を式(15)により演算して上記指令演算手段
に出力し、フィードフォワード電圧演算手段にi1d*、
i1q*及びωinvを入力してd軸のフィードフォワード
電圧e1d(ff)及びq軸のフィードフォワード電圧e
1q(ff)を演算し、座標変換手段にe1d(fb)とe
1d(ff)とを加算したd軸一次電圧指令値e1d*、e
1q(fb)とe1q(ff)とを加算したq軸一次電圧指
令値e1q*及びωinvを積分したd−q座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記
三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機
に供給することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
装置。 【数9】 - 【請求項10】 請求項1、請求項3、請求項4、又は
請求項6記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するd軸一次電流i1dの
代わりにi1dを第1のローパスフィルタを通して得られ
たd軸一次信号電流i1d(f)とし、q軸一次電流i1q
の代わりにi1qを第2のローパスフィルタを通して得ら
れたq軸一次信号電流i1q(f)としたことを特徴とす
る誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項11】 請求項1から請求項6のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧e1d(fb)の代わり
にd軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧e1d
(i)とし、補償電圧e1q(fb)の代わりにq軸一次
電流偏差を積分した積分値補償電圧e1q(i)としたこ
とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項12】 請求項1から請求項6のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧e1d(fb)の代わり
にe1d(fb)を第1のローパスフィルタを通して得ら
れたd軸信号補償電圧e1d(fbf)とし、補償電圧e
1q(fb)の代わりにe1q(fb)を第2のローパスフ
ィルタを通して得られたq軸信号補償電圧e1q(fb
f)としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
装置。 - 【請求項13】 請求項7又は請求項9記載の誘導電動
機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ
入力するd軸一次電流i1dの代わりにi1dを第1のロー
パスフィルタを通して得られたd軸一次信号電流i1d
(f)とし、q軸一次電流i1qの代わりにi1qを第2の
ローパスフィルタを通して得られたq軸一次信号電流i
1q(f)としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル
制御装置。 - 【請求項14】 請求項7から請求項9のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧e1q(fb)の代わり
にq軸一次電流偏差i1qを積分した積分値補償電圧e1q
(i)としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制
御装置。 - 【請求項15】 請求項7から請求項9のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧e1q(fb)の代わり
にローパスフィルタを通して得られたq軸信号補償電圧
e1q(fbf)としたことを特徴とする誘導電動機のベ
クトル制御装置。 - 【請求項16】 請求項1から請求項15のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換手
段の演算周期より長くしたことを特徴とする誘導電動機
のベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32751494A JP3166525B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32751494A JP3166525B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08187000A JPH08187000A (ja) | 1996-07-16 |
JP3166525B2 true JP3166525B2 (ja) | 2001-05-14 |
Family
ID=18199977
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32751494A Expired - Lifetime JP3166525B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3166525B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2884658B1 (fr) * | 2005-04-13 | 2007-05-18 | Schneider Toshiba Inverter | Procede d'ajustement de parametres d'un moteur electrique et variateur de vitesse utilisant un tel procede |
JP4519864B2 (ja) | 2007-01-29 | 2010-08-04 | 三菱電機株式会社 | 交流回転機の電気的定数測定方法およびこの測定方法の実施に使用する交流回転機の制御装置 |
JP5167884B2 (ja) * | 2008-03-14 | 2013-03-21 | ダイキン工業株式会社 | コンバータの制御方法及び制御装置 |
KR101251339B1 (ko) * | 2011-07-21 | 2013-04-09 | 고려대학교 산학협력단 | 삼상 교류 신호의 지연 보상 시스템, 방법, 및 상기 방법을 실행시키기 위한 컴퓨터 판독 가능한 프로그램을 기록한 매체 |
KR101525650B1 (ko) * | 2012-02-16 | 2015-06-11 | 삼성전기주식회사 | 짝수-레벨 인버터 및 이의 구동 방법 |
KR200475245Y1 (ko) * | 2014-03-14 | 2014-11-20 | 유니맥스 정보 시스템 (주) | 이동형 레이저 전원 변환 시스템 |
-
1994
- 1994-12-28 JP JP32751494A patent/JP3166525B2/ja not_active Expired - Lifetime
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---|---|
JPH08187000A (ja) | 1996-07-16 |
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